EP0662268A1 - Procede et dispositif de commande automatique du gain d'un amplificateur d'un systeme electroaccoustique, notamment pour vehicule automobile - Google Patents

Procede et dispositif de commande automatique du gain d'un amplificateur d'un systeme electroaccoustique, notamment pour vehicule automobile

Info

Publication number
EP0662268A1
EP0662268A1 EP93920901A EP93920901A EP0662268A1 EP 0662268 A1 EP0662268 A1 EP 0662268A1 EP 93920901 A EP93920901 A EP 93920901A EP 93920901 A EP93920901 A EP 93920901A EP 0662268 A1 EP0662268 A1 EP 0662268A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
signal
amplifier
gain
filtering
pass filtering
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP93920901A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Claude Bernard Carpentier
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
S L X Sarl
Original Assignee
S L X Sarl
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by S L X Sarl filed Critical S L X Sarl
Publication of EP0662268A1 publication Critical patent/EP0662268A1/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
    • H03G3/20—Automatic control
    • H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
    • H03G3/32—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices the control being dependent upon ambient noise level or sound level

Definitions

  • Method and device for automatically controlling the gain of an amplifier of an electroacoustic system, in particular for a motor vehicle in particular for a motor vehicle.
  • the invention relates to the automatic gain regulation of a gain amplifier controlled by an electroacoustic system as a function of the ambient signal / noise ratio.
  • a microphone captures a complex signal composed of car noise and sound modulation from the speakers. This signal is filtered through a high-pass filter for removing very low noise frequencies and which are not troublesome for the hearing and is then rectified to be compared to the useful signal or pure taken after the amplifier gain controlled, filtered by an identical filter and rectified.
  • a calibration comparator pink noise modulation is carried out beforehand in the absence of ambient noise, so as to make comparable the two voltages from the respective rectifiers pure signal channels and complex signal. The problem raised by these. devices is the non-linearity of the speaker / room / microphone electroacoustic chain.
  • a response curve record at the microphone shows variations around an average value which commonly reach 15 dB.
  • 15 dB represent the uncertainty of these devices in distinguishing the signal from the noise. Also, if we don't want them to confuse the signal and the noise, during the adjustment, a safety margin of 15 dB must be adopted, i.e. ensure that the comparator which controls the increase in gain can only switch if the voltage coming from the micro channel and arriving at the comparator is more than 15 dB higher than the voltage from the pure signal channel.
  • the microphone is located near the driver's head and, as is common, the front left speaker is located at the left end of the dashboard, the signal component pure reaching the microphone has dropped very little (about 2 dB), because it mainly comes from the front left speaker. We therefore obtain an imbalance of 10 dB at the level of the comparator.
  • these systems are provided with a threshold detector device whose function is to prohibit an increase in gain when the signal level drops below a certain threshold, - 40 dB, for example.
  • This device which prevents an increase in gain between two disc tracks, is however insufficient to avoid an untimely increase in gain between two successive words when a speaker speaks hesitantly in any other similar condition when the signal level does not drop below the threshold but that it is not transiently representative of its level to be taken into account.
  • the invention aims to provide a more satisfactory solution to this problem.
  • An object of the invention is to permit automatic regulation of the amplifier using a high-pass filtering having a curve very restrictive attenuation in the low- frequencies.
  • Another object of the invention is to provide a multichannel device with unconditional stability and not subject to overcompensation phenomena or untimely increases in gain on "quasi-whites", therefore suitable for wide distribution in the automotive market.
  • the subject of the invention is therefore a method of automatically controlling the gain of an amplifier of an electro ⁇ acoustic system, of the type of that mentioned above, that is to say in which a first treatment is carried out, comprising a first filtering sub-processing, on a complex signal taken from the room using a capture means such as a microphone, and containing a mixture of ambient noise and sound modulation coming from the loudspeakers, so as to obtain a first processed signal; in parallel, a second processing is carried out, comprising a second filtering subprocessing, on a useful signal taken at the output of the gain amplifier controlled so as to obtain a second processed signal; the gain of the amplifier is then regulated as a function of a level comparison between the two processed signals; according to a general characteristic of the invention.
  • each filter processing sub comprises a first high-pass filtering in low cutoff frequency so that a second high-pass filtering to average cut-off frequency and having an attenuation of at least about 30 dB around 100 Hz ; Moreover, it blocks the increase in the gain of the amplifier when the level of the signal taken prior to the first high-pass filtering of the first filtering sub-processing is less than the product of the signal level corresponding taken after this first pass filtering high, by a predetermined coefficient greater than 1. or when the level of the signal sampled before the first high-pass filtering of the second filtering sub-processing is greater than the product of the level of the corresponding signal sampled after this first high-pass filtering, by a coefficient predetermined greater than 1.
  • an equalizer is provided which is adjusted so as to prohibit , in the absence of noise, increasing the gain of the amplifier by any pure (or useful) signal of frequency less than or equal to the cutoff frequency of the first high-pass filtering; this makes it possible to remove the blocking of the increase in the gain of the amplifier when the level of the signal sampled before the first high-pass filtering of the second filtering sub-processing is greater than the product of the level of the corresponding signal sampled after this first filtering high pass, by a predetermined coefficient greater than 1, and to keep the blocking of the gain increase only when the level of the signal sampled before the first high pass filtering of the first filter subprocessing is lower than the product of the level of
  • a calibration phase in which a pink noise modulation is injected at the input of the amplifier, and a level adjustment is made prohibiting the increase in amplifier gain by the first signal processed, taking into account a chosen safety margin, between approximately 1.5 dB and approximately 4 dB, preferably 2 dB.
  • This calibration phase then makes it possible subsequently, in a normal operating phase, to trigger an increase in the gain of the amplifier only when the level of the first processed signal will be 2 dB higher than that of the second processed signal.
  • noise in pink is injected as pure modulation signal.
  • a sinusoidal signal of variable frequency the frequency of which is increased in the absence of ambient noise from a starting frequency (for example 20 Hz) to the cut-off frequency of the first high-pass filtering (here 180 Hz), and it is checked that at no time is n 'obtained an increase in the gain of the amplifier by the first processed signal.
  • the complex signal Prior to the first high-pass filtering of the first filtering subprocessing, the complex signal is filtered by an auxiliary high-pass filter having a cut-off frequency lower than that of the first high-pass filtering, and the comparison of level to decide on the possible blocking of the increase in the gain of the amplifier, between the signal sampled after this auxiliary filtering and the corresponding signal sampled after the first high-pass filtering; such an arrangement notably allows correct operation of the device when the vehicle is of a type emitting very low noise frequencies.
  • the invention also relates to an automatic gain control device for the amplifier of an electroacoustic system, comprising:
  • a means of capturing such as a microphone, a complex signal containing a mixture of ambient noise and sound modulation coming from the loudspeakers.
  • first means of processing the complex signal incorporating first filtering means, capable of delivering a first processed signal.
  • each filtering means comprises a first high-pass to low-pass filtering stage cut-off frequency, as well as a second high-pass filtering stage with medium cut-off frequency and having attenuation at least of the order of 30 decibels at around 100 Hz;
  • first auxiliary comparison means are provided, capable of comparing the respective levels of the signals sampled before and after the first high-pass filtering stage of the first filtering means, and of delivering a first auxiliary comparison signal having a first value when the level of the signal sampled before the first filtering stage is lower than the product of the level of the signal sampled after this stage, by a predetermined coefficient greater than 1, and a second value otherwise;
  • second auxiliary comparison means are also provided, capable of comparing; ⁇ s respective levels of the signals taken before and after the first high-pass filtering stage of the second filter means, and to deliver a second comparison
  • a equalizing means set to prohibit, in the absence of noise, the increase in the gain of the amplifier for all pure signal (or useful) of frequency less than or equal to the cutoff frequency of the first high pass filter stage, the incorporation of such an equalizing means then makes it possible to dispense the second auxiliary comparator means and to retain only the first auxiliary comparator means; the control means are then able to block the increase of the gain of the amplifier, when the first comparing means auxiliaries deliver their first value.
  • the equalization means is advantageously a parametric equalizer with fixed correction preferably arranged downstream of the output of the gain-controlled amplifier. According to yet another variant of the invention, it is possible to dispense with an equalizer in the case where the electroacoustic system is self-supporting.
  • first and second filtering means a first high-pass filtering stage at low cut-off frequency, as well as a second high-pass filtering stage at medium cut-off frequency and having attenuation at least of the order of 30 dB around 100 Hz; in combination, it is possible to dispense with the second auxiliary comparison means and keep only the first auxiliary comparison means which are capable of comparing the respective levels of the signals sampled before and after the first high-pass filtering stage of the first means of filtering, and to deliver a first auxiliary comparison signal having a first value when the level of the signal sampled before the first filtering stage is lower than the product of the level of the signal sampled after this stage, by a predetermined coefficient greater than 1 and a second value in the opposite case, the control means are then able to block the increase of the gain of the amplifier, when the first auxiliary comparator means outputs the first value.
  • the cut-off frequency of each first high-pass filtering stage is advantageously between approximately 150 Hz and approximately 200 Hz. Preferably 1 80 Hz, while the cut-off frequency of each second high-pass filtering stage can be between around 500 Hz and 2000 Hz, preferably 1000 Hz.
  • each of the first and second filter means comprises a high pass filter with a slope of 18 dB per octave approximately fom .ant the first filter stage high-pass, followed by a high pass filter having a slope of 6 dB per octave, fom.ant in combination with the slope filter 18 dB per octave, the second stage of high pass filtering.
  • Each auxiliary comparison means may include a comparator, the input of which is connected to the input of the first corresponding high-pass filtering stage by a first resistor and to the output of this high-pass stage by a second resistor; the ratio of the first resistance to the second resistance defines said predetermined coefficient which is advantageously between approximately 1.33 and approximately 2.
  • the control means comprises a first transistor connecting the so ⁇ ie first input processing means of a voltage follower whose output is connected to the control input of the gain-controlled amplifier, the base of which is connected to the output of each auxiliary comparison means by means forming a logical OR; a second transistor is also provided, disposed between ground and the input of the voltage follower, the base of which is controlled by the output of the main comparison means which include a comparator, the input of which is connected to the outputs of the two treatment by two resistors of unequal values and chosen ratio.
  • the equalizer is advantageously retractable which allows it to be incorporated or not into the device according to the invention.
  • the presence of the equalizer in the device renders inoperative the second comparison means auxiliaries.
  • the first filtering means comprises an auxiliary high-pass filtering stage, disposed between the capture means and the corresponding first high-pass filtering stage, having a cut-off frequency lower than that of this first.
  • high-pass filtering stage preferably equal to 100 Hz, and the highest possible slope, for example 1 8 dB per octave.
  • the controlled-gain amplifier comprises a plurality of input channels and so ⁇ ie.
  • the acquisition means comprise discrimination means connected to the output channels of the gain-controlled amplifier, and capable of delivering at any time as output the signal from the output channel having the level fo ⁇ .
  • the discrimination means comprise: - four signal inputs respectively connected to the four channels,
  • - First control means able to open or close the two switches connected to the same pair according to the result of this first comparison.
  • - second means for comparing the sum of the levels of a channel of the first pair and the homologous channel of the second pair, with the sum of the levels of the other channel of the first pair and of the homologous channel of the second pair .
  • Each switching block advantageously comprises two transistors whose collectors, common, are connected to the corresponding signal input and to the line of the discrimination means; the transmitters are connected to ground and the respective bases are controlled by the respective outputs of two comparators of the two comparison means.
  • the reference 1 designates a gain-controlled amplifier, such as that sold by the company PHILIPS under the reference TDA 1 074.
  • This amplifier 1 has four input and output channels, referenced 2, 3, 4 and 5 , as well as a gain control input 6 representing the pins "nine" and "ten” of the TDA 1074 component, joined together for this application. It is part of an electroacoustic audio frequency system, for example incorporated within a motor vehicle, and is connected, via the four channels, with an optional equalizer 7. and a means of amplification of power 8, four speakers 9 conventionally arranged in pairs at the front and rear of the vehicle.
  • the gain control chain of this amplifier 1 consists of two essential parts.
  • the first part comprises a capture means such as an ambient microphone 10, capable of picking up a complex signal containing a mixture of ambient noise and sound modulation coming from the loudspeakers.
  • This microphone 10 is connected to input A of first means for Treatment 1 1 of a complex signal whose so ⁇ ie D is connected by INTEM-ediate a resistor 12 to the inverting input of an operational amplifier 14 functioning in comparator, and whose non-inverting input is connected to ground.
  • the second part of the control chain includes means for acquiring a useful or pure signal taken from the output of the gain-controlled amplifier 1, and incorporating here discrimination means 20, which will be discussed in more detail below. next on structure and function.
  • Level adjustment means 21 are also provided, such as a potentiometer.
  • the potentiometer is connected to input A of second processing means 22 of the useful signal acquired, one so ⁇ ie D is connected to the inverting input of the operational amplifier 14 by a resistor 13 less than the resistor 12 in a ratio R equal to the value of the resistor 12 on the resistor 13.
  • the value of this ratio expressed in dB represents the margin of device security.
  • the comparator line 14 is connected to the base of a transistor
  • PNP 16 operating as a switch, via a base resistor 15.
  • the emitter of this transistor 16 is connected to ground and its collector is connected via a resistor 17 to the input d 'a voltage follower 1 9 whose line controls the gain of amplifier 1.
  • the reference 23 denotes a logarithmic amplifier whose function is to supply a voltage capable of controlling the gain controlled amplifier. Its input is connected to the so ⁇ ie D of the first processing means, and its output is connected to the collector of the transistor 16, therefore to the input of the voltage follower 19, via the emitter-collector mesh of a transistor NPN 29. of which we will return in more detail below to the function, as well as by another resistor 30.
  • This logarithmic amplifier 23 is conventionally composed of an operational amplifier 24 whose non-inverting input is connected to ground, and whose inverting input is attacked by a resistor 25.
  • This amplifier 24 is against feedback through a resistor 26 in parallel with two diodes in series 27 and 28, the cathode of the diode 28 being connected to the jug in input of the amplifier 24.
  • the line of the comparator 14 is positive, which blocks the transistor 1 6 and allows, provided that the transistor 29 either passing, attacking the input of the voltage follower 19 with this processed signal present in line D of the first processing means, integrated according to a time constant (for example 4 seconds) defined by the product of the value of a capacitor 18 connected between the positive input of the voltage follower and ground, by the sum of the resistors 30 and 17.
  • a time constant for example 4 seconds
  • the base of transistor 29 is controlled, via a resistive bridge 31 and 32 which is also connected to the positive supply of the device, by the anode voltage of two diodes 33 and 36, the respective cathodes of which are connected to the lines of two comparators 34 and 37 appearing respectively in first and second auxiliary comparison means 35 and 38, the structure of which will now be described in more detail with particular reference to FIG. 2.
