EP0835039A2 - Verfahren und Anordnung zur Korrektur des Frequenzganges eines Schallsenders - Google Patents

Verfahren und Anordnung zur Korrektur des Frequenzganges eines Schallsenders Download PDF

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EP0835039A2
EP0835039A2 EP19970402066 EP97402066A EP0835039A2 EP 0835039 A2 EP0835039 A2 EP 0835039A2 EP 19970402066 EP19970402066 EP 19970402066 EP 97402066 A EP97402066 A EP 97402066A EP 0835039 A2 EP0835039 A2 EP 0835039A2
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EP
European Patent Office
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sound transmitter
input
digital filter
modeled
transfer function
Prior art date
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Withdrawn
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EP19970402066
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English (en)
French (fr)
Inventor
Marco Tomsu
Jans-Jürgen Matt
Michael Walker
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Alcatel Lucent SAS
Original Assignee
Alcatel SA
Alcatel Alsthom Compagnie Generale dElectricite
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
    • H04R3/00—Circuits for transducers, loudspeakers or microphones
    • H04R3/04—Circuits for transducers, loudspeakers or microphones for correcting frequency response
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
    • H04R3/00—Circuits for transducers, loudspeakers or microphones
    • H04R3/002—Damping circuit arrangements for transducers, e.g. motional feedback circuits

Definitions

  • the invention relates to a method and an arrangement for correcting the Frequency response of a sound transmitter, which consists of a in a housing built-in electroacoustic transducer.
  • a sound transmitter which consists of a in a housing built-in electroacoustic transducer.
  • the resonance of the electroacoustic transducer and arrangement occur system resonances in the frequency response of the Sound pressure of the sound transmitter.
  • Corresponding current feedback via a simulation of the input impedance of the sound transmitter leads to a linearization of the frequency response of the sound pressure, cf. DE 38 36 745.
  • a prerequisite is the manual measurement of the simulation of the input impedance of the sound transmitter.
  • the method is unsuitable if the transmission of speech and / or music takes place in digital form and the sound transmitter is the last analog component in an otherwise digital transmission chain.
  • the D / A conversion required for the sound transmitter requires a certain group delay, so that the current measured on the analog side of the D / A converter is delayed in such a way that a timely negative feedback as in the previously described method is not possible.
  • this object is achieved with that in the first claim described method and with that described in the fifth claim Arrangement solved.
  • the essence of the invention is that in the digital Transmission path already available means for echo cancellation and for hands-free calling, in particular a digital signal processor to additionally calculate a compensation filter that so is set that disturbing resonances of the sound transmitter in be substantially eliminated.
  • the calculation of the Compensation filter as required at certain intervals be repeated to make changes to the electroacoustic transducer, for example by aging, or by changes in Converter housing when calculating the compensation filter too consider.
  • the circuit arrangement consists essentially of a Speaker 1, a D / A converter 2, a resistor R with a Differential amplifier 3, an A / D converter 4, a delay circuit 5 and a digital filter 6 and a modeling arrangement from a Module for performing an NLMS (Normalized Least Mean Square) - Algorithm 7, a system 8 to be modeled, one Summing circuit 9 and an assembly for determining the Filter coefficients 11 for the digital filter 6.
  • NLMS Normalized Least Mean Square
  • the method according to the invention is essentially based on the fact that a Input signal to an unknown system, here speaker 1, and is given to the system 8 to be modeled that from the Output signals of the unknown system and the model to be modeled Systems an error signal is formed using an adaptation algorithm is minimized and that a digital filter from the system so simulated 6 is estimated such that a linearization of the frequency response of the Chain connection of digital filter 6 and loudspeaker 1 is achieved.
  • the input impedance of a To be able to simulate loudspeaker 1 as a time function requires voltage and current as scanning signals u (k) and i (k) are in digital form.
  • Voltage is generally available in digital form and comes across a D / A converter 2 as an analog voltage u (t) to the loudspeaker 1.
