EP0585976A2 - Hearing aid with cancellation of acoustic feedback - Google Patents

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EP0585976A2
EP0585976A2 EP93118186A EP93118186A EP0585976A2 EP 0585976 A2 EP0585976 A2 EP 0585976A2 EP 93118186 A EP93118186 A EP 93118186A EP 93118186 A EP93118186 A EP 93118186A EP 0585976 A2 EP0585976 A2 EP 0585976A2
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EP
European Patent Office
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input
output
unit
filter
compensator
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Withdrawn
Application number
EP93118186A
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German (de)
French (fr)
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EP0585976A3 (en
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August Nazar Kälin
Pius Gerold Estermann
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Sonova Holding AG
Original Assignee
Phonak AG
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Publication date
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Application filed by Phonak AG filed Critical Phonak AG
Priority to EP19930118186 priority Critical patent/EP0585976A3/en
Publication of EP0585976A2 publication Critical patent/EP0585976A2/en
Publication of EP0585976A3 publication Critical patent/EP0585976A3/en
Priority to DK94117510T priority patent/DK0656737T3/en
Priority to DE59405093T priority patent/DE59405093D1/en
Priority to AT94117510T priority patent/ATE162679T1/en
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    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04RLOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
    • H04R25/00Deaf-aid sets, i.e. electro-acoustic or electro-mechanical hearing aids; Electric tinnitus maskers providing an auditory perception
    • H04R25/45Prevention of acoustic reaction, i.e. acoustic oscillatory feedback
    • H04R25/453Prevention of acoustic reaction, i.e. acoustic oscillatory feedback electronically
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04RLOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
    • H04R25/00Deaf-aid sets, i.e. electro-acoustic or electro-mechanical hearing aids; Electric tinnitus maskers providing an auditory perception
    • H04R25/50Customised settings for obtaining desired overall acoustical characteristics
    • H04R25/505Customised settings for obtaining desired overall acoustical characteristics using digital signal processing

Definitions

  • the present invention relates to a hearing aid according to the preamble of claim 1.
  • acoustic-electrical (ak / el) converter 1 shows an acoustic-electrical (ak / el) converter 1 with a downstream analog / digital (A / D) converter 3, a digital amplification filter section 5, which on the output side is connected to a digital / analog (D / A) converter 7, the latter acts on the electrical-acoustic (el / ak) converter 9.
  • Block 11 represents the acoustic-mechanical interference feedback with the generally time-variant transmission behavior h.
  • the feedback signal y (t) is superimposed on the useful signal v (t) and fed to the input of the ak / el converter 1, which supplies the discrete-time samples d (nT) required for digital processing on the output side at times nT.
  • a disadvantage of this procedure is that with an assumed filter length of the compensator 15 of m steps, 2 m multiplications per sample value of the A / D converter 3 are necessary, which leads to an extremely complex system. This is particularly important with a view to the miniaturization required for hearing aids.
  • step length ⁇ of the LMS algorithm for maintaining the speech signal transmission is chosen to be as small as possible, so that the adaptation of the compensator filter to the interference feedback path 11 becomes correspondingly slow, which increases the possible increase in the gain on the path 5 limited for reasons of stability.
  • a disadvantage of this procedure is the additional generator for the measurement signal, its necessary amplitude control to ensure a sufficient signal to noise ratio.
  • This procedure made it possible to increase the gain on the amplifier filter section by approx. 17dB with a compensator filter of the 32nd order.
  • the signal processing was carried out both on the gain filter section 5 according to FIG. 1 and on the compensator in the frequency range, for which purpose the output signal of the A / D converter 3 was transformed into the frequency range by means of an overlapping orthogonal transformation (LOT) on the unit 17.
  • a corresponding inverse transformation (ILOT) at the unit 19 then again supplies the required signal u (nT) at the input of the el / ak converter 7.
  • the time domain / frequency domain transformation is not, as shown in FIG. 2, in front of the difference unit 13 f is carried out, but the resulting difference is still carried out in the time domain, the required time invariance of the system can surprisingly be obtained.
  • the time domain / frequency domain transformations that are still used are made possible with significantly smaller block lengths, which in turn increases the compensation efficiency and thus enables the gain on the gain filter section 5 f according to FIG. 2 to be increased drastically.
  • FIG. 3 shows the basic principle of the present invention or of the hearing aid device according to the invention on the basis of a signal flow / functional block diagram.
  • the reference symbols already used with reference to FIGS. 1 and 2 are used therein for the function blocks and signals already described there.
  • the difference signal r (nT) is converted at a LOT transformation unit 20 into the adaptation control signal E [k], which is fed to the adaptation input A f of the compensator filter 15 f . Because the time domain / frequency domain transformation takes place in the LOT transformation unit 20 in blocks of a predetermined number of samples from the difference signal r (nT), [k] denotes the number of the signal block appearing on the output side of the transformation unit 20.
  • the difference signal r (nT) is supplied to the amplification filter section 5 in the time domain and fed to the el / ak converter 9 via the D / A converter 7.
  • the D / A converter 7 is acted upon by the time-discrete output signal u (nT) of the amplification filter section 5.
  • This output signal u (nT) is fed to a further orthogonal transformation unit 22, where it is converted from the time domain to the frequency domain.
  • the output signal of the transformation unit 22 is fed to the input E f of the compensator filter 15 f as an input signal.
  • the output signal of said filter 15 f is transformed back into the time domain at a reverse transformation unit 24 and its output signal ⁇ (nT) is fed to the difference forming unit 13 as a discrete-time signal.
  • the amplification filter section 5 f is preceded by a transformation unit LOT 28 and the D / A converter 7 is a reverse transformation unit ILOT 26; the transformation unit 22 according to FIG. 3 is omitted.
  • FIG. 3 shows, as mentioned, a first form of implementation which corresponds to the definition according to claim 2, namely in which a respective transformation unit LOT 20 or 22 is arranged upstream of the signal input E f and the adaptation input A f of the compensator filter 15 f .
  • a preferred embodiment variant is that according to FIG. 4, which corresponds to the definition according to claim 3, according to which the adaptation input of the compensator filter 15 f and the input of the amplification filter section 5 f are preceded by a LOT transformation unit 20 or 28 and the input of the D / A converter 7 has a corresponding reverse transformation unit 26.
  • the gain filter 5 f is also preceded by a LOT transformation unit 28, the input of the D / A converter 7 is a reverse transformation unit 26, and the output of the compensator filter 15 f downstream of a reverse transformation unit 24.
  • These transformation or reverse transformation units 28, 24 and 26 operate in the mentioned preferred embodiment according to the "overlap-save” technique.
  • the transformation unit 20 upstream of the adaptation input A f in particular according to FIG. 4, preferably operates according to the "overlap-add" principle.
  • the time discrete differential signal r (nT) of a single LOT transform unit 30 is fed to here, from whose output signal both the adaption input A f supplied adaptation signal E [k] as well as that of the enhancement filter path 5 f supplied input signal R [k ] is formed.
  • the overlapping orthogonal transformations are preferably based on the DFT.
  • FIG. 6 shows a form of realization of the data transmission path between the time-discrete difference signal r (nT) on the output side of the difference forming unit 13 for the adaptation signal E [k] or the input signal R [k] to the amplification filter section 5 f according to FIG. 5.
  • an overlapping orthogonal transformation based on the DFT follows the output of the difference formation unit 13 with the time-discrete difference signal r (nT).
  • the actual gain filter 40 which is followed by a delay unit 42 with corresponding intermediate storage, follows first within the gain filter section 5 f acted upon by R [k].
  • the block signal U [k + 1] available on the output side is now supplied on the one hand to the input E f of the compensator 15 f and on the other hand is subjected to an inverse DFT of the "overlap-save" type in the ILOT unit 26. Since the corresponding time signal u (nT) is delayed by a partial block length N. arises, the numbering of U [k + 1] with the block number k + 1 is justified afterwards.
  • FIG. 8 shows a further preferred variant of the hearing aid according to the invention.
  • the block signals U [k + 1] to U [k + 1-L] are provided by buffering with delay units of the type, as shown at 56, and based on this with the aid of partial compensators, the first of which is referred to as unit 50 in FIG. 8 is, the partial estimates ⁇ 1 [k + 1] to ⁇ L [k + 1] generated, which in turn are added in unit 52 to the total estimate ⁇ [k + 1].
  • the ILOT unit 24 in the preferred variant via an inverse DFT of the "overlap-save" type, then transforms back into the time domain.
  • the partial estimate ⁇ 1 [k + 1] arises at the output of the multiplication unit 64, on which the block signals U [k + 1] and the block weight ⁇ 1 [k + 1] act at the input.
  • the block weight H i [k + 1] represents the current estimate in the frequency range for the i-th subrange of length N of the discrete-time impulse response h of the acoustic-mechanical interference feedback 11.
  • the estimate H i [k + 1] is preceded by the formation of ⁇ i, j [k + 1] updated using the old estimate H i [k].
  • the block signal U [k + 1-1] and the step size ⁇ [k + 1-1] act on the multiplication unit 54, which is led on the output side together with the block signal E [k] to the multiplication unit 58.
  • the output of unit 58 is then in summation unit 60 according to the formula used to update H1 [k + 1].
  • j denotes the block location and i the partial compensator number.
  • the index (*) stands for conjugate complex.
  • FIG. 9 shows a preferred variant for generating the normalized step size ⁇ [k] according to FIG. 8, which is also used to stop the adaptation process.
  • this block signal is used to calculate the current block signal ⁇ [k] before being fed to the multiplication unit 54 by supplying the block signal U [k] to a power detection unit 70 is, which in turn on two interpolation filters 72, respectively. 74 acts.
  • these interpolation filters control the scaling unit 78, which ultimately has the scaling size required for the normalization of the reference step size ⁇ 0 S [k] provides at the input of the multiplication unit 80.
  • the interpolation filters work according to the formula and are parameterized with ⁇ and c.
  • the index j denotes the block location.
  • the scaling variable S [k] is now used on the one hand via the output of the filter 72, in FIG. 9 as a block signal P U [k], to normalize the reference step size ⁇ weite, but on the other hand also via the output of the filter 74, in FIG. 9 referred to as block signal P U min [k], for freezing the adaptation process of individual frequency components when the power is insufficient.
  • the scaling variable S [k] is according to the formula formed, the j denoting the block location as usual.
  • FIG. 10 shows a further preferred variant which, with the use of partial compensators according to FIG. 8, significantly improves the speech quality with otherwise the same parameters.
  • the estimate ⁇ i [k + 1] of the partial compensator i previously the multiplication with U [k + 2-i] in unit 64 of FIG. 8, guided over a projection unit 62.
  • the block weight ⁇ i [k + 1] is subjected to an inverse DFT (unit 82), then cleaned by zeroing the block locations with index N to 2N-1 (unit 84) and finally transformed back into the frequency range (unit 86).