  • the first auxiliary comparison means 35 comprise two rectifiers without threshold 54 and 55 respectively connected to the two lines B and C of the first processing means 1 1. More particularly, the rectifier without threshold 54. connected to the so ⁇ ie B, and providing a positively rectified signal, conventionally comprises an operational amplifier whose positive input is connected to ground, and whose negative input, driven by a capacitor in series with a resistance, is counter-reacted by a first diode. Another diode is connected in series with the first, the two diodes being connected in parallel to the terminals of a resistor and a filter capacitor. The direction of adjustment is provided by the diode mounting direction (anode connected to the inverting input of the amplifier).
  • the rectifier without threshold 55 supplying a rectified - negative voltage, has a structure similar to that of the rectifier without threshold 54 in the direction of mounting near the two diodes.
  • the outputs of these two thresholdless rectifiers 54 and 55 are respectively connected to the positive input of comparator 34 by the intermediary of two resistors 56 and 57.
  • the first auxiliary comparison means, and more particularly the comparator 34 are capable of comparing the level of the signal present at line B at the level of the signal present in line C of the first processing means 1 1, to within a predetermined coefficient.
  • the comparator 34 compares the level of the signal in B to the product of the level of the signal in C by a predetermined coefficient, defined by the ratio of the resistance 56 to the resistor 57. This ratio is advantageously chosen between 1.33 approximately and approximately 2. for reasons which will be explained in more detail below.
  • the point B materializes here the output of an auxiliary high-pass filtering stage 39 whose input A is connected to the microphone 10.
  • This auxiliary stage co po ⁇ e as input a capacitor 47 in series with a resistor 48 connected to ground.
  • the non-inverting input of an operational amplifier 40 is connected on the one hand to ground by a resistor 41, and on the other hand to the common point of the resistor 48 and of the capacitor 47 by means of two capacitors in series 42 and 46.
  • the inverting input of this amplifier 40 is connected to the common point of the two capacitors 42 and 46 via a resistor 43 and to ground through a resistor 44. the amplifier is contraindicated reacted by a resistor 45.
  • the assembly forms a high-pass filter having a cut-off frequency of 50 Hz to 100 Hz with a slope of 18 dB / octave.
  • the resistive bridge 4-4 and 45 provides a gain of 50 to this auxiliary stage 39. which makes it possible to adapt to a correct level the level 'of the signal received from the microphone 10.
  • the B so ⁇ ie auxiliary d ⁇ c ⁇ t filtering stage high-pass 39 also performs the input of a first filter stage 49. highpass without gain, having a cutoff frequency of 1 80Hz ⁇ t a slope of 18 dB / octave.
  • the line C of this first high-pass filtering stage 49 is connected to the input of a second high-pass filter 50. having a significant cutoff frequency equal to 1000 Hz and a p ⁇ nt ⁇ of 6 dB / octave.
  • a such a filter is produced conventionally by a capacitor 52 of 4.7 nF connected in series to ground with a resistor 5 1 of 47 k ⁇ .
  • the combination of the filter stage 49 and the filter stage 50 forms a high-pass filter having a cut-off frequency of the order of 1000 Hz as well as an AC attenuation curve (FIG. 3) presenting a attenuation of the order of - 40 dB at 100 Hz, and of the order of - 20 dB at 200 Hz.
  • the signal available at the output of the filter 50 is then detected at the peak by a positive peak detector 53, the line D of which represents that of the first processing means 11.
  • the second processing means 22 are similar to the first processing means 1 1 with only one difference, namely that the auxiliary filtering stage having a cut-off frequency of 100 Hz is eliminated since it is unnecessary. Points A and B are therefore confused.
  • the output of the second filtering means this time attacks a negative peak detector.
  • the second auxiliary comparison means 38 are analogous to the first auxiliary comparison means 35 with the difference that the point E is this time connected to the negative input of comparator 37 whose positive input is connected to ground (FIG. 1 ).
  • the equalizer 7 is. for this purpose, advantageously produced in the form of a retractable box, which the user can plug into his car radio box.
  • the insertion of this equalizer 7 has the effect of connecting the negative feed point to the inverting input of comparator 37. which forces its output to a positive value, which. in combination with the diode 36 inhibits the second auxiliary comparison means 38.
  • This equalizer preferably parametric and fixed correction, is illustrated schematically in Figure 4.
  • the equalizer comprises between the input F and the line G of each channel, an operational amplifier 58 mounted as an inverter, of unity gain determined by the two resistors 60 and 59 of equal values, for example 22 k ⁇ .
  • One or more equalization cells 61 are further provided, connected to the terminals of the inverter stage, and comprising an operational amplifier 66 mounted as a bandpass filter with adjustable frequency by resistors 68 of equal values, between 470 ⁇ and 470 k ⁇ and adjusted according to the installation.
  • the amplifier 66 is supplied by a divider bridge constituted by the resistors 63 and 64.
  • two coupled resistors 62 of variable value connected in series to the terminals of the input F and of the line G. constitute a potentiometric assembly which pe ⁇ net to vary the gain of the bandpass filter as a function of the ratio of the two resistors 62, while the bandwidth is adjusted by the ratio of the resistor 63 to the resistor 64.
  • the sum of the two resistors 62 is taken equal to 47 k ⁇ . while resistance 63 has a value less than 2
  • the input H of the discrimination means 20 is connected to the four channels 2.3.4.5 which will be considered here in pairs, namely, for example, a first pair of channels 3 and 4 respectively connected to the two rear speakers and a second pair of channels 2 and 5 respectively connected to the two front speakers.
  • the four channels are connected to the output I of these discrimination means by four controlled switching blocks. Two of these blocks respectively consist of two identical transistors
  • the two other blocks are respectively made up of two complementary transistors PNP and NPN 87.88; 97.98.
  • the transmitters of each of the two transistors forming a switching block are connected to the ground, while the two collectors are connected on the one hand to a channel by a resistor 101, and to the line 1 by a resistor 102.
  • a switching block will be considered to be open, that is to say not connecting the channel corresponding to the line, when one of the two transistors constituting it is on.
  • the switching block will be considered closed, that is to say connecting the channel corresponding to the line when the two transistors constituting it are blocked.
  • the inverting input of an operational amplifier 71 mounted as a comparator, is connected via a summing rectifier 75, composed of two resistors 81 and 82, respectively connected to the first pair of channels 3 and 4, and followed a rectification cell similar to that of the rectifier 54.
  • the non-inverting input of the operational amplifier 71 is connected by another summing rectifier 76.
  • 83 and 84 of structure similar to that of the summing rectifier 75, to the second pair of channels 2 and 5.
  • a second operational amplifier 72 analogous to the amplifier 71, is also mounted as a comparator. Its negative input is also connected by the intermediary of a summing rectifier 73,77.78 to a channel of the first pair and to a channel of the second pair, in other words, for example, here, to the front channel left 5 and to the left rear channel 4.
  • the positive input of this comparator 72 is connected by another summing rectifier 74,79.80. respectively to the other two channels of the two pairs, that is to say here to the right front and rear channels.
  • the comparator 71 is connected, via four base resistors 95.89.91 and 100 to the respective bases of the four transistors 85.93.87 and 97 of the four switching units, while the comparator 72 is so ⁇ ie relié ⁇ by ' intermediate of the four basic resistors 96.99.90 and 92. to the respective bases of the four associated transistors 94.98.86 and 88 of these four switching blocks.
  • Curve AC attenuation of the second filter stage pass high was chosen to be close to that of the spectral envelope of human speech in its low side (frequency less than 1000 Hz), because it was observed that it corresponded statistically to the most probable and most useful envelope of the signal.
  • the adoption of such a curve makes it possible, on the one hand, to take account of effectively annoying car noises in order to mask in particular human speech, or any musical signal having a comparable spectral envelope, and. on the other hand, to greatly attenuate the low frequency noises which are not really annoying as regards the masking of the signal.
  • the attenuation curve chosen here contributes to obtaining very good performance of the device, it has been observed that it is generally possible to adopt a high-pass filter having a cut-off frequency of between approximately 500 Hz and around 2000 Hz, and attenuation at least of the order of 30 db around
  • the noise emitted by a car is generally rich in the low frequencies, the adoption of an attenuation curve according to the invention contributes to a decrease. spectral density of noise and therefore to a reduced difference between the level of the noisy signal at line D of the first processing means 11 and the level of the non-noisy signal at output D of the second processing means 22. If one wishes to avoid a untimely tilting of the device in the direction of a runaway, one solution would be to adopt a margin of safety, relatively impo ⁇ ante.
  • the procedure is as follows. We introduce a pink noise modulation in the gain-controlled amplifier and, using the potentiometer 21, a level adjustment is effected so as to obtain respective output voltages at points D of the first processing means 11 and the second processing means 22, which are equal in ultimate value. Given this setting and the safety margin chosen, the comparator
  • the first and second auxiliary comparison means 35 and 38 contribute, in the first alternative embodiment of the device, to avoid such runaway, in the same way as the first auxiliary comparison means 35 in combination with the equalizer 7 , in the second variant, and only the first auxiliary comparison means 35, in the third variant of the invention. concerning a freestanding electroacoustic chain.
  • the first auxiliary comparison means 35 compare the level of the noisy signal sampled before the first high-pass filtering stage 49 with the level of this same signal sampled in line from this filtering stage 49, taking account of the resistor 56 and 57 Thus, when the level of the signal taken at point B is less than the product of the level of the corresponding signal taken at point C by the comparison of resistors 56 of 57. the voltage delivered by comparator 34 is negative, which blocks the transistor 29 and samples the voltage by the voltage follower 1 9 if transistor 16 is not on. The follower 19 keeps thanks to the capacitor 18 sa * • *.
  • the transistor 29 should be blocked when the level of the signal at B is not sufficiently higher than the level of the signal at C, because in this case, the processed signal delivered by the first processing means 1 1 may not be representative of car noise.
  • the choice of the ratio of the resistances 56/57 is an experimental compromise between, in a pan, an autoblocking of the system when the ambient noise contains high frequencies, and. on the other side. a difficulty in blocking resulting in overcompensation harmful to the proper functioning of the device.
  • the time constant defining the reaction rate of the transistor 29 (defined by the value of the resistor and capacitor of threshold without rectifiers 54 and 55 and taken here equal to the order of 1/10 of a second), is very low compared to the time constant defined by the resistors 30, 17 and the capacitor 18 (of the order of 4 seconds).
  • the transistors 16 and 29 react at the same speed, wave ⁇ a fraction of the voltage supplied by the logarithmic amplifier 23 applied s ⁇ ra the voltage follower 19. the time that the transistor 29 is blocked. In other words, a decision is made here on the possible blocking of the increase in the gain of the amplifier via the transistor 29. before the switching of the comparator 14 has possibly commanded this increase.
  • the choice of the cut-off frequency of stage 39 compared to that of stage 49 also influences the choice of the predetermined coefficient defined by the ratio of resistors 56/57.
  • the predetermined coefficient defined by the ratio of resistors 56/57 we will preferably choose a coefficient of 1.33 while for a ratio of the order of 1/4, we will prefer a coefficient of the order of 2 .
  • theidesièm ⁇ s auxiliary comparison means 38 allow, in the first embodiment variant of the device, to prevent a runaway of the system, that is to dir ⁇ un ⁇ augm ⁇ mation i ⁇ éversible the gain of the amplifier 1, on the useful signal frequency less than or equal to the cutoff frequency of the first high-pass filtering stage 49, that is to say for a frequency less than or equal to 180 Hz.
  • the equalizer 7 is adjusted to a chosen setting value such that, for no pure signal frequency lower than the cutoff frequency of the first high-pass filtering, it is that is to say about 180 Hz, the level of the voltage coming from the microphone and reaching the main comparator 14 is higher than the voltage coming from the second processing means, and reaching this same comparator, taking account of course of the margin of security adopted.
  • this setting value is chosen so as to avoid, in the absence of noise, a tilting of the comparator in the direction of an increase in the gain of the amplifier for any pure signal frequency less than 180 Hz.
  • the equalizer ⁇ is preferably placed downstream of the amplifier 1, because it contributes both to the stability of the device and to the quality of hearing. Nevertheless, it can be placed elsewhere, for example just before the second processing means 22.
  • an electroacoustic system is said to be autostable, below this cut-off frequency, if, after the pink noise calibration phase, a sinusoidal signal of adjustable frequency is injected as pure signal modulation, the frequency of which is increased the absence of ambient noise from a memoria ⁇ frequency by exempl ⁇ 20 Hz to the cutoff fréqu ⁇ nc ⁇ (1 80Hz), and if at any time, the main comparator 14 does not swing in the direction of an increase in the amplifier gain.
  • the first auxiliary comparison means 35 are in themselves sufficient to ensure the stability of the system and to solve the problem posed in combination with the filters of the first processing means 11. It should also be noted that the combination of the stages of filtering 39 and 49 also makes it possible to discriminate between the noise produced by the vehicle and the passenger conversation, which prevents this conversation from being considered as noise which would lead to an increase in gain in order to cover this voice. In addition, the use of peak detectors makes it possible to reduce the disparity in reaction of the device vis-à-vis pure sustained notes resulting in a very low signal / noise ratio and passages containing a lot of transients in which the signal ratio / noise is very fo ⁇ .
  • suitable means 103 are provided which can be incorporated into each of the variants mentioned above.
  • These means 103 (FIG. 1) mainly consist of a rectification cell 104 analogous to rectifier 54. responsible for rectifying the signal coming from the discrimination means 20, and which directly supplies, in one section, the positive input of an operational amplifier 105 mounted as a comparator, and on the other hand, its negative input via a voltage divider bridge formed by resistors 108 and 1 10 of equal sensiblem ⁇ nt values.
  • a resistor 109 connected between the negative input 2 of the comparator 105 and the positive supply point, of very great value compared to that of the resistors 108 and 1 10. forms with the resistor 108 a voltage divider in a ratio of 40 to 50 dB.
  • a capacitor 107 is connected between the negative input of comparator 105 and the ground, and the line of comparator 105 is connected to the base resistance 32 of transistor 29 via a diode 106.
  • These means 103 operate in the following manner: when no sound modulation is emitted, which for example corresponds to the start of a disc, the voltage from the rectifier 104 is zero, and. by the resistor 109 connected to the most of the power supply,
  • the inverting input of amplifier '105 is slightly positive, which makes its line negatized. and, through the diode 106 turns off transistor 29 and prevents the rise of the gain in the absence of sound modulation. As soon as the signal rises, the comparator line 101 becomes positive, which makes the transistor 29 pass. In steady state, due to the resistive bridge 106, 104, the voltage at the positive input of comparator 105 is greater than that of the negative input, which has the consequence of maintain the line of the comparator 105 positive and the transistor 29 in its on state.
  • comparator 105 If the signal drops rapidly by more than 6 dB, the positive input of comparator 105 instantly follows this decrease, but not its negative input, whose voltage drop is delayed by the capacitor 107. The line of comparator 105 becomes negative again, this which blocks the transistor 29. On the other hand, if the useful signal drops progressively, the capacitor 107 discharges quickly enough so that the voltage at the negative input of comparator 105 does not become greater than that of the input positive, which allows the transistor 29 to remain on and the gain to rise when the signal drops without interrupting suddenly, which preserves the main purpose of the whole device.
  • the means 103 are capable of blocking the increase in gain in the absence of sound modulation or in the presence of a decrease in useful signal greater than a predetermined decrease (in the present case a decrease in more than 6 dB and faster than the discharge of the capacitor 107).
  • the values of the various elements of these means 103 result from experimental choices. However, good results were obtained with a capacitor 107 to a value of 10 microfarads. a resistor 109 of the order of 10 M ⁇ . and resistors 108 and 1 1 0 of the order of 22 k ⁇ .
  • the first comparator 71 of the discrimination means 20 compares the sum of the levels of channels 3 and 4 d ⁇ the first pair with the sum of the levels of channels 2 and 5 of the second pair and controls the opening of the two switches connected to the pair providing the lowest sum
  • the second comparator 72 compares the sum of the levels of a channel of the first pair and the homologous channel of the second pair, with the sum of the levels of the other channel of the first pair and of the homologous channel of the second pair, and controls the opening of that of the two switches, not open under the action of the first control means, and connected to the channel whose level has contributed to lead to the lowest sum.
  • the output of the comparator 72 is negative, which makes the transistors 86 and 88 on, consequently inhibiting the two right channels.

