EP0742958A1 - Abschaltbares leistungshalbleiterbauelement - Google Patents

Abschaltbares leistungshalbleiterbauelement

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EP0742958A1
EP0742958A1 EP95908217A EP95908217A EP0742958A1 EP 0742958 A1 EP0742958 A1 EP 0742958A1 EP 95908217 A EP95908217 A EP 95908217A EP 95908217 A EP95908217 A EP 95908217A EP 0742958 A1 EP0742958 A1 EP 0742958A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
zone
power semiconductor
semiconductor component
cathode
emitter
Prior art date
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Ceased
Application number
EP95908217A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Heinrich Schlangenotto
Josef Serafin
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mercedes Benz Group AG
Original Assignee
Daimler Benz AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Daimler Benz AG filed Critical Daimler Benz AG
Publication of EP0742958A1 publication Critical patent/EP0742958A1/de
Ceased legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L29/00—Semiconductor devices specially adapted for rectifying, amplifying, oscillating or switching and having potential barriers; Capacitors or resistors having potential barriers, e.g. a PN-junction depletion layer or carrier concentration layer; Details of semiconductor bodies or of electrodes thereof ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/66—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/68—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor controllable by only the electric current supplied, or only the electric potential applied, to an electrode which does not carry the current to be rectified, amplified or switched
    • H01L29/70—Bipolar devices
    • H01L29/74—Thyristor-type devices, e.g. having four-zone regenerative action
    • H01L29/744—Gate-turn-off devices
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L29/00—Semiconductor devices specially adapted for rectifying, amplifying, oscillating or switching and having potential barriers; Capacitors or resistors having potential barriers, e.g. a PN-junction depletion layer or carrier concentration layer; Details of semiconductor bodies or of electrodes thereof ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/02—Semiconductor bodies ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/06—Semiconductor bodies ; Multistep manufacturing processes therefor characterised by their shape; characterised by the shapes, relative sizes, or dispositions of the semiconductor regions ; characterised by the concentration or distribution of impurities within semiconductor regions
    • H01L29/08—Semiconductor bodies ; Multistep manufacturing processes therefor characterised by their shape; characterised by the shapes, relative sizes, or dispositions of the semiconductor regions ; characterised by the concentration or distribution of impurities within semiconductor regions with semiconductor regions connected to an electrode carrying current to be rectified, amplified or switched and such electrode being part of a semiconductor device which comprises three or more electrodes
    • H01L29/083—Anode or cathode regions of thyristors or gated bipolar-mode devices
    • H01L29/0839—Cathode regions of thyristors

Definitions

  • the invention relates to a power semiconductor component that can be switched off by gate control, the semiconductor body of which has a multiplicity of unit cells arranged next to one another, which consists of a p-emitter zone adjoining the anode, an adjoining weakly doped n-base zone, and a subsequent one p-base zone and an n-emitter zone embedded therein and form a thyristor structure.
  • a power semiconductor component that can be switched off by gate control
  • the semiconductor body of which has a multiplicity of unit cells arranged next to one another, which consists of a p-emitter zone adjoining the anode, an adjoining weakly doped n-base zone, and a subsequent one p-base zone and an n-emitter zone embedded therein and form a thyristor structure.
  • Such a component is known for example from DE 38 02 050 A1.
  • Power semiconductor components of the type described above are distinguished in the reverse voltage range above 600 V by a lower forward voltage for a given current and thus lower forward losses and a higher permissible current density than other power semiconductor components which can be switched off, such as the MOSFET, the
  • the GTO thyristors controlled by gate current are widely used in practice. A problem with high performance GTO thyristors is that they tend to form high current density filaments when turned off, thereby significantly reducing the current that can be turned off.
  • MOS-controlled thyistors or MCTs MOS controlled thyristors
  • the current filamentation which is already disadvantageous in the case of the GTO, leads to an even greater impairment of the breaking capacity in the MCT. This is because the charge carriers are withdrawn from the control base only at a voltage which, including the channel voltage of the switched-on MOSFET, is equal to the forward voltage of the emitter base junction, which decreases further due to heating.
  • the filamentation of MCTs with a larger area therefore greatly reduces the current that can be switched off without the risk of destruction.
  • the transmission characteristics of the GTO and MCT are the same as those of a conventional Thyristor; H. in contrast to the MOSFET, IGBT and bipolar transistor, the current does not tend towards a saturation value with increasing voltage. In the event of a short circuit in the load, the current is therefore not limited by the component itself, so that fuses must be connected in order to prevent destruction in the event of a short circuit. In other words, GTO and MCT are not "short-circuit proof", which is regarded as a considerable disadvantage compared to the IGBT.
  • the invention is based on the problem of creating a power semiconductor component which can be switched off and has a thyristor structure in which the current filamentation is prevented by an integrated ballast resistor without a parasitic thyristor being formed or the forward characteristic being impaired in that the unit cells contain an emitter base short circuit.
  • the ballast resistance should preferably be non-linear and increase with increasing current. It is a further problem of the invention to design such a component such that it can be switched on and off by a MOS gate and that it has a current-limiting characteristic.
  • At least one p-zone is embedded in the n-emitter zones of the unit cells and forms a ballast resistor and is provided with two ohmic contacts, one of which is the outer cathode metallization forms, which has no contact with the n-emitter zone, and of which the other is a floating contact, which simultaneously makes ohmic contact with the n-emitter zone.
  • An electron current flows through the floating cathode contact on the one hand into the n-emitter zone and on the other hand an equally large hole current flows through the p-zone embedded in the n-emitter zone to the outer cathode.
  • the p-zone between the contacts forms the ballast resistance, which counteracts current filamentation.
  • a parasitic thyristor is avoided.
  • the unit cell does not contain any short circuits of the p-base with the cathode, so that the thyristor structure under the floating contact in the on state carries full current over the entire width.
  • the p-zone embedded in the n-emitter zone preferably has a p + pp + structure laterally, such that it is doped higher under the contacts than in the intermediate region which forms the ballast resistor.
  • a p-channel MOSFET of the enhancement type is integrated between the p-base zone and the p-zone embedded in the n-emitter zone, the source and drain region of which are the p-base and those in the n-emitter zone embedded p-zone forms.
  • the power semiconductor component is switched off by this enrichment-type MOSFET by generating a p-channel and thus a current path from the p-base to the cathode by inversion on the surface of the n-emitter zone.
  • the effort required for the driver electronics is significantly reduced by the MOS control.
  • the invention is based on the knowledge that a lateral balancing resistor between the n-emitter zone and the cathode can be integrated in a simple manner and can be designed in a configuration as a depletion-type MOSFET without generating a parasitic thyristor or creating an emitter-base short circuit.
