EP0480796B1 - Dispositif d'obtention et de commutation de hautes tensions de polarisaion d'électrodes de tube à rayons X - Google Patents

Dispositif d'obtention et de commutation de hautes tensions de polarisaion d'électrodes de tube à rayons X Download PDF

Info

Publication number
EP0480796B1
EP0480796B1 EP19910402620 EP91402620A EP0480796B1 EP 0480796 B1 EP0480796 B1 EP 0480796B1 EP 19910402620 EP19910402620 EP 19910402620 EP 91402620 A EP91402620 A EP 91402620A EP 0480796 B1 EP0480796 B1 EP 0480796B1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
circuit
voltage
voltages
whose
output
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
EP19910402620
Other languages
German (de)
English (en)
Other versions
EP0480796A1 (fr
Inventor
Jacques Laeuffer
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
General Electric CGR SA
Original Assignee
General Electric CGR SA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by General Electric CGR SA filed Critical General Electric CGR SA
Publication of EP0480796A1 publication Critical patent/EP0480796A1/fr
Application granted granted Critical
Publication of EP0480796B1 publication Critical patent/EP0480796B1/fr
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05G—X-RAY TECHNIQUE
    • H05G1/00—X-ray apparatus involving X-ray tubes; Circuits therefor
    • H05G1/08—Electrical details
    • H05G1/10—Power supply arrangements for feeding the X-ray tube
    • H05G1/20—Power supply arrangements for feeding the X-ray tube with high-frequency ac; with pulse trains
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05G—X-RAY TECHNIQUE
    • H05G1/00—X-ray apparatus involving X-ray tubes; Circuits therefor
    • H05G1/08—Electrical details
    • H05G1/10—Power supply arrangements for feeding the X-ray tube
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05G—X-RAY TECHNIQUE
    • H05G1/00—X-ray apparatus involving X-ray tubes; Circuits therefor
    • H05G1/08—Electrical details
    • H05G1/26—Measuring, controlling or protecting
    • H05G1/30—Controlling
    • H05G1/32—Supply voltage of the X-ray apparatus or tube
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05G—X-RAY TECHNIQUE
    • H05G1/00—X-ray apparatus involving X-ray tubes; Circuits therefor
    • H05G1/08—Electrical details
    • H05G1/26—Measuring, controlling or protecting
    • H05G1/30—Controlling
    • H05G1/52—Target size or shape; Direction of electron beam, e.g. in tubes with one anode and more than one cathode