Landscapes

  • Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)

Abstract

Le dispositif comporte aussi bien dans la chaîne de traitement concernant le signal complexe issu du microphone (10), que dans la chaîne de traitement concernant le signal utile prélevé en sortie de l'amplificateur à gain commandé (1), un premier étage de filtrage passe-haut à basse fréquence de coupure, ainsi qu'un deuxième étage de filtrage passe-haut à moyenne fréquence de coupure et présentant une atténuation au moins de l'ordre de 30 dB aux environs de 100 Hz. Il est en outre prévu des premiers moyens de comparaison auxiliaires (35) aptes à comparer les niveaux respectifs des signaux prélevés avant et après le premier étage de filtrage passe-haut. Ces moyens (35) sont utilisés seuls, dans le cas où le système électroacoustique est autostable en-deça de la fréquence de coupure du premier étage de filtrage passe-haut, pour décider du blocage éventuel du gain de l'amplificateur. Ces moyens de comparaison auxiliaires peuvent être utilisés également en combinaison avec des deuxièmes moyens de comparaison auxiliaires (38) disposés dans la chaîne de traitement du signal utile, ou bien encore en combinaison avec un égaliseur (7).

Description

Procédé et dispositif de commande automatique du gain d'un amplificateur d'un s stème électroacoustique, notamment pour véhicule automobile.
L'invention concerne la régulation automatique du gain d'un amplificateur à gain commandé d'un système électroacoustique en fonction du rapport signal/bruit ambiant.
Elle trouve une application particulièrement avantageuse dans la compensation du bruit ambiant des chaînes audiofréquences électroacoustiques à amplificateur à gain commandé, en paπiculier à plusieurs canaux, notamment celles incorporées au sein de véhicules automobiles.
Des solutions ou tentatives de solutions très différentes ont été proposées dans ce domaine, pour tenter de résoudre un problème très important inhérent à ce genre de dispositif de régulation, à savoir l'identification de la nature du signal saisi par le capteur du dispositif. Ce signal saisi peut en effet être du bruit produit par la voiture, du signal issu des hauts-parleurs ou bien un mélange des deux dans une proportion plus ou moins grande. Or, et suπout si ce capteur est un microphone, la moindre erreur dans la discrimination entre le signal et le bruit entraîne immédiatement une réaction positive, le signal s'auto-amplifie sur lui- même et le système atteint rapidement son gain maximum dans un processus comparable à l'effet LARSEN. Afin de contourner cette difficulté, il a été proposé dans un congrès de l'AES en 1988 d'utiliser comme capteur un détecteur de vibrations fixé sur la carrosserie de la voiture après avoir mis en évidence une certaine corrélation entre le bruit à l'intérieur de l'habitacle et les vibrations de la carrosserie. Outre le fait que cette solution n'est pas idéale car la corrélation n'est que partielle, elle n'élimine pas totalement le problème de discrimination du signal et du bruit car les ondes sonores issues des hauts-parleurs provoquent des vibrations de la carrosserie qui excitent le détecteur.
D'autres dispositifs utilisent, dans la chaîne de traitement du signal issu du microphone, un filtre passe-bas d'ordre élevé avec une fréquence de coupure d'environ 15 Hz qui élimine ainsi radicalement les ondes issues des hauts-parleurs dont la fréquence est toujours plus élevée. Ces dispositifs ne sont pas performants car ils. éliminent aussi les composantes du spectre de bruit situées dans le domaine des fréquences audibles pour ne garder que les composantes inaudibles qui ne sont pas gênantes. Pour que ces systèmes fonctionnent correctement, il faudrait que le niveau des fréquences de bruit gênantes soit proportionnel au niveau des fréquences situées au- dessous de 15 Hz. ce qui n'est absolument pas le cas. Enfin, une troisième voie largement utilisée en sonorisation de lieux publics consiste à mesurer le bruit en l'absence de signal. Ces systèmes fonctionnent très bien lorsque le signal est "haché" comme par exemple la voie humaine qui laisse des périodes de silence fréquentes pendant lesquelles il est possible d'effectuer sans erreur possible la mesure du bruit. Mais lorsqu'il s'agit de musique, il peut se passer plusieurs minutes sans un seul instant de silence, ce qui élimine ce type de dispositif pour le type d'application visé.
Dans les dispositifs destinés à l'automobile, les meilleurs résultats sont actuellement obtenus de la manière -suivante. Un microphone saisit un signal complexe composé de bruit produit par la voiture et de modulation sonore provenant des hauts-parleurs. Ce signal est filtré au travers d'un filtre passe-haut destiné à éliminer les fréquences de bruit très basses et qui ne sont pas gênantes pour l'audition, puis est redressé pour être comparé à du signal utile ou pur prélevé après l'amplificateur à gain commandé, filtré par un filtre identique et redressé. Un étalonnage du comparateur en modulation de bruit rose est préalablement effectué en l'absence de bruit ambiant, de manière à rendre comparables les deux tensions issues des redresseurs respectifs des canaux de signal pur et de signal complexe. Le problème soulevé par ces. dispositifs est la non linéarité de la chaîne électroacoustique haut-parleur/local/micro. Un relevé de courbe de réponse au niveau du micro fait apparaître des variations autour d'une valeur moyenne qui atteignent couramment 15 dB . Ces 15 dB représentent l'incertitude de ces dispositifs à distinguer le signal du bruit. Aussi, si l'on ne veut pas qu'ils confondent le signal et le bruit, il faut adopter lors du réglage une marge de sécurité de 15 dB, c'est- à-dire faire en sorte que le comparateur qui commande l'augmentation du gain ne puisse basculer que si la tension issue du canal micro et arrivant au comparateur est supérieure de plus de 15 dB à la tension issue du canal de signal pur.
Cette marge de sécurité implique que le gain n'augmente que si le niveau de la pression acoustique partielle de bruit est supérieur de près de 15 dB à celle du signal. Si les spectres de signa] et de bruit étaient situés dans les mêmes fréquences, ce type de système ne pourrait pas fonctionner car la "sonie" du signal resterait toujours très inférieure à celle du bruit et le signal resterait inaudible. Or, le spectre de bruit d'une voiture est très riche en fréquences graves peu masquantes pour des fréquences de signal situées dans le milieu du spectre sonore comme la parole humaine, et il est ainsi possible de distinguer nettement un signal dans une ambiance de bruit qui lui est
15 dB supérieure à condition que les fréquences qui composent le bruit soient suffisamment différentes de celles qui composent le signal.
L'inconvénient de ce xype de systèmes est qu'ils utilisent principalement comme fréquences de bruit des fréquences qui sont peu gênantes pour l'audition et il se produit souvent des phénomènes que l'homme du métier désigne par l'expression "phénomènes de surcompensation". et qui sont interprétés comme un dysfonctionnement du système.
Des améliorations sensibles peuvent être apportées en utilisant un égaliseur pour linéariser la chaîne électro-acoustique haut-parleur/ local/micro, on peut alors abaisser la marge de sécurité à 6 dB. Cette marge permet de travailler avec un filtre plus restrictif dont la fréquence de coupure est de 250 Hz et présentant une atténuation de 20 dB à 100 Hz. ce qui limite les phénomènes de surcompensation en abaissant la pression acoustique partielle de bruit à 5 dB au-dessus de celle du signal au moment du basculement du comparateur.
Néanmoins, ces sytèmes sont inaptes à une large diffusion car outre la persistance d'un phénomène de surcompensation, ils travaillent toujours à la limite de la stabilité. Cette stabilité est encore plus précaire lorsqu'il s'agit d'appareils multicanaux qui sont les plus courants en automobile. En effet, dans ces appareils il est habituel de prendre comme tension de signal pur de comparaison la somme des tensions de chaque canal. Cette méthode demande de prévoir une marge de sécurité supplémentaire de 10 dB. En effet, dans une installation à 4 hauts-parleurs, lorsque le conducteur ne veut conserver que le canal avant gauche car le reste de la famille dort et qu'il veut écouter les informations, après les manoeuvres des boutons de balance et de fader, la tension de signal pur n'est plus que le quart de ce qu'elle était lorsque les deux réglages étaient en leur point milieu, soit une baisse de 12 dB. Par contre, si comme il est souhaitable, le microphone est situé à proximité de la tête du conducteur et, comme il est courant, le haut-parleur avant gauche est situé à l'extrémité gauche de la planche de bord, la composante de signal pur parvenant au microphone n'a que fort peu baissé (environ 2 dB), car elle est principalement issue du haut-parleur avant gauche. On obtient donc un déséquilibre de 10 dB au niveau du comparateur.
Enfin, ces systèmes sont munis d'un dispositif de détecteur de seuil dont la fonction est d'interdire une montée du gain lorsque le niveau du signal descend au-dessous d'un ceπain seuil, - 40 dB , par exemple. Ce dispositif, qui empêche une montée du gain entre deux plages de disque, est cependant insuffisant à éviter une montée intempestive du gain entre deux mots successifs lorsqu'un speaker parle de manière hésitante dans toute autre condition semblable quand le niveau du signal ne descend pas au-dessous du seuil mais qu'il n'est pas de manière transitoire représentatif de son niveau à prendre en compte.
Toutes ces raisons expliquent pourquoi aucun système de commande automatique de volume n'a aujourd'hui atteint un niveau de diffusion capable de satisfaire le marché de l'autoradio.
L'invention vise à apporter une solution plus satisfaisante à ce problème.
Un but de l'invention est de permettre une régulation automatique de l'amplificateur en utilisant un filtrage passe-haut présentant une courbe d'atténuation très restrictive dans le domaine des basses fréquences.
Un autre but de l'invention est de proposer un dispositif multicanaux d'une stabilité inconditionnelle et n'étant pas sujet à des phénomènes de surcompensation ni à des montées intempestives du gain sur des "quasi-blancs", donc apte à une large diffusion sur le marché de l'automobile.
L'invention a encore pour but d'éliminer les instabilités pendant les manipulations de réglage de balance et de fader dans les installations multicanaux. L'invention a donc pour objet un procédé de commande automatique du gain d'un amplificateur d'un système électro¬ acoustique, du type de celui évoqué ci-dessus, c'est-à-dire dans lequel on effectue un premier traitement, comportant un premier sous- traitement de filtrage, sur un signal complexe prélevé dans le local à l'aide d'un moyen de capture ιel qu'un microphone, et contenant un mélange de bruit ambiant et de modulation sonore provenant des hauts -parleurs, de façon à obtenir un premier signal traité; parallèlement, on effectue un deuxième traitement, comportant un deuxième sous-traitement de filtrage, sur un signal utile prélevé en sortie de l'amplificateur à gain commandé de façon à obtenir un deuxième signal traité; on régule alors le gain de l'amplificateur en fonction d'une comparaison de niveau entre les deux signaux traités; selon une caractéristique générale de l'invention. chaque sous- traitement de filtrage comporte un premier filtrage passe-haut à basse fréquence de coupure ainsi qu'un deuxième filtrage passe-haut à moyenne fréquence de coupure et présentant une atténuation au moins de l'ordre de 30 dB aux environs de 100 Hz; par ailleurs, on bloque l'augmentation du gain de l'amplificateur lorsque le niveau du signal prélevé avant le premier filtrage passe-haut du premier sous-traitement de filtrage est inférieur au produit du niveau du signal correspondant prélevé après ce premier filtrage passe-haut, par un coefficient prédéterminé supérieur à 1 . ou lorsque le niveau du signal prélevé avant le premier filtrage passe-haut du deuxième sous-traitement de filtrage est supérieur au produit du niveau du signal correspondant prélevé après ce premier filtrage passe-haut, par un coefficient prédéterminé supérieur à 1 .
Il est également possible de résoudre le problème posé, à paπir d'un procédé de commande automatique du gain du type de celui évoqué ci-dessus, dans lequel selon l'invention, outre le fait d'utiliser un premier filtrage passe-haut à basse fréquence de coupure ainsi qu'un deuxième filtrage passe-haut à moyenne fréquence de coupure et présentant une atténuation au moins de l'ordre de 30 dB aux environs de 100 Hz, on prévoit un égaliseur que l'on règle de façon à interdire, en l'absence de bruit, l'augmentation du gain de l'amplificateur par tout signal pur (ou utile) de fréquence inférieure ou égale à la fréquence de coupure du premier filtrage passe-haut; ceci permet de supprimer le blocage de l'augmentation du gain de l'amplificateur lorsque le niveau du signal prélevé avant le premier filtrage passe-haut du deuxième sous-traitement de filtrage est supérieur au produit du niveau du signal correspondant prélevé après ce premier filtrage passe-haut, par un coefficient prédéterminé supérieur à 1 , et de ne conserver le blocage de l'augmentation du gain que lorsque le niveau du signal prélevé avant le premier filtrage passe-haut du premier sous- traitement de filtrage est inférieur au produit du niveau du signal correspondant prélevé après ce premier filtrage passe-haut, par un coefficient prédéterminé supérieur à 1 .
Il est encore possible de résoudre le problème posé, à partir d'un procédé de commande automatique du gain du type de celui évoqué ci- dessus, dans lequel, selon l'invention, on s'affranchit à la fois d'un égaliseur et du blocage de l'augmentation du gain de l'amplificateur lorsque le niveau du signal prélevé avant le premier filtrage passe-haut du deuxième sous-traitement de filtrage, est supérieur au produit du niveau du signal correspondant é après ce premier filtrage passe-haut, par un coefficient prédéterminé supérieur à 1 . En effet, dans ce cas. et dans l'hypothèse où le système électro¬ acoustique est autostable en-deçà de la fréquence de coupure du premier filtrage passe-haut, c'est-à-dire dans l'hypothèse où la chaîne électroacoustique ne présente pas de résonnance propre à mettre le système en instabilité, il suffit, selon l'invention, outre le fait d'utiliser ce premier filtrage passe-haut à basse fréquence de coupure ainsi qu'un deuxième filtrage passe-haut à moyenne fréquence de coupure et présentant une atténuation au moins de l'ordre de 30 dB aux environs de 100 Hz, de ne bloquer l'augmentation du gain de l'amplificateur uniquement lorsque le niveau du signal prélevé avant le premier filtrage passe-haut du premier sous-traitement de filtrage est inférieur au produit du niveau du signal correspondant prélevé après ce premier filtrage passe-haut, par un coefficient prédéterminé supérieur à 1.
