EP0457097A2 - Ansteuerschaltungsanordnung für einen Wechselrichter und Verfahren zur Ansteuerung eines Leistungs-Schalterelementes - Google Patents

Ansteuerschaltungsanordnung für einen Wechselrichter und Verfahren zur Ansteuerung eines Leistungs-Schalterelementes Download PDF

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EP0457097A2
EP0457097A2 EP91107003A EP91107003A EP0457097A2 EP 0457097 A2 EP0457097 A2 EP 0457097A2 EP 91107003 A EP91107003 A EP 91107003A EP 91107003 A EP91107003 A EP 91107003A EP 0457097 A2 EP0457097 A2 EP 0457097A2
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EP
European Patent Office
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voltage
control
circuit
control circuit
output
Prior art date
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Withdrawn
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EP91107003A
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English (en)
French (fr)
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EP0457097A3 (en
Inventor
Stefan Vogel
Wolfgang Dr. Pabst
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Zumtobel AG
Original Assignee
Zumtobel AG
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Filing date
Publication date
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Publication of EP0457097A3 publication Critical patent/EP0457097A3/de
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices
    • H05B41/2825—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices by means of a bridge converter in the final stage
    • H05B41/2828—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices by means of a bridge converter in the final stage using control circuits for the switching elements

Definitions

  • the invention relates to a control circuit arrangement for an inverter in an electronic ballast (EVG) according to the preamble of claim 1. It also relates to a corresponding working method for controlling a power switch element according to the preamble of claim 12 and the use of a current or voltage controlled current source or -sink for the potential shift of a control signal for an actuator or inverter in an electronic ballast.
  • EMG electronic ballast
  • ECGs Gas discharge lamps or fluorescent tubes are increasingly operated via so-called electronic ballasts (EVG).
  • the ECGs are connected between a supply network, usually the 220V, 50Hz household or 380.50Hz industrial network, and one or more gas discharge lamps.
  • the electronic ballast assumes the function of rectification and alternation, ie it produces at its output an essentially rectangular alternating voltage of the frequency 20 kHz ⁇ f ⁇ 200 kHz, which is fed to an inductive / capacitive load circuit with the gas discharge lamp.
  • Frequencies between 200kHz and 500kHz are achieved.
  • the frequency is adjustable, if necessary the duty cycle can also be set with a correspondingly constant or variable frequency.
  • the output AC voltage u W output by the electronic ballast which can be varied in frequency and duty cycle, is fed to one connection of the load circuit containing the gas discharge lamp.
  • the other connection of the load circuit can be connected either to the positive or to the negative connection of the intermediate circuit supply voltage U0, which feeds the inverter.
  • an electronic ballast which contains the entire control logic, rectifier circuit arrangement and monitoring electronics
  • the essential components are a (sense current) controller and / or an AC voltage generator or inverter.
  • Inverter are generally known in power electronics and metalforming technology, the problem with these inverters is in principle the control of the power semiconductors provided in its output circuit or output circuits, in particular in the case of half and full bridge circuits.
  • Such control usually requires several potential-free supply voltages for the at least two power semiconductors of the output branch of a half or full bridge inverter circuit.
  • Control circuits must therefore initially have increased operational reliability; they should also allow a high degree of freedom in the control of the power semiconductors. Fast switching between the switching states should continue to be made possible, and both a permanently on state and a permanently off state and, in addition to variable control frequency, pulse width modulation should also be permitted.
  • control transmitters are used to avoid the large number of potential-free voltage supplies. These form a magnetic coupling between a control circuit which is at a fixed potential and the respective controllable power switch elements of the inverter or actuator.
  • capacitive coupling through a discrete capacitor, by means of which control commands or signals are transmitted from control electronics to the switch elements to be controlled.
  • the invention is therefore based, inter alia, on the task of designing a control circuit arrangement for an inverter in an electronic ballast in accordance with the preamble of claim 1 in such a way that trouble-free and low-effort control of the output power semiconductors is achieved. It is also based on the object of a related method according to the preamble of claim 12 and a corresponding use to specify a control circuit in an electronic ballast.
  • the first-mentioned task is solved by the combination of features specified in the characterizing part of claim 1 . Furthermore, the second-mentioned object is achieved by the features specified in the characterizing part of claim 12. Finally, the use of the current- or voltage-controlled current source or sink for low-interference and operationally reliable potential shifting of a control signal according to claim 15 is based on the same principle of solving the latter task.
  • the basic idea of the invention is a galvanic coupling in the control electronics of the inverter / actuator.
  • Such a galvanic coupling is inexpensive and reliable. Disruptions can be largely avoided.