Definitions

  • the invention generally relates to radiology devices and, more particularly in such devices, the devices for polarizing the electrodes constituting the X-ray tube so as to apply said electrodes to high voltages and to switch them quickly.
  • An X-ray tube comprises, in a vacuum enclosure, a cathode made up of a heated filament which emits electrons and of a concentration device backed by the filament which focuses the electrons emitted on an anode brought to a positive potential compared to at the cathode.
  • the point of impact of the electron beam on the anode constitutes the source of X-radiation in the form of a beam.
  • deflection means are usually constituted by magnetic or electrostatic lenses which are arranged on the path of the beam or near this path between the cathode and the anode.
  • the implementation of these lenses requires a significant energy due to the high kinetic energy of the beam electrons due to their high speed due to a high potential difference between the cathode and the anode, greater than one hundred kilovolts .
  • Figure 1 schematically shows an X-ray tube of the type described in the aforementioned patent application. It comprises, in a vacuum enclosure represented by the dashed rectangle 11, a filament 12, a concentration device 13 attached to the filament 12 and an anode 14.
  • the filament 12 and the concentration device 13 constitute a cathode C.
  • the device concentration 13 consists of a first metal part 15 and a second metal part 16 which are electrically insulated from each other by an insulating partition 17 secured to an insulating base 18.
  • the metal parts 15 and 16 are arranged symmetrically on either side of the filament 12 with respect to a plane of symmetry perpendicular to the plane of Figure 1. This plane of symmetry contains the axis of the filament 12 perpendicular to the plane of Figure 1 and is perpendicular to l 'base 18. The intersection of this plane of symmetry with the plane of Figure 1 defines the axis 19 of the electron beam.
  • the voltages which are applied to the metal parts 15 and 16 are chosen to focus the electrons on a determined surface of the anode 14. By modifying these voltages, it is possible to move the point of impact of the electron beam on the anode but the characteristics of the impact surface are also modified.
  • Electrodes W1 and W2 are respectively insulated from the metal parts 15 and 16 by an insulating zone 20 or 21, made of alumina for example.
  • the cathode C When equal voltages are applied to the electrodes W1 and W2, the cathode C emits an electron beam F along the axis 19 whose concentration is obtained by the geometry of the cathode C.
  • Figure 3 is a block diagram of a switching device of the ⁇ V1 and ⁇ V2 voltages. It includes four voltage generators G1, G2, G3 and G4 which respectively supply the voltages + V1, -V1, -V2 and + V2, these voltages being applied to the electrodes W1 and W2 via switches Irupt, I2, I3 and I4 whose openings and closings are respectively controlled by signals P1, P2, P3 and P4 supplied by a control circuit P.
  • G1, G2, G3 and G4 which respectively supply the voltages + V1, -V1, -V2 and + V2, these voltages being applied to the electrodes W1 and W2 via switches Irupt, I2, I3 and I4 whose openings and closings are respectively controlled by signals P1, P2, P3 and P4 supplied by a control circuit P.
  • Such a switching device therefore leads to the use of many components which are expensive and bulky.
  • An object of the present invention is therefore to provide a device for switching high bias voltages which is simple, inexpensive and which does not require the use of high voltage switching transistors.
  • these transistors and their control and protection circuits are brought to a potential of -75 kilovolts with respect to ground, which requires placing them in an insulating high-voltage block, that is to say in a insulated enclosure containing an insulating fluid, high voltage block which also supplies the high supply voltages of the cathode and the anode.
  • Another object of the present invention is therefore to provide a device for switching high bias voltages which switches said high voltages with respect to ground and not with respect to the cathode potential of -75 kilovolts, which makes it possible to have it outside the high voltage block which supplies the supply voltages of the cathode and the anode.
  • the device for obtaining and switching voltages comprises (FIG. 4) a first device for obtaining voltages + V1 and -V1, a second device for obtaining voltages + V2 and -V2 and a switching device 29 of said voltages ⁇ V1 and ⁇ V2 to which the latter are applied.
  • the first and second devices 30 and 40 are identical and each comprise the following circuits which have been described in French patent application No. 90 10348 (corresponding to EP-A-0 471 625) filed on August 14, 1990 and entitled: " Device for obtaining an adjustable DC voltage ".
  • the microprocessor 31 (or 41) supplies on its output a digital code N1 (or N2) which is significant of a value of a frequency F1 (or F2).
  • This code digital N1 (or N2) is applied to a programmable counter 32 (or 42) which supplies pulses of variable frequency F1 (or F2) according to the value of N1 (or N2).
  • These pulses are applied to a control circuit 33 (or 43) which supplies control pulses of an inverter circuit 34 (or 44) of the hyporesonant type.
  • the output signals of the inverter circuit 34 (or 44) are applied to a primary winding 35p (or 45 p) of an isolation transformer 35 (or 45) of the impulse type whose secondary winding 35s (or 45s) is connected to a rectification and filtering circuit 36 (or 46) which has three output terminals 37,38 and 39 (or 47,48 or 49).
  • the output terminal 37 (or 47) is at potential + V1 (or + V2) relative to terminal 39 (or 49);
  • the output terminal 38 (or 48) is at potential -V1 (or -V2) relative to the terminal (39 or 49);
  • the output terminal 39 (or 49) is connected to a terminal 58 of the filament 12 (FIG. 1) and is therefore at the potential of the latter.
  • the switching circuit 29 comprises a circuit 52 for obtaining a direct voltage E which is regulated and adjustable, a circuit 53 for switching the voltage E, an isolation transformer 54 of the pulse type and a mixer circuit 55 for the voltages ⁇ V1, ⁇ V2 with the voltages supplied by the transformer 54 so as to obtain the voltages to be applied to the electrodes W1 and W2 on output terminals 56.57 and 58.
  • These output terminals 56.57 and 58 are connected respectively to the electrode W1, to the electrode W2 and to the emissive filament of the cathode (FIG. 1).
  • (or N2 f
  • frequency pulses F1 (or F2) is to alternately control the switches of the inverter circuit 34 (or 44) via the circuit 33 (or 43) so as to create current pulses whose rectification and filtering in circuit 36 (or 46) lead to the voltages ⁇ V1 (or ⁇ V2) desired between terminals 39.37 and 39.38 (or 49.47 and 49.48).
  • (or F2 f ′
  • This curve 81 takes account of the linearity faults of the system while curve 80 is a theoretical curve.
  • the control circuit 33 (or 43) comprises (FIG. 6) a first logic AND circuit 82 which has two inputs on one of which are applied the variable frequency pulses F1 (or F2) supplied by the circuit 32 (or 42) while the other input is connected to a first delay circuit 83 whose delay is ⁇ 1.
  • the output of the AND circuit 82 is connected, on the one hand, to a bistable circuit 85 and, on the other hand, to the first delay circuit 83 as well as to a second delay circuit 84 whose delay is ⁇ 2.
  • the output corresponding to state 1 of the bistable circuit 85 is connected to one of the two inputs of a second logic AND circuit 86 while the output corresponding to state 0 is connected to one of the two inputs of a third AND circuit logic 87.
  • the second input of the AND circuits 86 and 87 is connected to the output of the second delay circuit 84.
  • the output terminals of the AND circuits 86 and 87 bear the references 33a and 33b respectively.
  • the inverter circuit 34 comprises at least two switches (T3, T4) or (T5, T6) produced by field-effect transistors according to metal-oxide technology, better known by the English abbreviation for transistors MOSFET.
  • these transistors T3, T4 (or T5, T6) each include in parallel a diode D14 (or D16) for the transistor T4 (or T6) and a diode D13 (or D15) for the transistor T3 (or T5) , diodes whose anode is connected to the source and the cathode connected to the drain of the associated transistor.
  • the gate of the transistor T4 (or T6) is connected to the output 33a (or 43a) of the control circuit 33 while the gate of the transistor T3 is connected to the output 33b (or 43b) of the control circuit 33 (or 43) .
  • the inverter circuit also includes a resonant circuit consisting of capacitors C5 and C6 (or C7 and C8) and a coil L1 (or L2).
  • the capacitors C5 and C6 are connected in series between the drain of the transistor T4 and the source of the transistor T3 while the coil L1 (or L2) is arranged in the primary circuit 35p (or 45p) of the transformer 35 (or 45).
  • This coil L1 (or L2) is connected, on one side, directly to the source of the transistor T4 (or T6) and, on the other side, to the common point of the capacitors C5 and C6 (or C7, C8), by through the primary winding 35p (or 45p) of the transformer 35 (or 45).
  • the inverter circuit may comprise only one capacitor, instead of two capacitors C5 and C6 (or C7, C8), which would be connected for example to the negative terminal of the supply circuit 52.
  • the rectifying and filtering circuit 36 (or 46) is of the conventional type and comprises rectifying diodes D5 and D6 (or D7, D8) and filtering capacitors C1 and C2 (or C3, C4) which are connected together in a known manner.
  • the output impedance of circuit 36 (or 46) is constituted by two equal resistors R1 and R2 (or R3 and R4) whose common point constitutes the output terminal 39 (or 49) which is connected to the common point of capacitors C1 and C2 (or C3 and C4).
  • a polarization voltage + V1 corresponds to a digital code N1 which, applied to the counter 32, leads the latter to supply pulses 72 and 72 ′ (figure 8-a) at the frequency F1 according to the correspondence given by the curve 81 of the figure 7.
  • These pulses have for example a frequency of 30 kilohertz to obtain
  • 3,000 volts and a duration of approximately one microsecond. If it is assumed that the delay circuit 83 provides an opening signal 73, the pulse 72 controls the change of state of the bistable circuit 85 which passes, for example, to state 1 .
  • the pulse 72 controls the delay circuit 83 to complete the opening signal 73 (figure 8-c) so that the circuit ET 82 closes for a time ⁇ 1.
  • the pulse 72 also controls the delay circuit 84 so that it provides a signal T′4 of duration ⁇ 2 (figure 8-b) which makes passing the circuits AND 86 and 87. Only the circuit AND 86, which receives the signal of the state 1 of the bistable circuit 85, provides the signal T′4 making the transistor T4 conductive at time t o (figure 8-d).
  • This signal T′4 turns on and keeps the transistor T4 and a current i1 (figure 8-d), said positive, flows in the transistor T transistor, the coil L1, the primary winding 35p of the transformer 35, the capacitors C5 and C6 and the supply circuit 52 (in fact i1 / 2 in each capacitor).