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Abstract

In a hearing aid with a gain filter section, the acoustomechanical noise feedback is compensated for by means of a compensator (15). The signal connection at the compensator (15) and preferably also at the gain filter section (5) is in the frequency domain, for which purpose a differentiating unit (13), into which the compensator signal is injected, is followed by time-domain/frequency-domain transformation units (20, 28), or corresponding inverse transformation units (26, 24). <IMAGE>

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Hörhilfegerät nach dem Oberbegriff von Anspruch 1.The present invention relates to a hearing aid according to the preamble of claim 1.

Die Probleme, die sich insbesondere aufgrund der akustischen Rückkopplung zwischen dem elektrisch-akustischen Wandler und dem akustisch-elektrischen Wandler derartiger Hörhilfegeräte ergeben, sind bekannt und beispielsweise in der EP-A-0 415 677 ausführlich erörtert, welche diesbezüglich als integrierender Bestandteil der vorliegenden Beschreibung erklärt wird.The problems which arise in particular due to the acoustic feedback between the electrical-acoustic transducer and the acoustic-electrical transducer of such hearing aids are known and are discussed in detail, for example, in EP-A-0 415 677, which in this regard is an integral part of the present description is explained.

Es wurde versucht, diese Probleme prinzipiell, wie in Fig. 1 dargestellt, zu lösen.An attempt was made to solve these problems in principle, as shown in FIG. 1.

Fig. 1 zeigt einen akustisch-elektrischen (ak/el) Wandler 1 mit nachgeschaltetem Analog/Digital(A/D)-Wandler 3, einer digitalen Verstärkungsfilterstrecke 5, welche ausgangsseitig auf einen Digital/Analog(D/A)-Wandler 7, letzterer auf den elektrisch-akustischen (el/ak) Wandler 9 wirkt.1 shows an acoustic-electrical (ak / el) converter 1 with a downstream analog / digital (A / D) converter 3, a digital amplification filter section 5, which on the output side is connected to a digital / analog (D / A) converter 7, the latter acts on the electrical-acoustic (el / ak) converter 9.

Mit dem Block 11 ist die akustisch-mechanische Störrückkopplung mit dem im allgemeinen zeitvarianten Uebertragungsverhalten h dargestellt. Das rückgekoppelte Signal y(t) wird dem Nutzsignal v(t) überlagert und dem Eingang des ak/el-Wandlers 1 zugeführt, der ausgangsseitig zu den Zeiten nT die für die digitale Verarbeitung benötigten zeitdiskreten Abtastwerte d(nT) liefert.Block 11 represents the acoustic-mechanical interference feedback with the generally time-variant transmission behavior h. The feedback signal y (t) is superimposed on the useful signal v (t) and fed to the input of the ak / el converter 1, which supplies the discrete-time samples d (nT) required for digital processing on the output side at times nT.

Zur Unterdrückung des störrückgekoppelten Signals y(t) wurde beispielsweise in D.K. Bustamante et al., "Measurement and adaptive suppression of acoustic feedback in hearing aids", Proc. 1989 IEEE ICASSP, 3:2017-2020, 1989, vorgeschlagen, einer Differenzeinheit 13 über einen Kompensator 15 die aus dem Ausgangssignal der Verstärkungsfilterstrecke 5 durch Filterung mit einem m-stufigen FIR(finite impulse response)-Filter gebildete Schätzung ŷ(nT) zuzuführen. Dabei werden mit Hilfe des bekannten LMS(least mean square)-Algorithmus die Filterkoeffizienten iterative verändert, bis das ausgangsseitige Differenzsignal e(nT) nicht mehr mit der Schätzung ŷ(nT) korreliert. Das für die Adaption benötigte Signal e(nT) wird dem Kompensator 15 über den Adaptionseingang A zugeführt.To suppress the interference-feedback signal y (t), for example in DK Bustamante et al., "Measurement and adaptive suppression of acoustic feedback in hearing aids", Proc. 1989 IEEE ICASSP, 3: 2017-2020, 1989, proposed a differential unit 13 via a compensator 15 to supply the output signal of the gain filter section 5 by filtering with an m-stage FIR (finite impulse response) filter fin (nT). With the help of the known LMS (least mean square) algorithm, the filter coefficients are changed iteratively until the output signal e (nT) no longer correlates with the estimate ŷ (nT). The signal e (nT) required for the adaptation is fed to the compensator 15 via the adaptation input A.

Unter der Annahme von Unkorreliertheit von Nutzsignal v(t) bzw. v(nT) und verstärktem Signal u(t) bzw. u(nT), was durch geeignete Wahl der Zeitverzögerung DT im digitalen Verstärkungsfilter der Strecke 5 erreicht werden kann, wird es hierdurch möglich, die Verstärkung des Verstärkungsfilters 5 gegenüber Hörhilfegeräten ohne Kompensator 15 um 6 bis 10dB zu erhöhen.Assuming that the useful signal v (t) or v (nT) and the amplified signal u (t) or u (nT) are uncorrelated, which can be achieved by a suitable choice of the time delay DT in the digital gain filter of the path 5, it becomes This makes it possible to increase the gain of the amplification filter 5 by 6 to 10 dB compared to hearing aids without a compensator 15.

Nachteilig an diesem Vorgehen ist, dass bei einer angenommenen Filterlänge des Kompensators 15 von m-Stufen, 2 m-Multiplikationen pro Abtastwert des A/D-Wandlers 3 notwendig sind, was zu einem ausserordentlich aufwendigen System führt. Dies insbesondere mit Blick auf die geforderte Miniaturisierung bei Hörhilfegeräten.A disadvantage of this procedure is that with an assumed filter length of the compensator 15 of m steps, 2 m multiplications per sample value of the A / D converter 3 are necessary, which leads to an extremely complex system. This is particularly important with a view to the miniaturization required for hearing aids.

Im weiteren ist es erforderlich, dass die Schrittlänge µ des LMS-Algorithmus für die Erhaltung der Sprachsignal-Uebertragung möglichst klein zu wählen ist, womit die Adaption des Kompensatorfilters an die Störrückkopplungsstrecke 11 entsprechend langsam wird, was die mögliche Erhöhung der Verstärkung an der Strecke 5 aus Stabilitätsgründen beschränkt.Furthermore, it is necessary that the step length μ of the LMS algorithm for maintaining the speech signal transmission is chosen to be as small as possible, so that the adaptation of the compensator filter to the interference feedback path 11 becomes correspondingly slow, which increases the possible increase in the gain on the path 5 limited for reasons of stability.

In Weiterentwicklung des in Fig. 1 dargestellten Vorgehens wurde dann versucht, dem System ein stationäres Messsignal einzukoppeln, wie beispielsweise aus "Feedback cancellation in hearing aids: Results from a computer simulation", J.M. Kates, IEEE Trans. on Signal Processing, Vol. 39, Nr. 3, March 1991, oder der EP-A-0 415 677 beschrieben. Es wurde dabei als stationäres Messsignal ein Rauschsignal dem System zugeführt.In a further development of the procedure shown in FIG. 1, an attempt was then made to couple the system with a stationary measurement signal, for example from "Feedback cancellation in hearing aids: Results from a computer simulation ", JM Kates, IEEE Trans. on Signal Processing, Vol. 39, No. 3, March 1991, or EP-A-0 415 677. A noise signal was used as a stationary measurement signal fed to the system.

Nachteilig an diesem Vorgehen ist der zusätzliche Generator für das Messsignal, dessen notwendige Amplitudensteuerung zur Sicherstellung eines genügenden Signal- zu Rauschverhältnisses.A disadvantage of this procedure is the additional generator for the measurement signal, its necessary amplitude control to ensure a sufficient signal to noise ratio.

Mit einem Kompensatorfilter 32. Ordnung wurde durch dieses Vorgehen eine Erhöhung der Verstärkung an der Verstärkerfilterstrecke um ca. 17dB möglich.This procedure made it possible to increase the gain on the amplifier filter section by approx. 17dB with a compensator filter of the 32nd order.

Aufgrund der bei letzterwähnter Technik mit Messsignaleinkopplung sich ergebenden Nachteile wurde schiesslich ein Vorgehen gemäss Fig. 2 vorgeschlagen, gemäss "Integrated Frequency-Domain Digital Hearing Aid With the Lapped Transform", S.M. Kuo and S. Voepel, Electronics Letters, Vol. 28, Nr. 23, November 1992.Due to the disadvantages resulting from the latter technique with measurement signal coupling, a procedure according to FIG. 2 was finally proposed, according to "Integrated Frequency-Domain Digital Hearing Aid With the Lapped Transform", S.M. Kuo and S. Voepel, Electronics Letters, Vol. 28, No. 23, November 1992.