  • a voltage drop proportional to the analog current i (t) is over a measuring resistor R is generated by means of a differential amplifier 3 amplified and by an A / D converter 4 as a sample i (k) for the further Processing provided.
  • the sample value of the voltage u (k) with a Delay circuit 5 delayed by a time ⁇ equal to the sum the group runtime of the D / A converter 2 and the group runtime of the A / D converter 4 is.
  • the sample of the voltage ud (k) delayed by ⁇ is available, the now further synchronized with the sample of the current i (k) becomes.
  • Gu ⁇ u u k
  • the input impedance Z of the unknown loudspeaker system 1 is connected to the system 8 to be modeled in that the quality criterion Gu minimized with an adaptation process based on the NLMS algorithm becomes.
  • the module for implementing the NLMS algorithm 7 both the error signal ⁇ u and the sample value of the current i (k) controlled.
  • the replication process of the input impedance Z of the Speaker 1 with the system 8 to be modeled is considered successful completed when the quality criterion Gu for a certain period of time remains below a defined threshold.
  • the approximation process is repeated at defined time intervals.
  • the frequency response of the transfer function E ( ⁇ ) of the loudspeaker 1 is approximately calculated from the simulated input impedance Z of the loudspeaker 1 using a Fast Fourier Transformation 10.
  • the transfer function E ( ⁇ ) estimated in this way agrees very well in the vicinity of the resonances with the frequency response of the sound pressure measured in front of the loudspeaker 1.
  • the reciprocal of the transfer function E -1 ( ⁇ ) is now calculated from the transfer function E ( ⁇ ).
  • the filter coefficients for a digital filter 6 are set from the reciprocal of the transfer function E -1 ( ⁇ ) so that the distortions of the frequency response of the transfer function E ( ⁇ ) of the loudspeaker 1 are largely eliminated.
  • Fig. 2 a circuit arrangement is shown with the according to the invention, the input admittance Y of the loudspeaker 1 can be replicated. Assemblies are used that have already been used in the simulation of the input impedance Z. They have the same designations in FIGS. 1 and 2.
  • the implementation it is advantageous for the implementation to have the input admittance Y replicate.
  • the function of the system 12 to be modeled then has Low pass character and thus less frequency components near the Nyquist frequency.
  • the quality criterion Gi smaller than the quality criterion Gu, so that a better replica of the Input admittance of the loudspeaker 1 compared to the replica of the Input impedance Z of the speaker 1 is achieved.
  • the digital filter 6 calculated in the manufacturing process of a terminal to equalize the frequency response of the speakers 1 can be used as needed recalculated at certain intervals, so that the digital Filter 6 to all changes in the housing, the speaker and their Interaction is currently being adjusted.

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Abstract

Bei Schallsendern, die aus einem in einem Gehäuse eingebauten elektroakustischen Wandler bestehen, treten Eigenresonanzen des elektroakustischen Wandlers und vom Gehäuse abhängige Systemresonanzen im Frequenzgang der Übertragungsfunktion des Schallsenders auf. Mit dem erfindungsgemäßen Verfahren wird automatisch der Frequenzgang bei unterschiedlichen Eigenschaften von elektroakustischen Wandlern und deren Gehäuse korrigiert. Dazu wird die Eingangsimpedanz (Z) oder die Eingangsadmittanz (Y) des Schallsenders (1) von einem zu modellierenden System (8, 12) nachgebildet, aus dem über eine Fast Fourier Transformation (10, 14) die Übertragungsfunktion (E(ω)) des Schallsenders (1) geschätzt wird. Daraus wird ein Koeffizientensatz eines digitalen Filters (6) derart berechnet, daß die Kettenschaltung aus dem digitalen Filter (6) und dem Schallsender (1) eine von Resonanzüberhöhungen freie Übertragungsfunktion aufweist. <IMAGE>

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Anordnung zur Korrektur des Frequenzganges eines Schallsenders, der aus einem in einem Gehäuse eingebauten elektroakustischen Wandler besteht. Bei einer derartigen Anordnung treten Eigenresonanzen des elektroakustischen Wandlers und vom Gehäuse abhängige Systemresonanzen im Frequenzgang des Schalldrucks des Schallsenders auf. Wünschenswert ist jedoch, daß bei Ansteuerung des elektroakustischen Wandlers mit konstanter elektrischer Leistung in einem großen Frequenzbereich ein von der Frequenz unabhängiger Schalldruck des Schallsenders entsteht.