  • This current i1 gives rise to a voltage V (figure 8-e) of rectangular shape across the terminals of the primary winding 35p and this results in a current I (t) (figure 8-f) in the secondary winding 35s of the transformer 35, current of identical appearance to the current i1 flowing in the primary winding.
  • the current i1 charges the capacitor C5 and discharges the capacitor C6 and their charging voltage is opposed to the circulation of the current i1 so that the latter is canceled at the instant t1, that is to say before the end of the signal T′4.
  • the capacitor C5 then discharges while the capacitor C6 charges and a current i2 (figure 8-d), said to be negative, flows in the capacitors C5 and C6 (in fact i en / 2 in each capacitor), the primary winding 35p , the coil L1, the diode D14 and the supply circuit 52.
  • the signal T′4 ends by the effect of the delay circuit 84 introducing a delay ⁇ 2 so that the AND circuits 86 and 87 are blocked.
  • the delay circuit 83 After the instant t2 and more precisely after a delay ⁇ 1 as from the end of the signal 73 (figure 8-c), the delay circuit 83 provides a signal 73 ′ which makes pass the circuit AND 82.
  • a pulse 72 ′ is supplied by the circuit 32 and its front edge controls the change of state of the bistable circuit 85, which goes to state 0 , as well as the resetting of the delay circuits 83 and 84.
  • This reset has the effect of terminating the signal 73 ′ and of supplying the signal T′3 which opens the AND circuits 86 and 87.
  • the bistable circuit 85 is at state 0 , only the AND circuit 87 provides a signal output on terminal 33b and a pulse is applied to the control electrode of transistor T3 at time t ′ o to make it conductive.
  • a current i′1 said to be negative, then flows in the transistor T3, the circuit 52, the capacitors C5 and C6 (in fact i′1 / 2 in each capacitor), the primary winding 35p of the transformer 35 and the coil L1 .
  • the negative current i′1 charges the capacitor C6 and discharges the capacitor C5 and their charging voltage is opposed to the circulation of the current i′1 so that this last one is canceled at time t′1.
  • the capacitor C6 then discharges while the capacitor C5 charges and a positive current i′2 flows in the capacitors C5 and C6 (in fact i′2 / 2 in each capacitor), the primary winding 35p, the coil L1, the diode D13 and the supply circuit 52.
  • This positive current gives rise to a positive rectangular voltage (figure 8-e) at the terminals of the primary winding 35p and, consequently, to a positive current I (t) (figure 8-f) in the secondary winding 35s.
  • the pulse is ended.
  • the pulses which are thus created by the inverter circuit 34 are applied to the transformer 35 and are rectified and filtered in the circuit 36 so that there appears at the terminals of each resistor R2 and R2 a voltage V1 corresponding to the frequency F1 determined by calibration .
  • the circuit 52 for obtaining the DC voltage E comprises a first rectification and filtering circuit 59 which is supplied by the alternating network between the terminals 63 and 64.
  • the DC voltage supplied by the circuit 59 is applied to an inverter circuit 60 of the hyporesonant type, analogous to the inverter circuits 34 and 44 described above.
  • This inverter circuit 60 comprises two MOSFET transistors T7 and T8 connected in series between the output terminals of the circuit 59 and a resonant circuit comprising the capacitors C11 and C12, the coil L3 and the primary winding of an isolation transformer 61 of the pulse type.
  • One terminal of the coil L3 is connected directly to the common point of the transistors T7 and T8 while the other terminal is connected to the common point of the capacitors C11 and C12 via the primary winding of the transformer 61.
  • the secondary winding of the transformer 61 is connected to a rectification and filtering circuit 62 which includes the diodes D9, D10, D11 and D12 mounted as a rectifier bridge, an electrolytic filtering capacitor C13 and a resistive divider bridge comprising the resistors R7 and R8 .
  • This circuit 62 supplies a direct voltage E which is regulated and adjustable by means of a circuit 65.
  • This circuit 65 receives an image voltage of the voltage E supplied by the resistive bridge R7, R8 and a voltage E c called the setpoint indicated by the user.
  • This circuit 65 can be of the voltage / frequency converter type.
  • the switching circuit comprises a first MOSFET transistor T1 which is supplied at the voltage E via a load resistor R5 in series with the drain. This drain of the transistor T1 is connected to a terminal of a first primary winding 541 of the transformer 54 via a capacitor C10, the other terminal of this first winding being connected directly to the positive terminal of the voltage E.
  • the switching circuit 53 includes a second MOSFET transistor T2 which is supplied at voltage E via a load resistor R6 in series with the drain. This drain of the transistor T2 is connected to a terminal of a second primary winding 54′1 of the transformer 54 via a capacitor C9, the other terminal of this second winding being connected directly to the positive terminal of the voltage E.
  • control circuit 66 which supplies pulses 70 and 71 represented respectively by the time diagrams of figures 5-a and 5-b.
  • This control circuit 66 is itself controlled by a microprocessor 67 which defines the time intervals between the first pulse 70 and the first pulse 71, then between the latter and the second pulse 70 and then between the latter and the second pulse 71 .
  • the pulses 70 and 71 have a fixed duration of a few tens of microseconds while the time interval which separates them is of the order of a millisecond to a few milliseconds.
  • the two primary windings 541 and 54′1 are wound in the opposite direction and the same is true of the corresponding secondary windings 542 and 54′2. From these directions of the windings, it follows that the voltages V3 and V′3 appearing respectively at the output terminals of the secondary windings 542 and 54′2 are of opposite directions and equal in absolute value if the primary and secondary windings are identical, which is the goal.
  • the mixer circuit 55 of the voltages ⁇ V1, ⁇ V2 and V3, V′3 comprises the diodes D1, D2, D3 and D4.
  • the diode D1 has its anode which is connected to the output terminal 38 (voltage -V1) of the rectification and filtering circuit 36 and its cathode which is connected, on the one hand, to the anode of the diode D2 and, on the other hand, to an output terminal of the secondary winding 542, the other output terminal of said secondary winding 542 constituting the output terminal 56 of the device according to the invention.
  • the cathode of the diode D2 is connected to the output terminal 47 (voltage + V2) of the rectification and filtering circuit 46.
  • the diode D3 has its anode which is connected to the output terminal 48 (voltage -V2) of the circuit rectification and filtering 46 and its cathode which is connected, on the one hand, to the anode of the diode D4 and, on the other hand, to an output terminal of the secondary winding 54′2, the other terminal of output of said winding constituting the output terminal 57 of the device according to the invention.
  • the cathode of the diode D4 is connected to the output terminal 37 (voltage + V1) of the rectification and filtering circuit 36.
  • the third output terminal 58 of the mixer circuit 55 is connected, on the one hand, to the point common of the resistors R1 and R2 of the rectifying and filtering circuit 36 and, on the other hand, at the common point of the resistors R3 and R4 of the rectifying and filtering circuit 46.
  • the voltage VS1 which is applied between the filament and the electrode W1 is taken between the output terminals 58 and 56 while the voltage VS2, which is applied between the filament and the electrode W2, is taken between the terminals of output 58 and 57.
  • the capacitors C14 and C15 represent the parasitic capacitances of the conductors which respectively connect the output terminals 56, 57 and 58 to the electrode W1, to the electrode W2 and to the filament 12.
  • the operation of the device of FIG. 4 will be now explained in relation to the diagrams of figures 5-a, 5-b, 5-c, and 5d.
  • the figures 5-a and 5-b represent the time diagrams of two consecutive pulses 70 and 71 which define the instants of commutation of the voltages applied to the electrodes W1 and W2. Of course, on each diagram these pulses are repetitive and have a duration of about thirty microseconds. Pulse 70 and the following ones (not shown) are applied to the control electrode of transistor T1 while pulse 71 and the following ones (not shown) are applied to the control electrode of transistor T2.
  • the pulse 70 saturates the transistor T1 so that a positive voltage + V3 appears at the terminals of the secondary winding 542 and a negative voltage -V3 appears at the terminals of the secondary winding 54′2.
  • V3 positive voltage + V3 appears at the terminals of the secondary winding 542
  • a negative voltage -V3 appears at the terminals of the secondary winding 54′2.
  • VS2 -V3 + V2 (figure 5-d)
  • a charging current of the capacitor C15 flows from the output terminal 56 to the terminal 58, then towards the terminal 39, in the capacitor C1 towards the terminal 38 and returns to the other output terminal of the secondary winding 542 by the diode D1 which is conductive while the diode D2 is blocked.
  • a charging current of the capacitor C14 flows from the output terminal 57 to the terminal 58, then to the terminal 49, in the capacitor C3 to the terminal 48 and returns to the other output terminal of the secondary winding. 54′2 by the diode D3 which is conductive while the diode D4 is blocked.
  • the voltage VS1 remains at the value (V3 - V1) after the end of the pulse 70 as a result of the presence of the voltage + V2 which maintains the blocking of the diode D2.
  • the voltage VS2 remains at the value (-V3 + V2) after the end of the pulse 70 as a result of the presence of the voltage + V1 which keeps the diode D blocage from blocking.
  • the pulse 71 saturates the transistor T2 so that a negative voltage -V3 appears at the terminals of the secondary winding 542 and a positive voltage + V3 appears at the terminals of the secondary winding 54′2, that is to say say polarities opposite to those which result from pulse 70 and which are indicated by the corresponding arrows.
  • a current flows in the capacitor C14 from terminal 58 to terminal 57, in winding 54′2, in conductive diode D4 (diode D3 is blocked) towards terminal 37, in capacitance C2 towards terminal 39 which is connected to terminal 58.
  • the voltage VS′1 remains at the value (-V3 + V2) after the end of the pulse 71 due to the presence of the voltage -V1 which maintains the blocking of the diode D1.
  • the voltage VS′2 remains at the value (V3 - V1) after the end of the pulse 71 due to the presence of the voltage -V2 which maintains the blocking of the diode D3. If the time interval between the switching pulses 70 and 71 is large and causes a slight discharge of the capacitors C15 and C14, their maintenance at their charging voltage can be obtained by reapplying one or more pulses 70 for the 'interval between a pulse 70 and a pulse 71 or one or more pulses 71 for the time interval between a pulse 71 and a pulse 70. Thus, the voltages VS1, VS2 and VS′1, VS′1 can be maintained at these values as long as it is desirable and even continuously.
  • the output terminals 56, 57 and 58 can be brought to any potentials, by example to that of the cathode, that is to -75 kilovolts, without having recourse to particular protection circuits.