Demnach wurde die Signalverarbeitung sowohl an der Verstärkungsfilterstrecke 5 gemäss Fig. 1 wie auch am Kompensator im Frequenzbereich vorgenommen, wozu das Ausgangssignal des A/D-Wandlers 3 mittels einer überlappenden orthogonalen Transformation (LOT) an der Einheit 17 in den Frequenzbereich transformiert wurde. Eine entsprechende Rücktransformation (ILOT) an der Einheit 19 liefert dann eingangs des el/ak-Wandlers 7 wieder das benötigte Signal u(nT).Accordingly, the signal processing was carried out both on the gain filter section 5 according to FIG. 1 and on the compensator in the frequency range, for which purpose the output signal of the A / D converter 3 was transformed into the frequency range by means of an overlapping orthogonal transformation (LOT) on the unit 17. A corresponding inverse transformation (ILOT) at the unit 19 then again supplies the required signal u (nT) at the input of the el / ak converter 7.

Weil bei geeigneter Zeitbereich/Frequenzbereich-Transformation, insbesondere bei der diskreten Fourier-Transformation (DFT) und der diskreten Hartley-Transformation (DHT), die Faltung an den Kompensator- und Verstärkungsfiltern 15 bzw. 5 beim Uebergang in den Frequenzbereich in eine Multiplikation übergeht, ergibt sich durch dieses Vorgehen grundsätzlich eine Verringerung des Rechen- bzw. Hardware-Aufwandes. Um eine realisierbare endliche Transformationslänge zu erhalten, ist dabei aber eine Unterteilung des diskreten Signals d(nT) eingangsseitig der Transformationseinheit 17 in Blöcke gegebener Länge notwendig. Leider können die damit verbundenen Fehler, verglichen mit der konventionellen Faltung, für die Anordnung gemäss Fig. 2 auch mit einer überlappenden Blockaufteilung nicht beseitigt werden. Sie führen zu einem zeitvarianten System, auch dann, wenn mit der Störrückkopplung h das Kompensationsfilter 15f zeitvariant bzw. eingefroren wird.Because with a suitable time domain / frequency domain transformation, in particular with the discrete Fourier transform (DFT) and the discrete Hartley transform (DHT), the convolution on the compensator and gain filters 15 and 5, respectively when the transition to the frequency range changes into a multiplication, this procedure basically results in a reduction in the computational or hardware expenditure. In order to obtain a finite transformation length that can be realized, a subdivision of the discrete signal d (nT) on the input side of the transformation unit 17 into blocks of a given length is necessary. Unfortunately, the errors associated with this, compared with the conventional folding, cannot be eliminated for the arrangement according to FIG. 2 even with an overlapping block division. They lead to a time-variant system, even if, with the interference feedback h, the compensation filter 15 f is time-variant or frozen.

Deshalb musste ein Kompromiss eingegangen werden, durch Wahl langer Blocklängen von z.B. 512 Abtastwerten, was wiederum zu einer ineffizienten Kompensation über dem Kompensatorfilter 15f führt. Entsprechend blieb die erreichbare Verstärkungserhöhung an der Verstärkerfilterstrecke 5f auf unter 10dB beschränkt.Therefore, a compromise had to be made by choosing long block lengths of, for example, 512 samples, which in turn leads to inefficient compensation via the compensating filter 15 f . Accordingly, the achievable gain increase on amplifier filter section 5 f was limited to less than 10 dB.

Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Hörhilfegerät eingangs genannter Art zu schaffen, bei welchem unter Erhalt der Vorteile der Signalverarbeitung im Frequenzbereich Zeitinvarianz des Systems, bei zeitinvarianter Störrückkopplung, gewährleistet ist, bei dem weiter der Rechen- bzw. Hardware-Aufwand minimalisiert ist, zu einem solchen Mass, dass die Signalverarbeitung ohne weiteres unter den bei Hörhilfegeräten äusserst eingeschränkten Platzverhältnissen realisierbar ist.It is an object of the present invention to provide a hearing aid device of the type mentioned, in which, while maintaining the advantages of signal processing in the frequency range, time invariance of the system, with time-invariant interference feedback, is guaranteed, in which the computational or hardware outlay is further minimized, To such an extent that signal processing can be easily implemented under the extremely limited space available in hearing aids.

Dies wird, ausgehend vom letztgenannten Hörhilfegerät, dadurch erreicht, dass es nach dem kennzeichnenden Teil von Anspruch 1 ausgebildet ist.This is achieved, starting from the latter hearing aid device, in that it is designed according to the characterizing part of claim 1.

Dadurch, dass die Zeitbereich/Frequenzbereich-Transformation nicht, wie in Fig. 2 dargestellt, vor der Differenzeinheit 13f durchgeführt wird, sondern die daran erfolgende Differenzbildung noch im Zeitbereich durchgeführt wird, kann erstaunlicherweise die geforderte Zeitinvarianz des Systems erhalten werden. Insbesondere bei Wahl geeignet überlappender Blockaufteilung wird dabei ermöglicht, die weiterhin eingesetzten Zeitbereich/Frequenzbereich-Transformationen mit wesentlich kleineren Blocklängen zu realisieren, was wiederum die Kompensationseffizienz erhöht und mithin ermöglicht, die Verstärkung an der Verstärkungsfilterstrecke 5f gemäss Fig. 2 drastisch zu erhöhen.Because the time domain / frequency domain transformation is not, as shown in FIG. 2, in front of the difference unit 13 f is carried out, but the resulting difference is still carried out in the time domain, the required time invariance of the system can surprisingly be obtained. In particular, if a suitably overlapping block division is selected, the time domain / frequency domain transformations that are still used are made possible with significantly smaller block lengths, which in turn increases the compensation efficiency and thus enables the gain on the gain filter section 5 f according to FIG. 2 to be increased drastically.

Die Erfindung mit ihren in den weiteren Ansprüchen spezifizierten bevorzugten Ausführungsvarianten wird anschliessend vorerst Schritt für Schritt anhand von Figuren beispielsweise erläutert und schliesslich anhand eines Realisationsbeispiels präsentiert.The invention, with its preferred embodiment variants specified in the further claims, is subsequently explained step by step using figures, for example, and finally presented using an implementation example.

Hierzu zeigen:

Fig. 1
anhand eines Funktionsblockdiagrammes, vereinfacht, ein bekanntes Hörhilfegerät, bei welchem die Signalverarbeitung zeitdiskret erfolgt;
Fig. 2
in Darstellung analog zu Fig. 1, ein weiteres bekanntes Hörhilfegerät, bei welchem die Signalverarbeitung an Rückkopplungskompensator und Verstärkungsfilterstrecke gemäss Fig. 1 im Frequenzbereich durchgeführt wird;
Fig. 3
in Darstellung analog derjenigen der Fig. 1 und 2, eine erste Ausführungsvariante eines erfindungsgemässen Hörhilfegerätes;
Fig. 4
eine weitere bevorzugte Ausführungsvariante des Hörhilfegerätes nach Fig. 3, dargestellt analog zu den Fig. 1 bis 3;
Fig. 5
ausgehend von dem in Fig. 4 dargestellten Hörhilfegerät, eine weitere bevorzugte Ausführungsvariante des erfindungsgemässen Gerätes in Darstellung analog derjenigen der Fig. 1 bis 4;
Fig. 6
anhand eines vereinfachten Signalfluss-Funktionsblockdiagrammes eine bevorzugte Realisationsform der dem Adaptionseingang und der Verstärkungsfilterstrecke vorgelagerten Transformationseinheit gemäss Fig. 5;
Fig. 7
anhand eines vereinfachten Signalfluss-Funktionsblockdiagrammes eine bevorzugte Ausführungsvariante der Verstärkungsfilterstrecke am erfindungsgemässen Gerät gemäss Fig. 5;
Fig. 8
anhand eines vereinfachten Signalfluss-Funktionsblockdiagrammes die bevorzugte Realisation des Kompensatorfilters am erfindungsgemässen Gerät gemäss Fig. 5;
Fig. 9
anhand eines vereinfachten Funktionsblock-Signalflussdiagrammes die Bildung des Schrittgrössensignals in Funktion der erfassten Signalleistung, welches Schrittgrössensignal, wie in Fig. 9 bevorzugterweise gebildet, bei der Realisation des Kompensatorfilters nach Fig. 8 eingesetzt ist;
Fig. 10
eine bei der Realisation des Kompensatorfilters gemäss Fig. 8 bevorzugterweise eingesetzte Einheit in vereinfachterSignalfluss-Funktionsblockdarstellung.
Show:
Fig. 1
based on a functional block diagram, simplified, a known hearing aid in which the signal processing is time-discrete;
Fig. 2
in the representation analogous to FIG. 1, another known hearing aid device in which the signal processing on the feedback compensator and amplification filter section according to FIG. 1 is carried out in the frequency range;
Fig. 3
in representation analogous to that of Figures 1 and 2, a first embodiment of a hearing aid according to the invention;
Fig. 4
another preferred embodiment of the 3, shown analogously to FIGS. 1 to 3;
Fig. 5
starting from the hearing aid device shown in FIG. 4, a further preferred embodiment variant of the device according to the invention in a representation analogous to that of FIGS. 1 to 4;
Fig. 6
based on a simplified signal flow function block diagram, a preferred form of implementation of the transformation unit upstream of the adaptation input and the amplification filter section according to FIG. 5;
Fig. 7
based on a simplified signal flow function block diagram, a preferred embodiment variant of the amplification filter section on the device according to the invention according to FIG. 5;
Fig. 8
based on a simplified signal flow function block diagram, the preferred implementation of the compensator filter on the inventive device according to FIG. 5;
Fig. 9
on the basis of a simplified function block signal flow diagram, the formation of the step size signal as a function of the detected signal power, which step size signal, as preferably formed in FIG. 9, is used in the implementation of the compensator filter according to FIG. 8;
Fig. 10
a unit which is preferably used in the implementation of the compensator filter according to FIG. 8 in a simplified signal flow function block representation.