Selon un mode préféré de mise en oeuvre du procédé selon l'invention, il est prévu une phase d'étalonnage dans laquelle on injecte une modulation de bruit rose à l'entrée de l'amplificateur, et on effectue un réglage de niveau interdisant l'augmentation du gain de l'amplificateur par le premier signal traité, compte tenu d'une marge de sécurité choisie, entre environ 1.5 dB et environ 4 dB, de préférence 2 dB.
Cette phase d'étalonnage permet alors ultérieurement, dans une phase de fonctionnement normale, de ne déclencher une augmentation du gain de l'amplificateur que lorsque le niveau du premier signal traité sera supérieur de 2 dB à celui du deuxième signal traité. Afin de vérifier l'autostabilité du système électroacoustique, après la phase d'étalonnage en bruit rose, on injecte comme modulation de signal pur. un signal sinusoïdal de fréquence variable dont on fait croître la fréquence en l'absence de bruit ambiant depuis une fréquence de départ (par exemple 20 Hz) jusqu'à la fréquence de coupure du premier filtrage passe-haut (ici 180 Hz), et l'on vérifie qu'à aucun moment on n'obtient une augmentation du gain de l'amplificateur par le premier signal traité.
Préalablement au premier filtrage passe-haut du premier sous- traitement de filtrage, on filtre le signal complexe par un filtre auxiliaire passe-haut présentant une fréquence de coupure inférieure à celle du premier filtrage passe-haut, et l'on effectue la comparaison de niveau pour décider du blocage éventuel de l'augmentation du gain de l'amplificateur, entre le signal prélevé après ce filtrage auxiliaire et le signal correspondant prélevé après le premier filtrage passe-haut; une telle disposition permet notamment un fonctionnement correct du dispositif lorsque le véhicule est d'un type émettant des fréquences de bruit très basses.
Afin de ne pas pénaliser les performances d'une telle régulation, on décide, pour chaque signal complexe et signal utile prélevé présents à l'entrée des chaînes de traitement correspondantes, du blocage éventuel de l'augmentation du gain avant d'avoir effectivement effectué l'augmentation éventuelle du gain de cet amplificateur compte tenu du rapport signal/bruit instantané.
Selon une autre caractéristique générale de l'invention, plus particulièrement adaptée aux amplificateurs comportant une pluralité de canaux d'entrée et de sortie, on prélève à tout instant le signal utile sur le canal ayant le niveau de signal le plus puissant, ce qui permet notamment de s'affranchir des problèmes d'instabilité lors des réglages de balance et de fader. L'invention a également pour objet un dispositif de commande automatique du gain de l'amplificateur d'un système électroacoustique, compoπant :
- un moyen de capture, tel qu'un microphone, d'un signal complexe contenant un mélange de bruit ambiant et de modulation sonore provenant des hauts-parleurs.
- des moyens d'acquisition d'un signal utile en sortie de l'amplificateur à gain commandé.
- des premiers mo ens dε traitement du signal complexe, incorporant des premiers moyens de filtrage, aptes à délivrer un premier signal traité.
- des deuxièmes moyens de traitement du signal utile acquis, incorporant des deuxièmes moyens dε filtrage, aptes à délivrer un deuxième signal traité.
- des moyens de comparaison principaux des premier et deuxième signaux traités, aptes à délivrer un signal de comparaison principal; et
- des moyens de commande aptes à commander l'augmentation ou la diminution du gain de l'amplificateur en fonction de la valeur du signal de comparaison principal; selon une première variante de l'invention, chaque moyen de filtrage comporte un premier étage de filtrage passe-haut à basse fréquence de coupure, ainsi qu'un deuxième étage de filtrage passe- haut à moyenne fréquence de coupure et présentant une atténuation au moins de l'ordre de 30 décibels aux environs de 100 Hz; par ailleurs, il est prévu en outre des premiers moyens de comparaison auxiliaires, aptes à comparer les niveaux respectifs des signaux prélevés avant et après le premier étage de filtrage passe-haut des premiers moyens de filtrage, et à délivrer un premier signal de comparaison auxiliaire ayant une première valeur lorsque le niveau du signal prélevé avant le premier étage de filtrage est inférieur au produit du niveau du signal prélevé après cet étage, par un coefficient prédéterminé supérieur à 1 , et une deuxième valeur dans le cas contraire; il est également prévu des deuxièmes moyens de comparaison auxiliaires, aptes à comparer ;εs niveaux respectifs des signaux prélevés avant et après le premier étage de filtrage passe-haut des deuxièmes moyens de filtrage, et à délivrer un deuxième signal de comparaison ayant une première valeur lorsque le niveau du signal prélevé avant le premier étage de filtrage passe-haut est supérieur au produit du niveau du signal prélevé après cet étage, par un coefficient prédéterminé supérieur à 1 , et une deuxième valeur dans le cas contraire; les moyens de commande sont alors aptes à bloquer l'augmentation du gain de l'amplificateur lorsque les premiers ou les deuxièmes moyens de comparaison auxiliaires délivrent leurs premières valeurs respectives.
Selon une autre variante de l'invention, il est prévu, outre un premier étage de filtrage passe-haut à basse fréquence de coupure, associé à un deuxième étage de filtrage passe-haut à moyenne fréquence de coupure présentant une atténuation au moins de l'ordre de 30 décibels aux environ de 100 Hz, un moyen d'égalisation réglé pour interdire, en l'absence de bruit, l'augmentation du gain de l'amplificateur pour tout signal pur (ou utile) de fréquence inférieure ou égale à la fréquence de coupure du premier étage de filtrage passe- haut, l'incorporation d'un tel moyen d'égalisation permet alors de s'affranchir des deuxièmes moyens de comparaison auxiliaires et de ne conserver que les premiers moyens de comparaison auxiliaires; les moyens de commande sont alors aptes à bloquer l'augmentation du gain de l'amplificateur, lorsque les premiers moyens de comparaison auxiliaires délivrent leur première valeur.
Le moyen d'égalisation est avantageusement un égaliseur paramétrique à correction fixe disposé de préférence en aval de la sortie de l'amplificateur à gain commandé. Selon encore une autre variante de l'invention, il est possible de s'affranchir d'un égaliseur dans le cas où le système électroacoustique est autostable. Il suffit alors de prévoir, au sein de chacun des premier et deuxième moyens de filtrage, un premier étage de filtrage passe- haut à basse fréquence de coupure, ainsi qu'un deuxième étage de filtrage passe-haut à moyenne fréquence de coupure et présentant une atténuation au moins de l'ordre de 30 dB aux environs de 100 Hz; en combinaison, on peut s'affranchir des deuxièmes moyens de comparaison auxiliaires et ne conserver que les premiers moyens de comparaison auxiliaires qui sont aptes à comparer les niveaux respectifs des signaux prélevés avant et après le premier étage de filtrage passe-haut des premiers moyens de filtrage, et à délivrer un premier signal de comparaison auxiliaire ayant une première valeur lorsque le niveau du signal prélevé avant le premier étage de filtrage est inférieur au produit du niveau du signal prélevé après cet étage, par un coefficient prédéterminé supérieur à 1 et une deuxième valeur dans le cas contraire, les moyens de commande sont alors aptes à bloquer l'augmentation du gain de l'amplificateur, lorsque les premiers moyens de comparaison auxiliaires délivrent leur première valeur.
La fréquence de coupure de chaque premier étage de filtrage passe-haut est avantageusement comprise entre environ 150 Hz et environ 200 Hz. dε préférence 1 80 Hz, tandis que la fréquence de coupure de chaque deuxième étage de filtrage passe-haut peut être comprise entre environ 500 Hz et 2000 Hz de préférence 1000 Hz.
Selon un mode de réalisation de l'invention, chacun des premier et deuxième moyens de filtrage comporte un filtre passe-haut ayant une pente de 18 dB par octave environ, fom .ant le premier étage de filtrage passe-haut, suivi d'un filtre passe-haut ayant une pente de 6 dB par octave, fom.ant en combinaison avec le filtre de pente 18 dB par octave, le deuxième érage de filtrage passe-haut. Chaque moyen de comparaison auxiliaire peut comporter un comparateur dont l'entrée est reliée à l'entrée du premier étage de filtrage passe-haut correspondant par une première résistance et à la sortie de cet étage passe-haut par une deuxième résistance; le rapport de la première résistance sur la deuxième résistance définit ledit coefficient prédéterminé qui est avantageusement compris entre environ 1.33 et environ 2.
Selon un mode de réalisation de l'invention, les moyens de commande comportent un premier transistor reliant la soπie des premiers moyens de traitement à l'entrée d'un suiveur de tension dont la sortie est reliée à l'entrée de commande de l'amplificateur à gain commandé, et dont la base est reliée à la sortie de chaque moyen de comparaison auxiliaire par l'intermédiaire d'un moyen formant un OU logique; il est également prévu un deuxième transistor, disposé entre la masse et l'entrée du suiveur de tension, dont la base est commandée par la sortie des moyens de comparaison principaux qui comportent un comparateur dont l'entrée est reliée aux sorties des deux moyens de traitement par deux résistances de valeurs inégales et de rapport choisi.
L'égaliseur est avantageusement escamotable ce qui permet de l'incorporer ou non dans le dispositif selon l'invention. La présence de l'égaliseur dans le dispositif rend inopérants les deuxièmes moyens de comparaison auxiliaires.
Il est en outre particulièrement avantageux que le premier moyen de filtrage comporte un étage auxiliaire de filtrage passe-haut, disposé entre le moyen de capture et le premier étage de filtrage passe-haut correspondant, ayant une fréquence de coupure inférieure à celle de ce premier étage dε filtrage passe-haut, de préférence égale à 100 Hz, et une pente la plus élevée possible, par exemple 1 8 dB par octave.
Selon une autre caractéristique générale de l'invention, dans laquelle l'amplificateur à gain commandé comporte plusieurs canaux d'entrée et de soπie. les moyens d'acquisition comportent des moyens de discrimination connectés sur les canaux de soπie de l'amplificateur à gain commandé, et aptes à délivrer à tout instant en sortie le signal issu du canal de soπie ayant le foπ niveau. Selon un mode de réalisation de l'invention , dans lequel l'amplificateur comporte une première paire de canaux respectivement reliés à une première paire de hauts-parleurs, et une deuxième paire de canaux respectivement reliés à une deuxième paire de hauts-parleurs, les moyens de discrimination comportent : - quatre entrées de signal respectivement reliées aux quatre canaux,
- quatre blocs de commutation commandés, reliant respectivement les quatre entrées à la soπie des moyens de discrimination,
- un premier moyen de comparaison de la somme des niveaux des canaux de la première paire avec la somme des niveaux des canaux de la deuxième paire,
- des premiers moyens de commande aptes à ouvrir ou fermer les deux commutateurs reliés à une même paire en fonction du résultat de cette première comparaison. - des deuxièmes moyens de comparaison de la somme des niveaux d'un canal de la première paire et du canal homologue de la deuxième paire, avec la somme des niveaux de l'autre canal de la première paire et du canal homologue de la deuxième paire.
- des deuxièmes moyens de commande propres à ouvrir ou fermer l'un des deux commutateurs, non ouverts sous l'action des premiers moyens de commande; le seul commutateur, finalement fermé, est celui reliant à la sortie des moyens de discrimination, le canal ayant le plus foπ niveau de signal.
Chaque bloc de commutation comporte avantageusement deux transistors dont les collecteurs, communs, sont reliés à l'entrée de signal correspondante et à la soπie des moyens de discrimination; les émetteurs sont reliés à la masse et les bases respectives sont commandées par les sorties respectives de deux comparateurs des deux moyens de comparaison. D'autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détail lée ci-après des dessins annexés sur lesquels : la figure 1 est un synoptique général schématique d'un mode de réalisation d'un dispositif selon l'invention; la figure 2 illustre plus en détail une partie du dispositif de la figure 1 ; la figure 3 illustre une courbe d'atténuation d'un filtre passe-haut utilisé dans le dispositif de la figure 1 ; la figure 4 illustre plus en détail une paπie d'un égaliseur incorporé au sein du dispositif de la figure 1 ; et la figure 5 représente un synoptique plus détaillé des moyens de discrimination du dispositif de la figure 1.
Sur la figure 1 la référence 1 désigne un amplificateur à gain commandé, tel que celui commercialisé par la société PHILIPS sous la référence TDA 1 074. Cet amplificateur 1 possède quatre canaux d'entrée et de soπie, référencés 2, 3, 4 et 5, ainsi qu'une entrée de commande de gain 6 représentant les broches "neuf" et "dix" du composant TDA 1074, réunies pour cette application. Il fait paπie d'un système électroacoustique audio fréquence, par exemple incorporé au sein d'un véhicule automobile, et est relié, par l'intermédiaire des quatre canaux, d'un égaliseur éventuel 7. et d'un moyen d'amplification de puissance 8, aux quatre hauts-parleurs 9 disposés classiquement par paire à l'avant et à l'arrière du véhicule.
La chaîne de commande du gain de cet amplificateur 1 se compose de deux parties essentielles.
La première partie compoπe un moyen de capture tel qu'un microphone d'ambiance 10, apte à capter un signal complexe contenant un mélange de bruit ambiant et de modulation sonore provenant des hauts-parleurs. Ce microphone 10 est relié à l'entrée A de premiers moyens de traitement 1 1 du signal complexe dont une soπie D est reliée par l'intem-édiaire d'une résistance 12 à l'entrée inverseuse d'un amplificateur opérationnel 14. fonctionnant en comparateur, et dont l'entrée non inverseuse est reliée à la masse. La deuxième partie de la chaîne de commande comporte des moyens d'acquisition d'un signal utile ou pur prélevé en sortie de l'amplificateur à gain commandé 1 , et incorporant ici des moyens de discrimination 20, dont on reviendra plus en détail ci-après sur la structure et la fonction. Sont également prévus des moyεns de réglage de niveau 21 , tels qu'un potentiomètre.
La soπie du potentiomètre est reliée à l'entrée A de deuxièmes moyens de traitement 22 du signal utile acquis, dont une soπie D est reliée à l'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel 14 par une résistance 13 inférieure à la résistance 12 dans un rappoπ R égal à la valeur de la résistance 12 sur la résistance 13. La valeur de ce rappoπ exprimée en dB représente la marge de sécurité du dispositif. La soπie du comparateur 14 est reliée à la base d'un transistor
PNP 16, fonctionnant en commutateur, par l'intermédiaire d'une résistance de base 15. L'émetteur de ce transistor 16 est relié à la masse et son collecteur est relié par l'intermédiaire d'une résistance 17 à l'entrée d'un suiveur de tension 1 9 dont la soπie commande le gain de l'amplificateur 1.