Landscapes

  • Health & Medical Sciences (AREA)
  • General Health & Medical Sciences (AREA)
  • Toxicology (AREA)
  • X-Ray Techniques (AREA)

Description

  • L'invention concerne généralement les appareils de radiologie et, plus particulièrement dans de tels appareils, les dispositifs de polarisation des électrodes constituant le tube à rayons X de manière à appliquer auxdites électrodes des hautes tensions et à les commuter de manière rapide.
  • Un tube à rayons X comporte, dans une enceinte sous vide, une cathode constituée d'un filament chauffé qui émet des électrons et d'un dispositif de concentration adossé au filament qui focalise les électrons émis sur une anode portée à un potentiel positif par rapport à la cathode. Le point d'impact du faisceau d'électrons sur l'anode constitue la source de rayonnement X sous la forme d'un faisceau.
  • Pour déplacer angulairement le faisceau de rayons X, il est généralement proposé de déplacer le point d'impact du faisceau d'électrons sur l'anode à l'aide de moyens de déflexion. Ces moyens de déflexion sont habituellement constitués par des lentilles magnétiques ou électrostatiques qui sont disposées sur le trajet du faisceau ou à proximité de ce trajet entre la cathode et l'anode. La mise en oeuvre de ces lentilles nécessite une énergie non négligeable du fait de l'importante énergie cinétique des électrons du faisceau due à leur grande vitesse par suite d'une différence de potentiels élevée entre la cathode et l'anode, supérieure à cent kilovolts.
  • Dans le brevet français 2 538 948, correspondant à EP-A-0 115 731, il a été proposé un tube à rayons X à balayage dans lequel le dispositif de concentration comporte au moins deux pièces métalliques qui sont électriquement isolées l'une de l'autre et du filament pour permettre leur polarisation indépendante par rapport à ce dernier et ainsi obtenir une déflexion du faisceau d'électrons.
  • La figure 1 montre schématiquement un tube à rayons X du type de celui décrit dans la demande de brevet précitée. Il comprend, dans une enceinte sous vide représentée par le rectangle 11 en tirets, un filament 12, un dispositif de concentration 13 adossé au filament 12 et une anode 14. Le filament 12 et le dispositif de concentration 13 constituent une cathode C. Le dispositif de concentration 13 est constitué d'une première pièce métallique 15 et d'une seconde pièce métallique 16 qui sont électriquement isolées l'une de l'autre par une cloison isolante 17 solidaire d'une embase isolante 18. Les pièces métalliques 15 et 16 sont disposées symétriquement de part et d'autre du filament 12 par rapport à un plan de symétrie perpendiculaire au plan de la figure 1. Ce plan de symétrie contient l'axe du filament 12 perpendiculaire au plan de la figure 1 et est perpendiculaire à l'embase 18. L'intersection de ce plan de symétrie avec le plan de la figure 1 définit l'axe 19 du faisceau d'électrons.
  • En général, les tensions qui sont appliquées aux pièces métalliques 15 et 16 sont choisies pour focaliser les électrons sur une surface déterminée de l'anode 14. En modifiant ces tensions, il est possible de déplacer le point d'impact du faisceau d'électrons sur l'anode mais on modifie également les caractéristiques de la surface d'impact.
  • Aussi, pour obtenir des déviations relativement importantes du faisceau d'électrons sans modifier les caractéristiques de la surface d'impact, il est connu d'utiliser deux électrodes métalliques supplémentaires W₁ et W₂ qui sont portées par la pièce de concentration 13 à l'extrémité de la dernière marche d'escalier de chaque pièce métallique 15 et 16.
  • Ces électrodes W₁ et W₂ sont isolées respectivement des pièces métalliques 15 et 16 par une zone isolante 20 ou 21, en alumine par exemple.
  • Lorsqu'aucune tension VS₁ ou VS₂ n'est appliquée entre le filament 12 et, respectivement, l'électrode W₁ et l'électrode W₂, le faisceau d'électrons F se propage suivant l'axe 19.
  • Lorsque des tensions égales sont appliquées aux électrodes W₁ et W₂, la cathode C émet un faisceau d'électrons F suivant l'axe 19 dont la concentration est obtenue par la géométrie de la cathode C.
  • Pour obtenir une déflexion du faisceau d'électrons, c'est-à-dire conférer à ce dernier une direction moyenne différente de l'axe d'émission 19, il suffit d'introduire une dissymétrie au champ électrique créé autour du faisceau d'électrons en donnant des valeurs différentes aux tensions appliquées VS₁ et VS₂ aux électrodes métalliques W₁ et W₂. Ainsi on obtient un faisceau F′ d'axe 19′ pour une tension VS₁ positive et une tension VS₂ négative; par contre, on obtient un faisceau F˝ d'axe 19˝ pour une tension VS₁ négative et une tension VS₂ positive.
  • Pour obtenir une déviation du faisceau de l'ordre d'un millimètre à quelques millimètres dans le cas d'une distance filament-anode de vingt millimètres, il faut appliquer des tensions VS₁ et VS₂ de l'ordre de 2.000 volts à 3.000 volts.
  • Plus précisément, comme le montrent les diagrammes des figures 2-a et 2-b, on applique sur les électrodes W₁ et W₂ des tensions égales et opposées de ±V₁ pour obtenir une certaine position de foyer et ±V₂ pour obtenir une autre position du foyer. Il faut donc effectuer des commutations de tensions de +V₁ à -V₂ puis de nouveau +V₁ sur l'électrode W₁ et de -V₁ à +V₂ puis de nouveau -V₁ sur l'électrode W₂.
  • La figure 3 est un schéma de principe d'un dispositif de commutation des tensions ±V₁ et ±V₂. Il comprend quatre générateurs de tensions G₁, G₂, G₃ et G₄ qui fournissent respectivement les tensions +V₁, -V₁, -V₂ et +V₂, ces tensions étant appliquées aux électrodes W₁ et W₂ par l'intermédiaire d'interrupteurs I₁, I₂, I₃ et I₄ dont les ouvertures et fermetures sont commandées respectivement par des signaux P₁, P₂, P₃ et P₄ fournis par un circuit de commande P. En fermant simultanément les interrupteurs I₁ et I₂, I₃ et I₄ étant ouverts, une tension +V₁ est appliquée sur W₁ et une tension -V₁ est appliquée sur W₂; de même, en fermant simultanément I₃ et I₄, I₁ et I₂ étant ouverts, une tension -V₂ est appliquée sur W₁ et une tension +V₂ est appliquée sur W₂.
  • Il est connu de nombreux circuits électroniques qui permettent de réaliser les fonctions décrites en relation avec le schéma de la figure 3, notamment la commutation des hautes tensions ±V₁ et ±V₂. Pour cette commutation, on utilise de plus en plus des transistors à effet de champ du type métal-oxyde, plus connus sous l'abréviation anglo-saxonne de transistors MOSFET. Cependant, ces transistors ne peuvent pas en général supporter des tensions supérieures à quelques centaines de volts de sorte qu'il est nécessaire d'en mettre plusieurs en série (par exemple sept) pour permettre la commutation de tension de plusieurs milliers de volts. En outre, il faut un circuit de commande de puissance de l'ensemble des transistors de l'interrupteur pour l'application des signaux P₁ à P₄ d'où un circuit d'alimentation approprié.
  • Par ailleurs, il arrive que les tubes à rayons X se mettent en court-circuit entre la cathode et l'anode, et il en résulte que les transistors de l'interrupteur sont soumis à des perturbations électromagnétiques contre lesquelles ils doivent être protégés, par des circuits d'écrêtage des surtensions notamment.
  • Un tel dispositif de commutation conduit donc à utiliser de nombreux composants qui sont coûteux et encombrants.
  • Un but de la présente invention est donc de réaliser un dispositif de commutation de hautes tensions de polarisation qui soit simple, peu onéreux et qui ne nécessite pas l'utilisation de transistors de commutation de hautes tensions.
  • Enfin, ces transistors ainsi que leurs circuits de commande et de protection sont portés à un potentiel de -75 kilovolts par rapport à la masse, ce qui nécessite de les disposer dans un bloc haute tension isolant, c'est-à-dire dans une enceinte isolée contenant un fluide isolant, bloc haute tension qui fournit par ailleurs les hautes tensions d'alimentation de la cathode et de l'anode.
  • Un autre but de la présente invention est donc de réaliser un dispositif de commutation de hautes tensions de polarisation qui commute lesdites hautes tensions par rapport à la masse et non pas par rapport au potentiel de cathode de -75 kilovolts, ce qui permet de le disposer à l'extérieur du bloc haute tension qui fournit les tensions d'alimentation de la cathode et de l'anode.
  • L'invention concerne un dispositif d'obtention et de commutation de hautes tensions de polarisation (VS₁, VS′₁, VS₂, VS′₂) sur des bornes de sortie (56, 57, 58) connectées respectivement par des conducteurs ayant des capacités parasites (C₁₄, C₁₅) à une première électrode (W₁), une deuxième électrode (W₂) et un filament (12) d'un tube à rayons X comportant, en outre, une cathode (C), une anode (14), lesdites première et deuxième électrodes (W₁, W₂) étant prévues pour obtenir des déviations du faisceau l'électrons (F) émis par la cathode (C), une première tension de polarisation (VS₁, VS′₁) étant appliquée entre le filament (12) et la première électrode (W₁) et une deuxième tension de polarisation (VS₂, VS′₂) étant appliquée entre le filament (12) et la deuxième électrode,
    ledit dispositif étant caractérisé en ce qu'il comprend :
    • des premiers moyens (30), comportant un premier transformateur d'isolement (35), pour générer un premier couple de tensions continues réglables +V₁, -V₁ d'amplitudes égales et de polarités opposées aux bornes de l'enroulement secondaire dudit premier transformateur d'isolement (35),
    • des deuxièmes moyens (40), comportant un deuxième transformateur d'isolement (45), pour générer un deuxième couple de tensions continues réglables +V₂, -V₂ d'amplitudes égales et de polarités opposées aux bornes de l'enroulement secondaire dudit deuxième transformateur d'isolement (45),
    • des troisièmes moyens (52,53,54), comportant un troisième transformateur d'isolement (54), pour générer un troisième couple de tensions impulsionnelles +V₃, -V₃ d'amplitudes égales et de polarités opposées aux bornes de l'enroulement secondaire dudit troisième transformateur d'isolement (54) et,
    • des quatrièmes moyens (55) connectés aux premiers, deuxièmes et troisièmes moyens, pour combiner, à des instants déterminés reliés auxdites tensions impulsionelles, le couple de tensions impulsionnelles +V₃, -V₃ avec l'une des tensions des premier et deuxième couples de tensions continues de manière à charger les capacités parasites (C₁₄, C₁₅) et obtenir des tensions continues VS₁= V₃ - V₁ et VS₂ = -V₃ + V₂
      Figure imgb0001
       pendant un certain intervalle de temps, puis des tensions continues VS′₁ = -V₃ + V₂ et VS′₂ = +V₃ - V₁
      Figure imgb0002
       pendant un autre intervalle de temps.
  • D'autres buts, caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront à la lecture de la description suivante d'un exemple de réalisation, ladite description étant faite en relation avec les dessins joints dans lesquels :
    • la figure 1 est une vue en coupe schématique d'une cathode et d'une anode d'un tube à rayons X qui comporte des électrodes de déviation du faisceau d'électrons,
    • les figures 2-a et 2-b sont des diagrammes temporels des tensions qui sont appliquées aux électrodes de déviation,
    • la figure 3 est un schéma de principe d'un dispositif de commutation de tensions de polarisation,
    • la figure 4 est un schéma du dispositif d'obtention et de commutation de tensions de polarisation selon l'invention,
    • les figures 5-a à 5-d sont des diagrammes temporels de signaux pour la compréhension de l'obtention des tensions obtenues.
    • la figure 6 est un schéma d'un circuit de commande 33 (ou 43) de l'onduleur 34 (ou 44).
    • la figure 7 est un diagramme montrant la courbe d'étalonnage du circuit 30 ou du circuit 40 du dispositif de la figure 4.
    • les figures 8-a à 8-f sont des diagrammes permettant de comprendre le fonctionnement des circuits 30 et 40 du dispositif de la figure 4.