Um diesen Zustand zu erreichen, ist ein Verfahren bekannt, das als Maß für die Impedanz des Schallsenders den durch den Schallsender fließenden Strom verwendet, der den Frequenzverlauf der lmpedanz des Schallsenders abbildet.
Durch entsprechende Stromgegenkopplung über eine Nachbildung der Eingangsimpedanz des Schallsenders wird eine Linearisierung des Frequenzganges des Schalldrucks erreicht, vgl. DE 38 36 745. Voraussetzung ist allerdings die manuelle Einmessung der Nachbildung der Eingangsimpedanz des Schallsenders.
Das Verfahren ist jedoch ungeeignet, wenn die Übertragung von Sprache und/oder Musik in digitaler Form erfolgt und der Schallsender die letzte analoge Komponente in einer ansonsten digitalen Übertragungskette ist. Die für den Schallsender erforderliche D/A-Wandlung beansprucht eine bestimmte Gruppenlaufzeit, so daß dadurch der auf der analogen Seite des D/A-Wandlers gemessene Strom derart verzögert ist, daß eine zeitgerechte Gegenkopplung wie bei dem zuvor beschriebenen Verfahren nicht möglich ist.
Weiterhin ist ein Verfahren bekannt, bei dem die akustisch zu wandelnde elektrische Eingangsfunktion mit der Eigenfunktion des Schallsenders überlagert wird, wobei die Eingangsfunktion iterativ so lange verändert und mit der Eigenfunktion überlagert wird, bis die Abweichungen der überlagerten Funktion von der unveränderten Eingangsfunktion eine vorgegebene Größe unterschritten haben und daß die auf diese Weise veränderte Eingangsfunktion an den Schallsender übertragen wird, vgl. DE 44 10 671. Mit einem solchen Verfahren wird zwar erreicht, daß die Auswirkungen von Resonanzen kompensiert werden, das Verfahren setzt jedoch voraus, daß die Eigenfunktion des Schallsenders bekannt ist. Da aber elektroakustische Wandler und das System elektroakustischer Wandler und Gehäuse erhebliche Fabrikationstoleranzen haben, wäre eine individuelle Messung der Eigenfunktion des Schallsenders erforderlich, so daß das Verfahren einen beträchtlichen Kostenaufwand verursacht und deshalb für eine Massenproduktion ungeeignet ist.
Daraus resultiert nun die Aufgabe, ein Verfahren zur Korrektur des Frequenzganges eines Schallsenders anzugeben, mit dem automatisch eine Anpassung an unterschiedliche Eigenschaften von elektroakustischen Wandlern und deren Gehäuse ermöglicht wird.
Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe mit dem im ersten Anspruch beschriebenen Verfahren und mit der im fünften Anspruch beschriebenen Anordnung gelöst.
Das Wesen der Erfindung besteht darin, daß in der digitalen Übertragungsstrecke ohnehin vorhandene Mittel zur Echokompensation und zum Freisprechen, insbesondere ein digitaler Signalprozessor, benutzt werden, um zusätzlich ein Kompensationsfilter zu berechnen, das so eingestellt wird, daß störende Resonanzen des Schallsenders im wesentlichen beseitigt werden. Dabei kann die Berechnung des Kompensationsfilters je nach Bedarf in bestimmten Zeitabständen wiederholt werden, um Veränderungen am elektroakustischen Wandler, beispielsweise durch Alterung, oder durch Veränderungen am Wandlergehäuse bei der Berechnung des Kompensationsfilters zu berücksichtigen.