La référence 23 désigne un amplificateur logarithmique dont la fonction est de fournir une tension apte à piloter l'amplificateur à gain commandé. Son entrée est reliée à la soπie D des premiers moyens de traitement, et sa sortie est reliée au collecteur du transistor 16, donc à l'entrée du suiveur de tension 19, par l'intermédiaire de la maille émetteur-collecteur d'un transistor NPN 29. dont on reviendra plus en détail ci-après sur la fonction, ainsi que par une autre résistance 30. Cet amplificateur logarithmique 23 est classiquement composé d'un amplificateur opérationnel 24 dont l'entrée non inverseuse est reliée à la masse, et dont l'entrée inverseuse est attaquée par une résistance 25.
Cet amplificateur 24 est contre réactionné par une résistance 26 en parallèle avec deux diodes en série 27 et 28, la cathode de la diode 28 étant reliée à l'entrée in verseuse de l'amplificateur 24.
Le principe de base du fonctionnement de ce dispositif est alors le suivant. Lorsque le niveau du signal traité disponible en soπie D des premiers moyens de traitement 1 1 , est supérieur, compte tenu de la marge de sécurité, au niveau du signal traité disponible en sortie D des deuxièmes moyens de traitement 22. c'est-à-dire lorsque le niveau du signal complexe traité est supérieur, compte tenu de la marge de sécurité, au niveau du signal pur traité, la soπie du comparateur 14 est positive, ce qui bloque le transistor 1 6 et permet , à condition que le transistor 29 soit passant, d'attaquer l'entrée du suiveur de tension 19 avec ce signal traité présent en soπie D des premiers moyens de traitement, intégré selon une constante de temps (par exemple 4 secondes) définie par le produit de la valeur d'un condensateur 18 connecté entre l'entrée positive du suiveur de tension et la masse, par la somme des résistances 30 et 17. L'augmentation du gain de l'amplificateur à gain commandé 1 , est alors autorisée.
A contrario, lorsque le niveau du signal pur traité, disponible en soπie D des deuxièmes moyens de traitement, est supérieur, compte tenu de la marge de sécurité, au niveau du signal homologue disponible en soπie des premiers moyens de traitement 1 1 , la soπie du comparateur est négative, ce qui rend passant le transistor 16, permettant au condensateur 1 8 de se décharger à travers la résistance 17, ce qui conduit à une diminution du gain de l'amplificateur 1.
La base du transistor 29 est commandée, via un pont résistif 31 et 32 relié par ailleurs à l'alimentation positive du dispositif, par la tension anodique de deux diodes 33 et 36, dont les cathodes respectives sont reliées aux soπies de deux comparateurs 34 et 37 appaπenant respectivement à des premier et deuxième moyens de comparaison auxiliaires 35 et 38 dont on va maintenant décrire plus en détail la structure en se référant plus paπiculièrement à la figure 2.
Sur cette figure, on voit que les premiers moyens de comparaison auxiliaires 35 comportent deux redresseurs sans seuil 54 et 55 respectivement reliés aux deux soπies B et C des premiers moyens de traitement 1 1. Plus paπiculièrement, le redresseur sans seuil 54. relié à la soπie B, et fournissant un signal redressé positivement, comporte de façon classique un amplificateur opérationnel dont l'entrée positive est reliée à la masse, et dont l'entrée négative, attaquée par un condensateur en série avec une résistance, est contre-réactionnéε par une première diode. Une autre diode est montée en série avec la première, les deux diodes étant montées en parallèle aux bornes d'une résistance et d'un condensateur de filtrage. Le sens du redressement est fourni par le sens de montage des diodes (anode reliée à l'entrée inverseuse de l'amplificateur).
Le redresseur sans seuil 55, fournissant une tension redressée - négative, est de structure analogue à celle du redresseur sans seuil 54 au sens de montage près des deux diodes.
Les sorties de ces deux redresseurs sans seuil 54 et 55 sont respectivement reliées à l'entrée positive du comparateur 34 par l'intem.édiaire de deux résistances 56 et 57. L'homme du métier remarque donc ici que les premiers moyens de comparaison auxiliaires, et plus paπiculièrement le comparateur 34, sont aptes à comparer le niveau du signal présent en soπie B au niveau du signal présent en soπie C des premiers moyens de traitement 1 1 , à un coefficient prédéterminé près. En d'autres termes, le comparateur 34 compare le niveau du signal en B au produit du niveau du signal en C par un coefficient prédétem-iné, défini par le rappoπ de la résisance 56 sur la résistance 57. Ce rappoπ est avantageusement choisi entre 1.33 environ et environ 2. pour des raisons qui seront explicitées plus en détail ci-après.
Le point B matérialise ici la sortie d'un étage auxiliaire de filtrage passe-haut 39 dont l'entrée A est reliée au microphone 10. Cet étage auxiliaire co poπe en entrée un condensateur 47 en série avec une résistance 48 reliée à la masse. L'entrée non inverseuse d'un amplificateur opérationnel 40 est reliée d'une part à la masse par une résistance 41 , et d'autre pan au point commun de la résistance 48 et du condensateur 47 par l'inteπnédiaire de deux condensateurs en série 42 et 46. L'entrée inverseuse de cet amplificateur 40 est reliée au point commun des deux condensateurs 42 et 46 par une résistance 43. ainsi qu'à la masse par l'intermédiaire d'une résistance 44. L'amplificateur est contre-réactionné par une résistance 45. L'ensemble forme un filtre passe-haut ayant une fréquence de coupure de 50 Hz à 100 Hz avec une pente de 18 dB/octave. Le pont résistif 4-4 et 45 fournit un gain de 50 à cet étage auxiliaire 39. ce qui permet d'adapter à un niveau correct le niveau 'du signal reçu du microphone 10.
La soπie B dε cεt étage auxiliaire de filtrage passe-haut 39, réalise également l'entrée d'un premier étage de filtrage passe-haut 49. sans gain, ayant une fréquence de coupure de 1 80 Hz εt une pente de 18 dB/octave. La structure de ce premier étage de filtrage passe-haut
49 est identique à celle du circuit à amplificateur opérationnel de l'étage auxiliaire 39.
La soπie C de ce premier étage de filtrage passe-haut 49 est reliée à l'entrée d'un deuxièmε filtre passe-haut 50. ayant une fréquence de coupure sensiblemεnt égale à 1000 Hz et une pεntε de 6 dB/octave. Un tel filtre est réalisé de façon classique par un condensateur 52 de 4,7 nF connecté en série à la masse avec une résistance 5 1 de 47 kΩ.
La combinaison de l'étage de filtrage 49 et de l'étage de filtrage 50 forme un filtre passe-haut ayant une fréquence de coupure de l'ordre de 1000 Hz ainsi qu'une courbe d'atténuation CA (figure 3) présentant une atténuation de l'ordre de - 40 dB à 100 Hz, et de l'ordre de - 20 dB à 200 Hz.
Le signal disponible en sortie du filtre 50 est ensuite détecté en crête par un détecteur dε crêtes positives 53 dont la soπie D représente celle des premiers moyens de traitement 1 1 .
Les deuxièmes moyens de traitement 22 sont analogues aux premiers moyens de traitement 1 1 à une seule différence près, à savoir que l'étage de filtrage auxiliaire ayant une fréquence de coupure de 100 Hz est supprimé car inutile. Les points A et B sont donc confondus. La sortie des seconds moyens de filtrage attaque cette fois- ci un détecteur de crêtes négatives.
Les deuxièmes moyens de comparaison auxiliaires 38 sont analogues aux premiers moyens dε comparaison auxiliaires 35 à la différence que le point E est relié cette fois-ci à l'entrée négative du comparateur 37 dont l'entrée positive est rεliée à la masse (figure 1 ).
Selon une variante de réalisation du dispositif selon l'invention, il est prévu d'insérer en aval de l'amplificateur à gain commandé 1 , l'égaliseur 7 qui est. à cet effet, avantageusement réalisé sous la forme d'un boîtiεr escamotable, que l'utilisateur peut enficher dans son coffret d'autoradio. L'insertion de cet égaliseur 7 a pour effet de connecter le point d'alimentation négative à l'entrée inverseuse du comparateur 37. ce qui force sa sortie à une valeur positive, ce qui. en combinaison avec la diode 36. inhibe les deuxièmes moyens de comparaison auxiliaires 38. Cet égaliseur, avantageusement de type paramétrique et à correction fixe, est illustré schématiquement sur la figure 4. Il est agencé d'une façon générale pour éviter, en l'absence de bruit, un basculement du comparateur 14 dans le sens d'une augmentation du gain de l'amplificateur pour toute fréquence de signal pur inférieure ou égale à la fréquence de coupure du premier étage de filtrage passe- haut 49, c'est-à-dire pour toute fréquence inférieure ou égale à 180 Hz dans le cas présent.
L'égaliseur comporte entre l'entrée F et la soπie G de chaque canal, un amplificateur opérationnel 58 monté en inverseur, de gain unité déterminé par les deux résistances 60 et 59 de valeurs égales, par exemple 22 kΩ. Il est en outre prévu une ou plusieurs cellules d'égalisation 61 , connectées aux bornes de l'étage inverseur, et compoπant un amplificateur opérationnel 66 monté en filtre passe- bande de fréquence réglable par des résistances 68 de valeurs égales, comprises entre 470 Ω et 470 kΩ et ajustées en fonction de l'installation. L'amplificateur 66 est alimenté par un pont diviseur constitué par les résistances 63 et 64. Par ailleurs, deux résistances couplées 62 de valeur variable, connectées en série aux bornes de l'entrée F et de la soπie G. constituent un ensemble potentiométrique qui peπnet de faire varier le gain du filtre passe-bande en fonction du rappoπ des deux résistances 62, tandis que la largeur de bande passante est réglée par le rappoπ de la résistance 63 sur la résistance 64.
Dans le cas présent, la somme des deux résistances 62 est prise égale à 47 kΩ. tandis que la résistance 63 a une valeur inférieure à 2
MΩ, également ajustée en fonction de l'installation.
On va maintenant se référer plus particulièrement à la figure 5 pour décrire plus en détail les moyens de discrimination 20.
L'entrée H des moyens de discrimination 20 est connectée aux quatre canaux 2.3.4.5 que l'on va considérer ici par paires, à savoir, par exemple, une première paire de canaux 3 et 4 respectivement reliés aux deux hauts-parleurs arrière et une deuxième paire de canaux 2 et 5 respectivement reliés aux deux hauts-parleurs avant.
Les quatre canaux sont reliés à la sortie I de ces moyens de discrimination par quatre blocs de commutation commandés. Deux de ces blocs sont respectivement constitués de deux transistors identiques
• PNP ou NPN portant les références 85. 86. 93 et 94. Les deux autres blocs sont respectivement constitués de deux transistors complémentaires PNP et NPN 87.88; 97.98. Les émetteurs de chacun des deux transistors formant un bloc de commutation, sont reliés à la masse, tandis que les deux collecteurs sont reliés d'une part à un canal par une résistance 101 , et à la soπie 1 par une résistance 102.
Un bloc de commutation sera considéré comme ouveπ, c'est-à-dire ne reliant pas le canal correspondant à la soπie, lorsque l'un des deux transistors le constituant sera passant. Le bloc de commutation sera considéré comme fermé, c'est-à-dire reliant le canal correspondant à la soπie lorsque les deux transistors le constituant seront bloqués.
L'entrée inverseuse d'un amplificateur opérationnel 71 , monté en comparateur, est reliée par l'intermédiaire d'un redresseur sommateur 75, composé de deux résistances 81 et 82, respectivement reliées à la première paire de canaux 3 et 4, et suivies d'une cellule de redressement analogue à celle du redrεsseur 54.
L'entrée non inverseuse dε l'amplificateur opérationnel 71 est reliée par un autre redresseur sommateur 76. 83 et 84, de structure analogue à celle du redresseur sommateur 75, à la deuxième paire de canaux 2 et 5.
Un deuxième amplificateur opérationnel 72, analogue à l'amplificateur 71 , est également monté en comparateur. Son entrée négative est reliée également par l'intem-édiaire d'un redresseur sommateur 73,77.78 à un canal de la première paire et à un canal de la deuxième paire, en d'autres termes, par exemple, ici, au canal avant gauche 5 et au canal arrière gauche 4. L'entrée positive de ce comparateur 72 est reliéε par un autre redresseur sommateur 74,79.80. respectivement aux deux autres canaux des deu x paires, c'est-à-dire ici aux canaux avant et arrière droits.
La soπie du comparateur 71 est reliée, par l'intermédiaire de quatre résistances de base 95.89.91 et 100 aux bases respectives des quatre transistors 85.93.87 et 97 des quatre blocs de commutation, tandis que la soπie du comparateur 72 est reliéε par l'intermédiaire des quatre résistances de base 96.99.90 et 92. aux bases respectives des quatre transistors associés 94.98.86 et 88 de ces quatre blocs de commutation.
On va maintenant décrire en détail le fonctionnement du dispositif selon l'invention. La courbe d'atténuation CA du deuxième étage de filtrage passe- haut a été choisie voisine de celle de l'enveloppe spectrale de la parole humaine dans son versant grave (fréquence inférieure à 1000 Hz), car il a été observé qu'elle coirespondait statistiquement à l'enveloppe la plus probable et la plus utile du signal. L'adoption d'une telle courbe permet, d'une part, de prendre en compte les bruits de voiture effectivement gênants pour masquer notamment la parole humaine, ou tout signal musical ayant une enveloppe spectrale comparable, et. d'autre pan, d'atténuer foπement les bruits de fréquence basse qui ne sont pas vraiment gênants en ce qui concerne le masquage du signal.
Si la courbe d'atténuation choisie ici contribue à l'obtention de très bonnes performances du dispositif, il a été observé que l'on pouvait adopter d'une façon générale un filtre passe-haut ayant une fréquence de coupure comprise entre environ 500 Hz et environ 2000 Hz, et une atténuation au moins de l'ordre de 30 db aux environs de
100 Hz.
Le bruit émis par une voiture étant en général riche dans les fréquences basses, l'adoption d'une courbe d'atténuation selon l'invention contribue à une diminution de la. densité spectrale de bruit et donc à une différence réduite entre le niveau du signal bruité en soπie D des premiers moyens de traitement 1 1 et le niveau du signal non bruité en sortie D des deuxièmes moyens de traitement 22. Si l'on souhaite éviter un basculement intempestif du dispositif dans le sens d'un emballement, une solution consisterait à adopter une marge de sécurité, relativement impoπante. Néanmoins, ceci n'est pas satisfaisant car cela conduirait à ce que le comparateur 14 commande le transistor 16 afin d'autoriser l'augmentation du gain de l'amplificateur, qu'en présence d'un niveau de bruit tel que de toutes façons l'auditeur ne perces rait plus du tout le signal émis par le haut- parleur bien avant le basculement du système.
Aussi, a-t-il été observé qu'il convenait d'adopter une marge dε sécurité comprise entre environ 1 .5 dB et ens-iron 4 dB, dε préférεncε dε l'ordre de 2 dB .
Pour procéder à l'étalonnage du dispositif, on opère de la façon suivante. On introduit une modulation de bruit rose dans l'amplificateur à gain commandé et, à l'aide du potentiomètre 21 , on opère un réglage de niveau de façon à obtenir des tensions de soπie respectives aux points D des premiers moyens de traitement 1 1 et des deuxièmes moyens de traitement 22, égales en valeur absolue. Compte tenu de ce réglage et de la marge de sécurité choisie, le comparateur