  • Le dispositif d'obtention et de commutation de tensions selon l'invention comprend (figure 4) un premier dispositif d'obtention 30 des tensions +V₁ et -V₁, un deuxième dispositif d'obtention 40 des tensions +V₂ et -V₂ et un dispositif de commutation 29 desdites tensions ±V₁ et ±V₂ auquel ces dernières sont appliquées.
  • Les premier et deuxième dispositifs 30 et 40 sont identiques et comprennent chacun les circuits suivants qui ont été décrits dans la demande de brevet français n° 90 10348 (correspondant à EP-A-0 471 625) déposée le 14 août 1990 et intitulée : "Dispositif d'obtention d'une tension continue réglable".
  • Un microprocesseur 31 (ou 41) auquel l'utilisateur indique sur son entrée 50 (ou 51), par exemple par l'intermédiaire d'un clavier, la tension ±V₁ (ou ±V₂) à obtenir. Le microprocesseur 31 (ou 41) fournit sur sa sortie un code numérique N₁ (ou N₂) qui est significatif d'une valeur d'une fréquence F₁ (ou F₂). Ce code numérique N₁ (ou N₂) est appliqué à un compteur programmable 32 (ou 42) qui fournit des impulsions de fréquence variable F₁ (ou F₂) selon la valeur de N₁ (ou N₂). Ces impulsions sont appliquées à un circuit de commande 33 (ou 43) qui fournit des impulsions de commande d'un circuit onduleur 34 (ou 44) du type hyporésonant. Les signaux de sortie du circuit onduleur 34 (ou 44) sont appliqués à un enroulement primaire 35p (ou 45 p) d'un transformateur d'isolement 35 (ou 45) du type impulsionnel dont l'enroulement secondaire 35s (ou 45s) est connecté à un circuit de redressement et filtrage 36 (ou 46) qui comporte trois bornes de sortie 37,38 et 39 (ou 47,48 ou 49). La borne de sortie 37 (ou 47) est au potentiel +V₁ (ou +V₂) par rapport à la borne 39 (ou 49); la borne de sortie 38 (ou 48) est au potentiel -V₁ (ou -V₂) par rapport à la borne (39 ou 49); la borne de sortie 39 (ou 49) est connectée à une borne 58 du filament 12 (figure 1) et est donc au potentiel de ce dernier.
  • Ces différentes bornes de sortie 37,38 et 39 (ou 47,48 et 49) sont connectées au circuit de commutation 29. Le circuit de commutation 29 comprend un circuit 52 d'obtention d'une tension continue E qui est régulée et réglable, un circuit 53 de commutation de la tension E, un transformateur d'isolement 54 de type impulsionnel et un circuit mélangeur 55 des tensions ±V₁, ±V₂ avec les tensions fournies par le transformateur 54 de manière à obtenir les tensions à appliquer aux électrodes W₁ et W₂ sur des bornes de sortie 56,57 et 58. Ces bornes de sortie 56,57 et 58 sont connectées respectivement à l'électrode W₁, à l'électrode W₂ et au filament émissif de la cathode (figure 1).
  • On va maintenant décrire de manière détaillée les différents circuits qui ont été présentés ci-dessus de manière fonctionnelle.
  • Le microprocesseur 31 (ou 41) réalise la fonction : N₁ = f |V₁| (ou N₂ = f |V₂|)
    Figure imgb0003
    c'est-à-dire qu'il donne pour chaque valeur de la tension |V₁| (ou |V₂|), un code numérique, par exemple à huit chiffres ou digits qui, appliqué au compteur 32 (ou 42), conduit ce dernier à fournir des impulsions de fréquence F1 (ou F2). Ces impulsions de fréquence F₁ (ou F2) ont pour but de commander alternativement les interrupteurs du circuit onduleur 34 (ou 44) par l'intermédiaire du circuit 33 (ou 43) de manière à créer des impulsions de courant dont le redressement et le filtrage dans le circuit 36 (ou 46) conduisent aux tensions ±V₁ (ou ±V₂) souhaitées entre les bornes 39,37 et 39,38 (ou 49,47 et 49,48).
  • En d'autres termes, le microprocesseur 31 et le compteur 32 réalisent la fonction F₁ = f′|V₁| (ou F₂ = f′|V₂|), fonction qui est obtenue par étalonnage et dont l'allure est donnée par la courbe 81 de la figure 7. Cette courbe 81 tient compte des défauts de linéarité du système tandis que la courbe 80 est une courbe théorique.
  • Le circuit de commande 33 (ou 43) comprend (figure 6) un premier circuit ET logique 82 qui comporte deux entrées sur l'une desquelles sont appliquées les impulsions de fréquence variable F₁ (ou F2) fournies par le circuit 32 (ou 42) tandis que l'autre entrée est connectée à un premier circuit retardateur 83 dont le retard est Θ₁. La sortie du circuit ET 82 est connectée, d'une part, à un circuit bistable 85 et, d'autre part, au premier circuit retardateur 83 ainsi qu'à un deuxième circuit retardateur 84 dont le retard est Θ₂.
  • La sortie correspondant à l'état 1 du circuit bistable 85 est connectée à une des deux entrées d'un deuxième circuit ET logique 86 tandis que la sortie correspondant à l'état 0 est connectée à une des deux entrées d'un troisième circuit ET logique 87. La deuxième entrée des circuits ET 86 et 87 est connectée à la sortie du deuxième circuit retardateur 84. Les bornes de sortie des circuits ET 86 et 87 portent respectivement les références 33a et 33b.
  • Le circuit onduleur 34 (ou 44) comprend au moins deux interrupteurs (T₃, T₄) ou (T₅, T₆) réalisés par des transistors à effet de champ selon la technologie métal-oxyde, plus connus sous l'abréviation anglo-saxonne de transistors MOSFET. De par construction, ces transistors T₃, T₄ (ou T₅, T₆) comportent en parallèle chacun une diode D₁₄ (ou D₁₆) pour le transistor T₄ (ou T₆) et une diode D₁₃ (ou D₁₅) pour le transistor T₃ (ou T₅), diodes dont l'anode est connectée à la source et la cathode connectée au drain du transistor associé. La grille du transistor T₄ (ou T₆) est connectée à la sortie 33a (ou 43a) du circuit de commande 33 tandis que la grille du transistor T₃ est connectée à la sortie 33b (ou 43b) du circuit de commande 33 (ou 43).
  • Le circuit onduleur comprend également un circuit résonant constitué des condensateurs C₅ et C₆ (ou C₇ et C₈) et d'une bobine L₁ (ou L₂). Les condensateurs C₅ et C₆ sont connectés en série entre le drain du transistor T₄ et la source du transistor T₃ tandis que la bobine L₁ (ou L₂) est disposée dans le circuit primaire 35p (ou 45p) du transformateur 35 (ou 45). Cette bobine L₁ (ou L₂) est connectée, d'un côté, directement à la source du transistor T₄ (ou T₆) et, de l'autre côté, au point commun des condensateurs C₅ et C₆ (ou C₇, C₈), par l'intermédiaire de l'enroulement primaire 35p (ou 45p) du transformateur 35 (ou 45). Dans une variante connue, le circuit onduleur peut ne comporter qu'un seul condensateur, au lieu de deux condensateurs C₅ et C₆ (ou C₇,C₈), qui serait connecté par exemple à la borne négative du circuit d'alimentation 52.
  • Le circuit de redressement et de filtrage 36 (ou 46) est de type classique et comporte des diodes de redressement D₅ et D₆ (ou D₇, D₈) et des condensateurs de filtrage C₁ et C₂ (ou C₃, C₄) qui sont connectés entre eux de manière connue. L'impédance de sortie du circuit 36 (ou 46) est constituée par deux résistances égales R₁ et R₂ (ou R₃ et R₄) dont le point commun constitue la borne de sortie 39 (ou 49) qui est connectée au point commun des condensateurs C₁ et C₂ (ou C₃ et C₄). On obtient alors la tension +V₁ (ou +V₂) entre les bornes 39 et 37 (ou 49 et 47) et la tension -V₁ (ou -V₂) entre les bornes 39 et 38 (ou 49 et 48).
  • Seul, le fonctionnement du dispositif 30 sera maintenant expliqué à l'aide des figures 4,6,7 et 8, le fonctionnement du dispositif 40 étant identique. A une tension de polarisation +V₁ correspond un code numérique N₁ qui, appliqué au compteur 32, conduit ce dernier à fournir des impulsions 72 et 72′ (figure 8-a) à la fréquence F₁ selon la correspondance donnée par la courbe 81 de la figure 7. Ces impulsions ont par exemple, une fréquence de 30 kilohertz pour obtenir |V₁| = 3.000 volts et une durée d'une microseconde environ. Si l'on suppose que le circuit retardateur 83 fournit un signal d'ouverture 73, l'impulsion 72 commande le changement d'état du circuit bistable 85 qui passe, par exemple, à l'état 1. L'impulsion 72 commande le circuit retardateur 83 pour terminer le signal d'ouverture 73 (figure 8-c) de sorte que le circuit ET 82 se ferme pendant un temps ϑ₁. L'impulsion 72 commande également le circuit retardateur 84 pour qu'il fournisse un signal T′₄ de durée ϑ₂ (figure 8-b) qui rend passant les circuits ET 86 et 87. Seul le circuit ET 86, qui reçoit le signal de l'état 1 du circuit bistable 85, fournit le signal T′₄ rendant conducteur le transistor T₄ au temps to (figure 8-d).
  • Ce signal T′₄ rend et maintient conducteur le transistor T₄ et un courant i₁ (figure 8-d), dit positif, circule dans le transistor T₄, la bobine L₁, l'enroulement primaire 35p du transformateur 35, les condensateurs C₅ et C₆ et le circuit d'alimentation 52 (en fait i₁/2 dans chaque condensateur).
  • Ce courant i₁ donne naissance à une tension V (figure 8-e) de forme rectangulaire aux bornes de l'enroulement primaire 35p et il en résulte un courant I(t) (figure 8-f) dans l'enroulement secondaire 35s du transformateur 35, courant d'allure identique au courant i₁ circulant dans l'enroulement primaire.
  • Le courant i₁ charge le condensateur C₅ et décharge le condensateur C₆ et leur tension de charge s'oppose à la circulation du courant i₁ de sorte que ce dernier s'annule à l'instant t₁, c'est-à-dire avant la fin du signal T′₄. Le condensateur C₅ se décharge ensuite tandis que le condensateur C₆ se charge et un courant i₂ (figure 8-d), dit négatif, circule dans les condensateurs C₅ et C₆ (en fait i₂/2 dans chaque condensateur), l'enroulement primaire 35p, la bobine L₁, la diode D₁₄ et le circuit d'alimentation 52.
  • Ce courant négatif donne naissance à une tension rectangulaire négative (figure 8-e) aux bornes de l'enroulement primaire 35p et, par voie de conséquence, à un courant I(t) (figure 8-f) négatif dans l'enroulement secondaire 35s. Lorsque le courant i₂ s'annule, l'impulsion est terminée.
  • Avant l'instant t₂, le signal T′₄ prend fin par l'effet du circuit retardateur 84 introduisant un retard ϑ₂ de sorte que les circuits ET 86 et 87 sont bloqués.
  • Après l'instant t₂ et plus précisément après un retard ϑ₁ à compter de la fin du signal 73 (figure 8-c), le circuit retardateur 83 fournit un signal 73′ qui rend passant le circuit ET 82.
  • Après un temps variable défini par la fréquence F₁, une impulsion 72′ est fournie par le circuit 32 et son front avant commande le changement d'état du circuit bistable 85, qui passe à l'état 0, ainsi que la remise à zéro des circuits retardateurs 83 et 84.
  • Cette remise à zéro a pour effet de terminer le signal 73′ et de fournir le signal T′₃ qui ouvre les circuits ET 86 et 87. Comme le circuit bistable 85 est à l'état 0, seul le circuit ET 87 fournit un signal de sortie sur la borne 33b et une impulsion est appliquée à l'électrode de commande du transistor T₃ à l'instant t′o pour le rendre conducteur. Un courant i′₁, dit négatif, circule alors dans le transistor T₃, le circuit 52, les condensateurs C₅ et C₆ (en fait i′₁/2 dans chaque condensateur), l'enroulement primaire 35p du transformateur 35 et la bobine L₁. Ce courant négatif donne naissance à une tension V négative (figure 8-e) de forme rectangulaire aux bornes de l'enroulement primaire 35p et il en résulte un courant I(t) négatif (figure 8-f) dans l'enroulement secondaire 35s du transformateur 35, courant d'allure identique au courant i′₁ circulant dans l'enroulement primaire.
  • Le courant i′₁ négatif charge le condensateur C₆ et décharge le condensateur C₅ et leur tension de charge s'oppose à la circulation du courant i′₁ de sorte que ce dernier s'annule au temps t′₁. Le condensateur C₆ se décharge ensuite tandis que le condensateur C₅ se charge et un courant i′₂ positif circule dans les condensateurs C₅ et C₆ (en fait i′₂/2 dans chaque condensateur), l'enroulement primaire 35p, la bobine L₁, la diode D₁₃ et le circuit d'alimentation 52. Ce courant positif donne naissance à une tension rectangulaire positive (figure 8-e) aux bornes de l'enroulement primaire 35p et, par voie de conséquence, à un courant I(t) positif (figure 8-f) dans l'enroulement secondaire 35s. Lorsque le courant i′₂ s'annule, l'impulsion est terminée.