  • Inverters or stepper of the type mentioned are usually supplied with voltages between 300V to 600V.
  • This intermediate circuit supply voltage U0 is converted into a high-frequency alternating voltage by means of the output branch of the inverter, which consists at least of the series connection of two power semiconductors (controllable and / or not controllable).
  • Power semiconductor switches in the sense of this invention can be, for example, power transistors (PNP, NPN) or MOS-FET transistors (P-channel, N-channel) or GTO thyristors. RET transistors or IGBT transistors can also be used.
  • the components mentioned and not mentioned have switching characteristics that are in the microsecond range; at the same time they allow the use of the high voltages mentioned up to 600V (and higher).
  • the elements are controlled via control electrodes or control inputs with base currents or gate voltages, ie switched on and off.
  • the series connection of two preferably controllable power semiconductors connected to the intermediate circuit supply voltage U o outputs an alternating voltage at its center tap W.
  • this center point W is actively or passively switched back and forth between the positive and negative connection of the intermediate circuit supply voltage at high speed.
  • the voltage change speed and thus the speed and magnitude of the potential shift of the center tap W is remarkably high. It is a few hundred to a few thousand volts per microsecond and at the level of the supply voltage, U o . It is understandable here that control circuits have to work particularly safely and precisely.
  • NPN / PNP transistors or N-channel / P-channel MOS-FETs are switched on and off by means of currents or voltages with respect to the emitter or the source connection (control reference connection). It is therefore necessary to provide at least two control voltage supplies (for a half-bridge with two controllable switch elements), which both switch transistor S 1 located “in the bottom" of the inverter output branch with respect to the negative connection of the intermediate circuit supply voltage U o (with NPN transistor or N- MOS-FET), as well as the switching transistor S2 in the branch "above" with respect to the center tap W can turn on and off.
  • the invention In order not to have to use two separate potential-free voltage supplies (which can thus be connected to any reference points), according to the invention only one supply voltage U V1 is required. According to the invention, this voltage supply is assigned to one of the two power semiconductors, with which its reference point is fixed galvanically. This can either be the positive connection of the intermediate circuit supply voltage U o (with PNP transistors) or its negative connection (with NPN transistors).
  • the second The voltage supply U V2 required to control the second power semiconductor is obtained according to the invention by clocked switching on and off of the power semiconductor, which is controlled by the voltage supply U V1 mentioned above. This can also be achieved by passive conduction / blocking of a diode. According to the invention, the remaining control and monitoring electronics and possibly the current and voltage measurements are arranged in the load circuit with respect to the reference point which is defined by the first voltage supply U V1 .
  • An idea according to the invention based on the basic idea, enables the potential-displaceable control of the two power semiconductors via a galvanic connection.
  • a control voltage generator which is advantageously fed from the first supply voltage U V1 , generates a first control signal for the switching transistor located “below” in the output branch of the inverter and a further signal which is essentially complementary thereto for controlling the "above” lying in the output branch of the inverter Power transistor. Since different reference points are necessary for the control, the second (or the first, with the appropriate interchanging "top” and “bottom”) control signal must be shifted.
  • the potential shift according to the invention via the control of a current source via the control of a current source, which is advantageously at the potential level of the first voltage supply U V1 , enables this potential conversion of the control signal for the second power semiconductor.
  • this current source is voltage-controlled, but it can also consist of a current-controlled current source.
  • One effect achieved according to the invention in this case is a “mirroring” with a constant potential shift of the control signal or the control voltage.
  • a drive voltage, which is present with respect to the negative intermediate circuit supply connection is by means of a current sink and one at the positive connection of the intermediate circuit supply voltage arranged current / voltage converting element via a high potential difference of up to 600 V, which changes with the switching operations of the switching transistors / elements, implemented or mirrored.
  • the mirrored control voltage which forms at the current / voltage conversion element is now present in relation to another reference point.
  • the amplitude of the potential-shifted and galvanically transmitted control voltage can advantageously be adjusted by selecting the current / voltage converting element and the current of the current source, in particular a corresponding resistor.
  • Usual supply voltages for the switch controls are in the range between 5V to 15V. It is therefore particularly advantageous to match the current / voltage conversion element R x and the current of the current source / current sink to one another such that, when the current is switched on, half of the supply voltage (signal swing) drops at the current / voltage conversion element. In this case, the inversion or complementation of the one control signal required for push-pull control of the switching elements is achieved. This represents an advantageous dimensioning, but deviating signal strokes can also be used, in particular signals that have a DC offset. If the residual voltage drop at the power source is kept low, the signal swing can even have the maximum amplitude of the U V1 supply voltage.