In Fig. 3 ist anhand eines Signalfluss/Funktionsblockdiagrammes das Grundprinzip der vorliegenden Erfindung bzw. des erfindungsgemässen Hörhilfegerätes dargestellt. Es sind darin die bereits anhand der Fig. 1 und 2 verwendeten Bezugszeichen für die bereits dort beschriebenen Funktionsblöcke und Signale verwendet.3 shows the basic principle of the present invention or of the hearing aid device according to the invention on the basis of a signal flow / functional block diagram. The reference symbols already used with reference to FIGS. 1 and 2 are used therein for the function blocks and signals already described there.

In beiden in den Fig. 3 und 4 dargestellten Ausführungsvarianten wird erfindungsgemäss an der Differenzbildungseinheit 13 das zeitdiskrete Differenzsignal r(nT) aus dem A/D-gewandelten Ausgangssignal d(t) des ak/el-Wandlers 1 und dem Ausgangssignal des Kompensatorfilters 15f gebildet. Erst das Differenzsignal r(nT) ausgangsseitig der Differenzbildungseinheit 13 wird einer überlappenden orthogonalen Transformation LOT unterworfen.3 and 4, the discrete-time difference signal r (nT) from the A / D-converted output signal d (t) of the ak / el converter 1 and the output signal of the compensator filter 15 f educated. Only the difference signal r (nT) on the output side of the difference formation unit 13 is subjected to an overlapping orthogonal transformation LOT.

Gemäss Fig. 3 wird das Differenzsignal r(nT) an einer LOT-Transformationseinheit 20 in das Adaptionssteuersignal E[k] gewandelt, welches dem Adaptionseingang Af des Kompensatorfilters 15f zugeführt wird. Weil an der LOT-Transformationseinheit 20 die Zeitbereich/Frequenzbereich-Transformation in Blöcken vorgegebener Anzahl Abtastwerte aus dem Differenzsignal r(nT) erfolgt, bezeichnet [k] die Nummer des ausgangsseitig der Transformationseinheit 20 erscheinenden Signalblocks.3, the difference signal r (nT) is converted at a LOT transformation unit 20 into the adaptation control signal E [k], which is fed to the adaptation input A f of the compensator filter 15 f . Because the time domain / frequency domain transformation takes place in the LOT transformation unit 20 in blocks of a predetermined number of samples from the difference signal r (nT), [k] denotes the number of the signal block appearing on the output side of the transformation unit 20.

Das Differenzsignal r(nT) wird gemäss Fig. 3 im Zeitbereich der Verstärkungsfilterstrecke 5 zugeführt und über den D/A-Wandler 7 dem el/ak-Wandler 9 zugespiesen. Eingangsseitig ist der D/A-Wandler 7 beaufschlagt mit dem zeitdiskreten Ausgangssignal u(nT) der Verstärkungsfilterstrecke 5. Dieses Ausgangssignal u(nT) wird einer weiteren orthogonalen Transformationseinheit 22 zugeführt und dort vom Zeitbereich in den Frequenzbereich gewandelt. Das Ausgangssignal der Transformationseinheit 22 wird als Eingangssignal dem Eingang Ef des Kompensatorfilters 15f zugeführt. Das Ausgangssignal besagten Filters 15f wird an einer Rücktransformationseinheit 24 in den Zeitbereich rücktransformiert und ihr Ausgangssignal ŷ(nT) als zeitdiskretes Signal der Differenzbildungseinheit 13 zugeführt.3, the difference signal r (nT) is supplied to the amplification filter section 5 in the time domain and fed to the el / ak converter 9 via the D / A converter 7. On the input side, the D / A converter 7 is acted upon by the time-discrete output signal u (nT) of the amplification filter section 5. This output signal u (nT) is fed to a further orthogonal transformation unit 22, where it is converted from the time domain to the frequency domain. The output signal of the transformation unit 22 is fed to the input E f of the compensator filter 15 f as an input signal. The output signal of said filter 15 f is transformed back into the time domain at a reverse transformation unit 24 and its output signal ŷ (nT) is fed to the difference forming unit 13 as a discrete-time signal.

Zu der Ausführungsvariante in Fig. 3 hinzukommend, wird nun gemäss Fig. 4 nicht nur die Signalverarbeitung am Kompensationsfilter 15f im Frequenzbereich vorgenommen, sondern auch an der Verstärkungsfilterstrecke 5f. Hierzu ist der Verstärkungsfilterstrecke 5f eine Transformationseinheit LOT 28 vorgeschaltet und dem D/A-Wandler 7 eine Rücktransformationseinheit ILOT 26; die Transformationseinheit 22 gemäss Fig. 3 entfällt.In addition to the embodiment variant in FIG. 3, according to FIG. 4 not only the signal processing is carried out on the compensation filter 15 f in the frequency range but also on the amplification filter section 5 f . For this purpose, the amplification filter section 5 f is preceded by a transformation unit LOT 28 and the D / A converter 7 is a reverse transformation unit ILOT 26; the transformation unit 22 according to FIG. 3 is omitted.

Grundsätzlich wird demnach, und gemäss Wortlaut von Anspruch 1, wie anhand von Fig. 3 und 4 erläutert wurde, im Unterschied zu bekannten Vorgehen gemäss Fig. 2, die Differenzbildung an der Differenzbildungseinheit 13 im Zeitbereich vorgenommen, wodurch die obgenannten Nachteile bezüglich Zeitvarianz des Vorgehens gemäss Fig. 2 behoben sind.Basically, and in accordance with the wording of claim 1, as was explained with reference to FIGS. 3 and 4, in contrast to known procedures according to FIG. 2, the difference is formed at the difference forming unit 13 in the time domain, as a result of which the above-mentioned disadvantages with regard to the time variance of the procedure 2 are resolved.

Es ergibt sich damit die Möglichkeit, an den LOT-Transformationseinheiten 20, 22, 28 und, entsprechend, an den Rücktransformationseinheiten 24, 26 mit wesentlich kleineren Blocklängen zu arbeiten, als dies beim Vorgehen gemäss Fig. 2 möglich ist, beispielsweise gemäss einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung mit Blocklängen der Blöcke k von 128 Abtastwerten.This results in the possibility of working on the LOT transformation units 20, 22, 28 and, correspondingly, on the reverse transformation units 24, 26 with significantly smaller block lengths than is possible in the procedure according to FIG. 2, for example according to a preferred exemplary embodiment of the present invention with block lengths of blocks k of 128 samples.

Fig. 3 zeigt dabei, wie erwähnt, eine erste Realisationsform, welche der Definition gemäss Anspruch 2 entspricht, nämlich bei der je eine Transformationseinheit LOT 20 bzw. 22 dem Signaleingang Ef und dem Adaptionseingang Af des Kompensatorfilters 15f vorgelagert ist.3 shows, as mentioned, a first form of implementation which corresponds to the definition according to claim 2, namely in which a respective transformation unit LOT 20 or 22 is arranged upstream of the signal input E f and the adaptation input A f of the compensator filter 15 f .

Eine bevorzugte Ausführungsvariante ist diejenige gemäss Fig. 4, welche der Definition gemäss Anspruch 3 entspricht, gemäss welcher dem Adaptionseingang des Kompensatorfilters 15f sowie dem Eingang der Verstärkungsfilterstrecke 5f je eine LOT-Transformationseinheit 20 bzw. 28 vorgelagert sind und dem Eingang des D/A-Wandlers 7 eine entsprechende Rücktransformationseinheit 26.A preferred embodiment variant is that according to FIG. 4, which corresponds to the definition according to claim 3, according to which the adaptation input of the compensator filter 15 f and the input of the amplification filter section 5 f are preceded by a LOT transformation unit 20 or 28 and the input of the D / A converter 7 has a corresponding reverse transformation unit 26.

Für die Blockbildung und -verarbeitung in überlappenden orthogonalen Transformationen stehen zwei einfache Techniken, nämlich die "overlap-save"- und "overlap-add"-Technik zur Verfügung. Es kann hierzu vollumfänglich auf das einschlägige Schrifttum verwiesen werden, wie beispielsweise auf "Signal Processing with Lapped Transforms", Henrique S. Malvar, Artech House, Boston, 1992.Two simple techniques are available for block formation and processing in overlapping orthogonal transformations, namely the "overlap-save" and "overlap-add" techniques. In this regard, reference can be made in full to the relevant literature, such as, for example, "Signal Processing with Lapped Transforms", Henrique S. Malvar, Artech House, Boston, 1992.

In bevorzugter Realisationsform der vorliegenden Erfindung gemäss dem Wortlaut von Anspruch 5 ist, wie in Fig. 4 dargestellt, auch dem Verstärkungsfilter 5f eine LOT-Transformationseinheit 28 vorgelagert, dem Eingang des D/A-Wandlers 7 eine Rücktransformationseinheit 26, dem Ausgang des Kompensatorfilters 15f eine Rücktransformationseinheit 24 nachgelagert. Diese Transformations- bzw. Rücktransformationseinheiten 28, 24 und 26 arbeiten in der erwähnten bevorzugten Ausführungsvariante nach der "overlap-save"-Technik. Dabei arbeitet die dem Adaptionseingang Af, insbesondere gemäss Fig. 4, vorgelagerte Transformationseinheit 20 bevorzugterweise nach dem "overlap-add"-Prinzip.In a preferred embodiment of the present invention according to the wording of claim 5, as shown in FIG. 4, the gain filter 5 f is also preceded by a LOT transformation unit 28, the input of the D / A converter 7 is a reverse transformation unit 26, and the output of the compensator filter 15 f downstream of a reverse transformation unit 24. These transformation or reverse transformation units 28, 24 and 26 operate in the mentioned preferred embodiment according to the "overlap-save" technique. The transformation unit 20 upstream of the adaptation input A f , in particular according to FIG. 4, preferably operates according to the "overlap-add" principle.