  • FIG. 1 shows a cross section of a unit cell of a power semiconductor component in the form of a GTO thyristor cell
  • Fig. 3 shows an embodiment of a MOS-controlled
  • ballast resistor is designed as a p-channel depletion-type MOSFET
  • Fig. 4 shows the potential distribution with overcurrent in a MOS-controlled
  • Fig. 5 shows an alternative to Fig. 3 embodiment of a MOS-controlled
  • FIG. 6 shows a vertical doping profile of the p- * np- shown in FIG.
  • Power semiconductor component and Fig. 7 shows the oblique view of a special embodiment.
  • FIG. 1 shows a GTO thyristor with a balancing resistor according to the invention.
  • FIG. 1 shows the cross section of a unit cell of a power semiconductor component, hereinafter also referred to as a component.
  • the semiconductor body consists of an anode connected to the anode A adjacent p-emitter zone 1, an adjoining weakly doped n-base zone 2, a subsequent p-base zone 3 and an n-emitter zone 4 embedded therein, whereby a pnpn thyristor structure is formed.
  • the n-emitter zone is preferably strip-shaped in the direction perpendicular to the plane of the drawing.
  • a p-zone 5 is embedded in the n-emitter zone, which is composed of two highly doped p + regions 5a located towards the edge, a centrally located highly doped p + region 5b, and weakly doped p zones 5c in between.
  • This lateral structure of zone 5 can be formed from two lateral p- * pp + structures, the inward p + regions 5b of which coincide.
  • the central p + region 5b is on the surface in ohmic contact with the cathode metallization K of the component, also called cathode, which is not in contact with the n-emitter zone (4).
  • the lateral p + regions 5a are provided with a floating cathode contact K ', which at the same time forms the contact with the n-emitter region 4 which comes to the surface.
  • the n-emitter region 4a under the floating contact K ' is preferably doped higher than in the region 4b under the p + region 5b contacted with the cathode.
  • the p-base is provided with a gate contact G.
  • the semiconductor body consists of a p-emitter zone 1 adjoining the anode metal layer, an adjoining weakly doped n-base zone 2, a subsequent p-base zone 3 and an n embedded therein -Emitter zone 4, whereby a pnpn thyristor structure is formed.
  • p-zones 5 are embedded, which laterally have a p- * pp + structure and (parallel to the plane of the drawing) run parallel to the edge of the n-emitter zone.
  • n-emitter zone 4 Like the n-emitter zone 4, they are preferably formed in a strip shape in this direction.
  • the p + zones 5b provided with the cathode metallization are on the outside, and the p + zones 5a located towards the center have a floating contact K ', which at the same time forms an ohmic contact with the n emitter zone.
  • the n region between the outer p + regions 5b and the p base 3 drawn to the surface is covered with an oxide on which there is a conductive gate material G, which preferably consists of doped polysilicon.
  • a p-channel MOSFET (M1) of the enhancement type is formed.
  • a p-conducting inversion channel is formed on the surface of the n-zone, which is the p-base connects to the cathode.
  • the switch-off process is initiated, as in the conventional MCT, since the hole current coming from the anode now largely flows to the cathode without the zones 4, 3 and 2 formed n + pn ⁇ partial transistor to open the thyristor structure.
  • the n-emitter zone 4 is at a higher potential than K because of the voltage drop VR in the resistance layer 5c, so that the p + n junction between the zones 5b and 4 is polarized in the reverse direction.
  • the forward voltage of the n + p junction between the n-emitter zone 4 and the p-base 3 is available as the driving voltage between the p-base zone 3 acting as the source and the region 5b acting as the drain, as in the conventional MCT, but a voltage increased by VR. This speeds up the switch-off process and increases the current density that can be switched off.
  • the resistance layer 5c it is advantageous to design the resistance layer 5c in such a way that the voltage drop VR in it is greater than the lateral voltage drop which is caused in the p-base 3 by the hole current flowing to the p-channel of the MOSFET (M1). Then a voltage greater than the pn forward voltage is always available as the channel voltage, so that the current that can be switched off is not limited by the lateral voltage drop in the control base.
  • zone 5c The resistance of zone 5c is approximately constant if this zone 5c is doped sufficiently. If the integral doping of the p-zone 5c is sufficiently weak, however, the ohmic voltage drop along this zone, which poles the pn junction J between the zones 5c and 4b in the blocking direction, leads to an increasing constriction of the neutral p toward the cathode K. Zone 5c. The resistance then increases with the current, which - as mentioned - is desired to enhance the effect.
  • the p * pp + structure then acts together with the n emitter zone 4b as a junction field effect transistor with 5a as the source region, 5b as the drain region and 4b as the gate region which is short-circuited with the source region.
  • FIG. 3 shows a unit cell which can not only be switched off by the MOS gate, but can also be switched on.
  • the pn junction J2 between n base 2 and p base 3 in the left part of FIG. 3 is pulled to the surface and the surface area of the p base is covered by the gate.
  • An internal N-channel MOSFET M3 is formed, the gate of which forms a uniform gate with the gate of the MOSFET M1 in this exemplary embodiment. If the gate is polarized positively in relation to the cathode, an n-channel is formed on the surface of the p-base, which causes the thyristor structure to ignite. The ignition structure does not need to be present in all cells, since the ignited state of the thyristor automatically spreads to the neighboring cells through lateral currents in the p- and n-bases.
  • the current in the thyristor structure is therefore per edge length, i.e. H. parallel to the edge and perpendicular to the plane of the drawing, maximum equal to the saturation current of the two MOSFETs (M2) in the n-emitter strips with a clamped gate-source path. Filaments of high current density are thus excluded.
  • the component is switched off in that the MOSFET M1 is switched on by a gate voltage which is negative with respect to the cathode K, so that the p-base 3 is connected to the cathode K by a p-channel.
  • FIG. 4 shows a component according to FIG. 3 with a unit cell without an ignition structure, potential values being shown in the event that the forward current (for example as a result of a short circuit in the load) runs so high that the operating point is on the characteristic curve of the internal MOSFET M2 runs in the area of current saturation.
  • the pnp partial transistor (1, 2, 3) of the thyristor structure (1, 2, 3, 4) is only left by an almost constant electron current from the upper n ⁇ n partial transistor (4, 3, 2 ) turned on.
  • the total current through the component can still increase due to the increase in the hole current from the pnp partial transistor, which is possible because the partial transistors increasingly go out of saturation and the current amplification factor ⁇ P np increases.
  • a space charge zone can form around the pn junction J2 between the p- and n-bases and build up a voltage there. If the MOS channel between the p-base 3 and the p + zone 5b is blocked, however, in this way there is generally only a hint of current limitation, since the increased hole current entering the p-base cannot flow to the cathode and the pn transition between the p + zone 5b and the n zone 4b drives through the avalanche breakthrough by a small current increase in channel 5c. The electrons generated in this way partially diffuse into the pnp sub-transistor (1, 2, 3) and cause the voltage which may already be present at the junction JZ to collapse again.