  • the mirrored control voltage can become zero, it can advantageously also remain at an "analog" intermediate value.
  • the latter based on so-called NRZ (non return to zero) signals in data transmission technology
  • NRZ non return to zero
  • a further increase in operational safety is achieved by connecting a Schmitt trigger, this can be supplied with the mirrored control voltage, its output voltage can be supplied to the power semiconductor for switching it on or off either directly or via a further control amplifier V2. Its input characteristic is and / which its hysteresis is adapted to the signal swing on the voltage converting element.
  • both a second voltage supply U V2 and a corresponding mirroring and potential shift of the control signal can be provided for all possible combinations.
  • any control signal can be potential shifted. It is no longer subject to the requirement that it be pure AC voltage (as with capacitive or magnetic coupling). This is particularly advantageous if the duty cycle d of the control voltage and thus the AC output voltage u W are to be varied.
  • a fully integrated circuit allows both the "lower” and the "upper” transistor in the output branch of a half-bridge inverter to be controlled .
  • a "top” transistor ie a transistor whose control reference point is shifted with its switching action, can also be controlled in a direct current or voltage controller.
  • an essential inventive effect lies in the now existing independence of the level-shifted signal or the control voltage from the fluctuating or changing intermediate circuit supply voltage U0.
  • a further advantageous increase in operational reliability is achieved according to claim 6 by shifting the switch-on and switch-off edges of the control signals with a runtime circuit.
  • the running time is set such that the transistor which is initially switched on is switched off before the transistor which is still switched off is switched on.
  • FIG. 1 shows the electronic ballast that can be connected to an AC voltage network or a battery voltage for supplying / a gas discharge lamp (s) GE.
  • the output AC voltage u W output by the inverter 20 is supplied to the gas discharge lamp GE.
  • GE is located in an inductive-capacitive load circuit 10 which has one (for warm start) or two (for cold start) resonance points.
  • a change in the frequency f and / or the duty cycle d allows the universal control of a load circuit shown in detail in FIG. 2a or FIG. 2b with the lamp GE.
  • By changing the duty cycle d and / or changing the frequency f of the output AC voltage u W preheating, ignition, operation and brightness control of the fluorescent tube GE are made possible by modern standards.
  • both the increase in efficiency and the stabilization of operation and the brightness control down to the lowest brightness are the goals and intentions of the precise control of the inverter 20.
  • FIG. 3a shows the output branch of the inverter 20 from FIG. 1 equipped with a series connection of two switch elements S2 and S1.
  • This series circuit is designed as a half-bridge circuit, it lies between the two connections A1 and A2 of an intermediate circuit supply voltage U0. You can connect a smoothing capacitor in parallel.
  • the load circuit formed by an arrangement according to Fig.2a and Fig.2b is basically connected with its one connection Y to the center tap W between the two switch elements S1 and S2.
  • Your second connection X can be connected to the positive supply voltage connection A 1 as well as according to FIG. 3 a to the negative supply voltage connection A 2 according to FIG. 3a. This corresponds to the parallel connection to the "upper" switch element S2 and the second parallel connection to the "lower” switch element S1.
  • the two variants are functionally equivalent, since the capacitive component C L of the load circuit 10 carries out a direct voltage coupling, and the GE lamp is only supplied with a pure alternating voltage; this is a peculiarity of the half-bridge circuit.
  • the load circuit When triggered with a full-bridge inverter in the ignited state, the load circuit effectively has only the inductive component L L and the discharge lamp GE. Because of the inductive component, it is also possible to construct the respective output branches from the mirror-symmetrical series connection of a controllable (transistor) and a passive (diode) power semiconductor Fig. 4a shows the N-type switch elements , such as an NPN transistor with its base connection B and the reference connection "emitter" to which the base current flows.
  • an N-MOS-FET is shown with its gate connection G, whose reference point for the drive voltage is its source connection (against which the control voltage u St , u2 'must be present).
  • the P-type transistors shown in FIG. 4b can also be used in the inverter 20. Their reference points for control current and control voltage are on the other potential side of the switch element. This is relevant for the design of the current control and for the generation of an additional supply voltage, since a control current or a control voltage must be available at the reference points mentioned. In the sense of the invention, any combination of two switch types can be used for an inverter branch.
  • FIG. 5 and 6 show two basic embodiments for obtaining a potential- shifted or shiftable second supply voltage U V2 from a supply voltage U V1 fixed in its potential level.
  • the two block diagrams shown are based on a common technical principle.