  • Les impulsions qui sont ainsi créées par le circuit onduleur 34 sont appliquées au transformateur 35 et sont redressées et filtrées dans le circuit 36 de sorte qu'il apparaît aux bornes de chaque résistance R₁ et R₂ une tension V₁ correspondant à la fréquence F₁ déterminée par étalonnage.
  • Cette relation entre la fréquence F₁ et la tension V₁ résulte du fait que la charge électrique contenue dans chaque impulsion (figures 8-d et 8-f) est toujours la même quel que soit le point de fonctionnement à condition que la fréquence F₁ soit inférieure à la fréquence du circuit résonant du circuit onduleur, ce qui signifie que le circuit onduleur est du type hyporésonant impulsionnel.
  • En effet, la charge électrique Q d'une impulsion (figure 8-d) est donnée par :
    Figure imgb0004
    avec
    • E
    la tension d'alimentation,
    V
    la tension aux bornes de l'enroulement primaire 35p,
    Z=
    L/C
    Figure imgb0005
     l'impédance du circuit résonant, avec C = C₅ + C₆
    T=
    2 π LC .
    Figure imgb0006
  • On en déduit Q = 2 CE, c'est-à-dire une constante si E et C sont constants, ce qui est le cas car le circuit d'alimentation 52 fournit une tension régulée et la capacité C est fixée par construction.
  • Or le courant Ir qui circule dans la résistance de charge R₁ est donné par : I r = Q x F₁
    Figure imgb0007
    de sorte que la tension V₁ = R₁ = R₁ x Q x F₁, ce qui signifie que V₁ est proportionnel à F₁ car R₁ et Q sont des constantes. Ceci correspond à la courbe en pointillés 80 de la figure 7. Cependant, en pratique, le phénomène n'est pas parfaitement linéaire et la courbe réelle est celle référencée 81. Pour que le dispositif selon l'invention fonctionne selon la courbe 81, il est nécessaire de réaliser un étalonnage en utilisant au moins deux points de fonctionnement, par exemple ceux définis par A et B sur la courbe 81.
  • Dans le circuit de commutation 29, le circuit 52 d'obtention de la tension continue E comprend un premier circuit 59 de redressement et filtrage qui est alimenté par le réseau alternatif entre les bornes 63 et 64. La tension continue fournie par le circuit 59 est appliquée à un circuit onduleur 60 de type hyporésonant, analogue aux circuits onduleurs 34 et 44 décrits ci-dessus. Ce circuit onduleur 60 comprend deux transistors MOSFET T₇ et T₈ connectés en série entre les bornes de sortie du circuit 59 et un circuit résonant comportant les condensateurs C₁₁ et C₁₂, la bobine L₃ et l'enroulement primaire d'un transformateur d'isolement 61 de type impulsionnel. Une borne de la bobine L₃ est connectée directement au point commun des transistors T₇ et T₈ tandis que l'autre borne est connectée au point commun des condensateurs C₁₁ et C₁₂ par l'intermédiaire de l'enroulement primaire du transformateur 61.
  • L'enroulement secondaire du transformateur 61 est connecté à un circuit de redressement et filtrage 62 qui comprend les diodes D₉, D₁₀, D₁₁ et D₁₂ montées en pont redresseur, un condensateur électrolytique de filtrage C₁₃ et un pont diviseur résistif comportant les résistances R₇ et R₈.
  • Ce circuit 62 fournit une tension continue E qui est régulée et réglable par l'intermédiaire d'un circuit 65. Ce circuit 65 reçoit une tension image de la tension E fournie par le pont résistif R₇, R₈ et une tension Ec dite de consigne indiquée par l'utilisateur. Ce circuit 65 fournit alors des impulsions de commande des transistors T₇ et T₈ de manière que la différence (E - Ec) soit nulle, ce qui signifie que E = Ec. Ce circuit 65 peut être du type convertisseur tension/fréquence.
  • Cette tension continue E est appliquée aux circuits onduleurs 34 et 44 décrits ci-dessus et au circuit de commutation 53. Le circuit de commutation comprend un premier transistor MOSFET T₁ qui est alimenté sous la tension E par l'intermédiaire d'une résistance de charge R₅ en série avec le drain. Ce drain du transistor T₁ est connecté à une borne d'un premier enroulement primaire 54₁ du transformateur 54 par l'intermédiaire d'un condensateur C₁₀, l'autre borne de ce premier enroulement étant connectée directement à la borne positive de la tension E.
  • Le circuit de commutation 53 comprend un deuxième transistor MOSFET T₂ qui est alimenté sous la tension E par l'intermédiaire d'une résistance de charge R₆ en série avec le drain. Ce drain du transistor T₂ est connecté à une borne d'un deuxième enroulement primaire 54′₁ du transformateur 54 par l'intermédiaire d'un condensateur C₉, l'autre borne de ce deuxième enroulement étant connectée directement à la borne positive de la tension E.
  • Les électrodes de commande des transistors T₁ et T₂ sont connectées à un circuit de commande 66 qui fournit des impulsions 70 et 71 représentées respectivement par les diagrammes temporels des figures 5-a et 5-b. Ce circuit de commande 66 est lui-même commandé par un microprocesseur 67 qui définit les intervalles de temps entre la première impulsion 70 et la première impulsion 71, puis entre cette dernière et la deuxième impulsion 70 et ensuite entre cette dernière et la deuxième impulsion 71.
  • A titre indicatif, les impulsions 70 et 71 ont une durée fixe de quelques dizaines de microsecondes tandis que l'intervalle de temps qui les sépare est de l'ordre de la milliseconde à quelques millisecondes.
  • Les deux enroulements primaires 54₁ et 54′₁ sont enroulés en sens inverse et il en est de même des enroulements secondaires correspondants 54₂ et 54′₂. De ces sens des enroulements, il résulte que les tensions V₃ et V′₃ apparaissant respectivement aux bornes de sortie des enroulements secondaires 54₂ et 54′₂ sont de sens opposés et égales en valeur absolue si les enroulements primaires et secondaires sont identiques, ce qui est le but recherché.
  • Le circuit mélangeur 55 des tensions ±V₁, ±V₂ et V₃,V′₃ comprend les diodes D₁,D₂,D₃ et D₄. La diode D₁ a son anode qui est connectée à la borne de sortie 38 (tension -V₁) du circuit de redressement et filtrage 36 et sa cathode qui est connectée, d'une part, à l'anode de la diode D₂ et, d'autre part, à une borne de sortie de l'enroulement secondaire 54₂, l'autre borne de sortie dudit enroulement secondaire 54₂ constituant la borne de sortie 56 du dispositif selon l'invention. La cathode de la diode D₂ est connectée à la borne de sortie 47 (tension +V₂) du circuit de redressement et filtrage 46. La diode D₃ a son anode qui est connectée à la borne de sortie 48 (tension -V₂) du circuit de redressement et filtrage 46 et sa cathode qui est connectée, d'une part, à l'anode de la diode D₄ et, d'autre part, à une borne de sortie de l'enroulement secondaire 54′₂, l'autre borne de sortie dudit enroulement constituant la borne de sortie 57 du dispositif selon l'invention. La cathode de la diode D₄ est connectée à la borne de sortie 37 (tension +V₁) du circuit de redressement et filtrage 36. Par ailleurs, la troisième borne de sortie 58 du circuit mélangeur 55 est connectée, d'une part, au point commun des résistances R₁ et R₂ du circuit de redressement et filtrage 36 et, d'autre part, au point commun des résistances R₃ et R₄ du circuit de redressement et filtrage 46.
  • La tension VS₁, qui est appliquée entre le filament et l'électrode W₁, est prise entre les bornes de sortie 58 et 56 tandis que la tension VS₂, qui est appliquée entre le filament et l'électrode W₂, est prise entre les bornes de sortie 58 et 57. Les condensateurs C₁₄ et C₁₅ représentent les capacités parasites des conducteurs qui connectent respectivement les bornes de sortie 56,57 et 58 à l'électrode W₁, à l'électrode W₂ et au filament 12.
  • Le fonctionnement du dispositif de la figure 4 sera maintenant expliqué en relation avec les diagrammes des figures 5-a, 5-b, 5-c, et 5d. Les figures 5-a et 5-b représentent les diagrammes temporels de deux impulsions consécutives 70 et 71 qui définissent les instants de commutation des tensions appliquées aux électrodes W₁ et W₂. Bien entendu, sur chaque diagramme ces impulsions sont répétitives et ont une durée d'environ trente microsecondes. L'impulsion 70 et les suivantes (non représentées) sont appliquées à l'électrode de commande du transistor T₁ tandis que l'impulsion 71 et les suivantes (non représentées) sont appliquées à l'électrode de commande du transistor T₂.
  • L'impulsion 70 sature le transistor T₁ de sorte qu'une tension positive +V₃ apparaît aux bornes de l'enroulement secondaire 54₂ et une tension négative -V₃ apparaît aux bornes de l'enroulement secondaire 54′₂. Comme la valeur absolue de cette tension V₃ est supérieure aux valeurs absolues des tensions V₁ et V₂, les condensateurs C₁₅ et C₁₄ se chargent respectivement aux tensions :
       VS₁ = +V₃ - V₁ (figure 5-c)
       VS₂ = -V₃ + V₂ (figure 5-d)
  • En effet, un courant de charge du condensateur C₁₅ circule de la borne de sortie 56 vers la borne 58, puis vers la borne 39, dans la capacité C₁ vers la borne 38 et revient vers l'autre borne de sortie de l'enroulement secondaire 54₂ par la diode D₁ qui est conductrice alors que la diode D₂ est bloquée.
  • Par ailleurs, un courant de charge du condensateur C₁₄ circule de la borne de sortie 57 vers la borne 58, puis vers la borne 49, dans la capacité C₃ vers la borne 48 et revient vers l'autre borne de sortie de l'enroulement secondaire 54′₂ par la diode D₃ qui est conductrice alors que la diode D₄ est bloquée. La tension VS₁ reste à la valeur (V₃ - V₁) après la fin de l'impulsion 70 par suite de la présence de la tension +V₂ qui maintient le blocage de la diode D₂. De même, la tension VS₂ reste à la valeur (-V₃ + V₂) après la fin de l'impulsion 70 par suite de la présence de la tension +V₁ qui maintient le blocage de la diode D₄.
  • L'impulsion 71 sature le transistor T₂ de sorte qu'une tension négative -V₃ apparaît aux bornes de l'enroulement secondaire 54₂ et une tension positive +V₃ apparaît aux bornes de l'enroulement secondaire 54′₂, c'est-à-dire des polarités opposées à celles qui résultent de l'impulsion 70 et qui sont indiquées par les flèches correspondantes. Les condensateurs C₁₅ et C₁₄ se chargent respectivement aux tensions :
       VS′₁ = - V₃ + V₂ (figure 5-c)
       VS′₂ = + V₃ - V₁ (figure 5-d)
  • En effet, un courant circule dans le condensateur C₁₅ de la borne 58 vers la borne 56 dans l'enroulement 54₂, dans la diode conductrice D₂ (la diode D₁ est bloquée) vers la borne 47, dans la capacité C₄ vers la borne 49 qui est connectée à la borne 58.
  • Par ailleurs, un courant circule dans le condensateur C₁₄ de la borne 58 vers la borne 57, dans l'enroulement 54′₂, dans la diode conductrice D₄ (la diode D₃ est bloquée) vers la borne 37, dans la capacité C₂ vers la borne 39 qui est connectée à la borne 58.
  • La tension VS′₁ reste à la valeur (-V₃ + V₂) après la fin de l'impulsion 71 par suite de la présence de la tension -V₁ qui maintient le blocage de la diode D₁. De même, la tension VS′₂ reste à la valeur (V₃ - V₁) après la fin de l'impulsion 71 par suite de la présence de la tension -V₂ qui maintient le blocage de la diode D₃. Au cas où l'intervalle de temps entre les impulsions de commutation 70 et 71 serait grand et entraînerait une légère décharge des condensateurs C₁₅ et C₁₄, leur maintien à leur tension de charge peut être obtenu en appliquant à nouveau une ou plusieurs impulsions 70 pour l'intervalle entre une impulsion 70 et une impulsion 71 ou une ou plusieurs impulsions 71 pour l'intervalle de temps entre une impulsion 71 et une impulsion 70. Ainsi, les tensions VS₁, VS₂ et VS′₁, VS′₂ peuvent être maintenues à ces valeurs aussi longtemps qu'il est souhaitable et même de manière continue.
  • Pour modifier les tensions VS₁, VS₂ et VS′₁, VS′₂, il suffit de modifier ±V₁ et ±V₂ en changeant les fréquences correspondantes F₁ et F₂ par l'intermédiaire des microprocesseurs 31 et 41 respectivement.
  • Comme toutes les tensions ±V₁, ±V₂, et ±V₃ sont obtenues aux bornes d'enroulements secondaires de transformateurs d'isolement 35, 45 et 54, les bornes de sortie 56, 57 et 58 peuvent être portées à des potentiels quelconques, par exemple à celui de la cathode, soit à -75 kilovolts, sans avoir recours à des circuits de protection particuliers.