14 ne déclenchera une augmentation du gain que lorsque la tension au niveau du point D des premiers moyens de traitement, sera de 2 dB (marge de sécurité) supérieure à celle disponible au point D des deuxièmes moyens de traitement 22. Un rapide calcul montre qu'à ce moment, la pression acoustique paπielle dε bruit ambiant est de 2 dB inférieure à celle de la modulation sonore issue du haut-parleur, soit une amélioration de 13 dB par rappoπ au dispositif connu sans égaliseur et de 7 dB pour ceux munis d'égaliseur, de la qualité de fonctionnement de ce type de système au niveau des phénomènes de surcompensation.
L'homme du métier comprendra qu'avec une telle marge de sécurité, les risques d'emballement du dispositif en fonctionnement normal avec du signal bruité, sont importants. Aussi, les premier et deuxième moyens de comparaison auxiliaires 35 et 38 contribuent-ils, dans la première variante de réalisation du dispositif, à éviter un tel emballement, au même titre que les premiers moyens de comparaison auxiliaires 35 en combinaison avec l'égaliseur 7, dans la deuxième variante de réalisation, et que les premiers moyens de comparaison auxiliaires 35 seuls, dans la troisième variante de l'invention. concernant une chaîne électroacoustique autostable.
Les premiers moyens de comparaison auxiliaires 35 comparent le niveau du signal bruité prélevé avant le premier étage de filtrage passe-haut 49 avec le niveau de ce même signal prélevé en soπie dε cet étage de filtrage 49, compte tenu du rappoπ des résistances 56 et 57. Ainsi, lorsque le niveau du signal préles-é au point B est inférieur au produit du niveau du signal correspondant prélevé au point C par le rappoπ des résistances 56 sur 57. la tension délivrée par le comparateur 34 est négative, ce qui bloque le transistor 29 et échantillonne la tension par le suiveur de tension 1 9 si le transistor 16 n'est pas passant. Le suiveur 19 conserve grâce au condensateur 1 8 sa *•* .
valeur et empêche l'augmentation du gain de l'amplificateur 1 et par conséquent un emballement du dispositif. 11 a en effet été observé qu'il convenait de bloquer le transistor 29 lorsque le niveau du signal en B n'est pas suffisamment supérieur au niveau du signal en C, car dans ce cas, le signal traité délivré par les premiers moyens de traitement 1 1 peut ne pas être représentatif d'un bruit de voiture.
Dans lε cas contraire, c'est-à-dirε lorsquε lε nivεau du signal prélevé au point B est supérieur au produit du niveau du signal prélevé au point C par le rappoπ des résistances 56/57. il est alors foπemεnt probable que le signal délivré par les premiers moyens de traitement soit réellement entaché d'un bruit de voiture. Le transistor 29 est alors dans son état passant obtenu par la combinaison de la soπie positive du comparateur 34 et de la diode 33.
Le choix du rapport des résistances 56/57 (entre environ 1 ,33 et environ 2) est un compromis expérimental entre, d'une pan, un autoblocage du système quand le bruit ambiant contient des fréquences élevées, et. d'autre pan. une difficulté de blocage entraînant une surcompensation néfaste au bon fonctionnement du dispositif.
Par ailleurs, la constante de temps définissant la vitesse de réaction du transistor 29 (définie par la valeur de la résistance et du condensateur des redresseurs sans seuil 54 et 55. et prise ici égale de l'ordre de 1 /10 de seconde), est très faible par rappoπ à la constante de temps définie par les résistances 30, 17 et le condensateur 18 (de l'ordre de 4 secondes). Aussi, bien que les transistors 16 et 29 réagissent à la même vitesse, seulε une fraction de la tension délivrée par l'amplificateur logarithmique 23 sεra appliquée au suiveur de tension 19. le temps que le transistor 29 se bloque. En d'autres termes, on décide ici du blocage éventuel de l'augmentation du gain de l'amplificateur par l'intem.édiaire du transistor 29. avant que le basculement du comparateur 14 ait éventuellement commandé cette augmentation.
En ce qui concerne le choix de la fréquence de coupure du premier étage de filtrage passe-haut 49. il a été observé que cette fréquence devait être plus basse que la fondamentale d'une voix basse d'homme, et plus haute que la fondamentale la plus haute d'un bruit de voiture. Une solution donnant satisfaction a conduit à choisir une fréquence se situant aux alentours de 1 80 Hz bien que l'on puisse étendre cette plage entre environ 1 50 Hz et environ 200 Hz.
Par ailleurs, biεn qu'il soit possiblε dε s'affranchir de l'étage auxiliaire de filtrage passe-haut 39, ayant une fréquence de coupure de l'ordre de 50 Hz (mais pouvant aller jusqu'à 100 Hz environ), il a été jugé préférable de prélevεr le signal au point B, c'est-à-dire avant l'étage de filtrage 49, mais après cet étage auxiliaire 39, de façon à filtrer des fréquences de bruit très basses qui peuvent se produire dans ceπains rypes dε véhicules. Dans ce cas. en l'absence d'un tel étage auxiliaire de filtrage 39. il conviendrait d'augmenter le rappoπ des résistances 56 à 57 d'une façon trop impoπante qui nuirait au bon fonctionnement du dispositif comme cela a été expliqué plus haut.
Le choix de la fréquence de coupure de l'étage 39 par rappoπ à celle de l'étage 49 influe égalemεnt sur lε choix du coefficient prédéterminé défini par le rapport des résistances 56/57. Ainsi, pour un rappoπ de fréquence de l'ordre de 1/2, on choisira de préférence un coefficient de 1 ,33 alors que pour un rappoπ de l'ordre de 1/4, on préférera un coefficient de l'ordre de 2. Les deuxièmεs moyens de comparaison auxiliaires 38 permettent, dans la première variante de réalisation du dispositif, d'éviter un emballement du système, c'est-à-dirε unε augmεmation iπéversible du gain de l'amplificateur 1 , sur du signal utile de fréquence inférieure ou égale à la fréquence de coupure du premier étage de filtrage passe- haut 49, c'est-à-dire pour une fréquencε infériεure ou égalε à 180 Hz.
En εffεt. εn présεnce cette fois-ci d'un niveau de signal prélevé au point B des deuxièmes mo ens de traitement 22. supérieur au produit du niveau du signal correspondant prélevé au point C par le coefficient prédéterminé égal au rapport des résistances 56/57, le comparateur 37, en combinaison avec la diode 36. bloque le transistor 29, ce qui conduit le suiveur de tension à conserver sa valeur de commande précédente.
Il est possible de s'affranchir de ces dεuxièmes moyens de comparaison auxiliaires 38 par l'insertion de l'égaliseur 7 dans le système électro-acoustique qui. dans le mode de réalisation décrit, rend inopérant les deuxièmes moyens de comparaison auxiliaires 38. En effet, l'égaliseur 7 est ajusté à une valeur de réglage choisie telle que, pour aucune fréquence de signal pur inférieure à la fréquence de coupure du premier filtrage passe-haut, c'est-à-dire environ 180 Hz, le niveau de la tension issue du microphone et parvenant au comparateur principal 14 soit plus élevé que la tension issue des deuxièmes moyens de traitement, et parvenant à ce même comparateur, compte tenu bien sûr de la marge de sécurité adoptée. En d'autres termes, cette valeur de réglage est choisie de façon à éviter, en l'absence de bruit, un basculement du comparateur dans le sens d'une augmentation du gain de l'amplificateur pour toute fréquence de signal pur inférieure à 180 Hz. Ainsi, l'homme du métier comprendra, qu'avec un tel réglage, on évite en fonctionnement un emballement éventuel du système sur tout signal utile inférieur à 1 80 Hz. L'égaliseur εst placé de préférence en aval de l'amplificateur 1 , car il contribue à la fois à la stabilité du dispositif et à la qualité de l'audition. Néanmoins, on pouπait le disposer ailleurs, par exemple juste avant les dεuxièmes moyens de traitement 22.
Il est également possible, dans une autre variante de l'invention, de s'affranchir d'un tel égaliseur. Ceci est possible dans le cas où le système électroacoustique est autostable en-deç dε la fréquence de coupure (180 Hz) du premier étage de filtrage passe-haut. Au sens de la présente ins'ention. un système électroacoustique est dit autostable, en-deçà de cettε fréquence de coupure, si, après la phasε d'étalonnagε en bruit rose, on injecte comme modulation de signal pur, un signal sinusoïdal dε fréquence \ ariable dont on fait croître la fréquence en l'absence de bruit ambiant depuis une fréquence de dépaπ, par exemplε 20 Hz jusqu'à la fréquεncε de coupure ( 1 80 Hz), et si, à aucun moment, le comparateur principal 14 ne bascule dans le sens d'une augmentation du gain de l'amplificateur.
Dans un tel cas. les premiers moyens de comparaison auxiliaires 35 sont à eux-seuls suffisants pour assurer la stabilité du système et, résoudre le problèmε posé en combinaison avεc les filtres des premiers moyens de traitement 1 1 . II convient également de noter que la combinaison des étages de filtrage 39 et 49 permet d'effectuer en outre une discrimination entre le bruit produit par le véhicule et la conversation des passagers, ce qui évite que cette conversation soit considérée comme un bruit qui conduirait à l'augmentation du gain dans le but de couvrir cette voix. Par ailleurs, l'utilisation de détecteurs de crêtes permet de réduire la disparité de réaction du dispositif vis-à-vis de notes pures soutenues se traduisant par un rappoπ signal/bruit très faible et des passages contenant beaucoup dε transitoires dans lesquels le rappoπ signal/bruit est très foπ. Afin d'éviter les montées intempestives de gain sur dεs "quasi blancs", il est prévu des moyens appropriés 103. qui peuvent être incorporés dans chacune des variantes évoquées ci-avant. Ces moyens 103 (figure 1 ) sont principalement constitués d'une cellule de redressement 104 analogue au redresseur 54. chargée de redresser le signal issu des moyens de discrimination 20, et qui alimente, d'une pan, directement l'entrée positive d'un amplificateur opérationnel 105 monté en comparateur, et d'autre part, son entrée négative par l'intermédiaire d'un pont diviseur de tension formé par des résistances 108 et 1 10 de valeurs sensiblemεnt égalεs. Une résistance 109, connectée entre l'entrée négative 2 du comparateur 105 et le point d'alimentation positive, de valeur très grande devant celle des résistances 108 et 1 10. forme avec la résistance 108 un diviseur de tension dans un rapport de 40 à 50 dB.
Un condensateur 107 est connecté entre l'entrée négative du comparateur 105 εt la masse, et la soπie du comparateur 105 est reliée à la résistance de base 32 du transistor 29 par l'intermédiaire d'une diode 106.
Ces moyens 103 fonctionnent de la manière suivante : lorsqu'aucune modulation sonore n'est émise, ce qui coπespond par exemple au début d'un disque, la tension issue du redresseur 104 est nulle, et. par la résistance 109 connectée au plus de l'alimentation,
* l'entrée inverseuse de l'amplificateur '105 est légèrement positive, ce qui rend sa soπie négatis'e. et, par l'intermédiaire de la diode 106, bloque le transistor 29 et interdit la montée du gain en l'absence de modulation sonore. Dès la montée du signal, la soπie du comparateur 101 devient positive, ce qui rend passant le transistor 29. En régime sta ionnaire, du fait du pont résistif 106,104, la tension à l'entrée positive du comparateur 105 est supérieure à celle de l'entrée négative, ce qui a pour conséquence de maintenir la soπie du comparateur 105 positive et le transistor 29 dans son état passant.
Si le signal baisse rapidement de plus de 6 dB, l'entrée positive du comparateur 105 suit instantanément cettε baisse, mais pas son entrée négative, dont la baisse de tension est retardée par le condensateur 107. La soπie du comparateur 105 redevient négative, ce qui bloque le transistor 29. Par contre, si la baisse du signal utile s'effectue progressivement, le condensateur 107 se décharge assez vite pour que la tension à l'entrée négative du comparateur 105 ne devienne pas plus grande que celle de l'entrée positive, ce qui pennεt au transistor 29 de demeurer passant et au gain de monter lorsque le signal baisse sans s'interrompre brusquement, ce qui préserve le but principal de l'ensemble du dispositif.
On vient donc de voir que les moyens 103 sont aptes à bloquer l'augmentation du gain en l'absence de modulation sonore ou en présence d'une décroissance de signal utile supérieurε à une décroissance prédétem-inée (dans le cas présent une décroissance de plus de 6 dB et plus rapide que la décharge du condensateur 107). Les valeurs des différents éléments dε ces moyens 103 résultent de choix expérimentaux. Néanmoins, de bons résultats ont été obtenus avec un condensateur 107 d'une valeur de 10 microfarads . une résistance 109 de l'ordre de 10 MΩ . et des résistances 108 et 1 1 0 de l'ordre de 22 kΩ.
Afin de ne pas provoquer l'instabilité du système lors du réglage de la balance et/ou du fadεr dε la chaîne, le premier comparateur 71 des moyens de discrimination 20. compare la somme des niveaux des canaux 3 et 4 dε la première paire avec la somme des niveaux des canaux 2 et 5 de la deuxième paire et commande l'ouverturε des deux commutateurs reliés à la paire fournissant la somme la plus faible, tandis que le deuxième comparateur 72 compare la somme des niveaux d'un canal dε la première paire et du canal homologue de la deuxième paire, avec la somme dεs niveaux de l'autre canal de la première paire et du canal homologue de la deuxième paire, et commande l'ouverture de celui des deux commutateurs, non ouveπs sous l'action des premiers moyens de commande, et relié au canal dont le niveau a contribué à conduire à la somme la plus faible.
5 Ainsi, le seul commutateur qui est finalement fermé, relie à tout instant la soπie I des moyens de discrimination 20 au canal ayant le plus foπ niveau de signal.
Concrètement, si le fader est actionné pour privilégier les deux canaux avant, la soπie du comparateur 71 est positive, ce qui rend
10 passants les transistors 93 et 87, inhibant par conséquent les deux canaux arrière 3 et 4 (commutateurs ouveπs).
Si la balance est actionnée pour privilégier les canaux gauche 4 et 5, la sortie du comparateur 72 est négative, ce qui rend les transistors 86 et 88 passants, inhibant par conséquent les deux canaux droits. Le
15 comparateur 72 a donc ouven le commutateur 86,85, qui n'avait pas été ouven sous l'action du comparateur 71. Ainsi, seul le canal avant gauche 5 est relié à la sortie I des moyens de discrimination, les transistors 97 et 98 restant bloqués sous l'action des comparateurs 71 et 72. .- En procédant de cette manière, lorsque l'on s'écarte du point milieu des réglages de balance et de fader, le signal provenant de l'a-mplificateur 1 reste constant et celui provenant du microphone 10 ne peut que baisser. On peut obtenir alors une sous compensation, ce qui est nettement préférable à un emballement.
25 Bien entendu, d'autres moyens peuvent être imaginés pour sélectionner le canal le plus puissant, par exemple un repérage optique sur des potentiomètres mécaniques ou bien la lecture de mémoires dans le cas de potentiomètres électroniques.
De même, bien que tous les moyens de la présente invention ont
30 été réalisés ici de façon analogique, on pourrait concevoir de les réaliser au moins en paπie sous forme numérique, notamment en ce qui concerne les filtrages, au moyen par exemple d'un processeur de traitement du siεnal.