  • An energy storage element, in the exemplary embodiment one or two capacitors 40, 41 is supplied via a one-way circuit arrangement, in the exemplary embodiment via a diode D 1, with a specific amount of energy, in the exemplary embodiment with a predetermined charge.
  • the predetermined charge is stored in the capacitor (s) 40, 41 and thus generates the required second supply voltage U v2 , which is available with respect to a different reference point than the first supply voltage U V1 that feeds it.
  • the first time interval is the first time interval leading to the loading of the storage capacity during the switch-on time of the switch element S 1 .
  • the first supply voltage U V1 loads via the diode D1 and the closed switch S1, the storage capacity 40.41 Voltage U V2 on.
  • the voltage U V2 is identical in its amplitude to the voltage U V1 .
  • a resistor or another current-limiting element can also be connected for the initial current limitation, as is indicated in FIG. 9 with the designation R1.
  • the second time phase begins with switching off the switch element S1 and switching on the switch element S2.
  • the center tap of the inverter output branch is shifted to the potential level of the full intermediate circuit supply voltage U o ; thus the one connection of the storage capacities 40, 41 with the center tap W is shifted together to the potential level of the voltage U0.
  • this voltage is between 300 and 600 V.
  • the other connection of the storage capacitors 40 is now , 41 to 615V compared to the negative terminal A2 of the voltage U0.
  • a control of the NPN transistor or the N-channel MOS-FET S2 is and remains possible.
  • the diode D1 blocks the first supply voltage U V1 , which is connected with its negative connection to the reference point A2 of the "lower" switch S1, at the same time allows a control circuit 31 to control the switch element S1, which also consists of an N-type transistor.
  • the potential-shifting voltage generating circuit operates in accordance with. Fig.6, here the first supply voltage U V1 is connected with its positive connection to the positive connection of the intermediate circuit supply voltage U0, the charging of the storage capacitances 40, 41 takes place when the "upper" switch S 2 is switched on in the manner corresponding to FIG. After switching off the switch S2 and switching on the switch element S1, the center tap W and the positive connection of the storage capacitors 40.41 are at the negative potential of the intermediate circuit supply voltage U0, thus the other connection of the capacitances 40.41 according to the example above is at -15V compared to the mentioned negative connection of U O. As a result, switching state independence is and remains one Control of the switch S1 possible if a P-type transistor is used for this.
  • a control amplifier 50 preferably an operational amplifier, controls a current source 51 which is formed from the series connection of a transistor T4 and a current measuring shunt.
  • the current source 51 is designed as a current sink, at the drain terminal or at the collector terminal of the controlling transistor T4 (see FIG. 12) a fixed predetermined current i or i St is received, which depends on the, preferably rectangular, control voltage u st is.
  • the control circuit 50 is fed by the first supply voltage U V1 .
  • the control transistor T4 has the dielectric strength of at least U0.
  • the current drawn by the current source 51 is conducted via a resistor R x , which is connected here to the positive connection of the supply voltage U V2 .
  • this resistor is dimensioned such that the voltage drop u x which arises there corresponds to exactly half the supply voltage U V2 of the "upper" control part when the current is switched on. However, it can also be part of this.
  • the sum of the resulting voltage drop and the residual voltage of the current source should not be greater than the supply voltage U V2 . This means that a signal can be safely transmitted at any time even when the "lower" switch element is switched on.
  • Said voltage drop u x thus represents a potential-shifted (displaceable) and the sign of the mirrored image of the controlling voltage u St. It controls a control circuit 32, which is already shown in FIGS. 5 and 6. This drive circuit 32 in turn controls the "up" switch S2.
  • the supply voltage U V1 which feeds the control for the current source 51, is also used for feeding the lower switch element S 1 according to FIG.
  • Fig. 8 in which the first supply voltage U V1 is connected with its positive connection to the positive connection of the supply voltage U0.
  • a current source 51 is driven by an equal control amplifier 50, which outputs a u St dependent on the control voltage current i St to the resistor R x.
  • This resistor is connected in accordance with Figure 8 on the negative terminal of the bottom switch S1-addressing voltage supply U V2.
  • the potential-shifted and mirrored control voltage u x dropping at it also arises, which controls the switch element S 1 via a drive amplifier 31, as shown in FIG.
  • a control voltage or a control current is given with respect to this point for the P-type switch element S1.
  • FIG. 8 can advantageously be combined with that of FIG. 6.
  • the two supply voltages U V1 and U V2 shown in each case can correspond.
  • the exemplary embodiments of FIGS. 7 and 8 are not only applicable to the use with voltage generation circuits according to FIGS. 5 and 6; rather, they can also be used if two conventional, potential-free and independently available voltage supplies U V1 , U V2 can be used.