Claims (8)

  1. Dispositif d'obtention et de commutation de hautes tensions de polarisation (VS₁, VS′₁, VS₂, VS′₂) sur des bornes de sortie (56, 57, 58) connectées respectivement par des conducteurs ayant des capacités parasites (C₁₄, C₁₅) à une première électrode (W₁), une deuxième électrode (W₂) et un filament (12) d'un tube à rayons X comportant, en outre, une cathode (C), une anode (14), lesdites première et deuxième électrodes (W₁, W₂) étant prévues pour obtenir des déviations du faisceau l'électrons (F) émis par la cathode (C), une première tension de polarisation (VS₁, VS′₁) étant appliquée entre le filament (12) et la première électrode (W₁) et une deuxième tension de polarisation (VS₂, VS′₂) étant appliquée entre le filament (12) et la deuxième électrode, ledit dispositif étant caractérisé en ce qu'il comprend :
    - des premiers moyens (30), comportant un premier transformateur d'isolement (35), pour générer un premier couple de tensions continues réglables +V₁, -V₁ d'amplitudes égales et de polarités opposées aux bornes de l'enroulement secondaire dudit premier transformateur d'isolement (35),
    - des deuxièmes moyens (40), comportant un deuxième transformateur d'isolement (45), pour générer un deuxième couple de tensions continues réglables +V₂, -V₂ d'amplitudes égales et de polarités opposées aux bornes de l'enroulement secondaire dudit deuxième transformateur d'isolement (45),
    - des troisièmes moyens (52,53,54), comportant un troisième transformateur d'isolement (54), pour générer un troisième couple de tensions impulsionnelles +V₃, -V₃ d'amplitudes égales et de polarités opposées aux bornes de l'enroulement secondaire dudit troisième transformateur d'isolement (54), et,
    - des quatrièmes moyens (55) connectés aux premiers, deuxièmes et troisièmes moyens, pour combiner, à des instants déterminés reliés auxdites tensions impulsionnelles, le couple de tensions impulsionnelles +V₃, -V₃ avec l'une des tensions des premier et deuxième couples de tensions continues de manière à charger les capacités parasites (C₁₄, C₁₅) et obtenir des tensions continues VS₁ = V₃ - V₁ et VS₂ = -V₃ + V₂
    Figure imgb0008
     pendant un certain intervalle de temps, puis des tensions continues VS′₁ = -V₃ + V₂ et VS′₂ = +V₃ - V₁
    Figure imgb0009
     pendant un autre intervalle de temps.
  2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le troisième transformateur d'isolement (54) est du type impulsionnel et comprend deux enroulements primaires (54₁ et 54′₁) et deux enroulements secondaires (54₂ et 54′₂) en sens inverses qui sont alimentés par une tension continue constante et régulée (E) par l'intermédiaire de deux interrupteurs (T₁,T₂), chaque interrupteur étant normalement ouvert et étant fermé par une impulsion (70,71).
  3. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que les quatrièmes moyens comprennent,
    - un premier couple de diodes (D1,D2) en série dont le point commun est connecté à une borne de sortie de l'un des deux enroulements secondaires (54₂,54′₂), l'anode de l'une des diodes (D₁) étant connectée à la borne (38) des premiers moyens fournissant la tension -V₁ et la cathode de l'autre diode (D₂) étant connectée à la borne (47) des deuxièmes moyens fournissant la tension +V₂, et
    - un deuxième couple de diodes (D₃,D₄) en série dont le point commun est connecté à une borne de sortie de l'autre enroulement secondaire (54₂,54′₂), l'anode de l'une des diodes (D₃) étant connectée à la borne (48) des deuxièmes moyens fournissant la tension -V₂ et la cathode de l'autre diode (D₄) étant connectée à la borne (37) des premiers moyens fournissant la tension +V₁.
  4. Dispositif selon l'une des revendications 1,2 ou 3, caractérisé en ce que:
    - le dispositif comprend des moyens d'alimentation (52) pour élaborer une tension continue E constante,
    - les premiers moyens (30) ou deuxièmes moyens (40) comprennent chacun, outre ledit premier (35) ou ledit deuxième (45) transformateur d'isolement des moyens (34 ou 44) pour onduler ladite tension continue E de manière à obtenir des impulsions alternatives de fréquence F correspondant chacune à une quantité (Q) d'électricité constante d'une impulsion à la suivante,
    - des moyens (D₅, D₆, C₁, C₂ ou D₇, D₈, C₃, C₄) pour redresser et filtrer lesdites impulsions alternatives fournies par ledit premier (35) ou deuxième transformateur d'isolement (45) de manière à obtenir lesdites tensions continues +V₁, -V₁, +V₂, -V₂,
    - des moyens (31 ou 41) pour modifier la fréquence F desdites impulsions alternatives en fonction de la tension continue +V₁, -V₁, +V₂, -V₂ que l'on souhaite obtenir.
  5. Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce que les moyens pour onduler ladite tension continue constante E comportent un circuit oscillant (L₁, C₅, C₆ ou L₂, C₇, C₈) dont la fréquence de résonance est supérieure à la fréquence F.
  6. Dispositif selon la revendication 4 ou 5, caractérisé en ce que les moyens pour modifier la fréquence F desdites impulsions alternatives comportent :
    - des moyens (31 ou 41) pour déterminer par étalonnage la fréquence F desdites impulsions en fonction de la tension continue +V₁, -V₁, +V₂, -V₂ à obtenir,
    - des moyens (32,33 ou 42,43) pour élaborer des impulsions de commande à la fréquence F à partir de l'information de la valeur de ladite fréquence F, lesdites impulsions étant appliquées auxdits moyens pour onduler ladite tension continue E.
  7. Dispositif selon les revendications 5 et 6, caractérisé en ce que les moyens pour élaborer des impulsions de commande à la fréquence F comportent :
    - un circuit compteur (32 ou 42) qui fournit des impulsions de fréquence F, et
    - un circuit logique (33 ou 43) qui fournit des signaux de commande des moyens d'ondulation de la tension E dont la durée (ϑ₁, ϑ₂) est supérieure à la demi-période mais inférieure à ladite période de résonance et dont la période de la répétition est au plus égale à ladite période de résonance.
  8. Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce que le circuit logique (33 ou 43) comprend :
    - un premier circuit ET (82) dont une des deux entrées est connectée à la sortie du circuit compteur (32),
    - un circuit bistable (85) dont l'entrée de commande est connectée à la sortie du premier circuit ET (82) de manière à changer d'état à chaque signal fournit par ce dernier,
    - un deuxième circuit ET (86) dont une des deux entrées est connectée à la sortie du circuit bistable (85) correspondant à l'état 1,
    - un troisième circuit ET (87) dont une des deux entrées est connectée à la sortie du circuit bistable (85) correspondant à l'état 0,
    - un premier circuit retardateur (83) dont l'entrée est connectée à la sortie du premier circuit ET (82) et dont la sortie est connectée à la deuxième entrée du premier circuit ET (82), et
    - un deuxième circuit retardateur (84) dont l'entrée est connectée à la sortie du premier circuit ET (82) et dont la sortie est connectée à l'autre entrée des deuxième et troisième circuits ET (86,87).
EP19910402620 1990-10-09 1991-10-01 Dispositif d'obtention et de commutation de hautes tensions de polarisaion d'électrodes de tube à rayons X Expired - Lifetime EP0480796B1 (fr)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR9012441A FR2667723B1 (fr) 1990-10-09 1990-10-09 Dispositif d'obtention et de commutation de hautes tensions de polarisation d'electrodes de tube a rayons x.
FR9012441 1990-10-09