Die Wirkungsweise der Erfindung wird nachstehend an einem Ausführungsbeispiel erläutert. In der dazugehörigen Zeichnung zeigen:
Fig. 1
ein Schaltbild für eine Schaltungsanordnung mit einer Nachbildung der Lautsprecherimpedanz und
Fig. 2
ein Schaltbild für eine Schaltungsanordnung mit einer Nachbildung der Lautsprecheradmittanz.
Gemäß Fig. 1 besteht die Schaltungsanordnung im wesentlichen aus einem Lautsprecher 1, einem D/A-Wandler 2, einem Widerstand R mit einem Differenzverstärker 3, einem A/D-Wandler 4, einer Verzögerungsschaltung 5 sowie einem Digitalfilter 6 und einer Modellierungsanordnung aus einer Baugruppe zur Durchführung eines NLMS (Normalized Least Mean Square) - Algorithmus 7, einem zu modellierenden System 8, einer Summierschaltung 9 und einer Baugruppe zur Bestimmung der Filterkoeffizienten 11 für das Digitalfilter 6.
Das erfindungsgemäße Verfahren beruht im wesentlichen darauf, daß ein Eingangssignal auf ein unbekanntes System, hier der Lautsprecher 1, und auf das zu modellierende System 8 gegeben wird, daß aus den Ausgangssignalen des unbekannten Systems und des zu modellierenden Systems ein Fehlersignal gebildet wird, das mit einem Adaptionsalgorithmus minimiert wird und daß aus dem so nachgebildeten System ein Digitalfilter 6 derart geschätzt wird, daß eine Linearisierung des Frequenzganges der Kettenschaltung aus Digitalfilter 6 und Lautsprecher 1 erzielt wird.
Das Verfahren wird nunmehr im einzelnen beschrieben.
Um mit dem zu modellierenden System 8 die Eingangsimpedanz eines Lautsprechers 1 als Zeitfunktion nachbilden zu können, müssen Spannung und Strom als Abtastsignale u(k) und i(k) in digitaler Form vorliegen. In modernen Fernsprechendgeräten mit einer Freisprecheinrichtung steht die Spannung allgemein in digitaler Form zur Verfügung und gelangt über einen D/A-Wandler 2 als analoge Spannung u(t) zum Lautsprecher 1.
Ein dem analogen Strom i(t) proportionaler Spannungsabfall wird über einem Meßwiderstand R erzeugt, mittels eines Differenzverstärkers 3 verstärkt und durch einen A/D-Wandler 4 als Abtastwert i(k) für die weitere Verarbeitung bereitgestellt. Um die Abtastwerte für die Spannung u(k) und für den Strom i(k) zeitgerecht miteinander verknüpfen zu können, ist es erforderlich, die von dem D/A-Wandler 2 und dem A/D-Wandler 4 verursachten Gruppenlaufzeiten bei der Signalverarbeitung zu berücksichtigen. Dazu wird der Abtastwert der Spannung u(k) mit einer Verzögerungsschaltung 5 um eine Zeit τ verzögert, die gleich der Summe der Gruppenlaufzeit des D/A-Wandlers 2 und der Gruppenlaufzeit des A/D-Wandlers 4 ist. Am Ausgang der Verzögerungsschaltung 5 steht dann der um τ verzögerte Abtastwert der Spannung ud(k) zur Verfügung, der nunmehr mit dem Abtastwert des Stromes i(k) zeitsynchron weiterverarbeitet wird.