Insbesondere diese bevorzugten Ausführungsvarianten des Einsatzes der Blockverarbeitungstechniken führen zu einer weiteren bevorzugten Realisationsform des erfindungsgemässen Hörgerätes, wie es in Fig. 5 dargestellt ist.In particular, these preferred embodiment variants of the use of the block processing techniques lead to a further preferred form of implementation of the hearing device according to the invention, as shown in FIG. 5.

Im Unterschied zu Fig. 4 wird hier das zeitdiskrete Differenzsignal r(nT) einer einzigen LOT-Transformationseinheit 30 zugeführt, aus deren Ausgangssignal sowohl das dem Adaptionseingang Af zugeführte Adaptionssignal E[k] wie auch das der Verstärkungsfilterstrecke 5f zugeführte Eingangssignal R[k] gebildet wird.In contrast to FIG. 4, the time discrete differential signal r (nT) of a single LOT transform unit 30 is fed to here, from whose output signal both the adaption input A f supplied adaptation signal E [k] as well as that of the enhancement filter path 5 f supplied input signal R [k ] is formed.

Wie erwähnt, basieren die überlappenden orthogonalen Transformationen vorzugsweise auf der DFT.As mentioned, the overlapping orthogonal transformations are preferably based on the DFT.

In Fig. 6 ist eine Realisationsform des Datenübertragungspfades zwischen zeitdiskretem Differenzsignal r(nT) ausgangsseitig der Differenzbildungseinheit 13 zum Adaptionssignal E[k] bzw. dem Eingangssignal R[k] zu der Verstärkungsfilterstrecke 5f gemäss Fig. 5 dargestellt.FIG. 6 shows a form of realization of the data transmission path between the time-discrete difference signal r (nT) on the output side of the difference forming unit 13 for the adaptation signal E [k] or the input signal R [k] to the amplification filter section 5 f according to FIG. 5.

Demnach ist dem Ausgang der Differenzbildungseinheit 13 mit dem zeitdiskreten Differenzsignal r(nT) eine überlappende orthogonale Transformation, basierend auf der DFT, nachgelagert. Sie arbeitet, wie mit der Indexierung OA dargestellt, nach dem "overlap-add"-Prinzip. Dazu wird eingangs der Fehlerblock e[k] durch Aufteilung von r(nT) in Teilblöcke der Länge N gebildet, die jeweils, in der hier bevorzugten Variante mit N = 64, durch Hinzufügen von Nullen auf eine Gesamtblocklänge, hier von 2N = 128 Werten, verlängert werden, d.h.

e[k]= (0...0,r((k+1)NT), r((k+1)NT+T)...r((k+2)NT-T)) T .

Figure imgb0001

Accordingly, an overlapping orthogonal transformation based on the DFT follows the output of the difference formation unit 13 with the time-discrete difference signal r (nT). As shown with the indexing OA, it works according to the "overlap-add" principle. To this end, the error block e [k] is formed by dividing r (nT) into sub-blocks of length N, each of which, in the variant preferred here with N = 64, by adding zeros to a total block length, here from 2N = 128 values , be extended, ie

e [k] = (0 ... 0, r ((k + 1) NT), r ((k + 1) NT + T) ... r ((k + 2) NT-T)) T .
Figure imgb0001

Seine DFT, nämlich E[k], wird, in der bevorzugten Variante gemäss Fig. 5, direkt dem Adaptionseingang Af des Kompensationsfilters 15f zugeführt. Ueber eine Verzögerungseinheit 32 mit entsprechender Zwischenspeicherung werden sich folgende Blöcke, also der Nummern k und k+1, zur Verfügung gestellt. Eine stellenweise Ueberlagerung in der Einheit 34 liefert dann direkt den Block R[k], aber nun der "overlap-save"-Art, welcher in der vorgängig als bevorzugte Variante bezeichneten Realisierung gemäss Fig. 5 direkt der Verstärkungsfilterstrecke 5f zugeführt wird. Die Ueberlagerung in Einheit 34 ist dabei durch die Formel

R j [k] = E j [k] + (-1) j E j [k-1],

Figure imgb0002


gegeben, wobei j (von 0 bis 2N-1) die Nummer der Blockstelle bezeichnet.Its DFT, namely E [k], is, in the preferred variant according to FIG. 5, fed directly to the adaptation input A f of the compensation filter 15 f . The following blocks, that is to say the numbers k and k + 1, are made available via a delay unit 32 with corresponding intermediate storage. A partial overlay in the unit 34 then provides directly the block R [k], but now the "overlap-save" type, which in the implementation previously described as the preferred variant according to FIG. 5 is fed directly to the amplification filter section 5 f . The overlay in unit 34 is given by the formula

R j [k] = E j [k] + (-1) j E j [k-1],
Figure imgb0002


given, where j (from 0 to 2N-1) denotes the number of the block location.

Durch dieses Vorgehen wird eine wesentliche Reduktion der notwendigen Hardware- und Rechenleistung realisiert.This procedure significantly reduces the necessary hardware and computing power.

Gemäss Fig. 7 folgt innerhalb der von R[k] beaufschlagten Verstärkungsfilterstrecke 5f als erstes das eigentliche Verstärkungsfilter 40, dem eine Verzögerungseinheit 42 mit entsprechender Zwischenspeicherung nachgelagert ist. Hierbei bezeichnet der Parameter d die Gesamtverzögerung des Systems (vom Ausgang des A/D-Wandlers 3 zum Eingang des D/A-Wandlers 7), normalisiert mit dem Ueberlappungsparameter der Teilblocklänge N. Bedingt durch die Blockverarbeitung ergibt sich eine minimale Verzögerungszeit von N Abtastwerten, entsprechend einem minimalen d-Wert von 1. In der hier bevorzugten Variante mit einer Teilblocklänge von N = 64 und einer Gesamtblocklänge von 2N = 128 wurde unter Verwendung eines einzigen Teilkompensators (wie im folgenden mit Bezugnahme auf Fig. 8 genauer erläutert wird) d auf den Wert 2 gesetzt.According to FIG. 7, the actual gain filter 40, which is followed by a delay unit 42 with corresponding intermediate storage, follows first within the gain filter section 5 f acted upon by R [k]. Here, the parameter d denotes the total delay of the system (from the output of the A / D converter 3 to the input of the D / A converter 7), normalized with the overlap parameter of the partial block length N. Due to the block processing, there is a minimum delay time of N samples , corresponding to a minimum d-value of 1. In the variant preferred here with a partial block length of N = 64 and a total block length of 2N = 128, using a single partial compensator (as will be explained in more detail below with reference to FIG. 8), d set to the value 2.

Das ausgangsseitig zur Verfügung stehende Blocksignal U[k+1] wird nun einerseits dem Eingang Ef des Kompensators 15f zugeführt und andererseits in der ILOT-Einheit 26 einer inversen DFT der "overlap-save"-Art unterzogen. Da dabei das entsprechende Zeitsignal u(nT) um eine Teilblocklänge N verzögert entsteht, rechtfertigt sich im nachhinein die Numerierung von U[k+1] mit der Blocknummer k+1.The block signal U [k + 1] available on the output side is now supplied on the one hand to the input E f of the compensator 15 f and on the other hand is subjected to an inverse DFT of the "overlap-save" type in the ILOT unit 26. Since the corresponding time signal u (nT) is delayed by a partial block length N. arises, the numbering of U [k + 1] with the block number k + 1 is justified afterwards.

In Fig. 8 ist eine weitere bevorzugte Ausbauvariante des erfindungsgemässen Hörgerätes dargestellt. Dabei werden durch Zwischenspeicherung mit Verzögerungseinheiten vom Typ, wie bei 56 dargestellt, die Blocksignale U[k+1] bis U[k+1-L] bereitgestellt und davon ausgehend mit Hilfe von Teilkompensatoren, deren erster in Fig. 8 als Einheit 50 bezeichnet ist, die Teilschätzungen Ŷ₁[k+1] bis ŶL[k+1] erzeugt, die ihrerseits in Einheit 52 zur Gesamtschätzung Ŷ[k+1] addiert werden. Wie Fig. 5 zu entnehmen ist, erfolgt dann in der ILOT-Einheit 24, in der bevorzugten Variante über eine inverse DFT der "overlap-save"-Art, die Rücktransformation in den Zeitbereich.FIG. 8 shows a further preferred variant of the hearing aid according to the invention. The block signals U [k + 1] to U [k + 1-L] are provided by buffering with delay units of the type, as shown at 56, and based on this with the aid of partial compensators, the first of which is referred to as unit 50 in FIG. 8 is, the partial estimates Ŷ₁ [k + 1] to Ŷ L [k + 1] generated, which in turn are added in unit 52 to the total estimate Ŷ [k + 1]. As can be seen in FIG. 5, the ILOT unit 24, in the preferred variant via an inverse DFT of the "overlap-save" type, then transforms back into the time domain.

Unter Bezugnahme auf den ersten Teilkompensator entsteht die Teilschätzung Ŷ₁[k+1] am Ausgang der Multiplikationseinheit 64, auf die am Eingang die Blocksignale U[k+1] und das Blockgewicht Ĥ₁[k+1] wirken. Die Multiplikation wird dabei für jede Blockstelle nach der Formel

Y ˆ i,j [k+1] = U j [k+2-i]H i,j [k+1]

Figure imgb0003


ausgeführt, wobei j die Blockstelle von 0 bis 2N-1 und i die Teilkompensatornummer von 1 bis L bezeichnen.With reference to the first partial compensator, the partial estimate Ŷ₁ [k + 1] arises at the output of the multiplication unit 64, on which the block signals U [k + 1] and the block weight Ĥ₁ [k + 1] act at the input. The multiplication is for each block position according to the formula

Y ˆ i, j [k + 1] = U j [k + 2-i] H i, j [k + 1]
Figure imgb0003


executed, where j denotes the block position from 0 to 2N-1 and i the partial compensator number from 1 to L.