  • the breakdown voltage of the internal MOSFET M2 is chosen to be significantly greater than the threshold voltage of the external MOSFET M1 and the gate G is set to cathode potential during the pass-through phase.
  • the potential values entered at different points in the structure in FIG. 4 relate to an excessive forward current that is not limited by the outer circuit. Relative to the 0 V cathode, the potential of the floating cathode K 'and the n-emitter zone 4a in the assumed example is 6 V, caused by the voltage drop VR in the channel zone 5c. The potential in the lateral region 4b of the n-zone 4 is somewhat higher as a result of an electron current flowing there, for example 6.1 V.
  • the p + n transition between the p + zone 5b and the n-emitter zone 4b is 6.1 V polarized in the reverse direction, while the breakdown voltage of this transition can be 12 V, for example.
  • the potential of the p base 3 is higher than that of the n zone 4, since the pn junction between these zones is polarized in the forward direction. It is z. B. 6.8 V, near the gate G, it is smaller due to the hole current flowing there, z. B. 6.5 V. This value is available as a voltage on the p-channel connecting the p-base 3 and p + region 5b. A slight increase in the electron current from the floating cathode K 'thus leads to a sharp increase in the hole current flowing out via this channel.
  • Such an embodiment of the invention consists in that sections of the gate metalization in parts of the available gate edge length along the n-zone 4b (perpendicular to the plane of FIG. 4, see FIG. 7) are separated from the gate G and in are in direct contact with the cathode metallization. These regions clamped with the cathode and the gate regions in between are to be distributed as evenly as possible over the edge length.
  • FIG. 5 An alternative embodiment to FIG. 4 of a MOS-controlled thyristor according to the invention is shown in FIG. 5.
  • the outer cathode K consists of a metal strip that sits on a central p + region .
  • Gate G and floating cathode K ' form a structure identical to the usual MCT with the semiconductor region underneath, but with the difference that the contact K' is a floating cathode, which is only connected to the lateral p-channel MOSFET M2 the outer cathode K is connected.
  • the floating cathode simultaneously forms the gate of the internal MOSFET M2.
  • the current which flows as an electron current from the floating cathode K 'into the thyristor structure below it flows out as a hole current through the lateral p + pp ⁇ structure to the outer cathode K.
  • the hole current flowing through the external MOSFET M1 also flows to the cathode K through the internal MOSFET M2, in contrast to the embodiment according to FIG. 3.
  • the MOSFET M2 always carries the total current.
  • the breakdown voltage of the p + n junction J between the zones 4b, 5b which determines the breakdown voltage of the MOSFET M2, must be greater than the threshold voltage of the MOSFET M1.
  • the difference should be at least 2 V. However, a larger difference is desirable, e.g. B. 10 V.
  • the breakdown voltage is then 13 V. This can be achieved by not too high doping of zone 4b and / or a not too high doping gradient at the p + n junction J. Even for a small threshold voltage, the doping concentration of zone 4b on the surface must not be too high (e.g. 1 * 10 17 / cm 3 ).
  • the n-emitter zone 4 together with the p-base zone 3 and the p + region 5b should also meet the condition that the pnp + transistor structure (3, 4, 5b) with the cathode K as the collector has only a low current amplification factor , so that the hole current flowing through this parasitic transistor to the cathode is small. This hole current is ineffective for opening the n ⁇ pn sub-transistor (4a, 3, 2) of the thyristor structure.
  • the integral doping of the n-zone 4b is preferably selected in the range 5 * 10 13 / cm 2 to 5 * 10 1 / cm 2 .
  • a suitable doping profile can be technologically implemented in various ways. FIG.
  • FIG. 6 shows a doping profile of the pnp + transistor (3, 4b, 5b), in which the n-emitter zone 4b was produced by ion implantation with an energy in the range of 1.5 MeV, while the p-zone 3 and p + zone 5b were generated by diffusion.
  • the breakdown voltage of the pn junction J is approximately 13 V in this case.
  • the threshold voltage of the MOSFET M1 is approximately 3 V at an oxide thickness of 80 nm.
  • the integral doping concentration of the n-emitter zone 4b is 9 * 10 13 / cm 2 .

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Abstract

Gegenstand der Erfindung ist ein durch Gatesteuerung abschaltbares Leistungshalbleiterbauelement, dessen Halbleiterkörper eine Vielzahl nebeneinander angeordneter Einheitszellen aufweist, die aus einer an die Anode angrenzenden p-Emitterzone (1), einer sich daran anschließenden schwach dotierten n-Basiszone (2), einer darauf folgenden p-Basiszone (3) und einer darin eingebetteten n-Emitterzone (4) bestehen und eine Thyristorstruktur bilden. In die n-Emitterzone (4) der Einheitszellen ist wenigstens eine p-Zone (5) eingebettet, die einen Ballastwiderstand bildet und mit zwei ohmschen Kontakten versehen ist, von denen einer die äußere Kathodenmetallisierung (K) bildet, die keinen Kontakt mit der n-Emitterzone (4) hat, und von denen der andere ein floatender Kontakt (K') ist, der zugleich die n-Emitterzone (4) ohmsch kontaktiert.

Description

Abschaltbares Leistungshalbleiterbauelement
Beschreibung
Die Erfindung bezieht sich auf ein durch Gatesteuerung abschaltbares Lei¬ stungshalbleiterbauelement, dessen Halbleiterkörper eine Vielzahl nebeneinan¬ der angeordneter Einheitszellen aufweist, die aus einer an die Anode angren¬ zenden p-Emitterzone, einer sich daran anschließenden schwach dotierten n- Basiszone, einer darauf folgenden p-Basiszone und einer darin eingebetteten n-Emitterzone bestehen und eine Thyristorstruktur bilden. Ein derartiges Bauelement ist beispielsweise aus der DE 38 02 050 A1 bekannt.
Leistungshalbleiterbauelemente der vorstehend beschriebenen Art zeichnen sich im Sperrspannungsbereich oberhalb 600 V durch eine bei gegebenem Strom geringere Durchlaßspannung und somit geringere Durchlaßverluste und eine höhere zulässige Stromdichte aus, als andere abschaltbare Leistungshalbleiterbauelemente wie der MOSFET, der |nsulated-£ate Bipolartransistor (IGBT) und der (normale) Bipolartransistor sie haben. Zum Unterschied von den Letzteren sind sie außerdem bis zu sehr hohen Sperr¬ spannungen geeignet. Praktisch eingesetzt werden verbreitet die durch Gate¬ strom gesteuerten GTO-Thyristoren. Ein Problem bei Hochleistungs-GTO-Thy- ristoren besteht darin, daß sie dazu neigen, beim Abschalten Filamente hoher Stromdichte zu bilden, wodurch der abschaltbare Strom deutlich reduziert wird.