  • a possible implementation of a current sink 51 is to be shown with reference to FIG.
  • a control voltage u2 or u St which has the frequency f and the duty cycle d of the desired output AC voltage u W is fed via a voltage divider to an operational amplifier OV connected as a non-inverting amplifier.
  • the voltage division connected upstream of this is necessary to keep the voltage drop at the current measuring shunt Runt small.
  • OV 51 is used to accelerate the switching process with a high-impedance input resistance. In this way, the residual voltage of the current source can be kept small, the signal swing of the mirrored voltage u x can be increased.
  • a current proportional signal is fed to the feedback connection, ie the inverting connection of this amplifier.
  • a circuit can be switched as a current source 51 for the exemplary embodiment from FIG. 8. For fast switching times, it is particularly advantageous to use bipolar transistors instead of MOST-FETS.
  • the one available voltage supply U V1 serves as a supply voltage for the essential control and monitoring elements of the electronic ballast. This is because the main supply currents for control and monitoring and control are generated here.
  • the reference point of this first supply voltage ie whether its negative terminal is connected to the negative terminal A2 of the voltage U0 or whether its positive terminal A1 is connected to the positive terminal of the voltage U0. If, for example, load voltage and load current are measured in a load circuit according to FIGS. 2a and 2b, this can be done via a separate shunt or a voltage divider.
  • the respective reference point is advantageously chosen so that it coincides with the reference point of the first voltage supply U V1 , so that all measured variables are present with respect to a reference point to which the control and monitoring circuit of the electronic ballast 1 are connected. In this way, potential shifts and disturbances can be safely avoided.
  • the actual switching of the switch elements S1 and S2 remains without influence for the measured variables.
  • the load circuit 10 according to FIG. 3a or according to FIG. 3b is connected to the one inverter branch or whether a full-bridge circuit is selected.
  • a current measurement is either compared to the positive terminal A1 Supply voltage U0, opposite the negative terminal A2 of the supply voltage U0, or even directly opposite the output terminal W possible.
  • the low interference of the signal transmission with the current source allows the safe control of an inverter branch having at least two switching elements.
  • the amplitude of the control voltage u St carrying the control information is transmitted via a significantly higher potential difference acting as a disturbance variable or via high potential jumps.
  • the amplitude of the control voltage u St 10V
  • the potential shift acting as interference voltage when switching the switch elements S1 and S2 is approximately 600V.
  • FIG. 9 shows a detailed block diagram of the embodiment of Figure 7 in combination with that of Figure 5.
  • N-type transistors are used.
  • a hysteresis comparator K2 is provided here in the "upper" control circuit. This can also be formed by a Schmitt trigger. It controls a drive amplifier 11 which controls the switch element S2.
  • the comparator K2 is supplied with the potential-shifted control signal u x .
  • the circuit elements K2 and V2 correspond to the circuit block 32 shown previously.
  • the current sink 51 explained with reference to FIG. 7 is driven by a control signal u2, which is emitted by a bidirectionally differently acting delay element 14.
  • the input signal of the delay element 14 is driven by the explained control voltage u St (a pulse-width-controlled or pulse-sequence-controlled square-wave alternating voltage).
  • u St a pulse-width-controlled or pulse-sequence-controlled square-wave alternating voltage
  • the current drawn by the current sink 51 is conducted via the resistor R x connected to the positive connection of the supply voltage U V2 located "above”.
  • a logical inverter 16 is also provided, which complements or inverts the control voltage u St for driving the second switch element S 1. Its output is also followed by a bidirectionally differently acting delay element before a drive amplifier 12 drives the switch element S 1.
  • the Inverter 16 can be omitted if the inversion of the current-controlled voltage source 51, R x allows the switches S 1 and S 2 to switch in phase opposition. This is dependent on the logic function of the comparator K2 in the "upper" control circuit 32nd
  • the second supply voltage U V2 is obtained via the resistor R1 (which can also be omitted) and the diode D1 at the storage capacitance C1 (see 40.41).
  • the second supply voltage obtained on the capacitor C 1 according to the basic circuit diagram of FIG. 5 controls the upper control circuit 32.
  • FIG. 10 shows the bidirectional delay element 14, 15 used according to FIG. 9.
  • the resistor diode network shown Through the resistor diode network shown, a different displacement of the switch-on and switch-off edges of the control signal u St can be achieved for the two switch elements S 1, S 2.
  • the resistor diode circuit shown with the downstream capacitor 52 corresponds to a low-pass filter which has a different time constant depending on whether the control voltage u St is positive or zero.