Das Blockgewicht Hi[k+1] repräsentiert dabei die aktuelle Schätzung im Frequenzbereich für den i-ten Teilbereich der Länge N der zeitdiskreten Impulsantwort h der akustisch-mechanischen Störrückkopplung 11. Die Schätzung Hi[k+1] wird vorgängig der Bildung von Ŷi,j[k+1] unter Zuhilfenahme der alten Schätzung Hi[k] aktualisiert. Dazu wirken, wieder unter Bezugnahme auf den Teilkompensator 1, das Blocksignal U[k+1-1] und die Schrittweite µ[k+1-1] auf die Multiplikationseinheit 54, welche ausgangsseitig zusammen mit dem Blocksignal E[k] auf die Multiplikationseinheit 58 geführt wird. Der Ausgang von Einheit 58 wird dann in der Summationseinheit 60 entsprechend der Formel

Figure imgb0004

zur Aktualisierung von H₁[k+1] verwendet. Hierbei bezeichnet j wieder die Blockstelle und i die Teilkompensatornummer. Der Index (*) steht für konjugiert komplex.The block weight H i [k + 1] represents the current estimate in the frequency range for the i-th subrange of length N of the discrete-time impulse response h of the acoustic-mechanical interference feedback 11. The estimate H i [k + 1] is preceded by the formation of Ŷ i, j [k + 1] updated using the old estimate H i [k]. For this purpose, again with reference to the partial compensator 1, the block signal U [k + 1-1] and the step size µ [k + 1-1] act on the multiplication unit 54, which is led on the output side together with the block signal E [k] to the multiplication unit 58. The output of unit 58 is then in summation unit 60 according to the formula
Figure imgb0004

used to update H₁ [k + 1]. Here again j denotes the block location and i the partial compensator number. The index (*) stands for conjugate complex.

Das Arbeiten mit Hilfe von Teilkompensatoren hat den Vorteil, dass die minimale Verzögerung D = N

Figure imgb0005
durch Wahl der Teilblocklänge N unabhängig von der tatsächlichen Impulsantwortlänge der Störrückkopplung 11 eingestellt werden kann. Damit ist ein "trade-off" zwischen Verzögerung D und der die Effizienz der Bearbeitung bestimmenden Teilblocklänge N möglich. Weiter lassen sich einzelne Teilbereiche der Impulsantwort h, beispielsweise den akustischen Nah- und Fernbereich, gezielt durch entsprechende Blockgewichte im Frequenzbereich beeinflussen.Working with partial expansion joints has the advantage of minimal delay D = N
Figure imgb0005
can be set by selecting the partial block length N independently of the actual impulse response length of the interference feedback 11. A "trade-off" between delay D and the partial block length N which determines the efficiency of the machining is thus possible. Furthermore, individual sub-areas of the impulse response h, for example the acoustic near and far areas, can be influenced in a targeted manner by appropriate block weights in the frequency range.

In Fig. 9 ist eine bevorzugte Ausbauvariante zur Erzeugung der normalisierten Schrittweite µ[k] gemäss Fig. 8 dargestellt, die zugleich zur Stoppung des Adaptionsvorganges Verwendung findet. Dazu wird beispielsweise, ausgehend vom Blocksignal U[k], gemäss Fig. 8, dieses Blocksignal vor dem Zuführen an die Multiplikationseinheit 54 dazu verwendet, das aktuelle Blocksignal µ[k] zu berechnen, indem das Blocksignal U[k] einer Leistungserfassungseinheit 70 zugeführt wird, welche ihrerseits auf zwei Interpolationsfilter 72 resp. 74 wirkt. Ausgangsseitig steuern diese Interpolationsfilter die Skalierungseinheit 78, welche schlussendlich die für die Normalisierung der Referenzschrittweite µ₀ benötigte Skalierungsgrösse S[k] am Eingang der Multiplikationseinheit 80 liefert.FIG. 9 shows a preferred variant for generating the normalized step size μ [k] according to FIG. 8, which is also used to stop the adaptation process. For this purpose, starting from the block signal U [k], as shown in FIG. 8, this block signal is used to calculate the current block signal µ [k] before being fed to the multiplication unit 54 by supplying the block signal U [k] to a power detection unit 70 is, which in turn on two interpolation filters 72, respectively. 74 acts. On the output side, these interpolation filters control the scaling unit 78, which ultimately has the scaling size required for the normalization of the reference step size μ₀ S [k] provides at the input of the multiplication unit 80.

Die Interpolationsfilter arbeiten gemäss der Formel

Figure imgb0006

und sind mit γ und c parametrisiert. Der Index j bezeichnet, wie hier üblich, die Blockstelle. In der bevorzugten Realisierung wurde γ = 0.8 und c = 1 für das Filter 72 und γ = 0.995 und c = 0.2 für das Filter 74 gewählt.The interpolation filters work according to the formula
Figure imgb0006

and are parameterized with γ and c. As is customary here, the index j denotes the block location. In the preferred implementation, γ = 0.8 and c = 1 were chosen for the filter 72 and γ = 0.995 and c = 0.2 for the filter 74.

Wird für den Interpolator 74γ = 1 gewählt, so entfällt dieser Interpolator und es verbleibt ein zeitlich konstantes Blocksignal PU min, welches für verschiedene Anwendungen genügen mag, was den Hardware- und Rechenaufwand weiter verringert.If 74γ = 1 is selected for the interpolator, this interpolator is omitted and a block signal P U min remains constant over time, which may be sufficient for various applications, which further reduces the hardware and computing effort.

Die Skalierungsgrösse S[k] wird nun einerseits über den Ausgang des Filters 72, in Fig. 9 als Blocksignal PU[k] bezeichnet, zur Normalisierung der Referenzschrittweite µ₀ verwendet, anderseits aber auch über den Ausgang des Filters 74, in Fig. 9 als Blocksignal PU min[k] bezeichnet, zur Einfrierung des Adaptionsvorganges einzelner Frequenzkomponenten bei ungenügender Leistung. Die Skalierungsgrösse S[k] wird dazu gemäss der Formel

Figure imgb0007

gebildet, wobei die j wie üblich die Blockstelle bezeichnen.The scaling variable S [k] is now used on the one hand via the output of the filter 72, in FIG. 9 as a block signal P U [k], to normalize the reference step size μweite, but on the other hand also via the output of the filter 74, in FIG. 9 referred to as block signal P U min [k], for freezing the adaptation process of individual frequency components when the power is insufficient. The scaling variable S [k] is according to the formula
Figure imgb0007

formed, the j denoting the block location as usual.

In Fig. 10 ist eine weitere bevorzugte Ausbauvariante dargestellt, die unter Verwendung von Teilkompensatoren gemäss Fig. 8 die Sprachqualität bei sonst gleichen Parametern wesentlich verbessert. Dazu wird die Schätzung Ĥi[k+1] des Teilkompensators i, vorgängig der Multiplikation mit U[k+2-i] in Einheit 64 von Fig. 8, über eine Projektionseinheit 62 geführt. Hierzu wird beispielsweise das Blockgewicht Ĥi[k+1] einer inversen DFT unterworfen (Einheit 82), anschliessend durch Nullsetzen der Blockstellen mit Index N bis 2N-1 gereinigt (Einheit 84) und schlussendlich wieder in den Frequenzbereich zurücktransformiert (Einheit 86).FIG. 10 shows a further preferred variant which, with the use of partial compensators according to FIG. 8, significantly improves the speech quality with otherwise the same parameters. For this purpose, the estimate Ĥ i [k + 1] of the partial compensator i, previously the multiplication with U [k + 2-i] in unit 64 of FIG. 8, guided over a projection unit 62. For this purpose, for example, the block weight Ĥ i [k + 1] is subjected to an inverse DFT (unit 82), then cleaned by zeroing the block locations with index N to 2N-1 (unit 84) and finally transformed back into the frequency range (unit 86).

Claims (14)