Ein Nachteil der GTO-Thyristoren gegenüber Leistungshaibleiterbauelementen, die durch Spannung an einem MOS-Gate gesteuert werden, wie der MOSFET und IGBT, besteht in dem viel höheren Steuer- und Beschaltungsaufwand, den sie erfordern. Um die Vorteile einer guten Durchlaßcharakteristi k einer¬ seits und geringer Ansteuerleistung andererseits zu vereinen, wurden MOS- gesteuerte Thyistoren oder MCTs (MOS controlled thyristors) entwickelt. Wie die anderen abschaltbaren Leistungshalbleiterbauelemente besteht der MCT aus einer Vielzahl nebeneinander liegender, parallel geschalteter Ein¬ heitszellen. Der Thyristor dieser Einheitszellen des MCT enthält einen in die n-Emitterzone integrierten MOSFET, der beim Einschalten einen Stromne- benweg von der p-Basis zum n-Emitter öffnet und das Leistungshalbleiter¬ bauelement so abschaltet.
Die schon beim GTO nachteilige Stromfilamentierung führt beim MCT zu einer noch wesentlich größeren Beeinträchtigung des Abschaltvermögens. Dies liegt daran, daß die Ladungsträger aus der Steuerbasis nur mit einer Spannung abgezogen werden, die einschließlich der Kanal-Spannung des eingeschalteten MOSFETs gleich der Vorwärtsspannung des Emitterbasisübergangs ist, wobei diese durch Erwärmung noch abnimmt. Durch die Filamentierung wird daher bei MCTs mit größerer Fläche der ohne Zerstörungsgefahr abschaltbare Strom sehr stark reduziert.
Die Durchlaßkennlinien des GTO und MCT gleichen der eines üblichen Thyri¬ stors, d. h. im Unterschied zum MOSFET, IGBT und Bipolartransistor strebt der Strom mit zunehmender Spannung nicht gegen einen Sättigungswert. Der Strom wird also im Falle eines Kurzschlußes der Last nicht durch das Bau¬ element selbst begrenzt, so daß, um einer Zerstörung im Kurzschlußfall vorzubeugen, Sicherungen vorgeschaltet werden müssen. GTO und MCT sind mit anderen Worten nicht "kurzschlußfest", was als erheblicher Nachteil etwa gegenüber dem IGBT angesehen wird.
Um die Stromfilamentierung bei diesen Bauelementen zu verhindern, ist es aus der DE 38 02 050 A1 bekannt, einen Ballastwiderstand in die Verbindung zwischen dem n-Emittergebiet der Einheitszellen und der äußeren Kathode einzufügen, und zwar in Form einer Widerstandsschicht. Da es problematisch ist, den Widerstand auf diese Weise hinreichend genau und homogen einzu¬ stellen, ist aus der EP 0 433 825 A1 bekannt, den Ballastwiderstand in lateraler Form zu integrieren und ihn zur Erhöhung der Wirkung als nichtlinearen Widerstand zu wählen, der mit zunehmendem Strom ansteigt. Der Widerstand wurde durch einen n-Kanal-MOSFET vom Verarmungstyp aus¬ geführt. Der n-Emitter steht dabei über das schwächer dotierte n-Kanalge- biet in direkter Verbindung mit dem Kathoden kontakt. Die in dieser Druck¬ schrift angegebenen Bauelemente haben aber den Nachteil, daß unter der Kathodenmetallisierung ein parasitärer Thyristor vorhanden ist, der bei ho¬ hen dU/dt-Belastungen und höheren Temperaturen leicht einschaltet, wo¬ durch die Wirkung des Bai lastwiderstand es verloren geht. Um das zu vermei¬ den, ist aus derselben Druckschrift bekannt, die mit der Kathode kon¬ taktierte n-Zone mit der benachbarten p-Basis durch die Metallisierung kurzzuschließen. Dies hat jedoch zur Folge, daß auch der Hauptthyristor bis zu einem erheblichen Abstand von der Kurzschlußstelle am Einrasten gehin¬ dert wird. Daher muß die Einheitszelle eine relativ große laterale Abmessung aufweisen, so daß die pro Halbleiterfläche erreichbare MOS-Kanal weite und damit der schaltbare Strom pro Fläche auch hier stark reduziert sind. Das Bauelement zeigt noch keine Stromsättigung bis zu hohen Spannungen, d. h. es ist nicht kurzschlußfest.
Der Erfindung liegt das Problem zugrunde, ein abschaltbares Leistungshalb¬ leiterbauelement mit Thyristorstruktur zu schaffen, bei dem die Stromfila¬ mentierung durch einen integrierten Ballastwiderstand verhindert wird, ohne daß ein parasitärer Thyristor entsteht oder die Durchlaßcharakteristik dadurch beeinträchtigt wird, daß die Einheitszellen einen Emitterbasiskurzschluß enthalten. Der Ballastwiderstand soll bevorzugt nichtlinear sein und mit steigendem Strom ansteigen. Es ist weiter ein Problem der Erfindung, ein solches Bauelement so auszugestalten, daß es durch ein MOS-Gate ein- und abschaltbar ist und daß es eine strombe¬ grenzende Kennlinie besitzt.
Diese Probleme werden bei einem Leistungshalbleiterbauelement der eingangs beschriebenen Art erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß in die n-Emitterzo- nen der Einheitszellen wenigstens eine p-Zone eingebettet ist, die einen Ballastwiderstand bildet und mit zwei ohmschen Kontakten versehen ist, von denen einer die äußere Kathodenmetallisierung bildet, die keinen Kontakt mit der n-Emitterzone hat, und von denen der andere eine floatender Kontakt ist, der gleichzeitig die n-Emitterzone ohmsch kontaktiert. Durch den floatenden Kathoden kontakt fließt einerseits ein Elektronenstrom in die n- Emitterzone und andererseits ein gleich großer Löcherstrom durch die in die n-Emitterzone eingebettete p-Zone zur äußeren Kathode. Die p-Zone zwischen den Kontakten bildet den Ballastwiderstand, der einer Stromfilamentierung entgegenwirkt. Ein parasitärer Thyristor wird vermieden. Vorteilhaft ist ferner, daß die Einheitszelle keine Kurzschlüsse der p-Basis mit der Kathode enthält, so daß die Thyristorstruktur unter dem floatenden Kontakt im Durchlaßzustand auf der ganzen Breite voll Strom führt. Vorzugsweise besitzt die in die n-Emitterzone eingebettete p-Zone lateral eine p+pp+- Struktur, derart, daß sie unter den Kontakten höher dotiert ist als in dem Zwischengebiet, das den Ballastwiderstand bildet. Bei einer zweckmäßigen Ausgestaltung ist zwischen der p-Basiszone und der in die n-Emitterzone eingebetteten p-Zone ein p-Kanal-MOSFET vom Anrei- chungstyp integriert, dessen Source- und Draingebiet die p-Basis bzw. die in die n-Emitterzone eingebettete p-Zone bildet. Durch diesen MOSFET vom Anreichungstyp wird das Leistungshalbleiterbauelement abgeschaltet, indem an der Oberfläche der n-Emitterzone durch Inversion ein p-Kanal und damit ein Strompfad von der p-Basis zur Kathode erzeugt wird. Durch die MOS- Steuerung wird der Aufwand für die Treiberelektronik wesentlich reduziert.