Claims

28
REVENDICATIONS
1. Procédé de commande automatique du gain d'un amplificateur d'un système électroacoustique, dans lequel : a) on effectue un premier traitement (1 1 ), compoπant un premier sous-traitemεnt dε filtrage, sur un signal complexe contenant un mélange de bruit ambiant et de modulation sonore provenant des hauts-parleurs, pour obtenir un premier signal traité. b) on effectue un deuxième traitement (22), comportant un deuxième sous-traitement de filtrage, sur un signal utile prélevé en sortie de l'amplificateur à gain commandé (1 ). pour obtenir un deuxième signal traité. c) on régule lε gain dε l'amplificateur (1 ) en fonction d'une comparaison de niveau entre les deux signaux traiiés, caractérisé par le fait que chaque sous-traitement de filtrage comporte un premier filtrage passe-haut (49) à basse fréquence de coupure, ainsi qu'un deuxième filtrage passe-haut (49,50) à moyenne fréquence de coupure et présentant une atténuation au moins de l'ordre de 30 dB aux ens'irons dε 100 Hz. par lε fait que l'on bloque l'augmentation du gain de l'amplificateur (1 ) lorsque lε niveau du signal prélevé avant lε premier filtrage passe-haut (39) du premier sous-traitemεnt de filtrage, est inférieur au produit du niveau du signal correspondant prélevé après ce premier filtrage passe-haut (49). par un coefficient prédéterminé (56/57) supérieur à 1 . ou lorsque le niveau du signal préles-é avant le premier filtrage passe-haut (49) du deuxième sous-traitement du filtrage est supérieur au produit du niveau du signal correspondant préles'é après ce premier filtrage passe-haut, par un coefficient prédéteπniné supérieur à 1 .
2. Procédé de commande automatique du gain d'un amplificateur d'un système électroacoustique, dans lequεl : a) on effectuε un premier traitement ( 1 1 ), compoπant un premier sous-traitement de filtrage, sur un signal complexe contenant un mélange de bruit ambiant et dε modulation sonore provenant dεs hauts-parleurs, pour obtenir un premier signal traité, b) on effectuε un deuxième traitement (22). comportant un deuxième sous-traitement de filtrage, sur un signal utile prélevé en sonie de l'amplificateur à gain commandé ( 1 ), pour obtenir un deuxième signal traité, c) on régule le gain de l'amplificateur (1 ) en fonction d'une comparaison de niveau entre les deux signaux traités, caractérisé par le fait que chaque sous-traitement de filtrage comporte un premier filtrage passe-haut (49) à basse fréquence de coupure ainsi qu'un deuxième filtrage passe-haut à moyenne fréquence de coupure et présentant une atténuation au moins de l'ordre de 30 dB aux environs de 100 Hz, par le fait que l'on prévoit un égaliseur que l'on règle (7) de façon à interdire l'augmentation du gain de l'amplificateur par tout signal utile de fréquence inférieure ou égale à la fréquence de coupure du premier filtrage passe-haut (49), en l'absence de bruit, et par le fait que l'on bloque l'augmentation du gain de l'amplificateur (1 ) lorsque le niveau du signal prélevé avant le premier filtrage passe-haut (49) du premier sous-traitement de filtrage est inférieur au produit du niveau du signal correspondant prélevé après ce premier filtrage passe-haut (49) par un coefficient prédéterminé (56/57) supérieur à 1 .
3. Procédé de commande automatique du gain d'un amplificateur d'un système électroacoustique, dans lequel : a) on effectue un premier traitement ( 1 1 ). compoπant un premiεr sous-traitement de filtrage, sur un signal complexe contenant un mélange dε bruit ambiant et de modulation sonore provenant des hauts-parleurs, pour obtenir un premier signal traité, b) on effεctuε un deuxième traitement (22), comportant un deuxième sous-traitement de filtrage, sur un signal utile prélevé en soπie de l'amplificateur à gain commandé ( 1 ). pour obtenir un deuxième signal traité. c) on régule le gain de l'amplificateur ( 1 ) en fonction d'une comparaison de niveau entre les deux 'signaux traités. caractérisé par lε fait que chaque sous-traitement de filtrage compoπe un premier filtrage passe-haut (49) à basse fréquence de coupure, ainsi qu'un deuxième filtrage passe-haut (49.50) à moyenne fréquence de coupure et présentant une atténuation au moins de l'ordre de 30 dB aux environs de 100 Hz, par le fait que le système électroacoustique est autostable en-deçà de la fréquence de coupure du premier filtrage passe-haut, et par le fait que l'on bloque l'augmentation du gain de l'amplificateur (1) lorsque le niveau du signal prélevé avant le premier filtrage passe-haut (39) du premier sous-traitement de filtrage, est inférieur au produit du niveau du signal coπespondant prélevé après ce premier filtrage passe-haut (49), par un coefficient prédéterminé (56/57) supérieur à 1
4. Procédé selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé par le fait qu'il compoπe une phase étalonnage dans laquelle on injecte une modulation de bruit rose à l'entrée de l'amplificateur, et on effectue un réglage de niveau interdisant l'augmentation du gain de l'amplificateur par le premier signal traité, compte tenu d'une marge de sécurité choisie entre environ 1 ,5 dB et environ 6 dB, de préférence 2 dB.
5. Procédé selon l'une quεlconque des revendications précédentes, caractérisé par le fait que l'on choisit un deuxième filtrage passe-haut (49,50) présentant une courbe d'atténuation (CA) ayant une atténuation de l'ordre de - 40 dB à 100 Hz et de l'ordre de - 20 dB à 200 Hz.
6. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que préalablement au premier filtrage passe-haut (49) du premier sous-traitement de filtrage, on filtre (39) le signal complexe par un filtre auxiliaire passe-haut présentant une fréquence de coupure inférieure à celle du premier filtrage passe-haut (49). et par le fait que l'on effectue la comparaison de niveau pour décider du blocage éventuel de l'augmentation du gain de l'amplificateur, entre le signal prélevé après le filtrage auxiliaire (39) et le signal correspondant prélevé après le premier filtrage passe-haut (49).
7. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que pour chaque signal complexe et signal utile prélevé, présents à l'entrée des chaînes de traitement correspondantes, l'on décide du blocage éventuel de l'augmentation du gain (29) avant d'avoir effectivement effectué l'augmentation éventuelle (16) de ce gain.
8. Procédé selon l'une des revendications 1 à 7, dans lequel l'amplificateur compoπe une pluralité de canaux d'entrée et de sortie, caractérisé par le fait que l'on prélève à tout instant le signal utile sur le canal ayant le niveau de signal le plus élevé.
9. Dispositif de commande automatique du gain d'un amplificateur d'un système électroacoustique, componant :
- un moyen de capture (10) d'un signal complexe contenant un mélange de bruit ambiant et de modulation sonore provenant des hauts-parleurs,
- des moyens d'acquisition (20) d'un signal utile en soπie de l'amplificateur,
- des premiers moyens de traitement (11) du signal complexe, incorporant des premiers moyens de filtrage, aptes à délivrer un premier signal traité,
- des deuxièmes moyens de traitement (22) du signal utile acquis, incorporant des deuxièmes moyens de filtrage, aptes à délivrer un deuxième signal traité,
- des moyens de comparaison principaux (14) des premier et deuxième signaux traités, aptes à délivrer un signal de comparaison principal, et des moyens de commande (16) aptes à commander l'augmentation ou la diminution du gain de l'amplificateur en fonction de la valeur du signal de comparaison principal, caractérisé par le fait que chaque moyen de filtrage compoπe un premier étage de filtrage passe-haut (49) à basse fréquence de coupure, ainsi qu'un deuxième étage de filtrage passe-haut à moyenne fréquence de coupure (49,50) et présentant une atténuation au moins de l'ordre de 30 dB aux environs de 100 Hz, par le fait qu'il est prévu en outre des premiers moyens de comparaison auxiliaires (35), aptes à comparer les niveaux respectifs des signaux prélevés avant et après le premier étage de filtrage passe- haut (49) des premiers moyens de filtrage, et à délivrer un premier signal de comparaison auxiliaire ayant une première valeur lorsque le niveau du signal prélevé avant le premier étage de filtrage (49) est inférieur au produit du niveau du signal prélevé après cet étage (49), par un coefficient prédéterminé (56/57) supérieur à 1 , et une deuxième valeur dans le cas contraire,
- des deuxièmes moyens de comparaison auxiliaires (38), aptes à comparer les niveaux respectifs des signaux prélevés avant et après le premier étage de filtrage passe-haut (49) des deuxièmes moyens de filtrage, et à délivrer un deuxième signal de comparaison ayant une première valeur lorsque le niveau du signal prélevé avant le premier étage de filtrage (49) est supérieur au produit du niveau du signal prélevé après cet étage, par un coefficient prédéterminé (56/57) supérieur à 1 , et une deuxième valeur dans le cas contraire, et par le fait que les moyens de commande (29) sont aptes à bloquer l'augmentation du gain de l'amplificateur lorsque les premiers (35) ou deuxièmes (38) moyens de comparaison auxiliaires délivrent leurs premières valeurs.
10. Dispositif de commande automatique du gain d'un amplificateur d'un système électroacoustique, compoπant :
- un moyen de capture (10) d'un signal complexe contenant un mélange de bruit ambiant et de modulation sonore provenant des hauts-parleurs,
- des moyens d'acquisition (20) d'un signal utile en soπie dε l'amplificateur,
- des premiers moyens de traitement (1 1 ) du signal complexe, incorporant des premiεrs moyens de filtrage, aptes à délivrer un premier signal traité,
- des deuxièmes moyens de traitement (22) du signal utile acquis, incorporant des deuxièmes moyens de filtrage, aptes à délivrer un deuxième signal traité,
- ' des moyens de comparaison principaux (14) des premier et deuxième signaux traités, aptes à délivrer un signal de comparaison principal, et des moyens de commande (16) aptes à commander l'augmentation ou la diminution du gain de l'amplificateur en fonction de la valeur du signal de comparaison principal, caractérisé par le fait que chaque moyen de filtrage compoπe un premier étage de filtrage passe-haut (49) à basse fréquence de coupure, ainsi qu'un deuxième étage de filtrage passe-haut à moyenne fréquence de coupure (49,50) et présentant une atténuation au moins de l'ordre de 30 dB aux environs de 100 Hz, par le fait qu'il est prévu en outre un moyen d'égalisation (7) réglé pour interdire l'augmentation du gain de l 'amplificateur pour tout signal utile de fréquence inférieure ou égale à la fréquence de coupure du premier étage de filtrage passe-haut (49), en l'absence de bruit, par le fait qu'il est prévu des premiers moyens de comparaison auxiliaires (35), aptes à comparer les niveaux respectifs des signaux prélevés avant et après le premier étage de filtrage passe-haut (49) des premiers moyens de filtrage, et à délivrer un premier signal de comparaison auxiliaire ayant une première valeur lorsque le niveau du signal prélevé avant le premier étage de filtrage (49) est inférieur au produit du niveau du signal prélevé après cet étage (49), par un coefficient prédéterminé (56/57) supérieur à 1 , et une deuxième valeur dans le cas contraire, et par le fait que les moyens de commande sont aptes à bloquer l'augmentation du gain de l'amplificateur lorsque les premiers moyens de comparaison auxiliaires (35) délivrent leur première valeur.
1 1. Dispositif selon la revendication 10, caractérisé par le fait que le moyen d'égalisation est un égaliseur paramétrique à correction fixe, disposé en aval de la soπie de l'amplificateur à gain commandée (1 ).
12. Dispositif selon la revendication 1 1 prise en combinaison avec la revendication 9, caractérisé par le fait que l'égaliseur (7) est escamotable, et par le fait que la présence de l'égaliseur (7) dans le dispositif rend inopérants les deuxièmes moyens de comparaison auxiliaires (38).
13. Dispositif de commande automatique du gain d'un amplificateur d'un système électroacoustique, comportant :
- un moyen de capture (10) d'un .signal complexe contenant un mélange de bruit ambiant et de modulation sonore provenant des hauts-parleurs,
- des moyens d'acquisition (20) d'un signal utile en sortie de l'amplificateur, - des premiers moyens de traitement (1 1) du signal complexe, incorporant des premiers moyens de filtrage, aptes à délivrer un premier signal traité,
- des deuxièmes moyens de traitement (22) du signal utile acquis, incorporant des deuxièmes moyens de filtrage, aptes à délivrer un deuxième signal traité,
- des moyens de comparaison principaux (14) des premier et deuxième signaux traités, aptes à délivrer un signal de comparaison principal, et - des moyens de commande (16) aptes à commander l'augmentation ou la diminution du gain de l'amplificateur en fonction de la valeur du signal de comparaison principal, caractérisé par le fait que chaque moyen de filtrage comporte un premier étage de filtrage passe-haut (49) à basse fréquence de coupure, ainsi qu'un deuxième étage de filtrage passe-haut à moyenne fréquence de coupure (49,50) et présentant une atténuation au moins de l'ordre de 30 dB aux environs de 100 Hz, par le fait que le système électroacoustique est autostable en-deçà de la fréquence de coupure du premier étage de filtrage passe-haut (49), par le fait qu'il est prévu des premiers moyens de comparaison auxiliaires (35), aptes à comparer les niveaux respectifs des signaux prélevés avant et après le premier étage de filtrage passe-haut (49) des premiers moyens de filtrage, et à délivrer un premier signal de comparaison auxiliaire ayant une première valeur lorsque le niveau du signal prélevé avant le premier étage de filtrage (49) est inférieur au produit du niveau du signal prélevé après cet étage (49), par un coefficient prédéterminé (56/57) supérieur à 1 , et une deuxième valeur dans ïe cas contraire, et par le fait que les moyens de commande sont aptes à bloquer l'augmentation du gain de l'amplificateur à gain commandé lorsque les premiers moyens de comparaison auxiliaires (35) délivrent leur première valeur.
14. Dispositif selon l'une des revendications 9 à 13, caractérisé par le fait que la fréquence de coupure de chaque premier étage de filtrage passe-haut (49) est comprise entre environ 150 Hz et environ 200 Hz, tandis que la fréquence de coupure de chaque deuxième étage de filtrage passe-haut (49/50) est comprise entre environ 500 Hz et environ 2000 Hz, de préférence 1000 Hz. 15. Dispositif selon la revendication 14, caractérisé par le fait que chacun des premier et deuxième moyens de filtrage comporte un filtre passe-haut (49) ayant une pente de 18 dB par octave environ, formant le premier étage de filtrage passe-haut (49), suivi d'un filtre passe- haut (50) ayant une pente de 6 dB par octave, formant en combinaison avec le filtre de pente 18 dB par octave (49), le deuxième étage de filtrage passe-haut (49/50).
16. Dispositif selon l'une des revendications 9 à 15, caractérisé par le fait que chaque moyen de comparaison auxiliaire comporte un comparateur (34,37) dont l'entrée est reliée à l'entrée (B) du premier étage de filtrage passe-haut correspondant, par une première résistance
(56) et à la soπie (C) de cet étage passe-haut (49) par une deuxième résistance (57), le rappoπ de la première résistance (56) sur la deuxième résistance (57) définissant ledit coefficient prédéterminé.
17. Dispositif selon l'une des revendications 9 à 16, caractérisé par le fait que le coefficient est compris entre environ 1 ,33 et environ
2.
18. Dispositif selon l'une des revendications 9 à 17, caractérisé par le fait que les moyens de comparaison principaux (14) comparent les premier et deuxième signaux traités compte tenu d'une marge de sécurité choisie, et par le fait que les moyens de commande compoπent :
- un premier transistor (29) reliant la sortie (D) des premiers moyens de traitement (11) à l'entrée d'un suiveur de tension (19) dont la sortie est reliée à l'entrée de commande de l'amplificateur à gain commandé (1), et la base de ce transistor étant reliée à la sortie de chaque moyen de comparaison auxiliaire (35,38) par l'intermédiaire d'un moyen formant un OU logique (33,36), et
- un deuxième transistor (16), disposé entre la masse et l'entrée du suiveur (19), dont la base est commandée par la sortie des moyens de comparaison principaux comportant un comparateur (14) dont l'entrée est reliée aux soπies des deux moyens de traitement (11 ,22) par deux résistances inégales (12,13), de rapport choisi, définissant ladite marge de sécurité.
19. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que les premiers moyens de filtrage compoπent un étage auxiliaire de filtrage passe-haut (39), disposé avant le premier étage de filtrage passe-haut (49), ayant une fréquence de coupure inférieure à celle du premier étage de filtrage passe-haut et une pente la plus élevée possible. 20. Dispositif selon l'une des revendications 9 à 19, caractérisé par le fait qu'il comprend des moyens (103) aptes à bloquer l'augmentation du gain en l'absence de modulation sonore ou en présence d'une décroissance de signal utile supérieure à une décroissance prédéterminée . 21. Dispositif selon la revεndication 20 prise en combinaison avec la revendication 17, caractérisé par le fait que les moyens (103) compoπent un comparateur (105) dont la soπie est reliée à la base du premier transistor (29) par l'intermédiaire d'une diode (106), dont l'entrée non inverseuse est reliée à la soπie d'une cellule de redressement (104), et dont l'entréε invεrsεuse est rehée, en premier lieu, à la masse par l'intermédiaire d'un condensateur (107), en deuxième lieu, à la soπie de la cellule de redressement (104) par l'intermédiaire d'un pont résistif diviseur (108, 1 10), et, en troisième lieu, à un point d'alimentation par une résistance (109) de valeur très grande devant celle des résistances du pont résistif (108, 1 10).
22. Dispositif selon l'une des revendications 9 à 21 , caractérisé par le fait que l'amplificateur à gain commandé (1) compoπe plusieurs canaux d'entrée et de soπie (2,3,4,5), et par le fait que les moyens d'acquisition compoπent des moyens de discrimination (20) connectés sur les canaux de soπie de l'amplificateur à gain commandé, et aptes à délivrer à tout instant en soπie (I) le signal issu du canal de soπie ayant le plus foπ niveau.
23. Dispositif selon la revendication 22, caractérisé par le fait que l'amplificateur compoπe une première paire de canaux respectivement reliés à une première paire de hauts-parleurs, une deuxième paire de canaux respectivement reliés à une deuxième paire de hauts-parleurs, par le fait que les moyens de discrimination (20) compoπent :
- quatre entrées de signal respectivement reliées aux quatre canaux (2,3,4,5), - quatre blocs de commutation commandés, reliant respectivement les quatre entrées à la sonie des moyens de discrimination,
- un premier moyen de comparaison (71) de la somme des niveaux des canaux de la première paire avec la somme des niveaux des canaux de la deuxième paire, - des premiers moyens de commande aptes à ouvrir ou fermer les deux commutateurs reliés à une même paire en fonction du résultat de cette première comparaison,
- des deuxièmes moyens de comparaison (72) de la somme des niveaux d'un canal de la première paire et du canal homologue à la deuxième paire, avec la somme des niveaux de l'autre canal de la première paire et du canal homologue de la deuxième paire, et
- des deuxièmes moyens de commande propres à ouvrir ou fermer l'un des deux commutateurs, non ouverts sous l'action des premiers moyens de commande. 24. Dispositif selon la revεndication 23, caractérisé par le fait que chaque bloc de commutation compoπe deux transistors dont les collecteurs, communs, sont reliés à l'entrée de signal coπespondante et à la soπie des moyens de discrimination, dont les émetteurs sont reliés à la massε, et dont les bases respectives sont commandées par les sorties respectives des deux comparateurs (71 ,72).
EP93920901A 1992-09-22 1993-09-21 Procede et dispositif de commande automatique du gain d'un amplificateur d'un systeme electroaccoustique, notamment pour vehicule automobile Withdrawn EP0662268A1 (fr)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR9211268A FR2696060A1 (fr) 1992-09-22 1992-09-22 Procédé et dispositif de commande automatique du gain d'un amplificateur d'un système électroacoustique, notamment pour véhicule automobile.
FR9211268 1992-09-22
PCT/FR1993/000905 WO1994007306A1 (fr) 1992-09-22 1993-09-21 Procede et dispositif de commande automatique du gain d'un amplificateur d'un systeme electroaccoustique, notamment pour vehicule automobile