Um die Eingangsimpedanz Z des Lautsprechers 1 nachzubilden, wird das zu modellierende System 8 mit dem Abtastwert des Stromes i(k) angesteuert und liefert gemäß û(k) = Z i(k) einen Abtastwert der Spannung û(k), der von dem Abtastwert der Spannung u(k), mit dem der Lautsprecher 1 angesteuert wird, gemäß Δu = u(k) - û(k) subtrahiert wird.
Aus dieser Abweichung Au wird ein Gütekriterium Gu gemäß der folgenden Gleichung abgeleitet: Gu = Δuuk
Die Eingangsimpedanz Z des unbekannten Systems Lautsprecher 1 wird mit dem zu modellierenden System 8 dadurch ermittelt, daß das Gütekriterium Gu mit einem Adaptionsverfahren nach dem NLMS-Algorithmus minimiert wird. Dazu wird die Baugruppe zur Durchführung des NLMS-Algorithmus 7 sowohl von dem Fehlersignal Δu als auch von dem Abtastwert des Stromes i(k) angesteuert. Der Nachbildungsvorgang der Eingangsimpedanz Z des Lautsprechers 1 mit dem zu modellierenden System 8 gilt als erfolgreich abgeschlossen, wenn das Gütekriterium Gu für eine bestimmte Zeitdauer unter einer definierten Schwelle bleibt.
Um Veränderungen der Eingangsimpedanz Z des Lautsprechers 1 zu erfassen, wird das Approximationsverfahren in definierten Zeitabständen wiederholt. Aus der nachgebildeten Eingangsimpedanz Z des Lautsprechers 1 wird durch eine Fast Fourier Transformation 10 näherungsweise der Frequenzgang der Übertragungsfunktion E(ω) des Lautsprechers 1 berechnet. Die so geschätzte Übertragungsfunktion E(ω) stimmt in der Nähe der Resonanzen mit dem vor dem Lautsprecher 1 gemessenen Frequenzgang des Schalldrucks sehr gut überein. Aus der Übertragungsfunktion E(ω) wird nunmehr der Kehrwert der Übertragungsfunktion E-1(ω) berechnet.
Mit Hilfe der Baugruppe zur Bestimmung der Filterkoeffizienten 11 werden aus dem Kehrwert der Übertragungsfunktion E-1(ω) die Filterkoeffizienten für ein Digitalfilter 6 so eingestellt, daß die Verzerrungen des Frequenzgangs der Übertragungsfunktion E(ω) des Lautsprechers 1 weitgehend beseitigt werden.
In Fig. 2 ist eine Schaltungsanordnung dargestellt, mit der erfindungsgemäß die Eingangsadmittanz Y des Lautsprechers 1 nachgebildet werden kann. Dabei werden Baugruppen verwendet, die bereits bei der Nachbildung der Eingangsimpedanz Z eingesetzt wurden. Sie tragen in Fig. 1 und Fig. 2 gleiche Bezeichnungen.
Um die Eingangsadmittanz Y des Lautsprechers 1 nachzubilden, wird das zu modellierende System 12 mit dem um die Zeit τ verzögerten Abtastwert der Spannung ud(k) angesteuert und liefert gemäß í (k) = Y ud(k) einen Abtastwert des Stromes í (k), der von dem Abtastwert des Stromes i(k), der durch den Lautsprecher 1 fließt, gemäß Δi = i(k) - í (k) subtrahiert wird. Aus dieser Abweichung Δi wird ein Gütekriterium gemäß der folgenden Gleichung abgeleitet: Gi = Δiik
Die nachfolgenden Verfahrensschritte sind die gleichen, wie sie bei der Ermittlung der Eingangsimpedanz durchgeführt werden, nämlich
  • Minimierung des Gütekriteriums Gi durch ein Adaptionsverfahren nach dem NLMS-Algorithmus mit Baugruppe 13,
  • aus der nachgebildeten Eingangsadmittanz Y des Lautsprechers 1 wird durch eine Fast Fourier Transformation 14 näherungsweise der Frequenzgang der Übertragungsfunktion E(ω) des Lautsprechers 1 berechnet,
  • daraus wird der Kehrwert des Frequenzgangs der Übertragungsfunktion E-1(ω), und aus diesem wird mit Hilfe der Baugruppe zur Bestimmung der Filterkoeffizienten 15 das Digitalfilter 6 eingestellt.