  • These time constants can be adapted to the conditions in the inverter output branch or the switching times, storage times or different runtimes with trimming resistors 50, 51. This makes it possible to achieve a propagation delay which acts in a bidirectionally different manner.
  • 11a to 11d schematically show the independence of the four possibilities, obtaining a second supply voltage for PNP or NPN transistor-equipped output branches of the inverter 20 and the potential shift and reflection of the control signal via the current source according to the invention and the current conversion element R x for the aforementioned two possibilities the inverter output branch configuration.
  • a complementary push-pull output stage S 1, S 2, ie the switch elements S 1 and 2 shown are chosen as different types, or S 1 as P-channel FET and S 2 as N-channel FET.
  • the logical switching behavior of the "above" switch element S2 when the current of the current source 51 is switched on or off is briefly explained in the end.
  • the limited storage capacity of the storage capacitor 40, 41 or C1 is advantageously compensated for in that during recharging of this storage capacitor is not possible, ie while the switch element S2 is switched on, a current flow in the resistor R x or the current source 51 does not occur. This means that this current i St is then "zero" or in the switched-off state when the upper switch element S 2 is switched on via the control circuit 32.
  • the adaptation of the logic switching behavior can be carried out either by means of the comparator K 2 shown in FIG. 9 or via the control circuit 32 directly.

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Abstract

Eine Ansteuerschaltungsanordnung für einen Wechselrichter (20) in einem elektronischen Vorschaltgerät (1,EVG), welches zwischen eine Netzspannungs-Versorgung und eine/oder mehrere Gasentladungslampen (GE) schaltbar ist. Eine Zwischenkreis-Versorgungsgleichspannung (U0) und eine an diese anschließbare Serienschaltung aus mindestens einem "oberen" und einem "unteren" Halbleiterschalter, welche abwechselnd ein- und abschaltbar vorgesehen sind. Zumindest einer der in Serie geschalteten Leistungs-Halbleiterschalter ist über einen Steuereingang (B,G) steuerbar. Eine solche Ansteuerschaltung ist so auszugestalten, daß eine störungssichere und aufwandarme Ansteuerung der Leistungs-Halbleiter, insbesondere bei wechselndem Ansteuer-Bezugspotential, möglich wird. Dies wird dadurch erreicht, daß die zwischen den beiden Halbleiterschaltern (S1,D1,S2) an einen die Gasentladungslampe (GE) enthaltenden Lastkreis abgegebene Ausgangs-Wechselspannung (uW) abhängig von der/den Steuerschaltung(en) (32,31,V1,V2) zugeführten Steuersignal(en) (u1,u2,u2',ust) ist und daß der Steuerschaltung (32,V2,K2) mindestens eines steuerbaren Leistungshalbleiters (S1,S2) ihr Steuersignal (u2) über eine galvanisch verbundene Strom/Spannungswandlerschaltung (50,51,Rx) als pegelverschobenes Steuersignal (ux,u2') zuführbar ist. Es werden ferner ein Verfahren zur Ansteuerung mindestens eines Leistungschalterelementes (S1,S2) und die Anwendung einer strom- oder spannungsgesteuerten Stromquelle oder- senke (51,50,T4,R4,OV) angegeben. <IMAGE>

Description

  • Die Erfindung betrifft eine Ansteuerschaltungsanordnung für einen Wechselrichter in einem elektronischen Vorschaltgerät (EVG) gemäß dem Oberbegriff des Anspruches 1. Sie betrifft ferner ein entsprechendes Arbeitsverfahren zur Ansteuerung eines Leistungs-Schalterelementes gemäß dem Oberbegriff des Anspruches 12 sowie die Anwendung einer strom- oder spannungsgesteuerten Stromquelle oder -senke zur Potentialverschiebung eines Ansteuersignales für einen Steller oder Wechselrichter in einem elektronischen Vorschaltgerät.