Publications (1)

Publication Number Publication Date
EP0662268A1 true EP0662268A1 (fr) 1995-07-12

Family

ID=9433746

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP93920901A Withdrawn EP0662268A1 (fr) 1992-09-22 1993-09-21 Procede et dispositif de commande automatique du gain d'un amplificateur d'un systeme electroaccoustique, notamment pour vehicule automobile

Country Status (4)

Country Link
US (1) US5557237A (fr)
EP (1) EP0662268A1 (fr)
FR (1) FR2696060A1 (fr)
WO (1) WO1994007306A1 (fr)

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6766176B1 (en) * 1996-07-23 2004-07-20 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for automatically adjusting speaker and microphone gains within a mobile telephone
US6807280B1 (en) * 1998-01-26 2004-10-19 Delphi Technologies, Inc. Audio signal processing circuit for reducing noise in an audio signal
US6124691A (en) * 1999-05-25 2000-09-26 Libbey-Owens-Ford Co. Moisture sensor with pre-demodulation gain and high-order filtering
EP1233509A1 (fr) * 2001-02-14 2002-08-21 Thomson Licensing S.A. Processeur numérique audio
US8135148B2 (en) * 2006-04-26 2012-03-13 Microsemi Semiconductor Corp. Automatic gain control for mobile microphone
TWI356911B (en) * 2008-05-13 2012-01-21 Realtek Semiconductor Corp Test circuit for programmable gain amplifier
TWI548287B (zh) * 2012-07-26 2016-09-01 群邁通訊股份有限公司 耳機檢測電路及具有該耳機檢測電路的通訊終端
AU2017428304B2 (en) * 2017-08-25 2022-12-22 David Tuk Wai LEONG Sound recognition apparatus
US11206001B2 (en) 2017-09-27 2021-12-21 Dolby International Ab Inference and correction of automatic gain compensation
RU2708687C1 (ru) * 2019-02-06 2019-12-11 Российская Федерация, от имени которой выступает Государственная корпорация по атомной энергии "Росатом" (Госкорпорация "Росатом") Многофункциональный пиковый детектор

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS55147015A (en) * 1979-05-07 1980-11-15 Hitachi Ltd Audio unit mounting on car
DE2945783C2 (de) * 1979-11-13 1986-07-31 Fricke, Jobst Peter, Prof. Dr., 5000 Köln Tonsignal-Verstärkerschaltung
FR2577361A1 (fr) * 1985-02-11 1986-08-14 Carpentier Claude Amplificateur audio pour automobile
FR2579388B1 (fr) * 1985-03-20 1987-06-05 Carpentier Claude Dispositif de commande automatique du niveau d'une source sonore utile dans un milieu a bruyance variable
DE3830423A1 (de) * 1987-11-25 1989-06-08 Pioneer Electronic Corp Mobiles geraet mit automatischer lautstaerkeregelung
US4904992A (en) * 1989-03-28 1990-02-27 Motorola, Inc. Radio with message reception and ambient noise level controlled indicator
KR930006651B1 (ko) * 1991-01-30 1993-07-22 삼성전자 주식회사 청취공간 적응형 재생음 레벨 자동 제어회로 및 방법

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See references of WO9407306A1 *

Also Published As

Publication number Publication date
FR2696060B1 (fr) 1997-02-14
FR2696060A1 (fr) 1994-03-25
US5557237A (en) 1996-09-17
WO1994007306A1 (fr) 1994-03-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP0248713B1 (fr) Dispositif de réduction du bruit de fond dans une chaîne électroacoustique
EP0662268A1 (fr) Procede et dispositif de commande automatique du gain d'un amplificateur d'un systeme electroaccoustique, notamment pour vehicule automobile
FR3019961A1 (fr) Casque audio a controle actif de bruit anc avec reduction du souffle electrique
FR2534104A1 (fr) Systeme de sonorisation et systeme de microphones
FR2719173A1 (fr) Appareil de communication à réglage du bruit.
WO2008049981A1 (fr) Circuit de réduction de l'écho acoustique pour un dispositif 'mains libres' utilisable avec un téléphone portable
JP5216125B2 (ja) 動的音響最適化方法および装置
WO2004004298A1 (fr) Dispositifs de traitement d'echo pour systemes de communication de type monovoie ou multivoies
EP0052544B1 (fr) Circuit de commande de tonalité
FR2954510A1 (fr) Appareil comprenant des moyens de connexion a un ou des haut parleurs externes ainsi que des moyens de detection d'une telle connexion
EP1902578B1 (fr) Procede et dispositif de prise de son, notamment dans des terminaux telephoniques en "mains libres"
EP2084893B1 (fr) Circuit de réduction de l'écho acoustique pour un dispositif "mains libres" utilisable avec un téléphone portable
FR2560467A1 (fr) Demodulateur de signaux fm equipes d'un circuit de filtrage pour isoler un signal porteur
EP0114008B1 (fr) Poste téléphonique à écoute amplifiée muni d'un dispositif anti-larsen
FR2579388A1 (fr) Dispositif de commande automatique du niveau d'une source sonore utile dans un milieu a bruyance variable
EP0577474B1 (fr) Circuit de sonnerie notamment pour poste téléphonique
EP0213679B1 (fr) Poste téléphonique muni d'une écoute amplifiée et d'un dispositif anti-Larsen
FR2866495A1 (fr) Procede de reduction du bruit dans un recepteur radiophonique, et recepteur mettant en oeuvre ce procede
FR2566658A1 (fr) Prothese auditive multivoie
EP0317862B1 (fr) Dispositif d'amélioration du confort d'écoute par suppression des phénomènes transitoires dans une chaîne de réception d'un équipement FM/PM à bande étroite, notamment en radiotéléphonie
FR2529727A1 (fr) Dispositif de reglage automatique du niveau sonore d'une source de sons utiles en fonction du bruit ambiant
WO2024083522A1 (fr) Procédé de détection d'un effet larsen
EP0316839B1 (fr) Dispositif d'amélioration du confort d'écoute en présence d'évanouissement de porteuse dans une chaîne de réception d'un équipement FM/PM à bande étroite, notamment en radiotéléphonie
FR3087075A1 (fr) Dispositif de compensation des differences de perception des frequences d'un signal audio en fonction du niveau sonore de restitution du signal
WO2016162613A1 (fr) Procede et dispositif de controle de tonalite d'un signal sonore

Legal Events

Date Code Title Description
PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

17P Request for examination filed

Effective date: 19950317

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AT BE CH DE DK ES GB IT LI NL PT SE

GRAG Despatch of communication of intention to grant

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOS AGRA

17Q First examination report despatched

Effective date: 19970924

GRAG Despatch of communication of intention to grant

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOS AGRA

GRAH Despatch of communication of intention to grant a patent

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOS IGRA

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: THE APPLICATION IS DEEMED TO BE WITHDRAWN

18D Application deemed to be withdrawn

Effective date: 19980430