Hörhilfegerät mit einem akustisch/elektrischen (ak/el) Wandler mit ausgangsseitigem A/D-Wandler und einem elektrisch/akustischen (el/ak) Wandler mit eingangsseitigem D/A-Wandler, einer Verstärkungsfilterstrecke zwischen den A/D- und D/A-Wandlern und einem adaptiven Kompensatorfilter (15f), dessen Signaleingang mit dem D/A-Wandler-Eingang, dessen Signalausgang mit dem einen Eingang einer Differenzbildungseinheit (13) wirkverbunden ist, wobei der zweite Eingang der Differenzbildungseinheit (13) wiederum mit dem Ausgang des A/D-Wandlers (3) wirkverbunden ist, ihr Ausgang auf einen Adaptionseingang (A) des Kompensatorfilters (15f) sowie den Eingang der Verstärkungsfilterstrecke (5) wirkt, wobei weiter die dem Signal (Ef) - und dem Adaptions-Eingang (Af) des Kompensatorfilters (15f) zugeführten Signale an mindestens einer Transformationseinheit (20, 28), die eine schnelle orthogonale Transformation durchführt, vom Zeit- in den Frequenzbereich transformiert sind, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens eine Transformationseinheit (22, 20; 20, 28) ausgangsseitig der Differenzbildungseinheit (13) angeordnet ist und zwischen Ausgang des Kompensatorfilters (15f) sowie dem zugeordneten Eingang der Differenzbildungseinheit (13) eine der Transformationseinheit entsprechende Rücktransformationseinheit (24) wirkt.Hearing aid with an acoustic / electrical (ak / el) converter with output-side A / D converter and an electrical / acoustic (el / ak) converter with input-side D / A converter, an amplification filter section between the A / D and D / A -Converters and an adaptive compensator filter (15 f ), the signal input of which is operatively connected to the D / A converter input, the signal output of which is connected to the one input of a difference-forming unit (13), the second input of the difference-forming unit (13) in turn to the output of the A / D converter (3) is operatively connected, its output acts on an adaptation input (A) of the compensator filter (15 f ) and the input of the amplification filter section (5), the signal (E f ) and the adaptation Input (A f ) of the compensator filter (15 f ) supplied signals to at least one transformation unit (20, 28) which carries out a fast orthogonal transformation, are transformed from the time domain to the frequency domain, thereby indicates that at least one transformation unit (22, 20; 20, 28) is arranged on the output side of the difference formation unit (13) and a reverse transformation unit (24) corresponding to the transformation unit acts between the output of the compensator filter (15 f ) and the associated input of the difference formation unit (13). Gerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass je eine Transformationseinheit (22, 20) dem Signaleingang (Ef) und dem Adaptionseingang (Af) des Kompensatorfilters (15f) vorgelagert ist.Device according to claim 1, characterized in that a respective transformation unit (22, 20) is arranged upstream of the signal input (E f ) and the adaptation input (A f ) of the compensator filter (15 f ). Gerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass dem Adaptionseingang (Af) des Kompensatorfilters sowie dem Eingang des Verstärkungsfilters (5f) je eine Transformationseinheit (20, 28) vorgelagert ist und dem Eingang des D/A-Wandlers (7) eine Rücktransformationseinheit (26).Device according to claim 1, characterized in that the adaptation input (A f ) of the compensator filter and the input of the amplification filter (5 f ) each have a transformation unit (20, 28) upstream and the input of the D / A converter (7) has a reverse transformation unit (26). Gerät nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass gemeinsam dem Adaptionseingang (Af) des Kompensatorfilters (15f) sowie dem Eingang der Verstärkungsfilterstrecke (5f) eine gemeinsame Transformationseinheit (30) vorgelagert ist.Apparatus according to claim 3, characterized in that a common transformation unit (30) is arranged upstream of the adaptation input (A f ) of the compensator filter (15 f ) and the input of the amplification filter section (5 f ). Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass eine dem Eingang des Verstärkungsfilters (5f) vorgelagerte Transformationseinheit (20, 28; 30; 30a, 32, 34), eine dem Ausgang des Kompensatorfilters (15f) nachgelagerte und eine dem D/A-Wandler vorgelagerte (26) Rücktransformationseinheit in der "overlap-save"-Technik arbeiten.Device according to one of claims 1 to 4, characterized in that a transformation unit (20, 28; 30; 30a, 32, 34) upstream of the input of the amplification filter (5 f ), one downstream of the output of the compensator filter (15 f ) and one (26) reverse transformation unit upstream of the D / A converter work in the "overlap-save" technique. Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass eine dem Adaptionseingang (Af) des Kompensatorfilters (15f) vorgelagerte Transformationseinheit (30; 30a) nach der "overlap-add"-Technik arbeitet.Device according to one of claims 1 to 5, characterized in that a transformation unit (30; 30a) upstream of the adaptation input (A f ) of the compensator filter (15 f ) operates according to the "overlap-add" technique. Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass dem Ausgang der Differenzbildungseinheit (13) eine Transformationseinheit (30a) nachgelagert ist, welche nach der "overlap-add"-Technik arbeitet, ihr Ausgang auf den Adaptionseingang (Af) des Kompensatorfilters (15f) wirkt und einer Blockspeicheranordnung (32) zugeführt ist, worin sukzessive sich folgende, nach der "overlap-add"-Technik gebildete Signalblöcke abgespeichert werden, wobei sich zugeordnete Speicherstellen für sich zugeordnete Blockstellen an einer Additionseinheit (34) vorzeichenrichtig addiert werden, derart, dass der Ausgangsblock der Additionseinheit ein Block in "overlap-save"-Technik darstellt und der Ausgang der Additionseinheit (34) dem Eingang der Verstärkungsfilterstrecke (5f) zugeführt ist.Device according to one of claims 1 to 6, characterized in that the output of the difference-forming unit (13) is followed by a transformation unit (30a) which works according to the "overlap-add" technique, its output on the adaptation input (A f ) of the Compensator filter (15 f ) acts and is supplied to a block memory arrangement (32), in which the following signal blocks, which are formed according to the "overlap-add" technique, are successively stored, with assigned memory locations for assigned block locations being added with the correct sign on an addition unit (34) in such a way that the output block of the addition unit represents a block using the "overlap-save" technique and the output of the addition unit (34) is fed to the input of the amplification filter section (5 f ). Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkungsfilterstrecke (5f) ein Verstärkungsfilter (40) sowie, ihm nachgeschaltet, eine Verzögerungseinheit (42) umfasst.Device according to one of claims 1 to 7, characterized in that the gain filter section (5 f ) comprises a gain filter (40) and, downstream of it, a delay unit (42). Gerät nach einem der Ansprüche 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass das Kompensatorfilter (15f) umfasst: - dem Eingang (Ef) des Kompensatorfilters in Serie nachgeschaltete Verzögerungsstufen (56), - eine Anzahl L von Teilkompensatoren (50), woran Teilschätzungssignale

Y ˆ i [k+1] für 1 ≦ i ≦ L
Figure imgb0008


erzeugt werden, wobei k die Blocknummer bezeichnet, gezählt bei der Zeitbereich/Frequenzbereich-Transformation ausgangsseitig der Differenzbildungseinheit (13),
- eine Additionseinheit (52), woran die Teilschätzungssignale Ŷ i[k+1] aller 1 ≦ i ≦ L Teilkompensatoren (50) addiert werden und deren Ausgang der Ausgang des Kompensatorfilters (15f) bildet.
Device according to one of claims 7 or 8, characterized in that the compensator filter (15 f ) comprises: - The input (E f ) of the compensator filter series-connected delay stages (56), - A number L of partial compensators (50), on which partial estimation signals

Y ˆ i [k + 1] for 1 ≦ i ≦ L
Figure imgb0008


are generated, where k denotes the block number, counted in the time domain / frequency domain transformation on the output side of the difference formation unit (13),
- An addition unit (52), to which the partial estimation signals Ŷ i [k + 1] of all 1 ≦ i ≦ L partial compensators (50) are added and the output of which forms the output of the compensator filter (15 f ).
Gerät nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass jeder Teilkompensator (50) umfasst: - einen mit dem Eingang (Ef) des Kompensatorfilters (15f) über eine Anzahl der Verzögerungsstufen (56) verbundenen Teilkompensatoreingang, wobei die Anzahl Verzögerungsstufen der Anzahl einem Teilkompensator vorgelagerter Teilkompensatoren entspricht, wobei jede Verzögerungsstufe (56) den Eingang und den Ausgang eines Teilkompensators (50) verbindet, - eine mit dem Ausgang wirkverbundene erste Multiplikationsstufe (54), - dem Ausgang der ersten Multiplikationsstufe (54) nachgeschaltet, ein Eingang einer zweiten Multiplikationsstufe (58), deren zweiter Eingang mit dem Adaptionseingang (Af) wirkverbunden ist, - wobei der Ausgang der zweiten Multiplikationsstufe (58) über eine Akkumulationseinheit (60) auf den einen Eingang einer dritten Multiplikationsstufe (64) wirkt, deren zweiter Eingang mit dem Eingang des Teilkompensators (50) wirkverbunden ist und deren Ausgang auf die Additionseinheit (52) wirkt. Device according to claim 9, characterized in that each partial compensator (50) comprises: - One with the input (E f ) of the compensator filter (15 f ) via a number of delay stages (56) connected partial compensator input, the number of delay stages corresponding to the number of upstream partial compensators, each delay stage (56) having the input and the output of a Partial compensator (50) connects, a first multiplication stage (54) operatively connected to the output, - downstream of the output of the first multiplication stage (54), an input of a second multiplication stage (58), the second input of which is operatively connected to the adaptation input (A f ), - The output of the second multiplication stage (58) acts via an accumulation unit (60) on the one input of a third multiplication stage (64), the second input of which is operatively connected to the input of the partial compensator (50) and whose output is on the addition unit (52) works. Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass dem Eingang der Verstärkungsfilterstufe eine Transformationseinheit vorgelagert ist, deren Ausgangssignal nebst auf die Verstärkungsfilterstrecke auf eine Leistungserfassungseinheit (70) wirkt, deren Ausgangssignal dann, wenn die Energie des Signals am Ausgang der Transformationseinheit einen gegebenen Schwellwert überschreitet, die Wirksamkeit eines Signals am Adaptionseingang steuert.Device according to one of claims 1 to 10, characterized in that the input of the amplification filter stage is preceded by a transformation unit, the output signal of which, in addition to the amplification filter path, acts on a power detection unit (70), the output signal of which when the energy of the signal at the output of the transformation unit unites exceeds the given threshold, controls the effectiveness of a signal at the adaptation input. Gerät nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass auf den zweiten Eingang der ersten Multiplikationsstufe (54) der Ausgang einer vierten Multiplikationseinheit (80) wirkt, deren einem Eingang ein Signal entsprechend einer Referenzschrittweite (µ₀) zugeführt ist, deren zweitem Eingang der Ausgang einer Skalierungseinheit (78), welch letzterer die Ausgänge zweier Interpolationsfilter (72, 74) zugeführt sind, die beide über die Leistungserfassungseinheit (70) vom Ausgangssignal der Verstärkungsfilterstrecke beaufschlagt ist.Device according to Claim 11, characterized in that the output of a fourth multiplication unit (80) acts on the second input of the first multiplication stage (54), the input of which is supplied with a signal corresponding to a reference step size (µ₀), the second input of which is the output of a scaling unit (78), the latter of which the outputs of two interpolation filters (72, 74) are fed, both of which via the power detection unit (70) from the output signal is applied to the gain filter section. Gerät nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass an Stelle eines der Interpolationsfilter (74) ein zeitlich konstantes Signal der Skalierungseinheit (78) zugeführt wird (γ = 1).Apparatus according to claim 12, characterized in that, instead of one of the interpolation filters (74), a signal which is constant over time is fed to the scaling unit (78) (γ = 1). Gerät nach einem der Ansprüche 12 oder 13, dadurch gekennzeichnet, dass dem Ausgang der Akkumulationseinheit (60) und dem Eingang der dritten Multiplikationsstufe (64) eine Rücktransformationseinheit (82), eine Nullsetzungseinheit (84) sowie eine Transformationseinheit (86) zwischengeschaltet sind.Device according to one of claims 12 or 13, characterized in that the output of the accumulation unit (60) and the input of the third multiplication stage (64) are interposed with a reverse transformation unit (82), a zeroing unit (84) and a transformation unit (86).
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Cited By (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO1995028034A2 (en) * 1994-04-12 1995-10-19 Philips Electronics N.V. Signal amplifier system with improved echo cancellation
US5909497A (en) * 1996-10-10 1999-06-01 Alexandrescu; Eugene Programmable hearing aid instrument and programming method thereof
EP0930801A2 (en) * 1998-01-14 1999-07-21 Bernafon AG Circuit and method for adaptive suppression of acoustic feedback
WO2008051571A1 (en) * 2006-10-23 2008-05-02 Starkey Laboratories, Inc. Filter entrainment avoidance with a frequency domain transform algorithm
US7756276B2 (en) 2003-08-20 2010-07-13 Phonak Ag Audio amplification apparatus
US7778426B2 (en) 2003-08-20 2010-08-17 Phonak Ag Feedback suppression in sound signal processing using frequency translation
US8351626B2 (en) 2004-04-01 2013-01-08 Phonak Ag Audio amplification apparatus
US8452034B2 (en) 2006-10-23 2013-05-28 Starkey Laboratories, Inc. Entrainment avoidance with a gradient adaptive lattice filter
US8553899B2 (en) 2006-03-13 2013-10-08 Starkey Laboratories, Inc. Output phase modulation entrainment containment for digital filters
US8681999B2 (en) 2006-10-23 2014-03-25 Starkey Laboratories, Inc. Entrainment avoidance with an auto regressive filter
US9654885B2 (en) 2010-04-13 2017-05-16 Starkey Laboratories, Inc. Methods and apparatus for allocating feedback cancellation resources for hearing assistance devices