In einer weiteren zweckmäßigen Ausgestaltung der Erfindung bilden die in die n-Emitterzone eingebetteten p+pp^Strukturen zusammen mit einem iso¬ lierten Gate, das mit der floatenden Kathode verbunden ist, einen MOSFET vom Verarmungstyp, dessen Sourcegebiet die mit dem floatenden Kontakt versehene p+-Zone und dessen Draingebiet die mit der Kathode kontaktierte p+-Zone ist. Der besondere Vorteil dieser Ausführungsform besteht darin, daß der Ballastwiderstand nichtlinear mit dem Strom ansteigt, wodurch sein Effekt verstärkt wird. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Ansprüchen 6 bis 9 beschrieben.
Die Erfindung beruht auf der Erkenntnis, daß ein lateraler Baliastwiderstand zwischen n-Emitterzone und Kathode in einfacher Weise integriert und in einer Ausgestaltung als MOSFET vom Verarmungstyp ausgebildet werden kann, ohne daß ein parasitärer Thyristor erzeugt wird oder ein Emitter- Basis-Kurzschluß entsteht.
Die Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden anhand der Zeichnungen näher beschrieben, aus denen sich weitere Vorteile ergeben.
Es zeigen:
Fig. 1 einen Querschnitt einer Einheitszelle eines Leistungshalbleiterbau¬ elements in Form einer GTO-Thyristorzelle,
Fig. 2 eine Einheitszelie eines MOS-gesteuerten Leistungshalbleiterbau- eiements,
Fig. 3 eine Ausführungsform eines MOS-gesteuerten
Leistungshalbleiterbaueiements, bei dem der Ballastwiderstand als p-Kanal-MOSFET vom Verarmungstyp ausgebildet ist,
Fig. 4 die Potentialverteilung bei Überstrom in einem MOS-gesteuerten
Leistungshalbleiterbauelement, Fig. 5 eine zu Fig. 3 alternative Ausführungsform eines MOS-gesteuerten
Leistungshai bleiterbaueiements, Fig. 6 ein vertikales Dotierungsprofil der in Fig. 2 dargestellten p-*np-
Transistorstruktur unter der Kathode des
Leistungshalbleiterbauelements und Fig. 7 die Schrägansicht einer speziellen Ausführungsform.
Einen GTO-Thyristor mit einem erfindungsgemäßen Baliastwiderstand zeigt Fig. 1. Wie die folgenden Figuren, stellt Fig. 1 den Querschnitt einer Ein¬ heitszelle eines Leistungshalbleiterbaueiements, im folgenden auch kurz Bau¬ element genannt, dar. Der Halbleiterkörper besteht aus einer an die Anode A angrenzenden p-Emitterzone 1 , einer sich daran anschließenden schwach do¬ tierten n-Basiszone 2, einer darauf folgenden p-Basiszone 3 und einer darin eingebetteten n-Emitterzone 4, wodurch eine pnpn-Thyristorstruktur gebildet wird. Die n-Emitterzone ist in Richtung senkrecht zur Zeichenebene bevorzugt streif enförmig ausgebildet. In die n-Emitterzone ist eine p-Zone 5 eingebettet, die sich aus zwei zum Rand hin gelegenen hoch dotierten p+- Gebieten 5a, einem zentral gelegenen hoch dotierten p+-Gebiet 5b, und dazwischen liegenden schwächer dotierten p-Zonen 5c zusammensetzt. Diese laterale Struktur der Zone 5 kann aus zwei lateralen p-*pp+-Strukturen ge¬ bildet werden, deren nach innen gelegene p+-Gebiete 5b zusammenfallen. Das zentrale p+-Gebiet 5b steht an der Oberfläche in ohmschem Kontakt mit der Kathodenmetallisierung K des Bauelements, auch Kathode genannt, die nicht mit der n-Emitterzone (4) in Berührung steht. Die seitlichen p+-Gebiete 5a sind mit einem floatenden Kathoden kontakt K' versehen, der gleichzeitig den Kontakt mit dem daneben an die Oberfläche tretenden n-Emittergebiet 4 bil¬ det. Das n-Emittergebiet 4a unter dem floatendem Kontakt K' ist zur Erzielung eines geringen Kontaktwiderstandes bevorzugt höher dotiert als in dem Bereich 4b unter dem mit der Kathode kontaktierten p+-Gebiet 5b. Wie bei einem GTO-Thyristor üblich, ist die p-Basis mit einem Gate-Kontakt G versehen.
Wenn sich nun an einer bestimmten Stelle der Emitterstreifen ein Filament hoher Stromdichte zu bilden beginnt, so wirkt dem der Spannungsabfall VR in der Zone 5c, die den Ballastwiderstand bildet, entgegen, da die Durch¬ laßspannung in der Thyristorstruktur (1 , 2, 3, 4a) um diese Spannung verringert ist. Ein wichtiger Unterschied gegenüber den Anordnungen in der oben erwähnten EP 0 433 825 A1 besteht darin, daß ein floatender Katho- denkontakt (K') vorgesehen ist, von dem aus einerseits ein Elektronenstrom in das n-Emittergebiet 4a fließt, andererseits ein gleich großer Löcherstrom über die p+-Zone 5b zur Kathode K. Durch diese Anordnung wird ein parasi¬ tärer Thyristor mit seinen Nachteilen umgangen. Ein weiterer wichtiger Vorteil besteht darin, daß der Thyristor der Einheitszellen unter dem floatenden Kontakt K' keinen Kurzschluß der p-Basis mit dem n-Emitter aufweist und daher im Durchlaßzustand auf der ganzen Breite voll Strom führt.