  • Gasentladungslampen oder Leuchtstoffröhren werden in zunehmendem Maße über sogenannte elektronische Vorschaltgeräte (EVG) betrieben. Die EVGs werden hierbei zwischen ein Versorgungsnetz, idR ist dies das 220V,50Hz Haushalts- oder 380,50Hz Industrienetz, und eine oder mehrere Gasentladungslampen geschaltet. Das EVG übernimmt die Funktion einer Gleichrichtung und Wechselrichtung, d.h. es erzeugt an seinem Ausgang eine im wesentlichen rechteckförmige Wechselspannung der Frequenz 20kHz≦f≦200kHz, die einem induktiv/kapazitiven Lastkreis mit der Gasentladungslampe zugeführt wird. Neuere Entwicklungen gehen sogar über die genannten Werte hinaus; Frequenzen zwischen 200kHz und 500kHz werden erzielt. Die Frequenz ist einstellbar, ggfs. kann auch das Tastverhältnis bei entsprechend konstanter oder variabler Frequenz eingestellt werden. Die von dem EVG abgegebene in ihre Frequenz und ihrem Tastverhältnis variierbare Ausgangs-Wechselspannung uW wird dem einen Anschluß des die Gasentladungslampe enthaltenden Lastkreises zugeführt. Der andere Anschluß des Lastkreises kann entweder an dem positiven oder an dem negativen Anschluß der Zwischenkreis-Versorgungsspannung U₀ angeschlossen werden, welche den Wechselrichter speist.
  • In einem EVG, welches die gesamte Ansteuerlogik, Gleichrichterschaltungsanordnung und Überwachungselektronik enthält, sind die wesentlichen Bestandteile ein (Sinnstrom-) Steller und/oder ein Wechselspannungsgenerator oder Wechselrichter. Wechselrichter sind allgemein in der Leistungselektronik und Umformtechnik bekannt, problematisch ist bei diesen Wechselrichtern prinzipiell die Ansteuerung, der in seinem Ausgangskreis oder Ausgangskreisen vorgesehenen Leistungs-Halbleiter, insbesondere bei Halb- und Vollbrückenschaltung. Eine solche Ansteuerung erfordert idR mehrere potentialfreie Versorgungsspannungen für die mindestens zwei Leistungs-Halbleiter des Ausgangszweiges einer Halb- oder Vollbrücken-Wechselrichterschaltung. Ansteuerschaltungen müssen somit zunächst erhöhte Betriebssicherheit aufweisen, sie sollten ferner einen hohen Freiheitsgrad der Ansteuerung der Leistungs-Halbleiter erlauben. Es soll weiterhin schnelles Schalten zwischen den Schaltzuständen ermöglicht werden, auch soll sowohl ein Dauer-Ein-Zustand sowie ein Dauer-Aus-Zustand und neben variabler Ansteuerfrequenz auch eine Pulsbreitenmodulation zugelassen sein.
  • Das vorgesagte gilt gleichermaßen auch für Gleichstrom- oder spannungssteller, die einen Energiespeicher und einen Leistungshalbleiter zur Gleichstromumsetzung aufweisen.
  • Bekanntermaßen werden zur Vermeidung der Vielzahl von potentialfreien Spannungsversorgungen Ansteuerübertrager eingesetzt. Diese bilden eine magnetische Kopplung zwischen einem auf einem festen Potential liegenden Ansteuerkreis und den jeweiligen steuerbaren Leistungs-Schalterelementen des Wechselrichters oder Stellers. Neben der magnetischen Kopplung über Ansteuerübertrager ist es auch bekannt eine kapazitive Kopplung durch einen diskreten Kondensator einzusetzen, mittels welchem Ansteuerbefehle bzw. signale von einer Steuerelektronik zu den anzusteuernden Schalterelementen übertragen werden.
  • Der Erfindung liegt somit unter anderem die Aufgabe zugrunde, eine Ansteuerschaltungsanordnung für einen Wechselrichter in einem EVG gemäß dem Oberbegriff des Anspruches 1 so auszugestalten, daß eine störungssichere und aufwandarme Ansteuerung der Ausgangs-Leistungshalbleiter erzielt wird. Ihr liegt ferner die Aufgabe zugrunde, ein diesbezügliches Verfahren gemäß dem Oberbegriff von Anspruch 12 sowie eine entsprechende Verwendung einer Ansteuerschaltung in einem EVG anzugeben.
  • Die zuerst genannte Aufgabe ist durch die im Kennzeichen des Anspruchs 1 angegebene Merkmalskombination zur Lösung geführt. Ferner ist die zweitgenannte Aufgabe durch die im Kennzeichen des Anspruchs 12 angegebenen Merkmale gelöst. Schließlich bildet auch die Anwendung der strom- oder spannungsgesteuerten Stromquelle oder -senke zur störungsarmen und betriebssicheren Potentialverschiebung eines Ansteuersignales gemäß Anspruch 15 eine auf dem selben Lösungsprinzip basierende Lösung der zuletzt genannten Aufgabe.
  • Grundgedanke der Erfindung ist eine galvanische Kopplung in der Ansteuerelektronik des Wechselrichters/Stellers. Eine solche galvanische Kopplung ist aufwandarm und betriebsicher. Störungen können weitgehend vermieden werden. Gleichzeitig erfolgt eine weitergehende Reduzierung des Raumbedarfs aufgrund von nunmehr überflüssigen magnetisch koppelnden Übertragern. Sie ist außerdem vollständig integrierbar.