Publications (2)

Publication Number Publication Date
EP0480796A1 EP0480796A1 (fr) 1992-04-15
EP0480796B1 true EP0480796B1 (fr) 1995-04-19

Family

ID=9401060

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP19910402620 Expired - Lifetime EP0480796B1 (fr) 1990-10-09 1991-10-01 Dispositif d'obtention et de commutation de hautes tensions de polarisaion d'électrodes de tube à rayons X

Country Status (5)

Country Link
US (1) US5200645A (fr)
EP (1) EP0480796B1 (fr)
JP (1) JP3293853B2 (fr)
DE (1) DE69109044T2 (fr)
FR (1) FR2667723B1 (fr)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6111933A (en) * 1997-01-29 2000-08-29 U.S. Philips Corporation X-ray device including a piezoelectric transformer

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5265146A (en) * 1992-11-16 1993-11-23 General Electric Company X-ray tube rotor controller using the main high voltage inverters for acceleration and speed maintenance
US5629844A (en) * 1995-04-05 1997-05-13 International Power Group, Inc. High voltage power supply having multiple high voltage generators
US6968039B2 (en) * 2003-08-04 2005-11-22 Ge Medical Systems Global Technology Co., Llc Focal spot position adjustment system for an imaging tube
JP5111788B2 (ja) * 2006-06-05 2013-01-09 株式会社日立メディコ Ｘ線発生用電源装置
EP2052402A2 (fr) * 2006-08-10 2009-04-29 Philips Intellectual Property & Standards GmbH Tube à rayons x et procédé d'alimentation en tension d'une installation de déviation et de collecte d'ions d'un tube à rayons x
JP5229865B2 (ja) * 2007-11-30 2013-07-03 ジーイー・メディカル・システムズ・グローバル・テクノロジー・カンパニー・エルエルシー Ｘ線ｃｔ装置
DE102017130474A1 (de) * 2017-12-19 2019-06-19 Dr. Ing. H.C. F. Porsche Aktiengesellschaft Transformatorvorrichtung für eine Ladestation für das elektrische Laden von Fahrzeugen mit wenigstens zwei Ladepunkten
US11103207B1 (en) * 2017-12-28 2021-08-31 Radiation Monitorng Devices, Inc. Double-pulsed X-ray source and applications

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3389253A (en) * 1965-06-10 1968-06-18 Philips Corp X-ray apparatus for selectively producing a stereoscopic or monoscopic X-ray beam
US4013936A (en) * 1975-11-12 1977-03-22 General Electric Company Regulated high voltage d.c. supply utilizing a plurality of d.c. to d.c. converter modules
US4361901A (en) * 1980-11-18 1982-11-30 General Electric Company Multiple voltage x-ray switching system
FR2538948B3 (fr) * 1982-12-30 1985-10-18 Thomson Csf Tube a rayons x a balayage
US4685118A (en) * 1983-11-10 1987-08-04 Picker International, Inc. X-ray tube electron beam switching and biasing method and apparatus
JPH061974B2 (ja) * 1988-03-25 1994-01-05 ヤマハ株式会社 Ｄｃ−ｄｃ昇圧電源
FR2629959B1 (fr) * 1988-04-08 1994-02-11 Thomson Cgr Procede de regulation de la tension d'un signal de tension, notamment pour tube a rayons x

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6111933A (en) * 1997-01-29 2000-08-29 U.S. Philips Corporation X-ray device including a piezoelectric transformer

Also Published As

Publication number Publication date
FR2667723A1 (fr) 1992-04-10
EP0480796A1 (fr) 1992-04-15
FR2667723B1 (fr) 1992-11-27
US5200645A (en) 1993-04-06
JPH04264338A (ja) 1992-09-21
DE69109044T2 (de) 1995-11-02
DE69109044D1 (de) 1995-05-24
JP3293853B2 (ja) 2002-06-17

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP0480796B1 (fr) Dispositif d'obtention et de commutation de hautes tensions de polarisaion d'électrodes de tube à rayons X
EP0082071B1 (fr) Dispositif pour la commutation d'une source de tension électrique continue pourvu d'au moins un interrupteur commandé et circuit d'aide à la commutation pour un tel dispositif
US4107757A (en) Pulse power source
GB2153167A (en) High voltage pulse generator
FR2563669A1 (fr) Circuit integrable destine a commander la vitesse de la variation de la tension de dispositifs de commutation commandes par tension, au moment du blocage
FR2712126A1 (fr) Amplificateur de puissance du type pont en H et ses moyens de blocage et dispositif amplificateur de puissance comportant de tels amplificateurs.
EP0471625B1 (fr) Dispositif d'obtention d'une tension continue réglable
US5291143A (en) Modulator with improved damping
CA1063683A (fr) Circuit de commutation a thyristor bidirectionnel
EP0670624A1 (fr) Alimentation à découpage adaptée pour permettre des commutations sous tension réduite
EP0486359B1 (fr) Circuit de commande de commutation basse fréquence de transistors à effet de champ et de transistors bipolaires à grille isolée
EP0275223B1 (fr) Circuit générateur de haute tension à très faible consommation de courant
JP2828958B2 (ja) パルス荷電型電気集塵機用回路及び電気集塵機
FR2553601A1 (fr) Generateur d'impulsions de haute tension pour un generateur de plasma basse temperature
WO1993011609A1 (fr) Generateur bipolaire a isolation galvanique de polarite commutable
EP0147306A2 (fr) Amplificateur de puissance linéaire
JP3025971B2 (ja) パルス電流発生装置と真空遮断器用真空バルブの真空圧力測定装置
RU2115214C1 (ru) Импульсный источник питания электрических аппаратов с коронообразующими разрядными электродами
US2500749A (en) Apparatus for starting charged particle accelerators
FR2684503A1 (fr) Dispositif de regulation de la tension continue fournie par un generateur du type convertisseur a resonance.
FR2496373A1 (fr) Dispositif de protection d'un recepteur de television et televiseur comportant un tel dispositif
JPH03145972A (ja) 高電圧パルス電源
SU917258A1 (ru) Устройство дл блокировани включени на короткое замыкание шин,оборудованных выключател ми с емкостными делител ми напр жени на контактах
RU1770940C (ru) Электрооптический затвор
FR3121547A1 (fr) Dispositif de coupure pour courant électrique sous haute tension continue avec tube à plasma

Legal Events

Date Code Title Description
PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): DE NL

17P Request for examination filed

Effective date: 19920514

17Q First examination report despatched

Effective date: 19931108

GRAA (expected) grant

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009210

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: B1

Designated state(s): DE NL

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: NL

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 19950419

REF Corresponds to:

Ref document number: 69109044

Country of ref document: DE

Date of ref document: 19950524

NLV1 Nl: lapsed or annulled due to failure to fulfill the requirements of art. 29p and 29m of the patents act
PLBE No opposition filed within time limit

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009261

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: NO OPPOSITION FILED WITHIN TIME LIMIT

26N No opposition filed
PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: DE

Payment date: 20071130

Year of fee payment: 17

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: DE

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20090501