Families Citing this family (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1106715C (en) * 1996-02-27 2003-04-23 皇家菲利浦电子有限公司 Method and arrangement for coding and decoding signals
JP3267556B2 (en) * 1998-02-18 2002-03-18 沖電気工業株式会社 Echo canceller and transmitter
US6347148B1 (en) 1998-04-16 2002-02-12 Dspfactory Ltd. Method and apparatus for feedback reduction in acoustic systems, particularly in hearing aids
KR100363252B1 (en) * 1999-04-30 2002-11-30 삼성전자 주식회사 Adaptive feedback cancellation apparatus and method for multi-band compression hearing aids
DE19922133C2 (en) * 1999-05-12 2001-09-13 Siemens Audiologische Technik Hearing aid device with oscillation detector and method for determining oscillations in a hearing aid device
DE60028779T2 (en) * 1999-07-19 2007-05-24 Oticon A/S FEEDBACK CANCELLATION WITH LOW FREQUENCY INPUT
DE19957128C1 (en) * 1999-11-26 2001-08-16 Siemens Audiologische Technik Signal level limitation method for digital hearing aid has sampling rate of digital signal raised prior to limitation of maximum signal value
US6937738B2 (en) 2001-04-12 2005-08-30 Gennum Corporation Digital hearing aid system
US6633202B2 (en) 2001-04-12 2003-10-14 Gennum Corporation Precision low jitter oscillator circuit
EP1251715B2 (en) * 2001-04-18 2010-12-01 Sound Design Technologies Ltd. Multi-channel hearing instrument with inter-channel communication
DE60223869D1 (en) 2001-04-18 2008-01-17 Gennum Corp Digital quasi-mean detector
US20020191800A1 (en) * 2001-04-19 2002-12-19 Armstrong Stephen W. In-situ transducer modeling in a digital hearing instrument
US7113589B2 (en) * 2001-08-15 2006-09-26 Gennum Corporation Low-power reconfigurable hearing instrument
US6650124B2 (en) 2001-10-05 2003-11-18 Phonak Ag Method for checking an occurrence of a signal component and device to perform the method
AU2001291588A1 (en) * 2001-10-05 2001-12-17 Phonak Ag Method for verifying the availability of a signal component and device for carrying out said method
DE10244184B3 (en) * 2002-09-23 2004-04-15 Siemens Audiologische Technik Gmbh Feedback compensation for hearing aids with system distance estimation
FR2853804A1 (en) * 2003-07-11 2004-10-15 France Telecom Audio signal decoding process, involves constructing uncorrelated signal from audio signals based on audio signal frequency transformation, and joining audio and uncorrelated signals to generate signal representing acoustic scene
EP1716721A1 (en) * 2004-02-11 2006-11-02 Koninklijke Philips Electronics N.V. Acoustic feedback suppression
EP1469702B1 (en) * 2004-03-15 2016-11-23 Sonova AG Feedback suppression
US7324651B2 (en) 2004-03-15 2008-01-29 Phonak Ag Feedback suppression
US9113276B2 (en) * 2012-03-27 2015-08-18 Starkey Laboratories, Inc. Automatic reconfiguration of a hearing assistance device based on battery characteristics
US10291051B2 (en) 2013-01-11 2019-05-14 Zpower, Llc Methods and systems for recharging a battery

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0252205A2 (en) * 1986-01-21 1988-01-13 Mark Antin Digital hearing enhancement apparatus

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4631749A (en) * 1984-06-22 1986-12-23 Heath Company ROM compensated microphone
US4658426A (en) * 1985-10-10 1987-04-14 Harold Antin Adaptive noise suppressor
US4823795A (en) * 1987-03-13 1989-04-25 Minnesota Mining And Manufacturing Company Signal processor for and an auditory prosthesis having spectral to temporal transformation
US4815139A (en) * 1988-03-16 1989-03-21 Nelson Industries, Inc. Active acoustic attenuation system for higher order mode non-uniform sound field in a duct
DE4111884A1 (en) * 1991-04-09 1992-10-15 Klippel Wolfgang CIRCUIT ARRANGEMENT FOR CORRECTING THE LINEAR AND NON-LINEAR TRANSMISSION BEHAVIOR OF ELECTROACOUSTIC TRANSDUCERS
DK170600B1 (en) * 1992-03-31 1995-11-06 Gn Danavox As Hearing aid with compensation for acoustic feedback
US5347586A (en) * 1992-04-28 1994-09-13 Westinghouse Electric Corporation Adaptive system for controlling noise generated by or emanating from a primary noise source
US5444786A (en) * 1993-02-09 1995-08-22 Snap Laboratories L.L.C. Snoring suppression system

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0252205A2 (en) * 1986-01-21 1988-01-13 Mark Antin Digital hearing enhancement apparatus

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
ELECTRONICS LETTERS. Bd. 28, Nr. 23 , 5. November 1992 , ENAGE GB Seiten 2117 - 2118 XP000315938 S. M. KUO UND S. VOEPEL 'INTEGRATED FREQUENCY-DOMAIN DIGITAL HEARING AID WITH THE LAPPED TRANSFORM' *
IEEE TRANSACTIONS ON SIGNAL PROCESSING Bd. 39, Nr. 3 , M{rz 1991 , NEW YORK US Seiten 553 - 562 XP000224129 JAMES M. KATES 'FEEDBACK CANCELLATION IN HEARING AIDS: RESULTS FROM A COMPUTER SIMULATION' *

Cited By (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO1995028034A2 (en) * 1994-04-12 1995-10-19 Philips Electronics N.V. Signal amplifier system with improved echo cancellation
WO1995028034A3 (en) * 1994-04-12 1995-11-30 Philips Electronics Nv Signal amplifier system with improved echo cancellation
US5748751A (en) * 1994-04-12 1998-05-05 U.S. Philips Corporation Signal amplifier system with improved echo cancellation
US5909497A (en) * 1996-10-10 1999-06-01 Alexandrescu; Eugene Programmable hearing aid instrument and programming method thereof
EP0930801A2 (en) * 1998-01-14 1999-07-21 Bernafon AG Circuit and method for adaptive suppression of acoustic feedback
EP0930801A3 (en) * 1998-01-14 2006-05-24 Bernafon AG Circuit and method for adaptive suppression of acoustic feedback
US7778426B2 (en) 2003-08-20 2010-08-17 Phonak Ag Feedback suppression in sound signal processing using frequency translation
US7756276B2 (en) 2003-08-20 2010-07-13 Phonak Ag Audio amplification apparatus
US8351626B2 (en) 2004-04-01 2013-01-08 Phonak Ag Audio amplification apparatus
US8553899B2 (en) 2006-03-13 2013-10-08 Starkey Laboratories, Inc. Output phase modulation entrainment containment for digital filters
WO2008051571A1 (en) * 2006-10-23 2008-05-02 Starkey Laboratories, Inc. Filter entrainment avoidance with a frequency domain transform algorithm
US8452034B2 (en) 2006-10-23 2013-05-28 Starkey Laboratories, Inc. Entrainment avoidance with a gradient adaptive lattice filter
US8509465B2 (en) 2006-10-23 2013-08-13 Starkey Laboratories, Inc. Entrainment avoidance with a transform domain algorithm
US8681999B2 (en) 2006-10-23 2014-03-25 Starkey Laboratories, Inc. Entrainment avoidance with an auto regressive filter
US9191752B2 (en) 2006-10-23 2015-11-17 Starkey Laboratories, Inc. Entrainment avoidance with an auto regressive filter
US9654885B2 (en) 2010-04-13 2017-05-16 Starkey Laboratories, Inc. Methods and apparatus for allocating feedback cancellation resources for hearing assistance devices

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