Für die Realisierung ist es vorteilhaft, die Eingangsadmittanz Y nachzubilden. Die Funktion des zu modellierenden Systems 12 besitzt dann Tiefpaßcharakter und damit weniger Frequenzanteile nahe der Nyquistfrequenz. Somit wird bei gleichem Aufwand das Gütekriterium Gi kleiner als das Gütekriterium Gu, so daß eine bessere Nachbildung der Eingangsadmittanz des Lautsprechers 1 im Vergleich zur Nachbildung der Eingangsimpedanz Z des Lautsprechers 1 erzielt wird.
Mit dem erfindungsgemäßen Verfahren wird auch bei kostengünstigen Lautsprechern der Konsumgüterindustrie eine natürliche Sprach- und Musikwiedergabe erreicht.
Das beim Herstellungsprozeß eines Endgerätes berechnete digitale Filter 6 zur Entzerrung des Frequenzgangs der Lautsprecher 1 kann je nach Bedarf in bestimmten Zeitabständen neu berechnet werden, so daß das digitale Filter 6 an alle Veränderungen des Gehäuses, des Lautsprechers und deren Zusammenwirken aktuell angepaßt wird.

Claims (6)

  1. Verfahren zur Korrektur des Frequenzganges eines Schallsenders (1),
    dadurch gekennzeichnet, daß eine Eingangszweipolkenngröße des Schallsenders (1) von einem zu modellierenden System (8, 12) nachgebildet wird, daß daraus eine Übertragungsfunktion (E(ω))des Schallsenders (1) geschätzt wird und daß aus dem Kehrwert (E-1(ω)) der geschätzten Übertragungsfunktion (E(ω)) des Schallsenders (1) ein digitales Filter (6) derart berechnet wird, daß die Kettenschaltung aus dem digitalen Filter (6) und dem Schallsender (1) einen Frequenzgang der Übertragungsfunktion aufweist, der frei von Resonanzüberhöhungen ist.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als Eingangszweipolkenngröße des Schallsenders (1) die elektrische Eingangsimpedanz (Z) oder die elektrische Eingangsadmittanz (Y) gewählt wird.
  3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangszweipolkenngröße des Schallsenders (1) adaptiv nach dem NLMS-Algorithmus durch die Eingangszweipolkenngröße des zu modellierenden Systems (8, 12) so nachgebildet wird, daß die Abweichung der beiden Eingangszweipolgrößen eine definierte Schwelle unterschreitet.
  4. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß aus dem zu modellierenden System (8, 12) mittels einer Fast Fourier Transformation (10, 14) die Übertragungsfunktion (E(ω)) des Schallsenders (1) geschätzt wird.
  5. Anordnung zur Korrektur des Frequenzganges eines Schallsenders (1), dadurch gekennzeichnet, daß dem Schallsender (1) ein zu modellierendes System (8, 12) parallel geschaltet ist, das über eine Baugruppe zur Bestimmung von Filterkoeffizienten (11, 15) für ein digitales Filter (6) mit dem digitalen Filter (6) verbunden ist, das dem Schallsender (1) vorgeschaltet ist.
  6. Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Schallsender (1) über einen Digital/Analog-Wandler (2) mit dem digitalen Filter (6) verbunden ist und daß das zu modellierende System (8, 12) über einen Analog/Digital-Wandler (3) mit dem Schallsender (1) verbunden ist.
EP19970402066 1996-09-07 1997-09-04 Verfahren und Anordnung zur Korrektur des Frequenzganges eines Schallsenders Withdrawn EP0835039A2 (de)

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