Die Erfindung läßt sich besonders vorteilhaft nutzen, um einen verbesserten MOS-gesteuerten Thyristor zu schaffen. Ein solches Bauelement zeigt Fig. 2. Der Halbleiterkörper besteht wie in Fig. 1 aus einer an die Anodenmetallschicht angrenzenden p-Emitterzone 1 , einer sich daran anschließenden schwach dotierten n-Basiszone 2, einer darauf folgenden p- Basiszone 3 und einer darin eingebetteten n-Emitterzone 4, wodurch eine pnpn-Thyristorstruktur gebildet wird. In die seitlichen Bereiche der n- Emitterzone 4 sind p-Zonen 5 eingebettet, die lateral eine p-*pp+-Struktur besitzen und (in Richtung senkrecht zur Zeichenebene) parallel zum Rand der n-Emitterzone verlaufen. Sie sind, wie die n-Emitterzone 4, in dieser Richtung bevorzugt streif enförm ig ausgebildet. Die mit der Kathodenmetalli¬ sierung versehenen p+-Zonen 5b liegen in diesem Ausführungsbeispiel außen, die zur Mitte hin gelegenen p+-Zonen 5a besitzen einen floatenden Kontakt K', der gleichzeitig einen ohmschem Kontakt mit der n-Emitterzone bildet. Das n-Gebiet zwischen den äußeren p+-Gebieten 5b und der an die Oberfläche gezogenen p-Basis 3 ist mit einem Oxid bedeckt, auf dem sich ein leitendes Gatematerial G befindet, das bevorzugt aus dotiertem Polysilizium besteht. Aus der Oberflächen region der p-Basis 3 als Sourcegebiet, der p+-Zone 5b als Draingebiet und der dazwischenliegenden Oberflächenregion der n-Zone 4b wird zusammen mit dem isolierten Gate G ein p-Kanal-MOSFET (M1 ) vom Anreicherungstyp gebildet.
Wird das Gate mit einem Potential belegt, das gegenüber der darunter lie¬ genden n-Zone negativ und absolut genommen größer als die Schwellenspan¬ nung ist, so entsteht an der Oberfläche der n-Zone ein p-leitender Inversionskanal, der die p-Basis mit der Kathode verbindet. Bei vorherigem Durchlaßbetrieb wird dadurch - wie beim üblichen MCT - der Abschaltvorgang eingeleitet, da der von der Anode kommende Löcherstrom nun großenteils zur Kathode abfließt, ohne den aus den Zonen 4, 3 und 2 gebildeten n+pn^Teiltransistor der Thyristorstruktur aufzusteuern. Anders als beim MCT ist die n-Emitterzone 4 dabei wegen des Spannungsabfalls VR in der Widerstandsschicht 5c auf höherem Potential als K, so daß der p+n- übergang zwischen den Zonen 5b und 4 in Sperrichtung gepolt ist. Als treibende Spannung zwischen der als Source wirkenden p-Basiszone 3 und dem als Drain wirkendes Gebiet 5b des MOSFETs M1 steht nicht nur die Durchlaßspannung des n+p-übergangs zwischen n-Emitterzone 4 und p-Basis 3 zur Verfügung wie beim üblichen MCT, sondern eine um VR erhöhte Span¬ nung. Dadurch wird der Abschaltvorgang beschleunigt und die abschaltbare Stromdichte erhöht. Es ist dabei vorteilhaft, die Widerstandsschicht 5c so auszulegen, daß der Spannungsabfall VR in ihr größer ist als der laterale Spannungsabfall, der in der p-Basis 3 durch den zum p-Kanal des MOSFETs (M1 ) fließenden Löcherstrom verursacht wird. Dann steht als Kanalspannung immer eine größere Spannung als die pn-Durchlaßspannung zur Verfügung, so daß der abschaltbare Strom durch den lateralen Spannungsabfall in der Steuerbasis nicht begrenzt wird.
Der Widerstand der Zone 5c ist bei hinreichend hoher Dotierung dieser Zone 5c annähernd konstant. Bei genügend schwacher integraler Dotierung der p- Zone 5c aber führt der ohmsche Spannungsabfall entlang dieser Zone, die den pn-übergang J zwischen den Zonen 5c und 4b in Sperrichtung polt, zu einer in Richtung zur Kathode K hin zunehmendem Abschnürung der neutra¬ len p-Zone 5c. Der Widerstand steigt dann mit dem Strom an, was - wie er¬ wähnt - zur Verstärkung des Effektes erwünscht ist. Die p*pp+-Struktur wirkt dann zusammen mit der n-Emitterzone 4b als Junction-Feideffekttransi- stor mit 5a als Sourcegebiet, 5b als Draingebiet und 4b als Gategebiet, das mit dem Sourcegebiet kurzgeschlossen ist.
Die Nichtlinearität des Widerstandes setzt schon bei geringeren Strömen ein, wenn man das p-Kanalgebiet 5c mit einem isolierten Gate versieht, so daß ein p-Kanal-MOSFET (M2) vom Verarmungstyp entsteht. Das Gate dieses MOSFETs wird bevorzugt mit dem floatenden Kathoden kontakt K' kurzgeschlossen, indem beispielsweise das Gate durch die floatende Metallisierung mit überdeckt wird, wie in Fig. 3 dargestellt. Im Unterschied zu Fig. 2 zeigt Fig. 3 eine Einheitszelle, die durch das MOS-Gate nicht nur abschaltbar, sondern auch einschaltbar ist. Dazu ist der pn-übergang J2 zwischen n-Basis 2 und p-Basis 3 im linken Teil der Figur 3 an die Oberfläche gezogen und der Oberflächen bereich der p-Basis vom Gate überdeckt. Dabei wird ein interner n-Kanal-MOSFET M3 gebildet, dessen Gate in diesem Ausführungsbeispiel mit dem Gate des MOSFETs M1 ein einheitliches Gate bildet. Wird das Gate gegenüber der Kathode positiv vorgepolt, so bildet sich ein n-Kanal an der Oberfläche der p-Basis, wodurch die Thyristorstruktur zündet. Die Zünd¬ struktur braucht nicht in allen Zellen vorhanden zu sein, da der gezündete Zustand des Thyristors sich durch laterale Ströme in der p- und n-Basis von selbst auf die Nachbarzellen ausbreitet.
Im Durchlaßbetrieb fließt der Strom, der aus der floatenden Kathode K' als Elektronenstrom in die darunter liegende Thyristorstruktur tritt, als Löcher¬ strom von K' durch den internen p-Kanal-MOSFET zur äußeren Kathode K ab. Der Strom in der Thyristorstruktur ist daher pro Randlänge, d. h. parallel zum Rand und senkrecht zur Zeichenebene, maximal gleich dem Sättigungsstrom der beiden in den n-Emitterstreifen liegenden MOSFETs (M2) mit geklemmter Gate-Source-Strecke. Filamente hoher Stromdichte werden somit ausgeschlossen. Wie man sieht, ist ein Kurzschließen der p-Basis mit der Kathode nicht vorhanden. Das Bauelement wird abgeschaltet, indem der MOSFET M1 durch eine gegenüber der Kathode K negative Gatespannung eingeschaltet wird, so daß die p-Basis 3 durch einen p-Kanal mit der Ka¬ thode K verbunden ist.
Figur 4 zeigt ein Bauelement nach Fig. 3 mit einer Einheitszelle ohne Zünd¬ struktur, wobei Potential werte für den Fall eingezeichnet sind, daß der Durchlaßstrom (z. B. Infolge eines Kurzschlußes der Last) so hoch läuft, daß der Arbeitspunkt auf der Kennlinie des internen MOSFETs M2 in den Bereich der Stromsättigung läuft. Sobald der Sättigungsstrom erreicht ist, wird der pnp-Teiltransistor (1 , 2, 3) der Thyristorstruktur (1, 2, 3, 4) nur noch durch einen nahezu konstanten Elektronenstrom aus dem oberen n^n-Teiltransistor (4, 3, 2) aufgesteuert. Der Gesamtstrom durch das Bauelement kann jetzt noch durch Ansteigen des Löcherstroms aus dem pnp-Teiltransistor an¬ steigen, was dadurch möglich ist, daß die Teiltransistoren zunehmend aus der Sättigung gehen und der Stromverstärkungsfaktor αPnp ansteigt. Dabei kann sich eine Raumladungszone um den pn-übergang J2 zwischen p- und n-Basis bilden und dort eine Spannung aufbauen. Ist der MOS-Kanal zwischen p-Basis 3 und p+-Zone 5b gesperrt, so ergibt sich auf diese Weise jedoch im allgemeinen nur andeutungsweise eine Strαmbegrenzung, da der in die p-Basis eintretende erhöhte Löcherstrom nicht zur Kathode abfließen kann und den pn-übergang zwischen der p+-Zone 5b und der n-Zone 4b durch eine geringe Stromerhöhung im Kanal 5c in den Avalanche-Durchbruch treibt. Die hierdurch generierten Elektronen diffundieren zum Teil in den pnp-Teiltransistor (1 , 2, 3) und lassen die evtl. schon vorhandene Spannung am Übergang Jz wieder zusammenbrechen.
Um dies zu vermelden, wird die Durchbruchspannung des internen MOSFETs M2 deutlich größer gewählt als die Schwellenspannung des externen MOSFETs M1 und das Gate G während der Durchiaßphase auf Kathodenpotential gelegt. Auf diesen Fall beziehen sich die in Fig. 4 an verschiedenen Punkten der Struktur eingetragenen Potential werte, die bei einem überhöhten, durch den äußeren Kreis nicht begrenzten Durchlaßstrom angenommen werden. Bezogen auf die Kathode mit 0 V beträgt das Potential der floatenden Kathode K' und der n-Emitterzone 4a in dem angenommenen Beispiel 6 V, verursacht durch den Spannungsabfall VR in der Kanalzone 5c. In dem seitlichen Bereich 4b der n-Zone 4 ist das Potential infolge eines dorthin fließenden Elek¬ tronenstroms etwas höher, beispielsweise 6.1 V. Somit ist der p+n-übergang zwischen der p+-Zone 5b und der n-Emitterzone 4b mit 6.1 V in Sperrichtung gepolt, während die Durchbruchspannung dieses Übergangs zum Beispiel 12 V betragen kann. Hat die Schwellenspannung zur Inversion der n- Emitterzone einen kleineren Wert, z. B. 4 V, so bildet sich wegen der negativen Spannung des Gates gegenüber dem Halbleiter ein p-Kanal an der Oberfläche der n-Emitterzone 4b zwischen p-Basis und dem mit der Kathode kontaktierten p+-Gebiet 5b. Es entsteht also automatisch ein Nebenschluß der p-Basis zur Kathode K. In erster Näherung geschieht dies bei dem Strom, bei dem der Spannungsabfall in der Zone 5c die Schwelienspannung des externen MOSFETs übersteigt. Das Potential der p-Basis 3 ist höher als das der n- Zone 4, da der pn-übergang zwischen diesen Zonen in Durchlaßrichtung ge¬ polt ist. Es beträgt in der Mitte z. B. 6.8 V, nahe des Gates G ist es infolge des dorthin fließenden Löcherstroms kleiner, z. B. 6.5 V. Dieser Wert steht als Spannung am p-Kanal, der p-Basis 3 und p+-Gebiet 5b verbindet, zur Verfügung. Eine geringe Erhöhung des Elektronenstroms aus der floatenden Kathode K' führt damit zu einer starken Erhöhung des über diesen Kanal abfließenden Löcherstroms. Da dies bei der nahezu konstanten Aufsteuerung des pnp-Teiltransistors (1 , 2,3 ) eine entsprechend starke Ausdehnung der Raumladungszone RLZ um den pn-übergang J2 und somit Spannungserhöhung bedingt, ergibt sich so eine Kennlinie mit ausgeprägter Stromsättigung. Zum Abschalten des Stroms wird das Gate dann gegenüber der Kathode auf ne¬ gatives Potential gebracht, so daß auch bei verschwindendem Strom ein p- Kanal besteht. Da der Gate-Kathoden kreis steuerungsbedingt einen gewissen Widerstand hat und auch der innere Widerstand des Pol silizium-Gates nicht verschwindet, gewährleistet eine äußere Zusammenschaltung von Gate und Kathode noch nicht in jedem Fall, daß das Gate bei sehr schnellem Stromanstieg voll auf Kathodenpotential bleibt. Es kann daher vorteilhaft sein, Maßnahmen zu treffen, die die Wirkung einer äußeren Kopplung von Gate und Kathode unterstützen oder sogar schon bei offenem Gate zu einer strombegrenzenden Kennlinie führen. Eine solche Ausgestaltung der Erfindung besteht darin, daß Abschnitte der Gatemetallisierung in Teilen der zur Verfügung stehenden Gate- Rand länge entlang der n-Zone 4b (senkrecht zur Zeichenebene von Fig. 4, s. Fig. 7) vom Gate G getrennt sind und in direktem Kontakt mit der Kathodenmetallisierung stehen. Diese mit der Kathode geklemmten Gebiete und die dazwischen liegenden Gategebiete sind möglichst gleichmäßig über die Randlänge zu verteilen.
Eine zu Fig. 4 alternative Ausführungsform eines MOS-gesteuerten Thyristors nach der Erfindung zeigt Fig. 5. Wie in Fig. 1 existieren hier pro n-Emitter¬ streifen zwei in den Randbereichen angeordnete pnpn-Thyristorstrukturen mit floatenden Kathoden kontakten K'. Die äußere Kathode K besteht dagegen aus einem Metallstreifen, der auf einem zentralen p+-Gebiet sitzt. Gate G und floatende Kathode K' bilden mit dem darunter liegenden Halbleiterbereich eine mit dem üblichen MCT identische Struktur, jedoch mit dem Unterschied, daß der Kontakt K' eine floatende Kathode ist, die nur über den lateralen p-Ka¬ nal-MOSFET M2 mit der äußeren Kathode K in Verbindung steht. Wie in Fig. 3 bildet die floatende Kathode gleichzeitig das Gate des internen MOSFET M2. Im Durchlaßbetrieb fließt der Strom, der als Elektronenstrom aus der floatenden Kathode K' in die darunter liegende Thyristorstruktur tritt, als Löcherstrom durch die laterale p+pp^Struktur zur äußeren Kathode K ab. Beim Abschalten fließt auch der durch den externen MOSFET M1 abfließende Löcherstrom im Gegensatz zu der Ausführungsform nach Fig. 3 durch den internen MOSFET M2 zur Kathode K ab. Der MOSFET M2 führt also stets den Gesamtstrom.
Wie erwähnt, muß die Durchbruchspannung des p+n-übergangs J zwischen den Zonen 4b, 5b, die die Durchbruchspannung des MOSFETs M2 bestimmt, größer sein als die Schwellenspannung des MOSFETs M1. Die Differenz sollte mindestens 2 V betragen. Erwünscht ist aber eine größere Differenz, z. B. 10 V. Bei einer Schwellenspannung von 3 V beträgt die Durchbruchspannung dann 13 V. Diese ist durch eine nicht zu hohe Dotierung der Zone 4b und/oder einen nicht zu hohen Dotierungsgradienten am p+n-übergang J erreichbar. Auch für eine kleine Schwellenspannung darf die Dotierungskonzentration der Zone 4b an der Oberfläche nicht zu groß sein (z. B. 1*1017/cm3). Die n-Emitterzone 4 soll aber zusammen mit der p- Basiszone 3 und dem p+-Gebiet 5b außerdem die Bedingung erfüllen, daß die pnp+-Transistorstruktur (3, 4, 5b) mit der Kathode K als Kollektor nur einen geringen Stromverstärkungsfaktor besitzt, damit der durch diesen parasitären Transistor zur Kathode abfließende Löcherstrom klein ist. Dieser Löcherstrom ist für die Aufsteuerung des n^pn-Teiltransistors (4a, 3, 2) der Thyristorstruktur unwirksam. Um die Bedingungen zu erfüllen, wird die inte¬ grale Dotierung der n-Zone 4b vorzugsweise in dem Bereich 5*1013/cm2 bis 5*101 /cm2 gewählt. Ein geeignetes Dotierungsrofil kann auf verschiedene Weise technologisch realisiert werden. Die Fig. 6 zeigt ein Dotierungsprofil des pnp+-Transistors (3, 4b, 5b), bei dem die n-Emitterzone 4b durch Ionenimplantation mit einer Energie in dem Bereich 1 ,5 MeV hergestellt wurde, während die p-Zone 3 und die p+-Zone 5b durch Diffusion erzeugt wurden. Die Durchbruchspannung des pn-übergangs J beträgt in diesem Fall ca. 13 V. Die Schwellenspannung des MOSFETs M1 beträgt bei einer Oxiddicke von 80 nm etwa 3 V. Die integrale Dotierungskonzentration der n- Emitterzone 4b beträgt 9*1013/cm2.

Claims

Patentansprüche
1. Durch Gatesteuerung abschaltbares Leistungshalbleiterbauelement, des¬ sen Halbleiterkörper eine Vielzahl nebeneinander angeordneter Einheits¬ zellen aufweist, die aus einer an die Anode angrenzenden p-Emitter- zone, einer sich daran anschließenden schwach dotierten n-Basiszone, einer darauf folgenden p-Basiszone und einer darin eingebetteten n- Emitterzone bestehen und eine Thyristorstruktur bilden, dadurch gekennzeichnet, daß in die n-Emitterzone (4) der Einheitszellen wenigstens eine p-Zone (5) eingebettet ist, die einen Ballastwiderstand bildet und mit zwei ohmschen Kontakten versehen ist, von denen einer die äußere Kathodenmetallisierung (K) bildet, die keinen Kontakt mit der n- Emitterzone (4) hat, und von denen der andere ein floatender Kontakt (K') ist, der zugleich die n-Emitterzone (4) ohmsch kontaktiert.
2. Leistungshalbleiterbauelement nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, daß in die n-Emitterzone (4) zwei p-Zonen (5) eingebettet sind.
3. Leistungshalbleiterbauelement nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die in die n-Emitterzone (4) eingebetteten p-Zonen (5) lateral eine p+pp+-Struktur besitzen derart, daß sie unter den Kontakten höher dotiert sind als in dem Zwischengebiet, das den Ballastwiderstand bil¬ det.
4. Leistungshalbleiterbauelement nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der p-Basiszone (3) und der in die n-Emitterzone (4) eingebetteten p-Zone
(5) ein p-Kanal-MOSFET (M1 ) vom Anreiche¬ rungstyp integriert ist, dessen Source- bzw. Draingebiet sie bilden und mit dem das Leistungshalbleiterbauelement durch Erzeugen eines p-Kanals, der die p-Basiszone (3) mit der Kathode (K) verbindet, abschaitbar ist. i. Leistungshalbleiterbauelement nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die lateralen p+pp+-Strukturen zusammen mit einem isolierten Gate einen internen p-Kanal-MOSFET (M2) vom Verarmungstyp bilden, dessen Gate fest mit dem als Source wirkenden floatenden Kontakt (K') verbunden ist.
6. Leistungshalbleiterbauelement nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein Teilbereich der kathodennahen Randzone des Gates des p- Kanal-MOSFETs (M1 ) vom Anreicherungstyp vom übrigen Gate getrennt und mit der Kathodenmetallisierung verbunden ist.
7. Leistungshalbleiterbauelement nach einem oder mehreren der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Durchbruchspannung des p-Kanal-MOSFETs (M2) vom Verar¬ mungstyp die Schwellenspannung des von außen ansteuerbaren p- Kanal-MOSFETs (M1 ) vom Anreichungstyp um mindestens 2 V übersteigt.
8. Leistungshalbleiterbauelement nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die n-Emitterzone (4) im Bereich (4a) unter dem floatenden Kathoden kontakt (K') höher dotiert ist als im übrigen Bereich (4b), der die Durchbruchspannungen und Schwellenspannungen der MOSFETs (M1 , M2) bestimmt.
9. Leistungshalbleiterbauelement nach einem oder mehreren der vorherge¬ henden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die integrale Dotierungskonzentration des schwächer dotierten Bereichs (4b) der n-Emitterzone (4) größer als 5*1013/cma und kleiner als 5*101 /cm2 ist.
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