  • Wechselrichter oder Steiler der eingangs genannten Art werden üblicherweise mit Spannungen zwischen 300V bis 600V versorgt. Diese Zwischenkreis-Versorgungsspannung U₀ wird mittels des Ausgangszweiges des Wechelrichters, welcher zumindest aus der Reihenschaltung zweier Leistungs-Halbleiter (steuerbar und/oder nicht steuerbar) besteht in eine hochfrequente Wechselspannung umgesetzt. Leistungs-Halbleiterschalter im Sinne dieser Erfindung können zum Beispiel Leistungstransistoren (PNP, NPN) oder MOS-FET-Transistoren (P-Kanal, N-Kanal) oder GTO-Thyristoren sein. Ferner können RET-Transistoren oder IGBT-Transistoren Einsatz finden. Die genannten und nichtgenannten Bauelemente besitzen Schaltcharakteristiken, die im Mikrosekundenbereich liegen; gleichzeitig erlauben sie die Anwendung der genannten hohen Spannungen bis zu 600V (und höher). Die Elemente werden über Steuerelektroden oder Steuereingänge mit Basisströmen oder Gatespannungen angesteuert, d.h. ein- und ausgeschaltet. Als entsprechende passiv ein- und abgeschaltete Leistungshalbleiter finden insbesondere bei Halbbrücken, auch Leistungsdioden Einsatz. Deren Zustandsänderung (=Schalten) vom leitenden in den sperrenden Zustand wird durch Schalthandlungen von den oben genannten steuerbaren Leistungs-Halbleitern bewirkt. Ihre Schaltzustände werden somit nicht "aktiv" sondern "passiv" geändert.
  • Die an die Zwischenkreis-Versorgungsspannung Uo geschaltete Reihenschaltung aus zwei vorzugsweise steuerbaren Leistungshalbleitern gibt an ihrem Mittelabgriff W eine Wechselspannung ab. Dieser Mittelpunkt W wird je nach Schalterstellung dabei zwischen dem positiven und negativen Anschluß der Zwischenkreis-Versorgungsspannung mit hoher Geschwindigkeit aktiv oder passiv hin und her geschaltet. Die Spannungsänderungsgeschwindigkeit und damit die Geschwindigkeit und Höhe der Potentialverschiebung des Mittelabgriffs W ist dabei bemerkenswert hoch. Sie liegt bei einigen hundert bis einigen tausend Volt pro Mikrosekunde und in der Höhe der Versorgungsspannung,Uo. Verständlich ist hierbei, daß Ansteuerschaltungen besonders sicher und genau arbeiten müssen.
  • Werden NPN/PNP-Transitoren oder N-Kanal/P-Kanal MOS-FETs eingesetzt, so werden diese mittels Strömen bzw. Spannungen bezüglich des Emitters bzw. des Source-Anschlusses (Ansteuer-Bezugsanschluß) ein- und ausgeschaltet. Es müssen daher zumindest zwei Ansteuer-Spannungsversorgungen (für eine Halbbrücke mit zwei steuerbaren Schalterelementen) vorgesehen werden, die sowohl den im Wechselrichter-Ausgangszweig "unten" liegenden Schalttransistor S₁ bezüglich dem negativen Anschluß der Zwischenkreis-Versorgungsspannung Uo (bei NPN Transistor oder N-MOS-FET), als auch den im Zweig "oben" liegenden Schalttransistor S₂ bezüglich des Mittelabgriffs W ein- und ausschalten können. Um hierbei nicht zwei getrennte potentialfreie (damit an beliebigen Bezugspunkten anschließbare) Spannungsversorgungen verwenden zu müssen, wird erfindungsgemäß nur eine Versorgungsspannung UV1 benötigt.
    Diese Spannungsversorgung wird erfindungsgemäß einem der beiden Leistungshalbleiter zugeordnet, womit ihr Bezugspunkt galvanisch festliegt. Dieses kann entweder der positive Anschluß der Zwischenkreis-Versorgungsspannung Uo (bei PNP-Transistoren) oder ihr negativer Anschluß sein (bei NPN-Transistor). Die zweite benötigte Spannungsversorgung UV2 zur Ansteuerung des zweiten Leistungshalbleiters wird erfindungsgemäß durch getaktetes Ein- und Ausschalten des Leistungshalbleiters gewonnen, welcher mit der zuerstgenannten Spannungsversorgung UV1 angesteuert wird. Dieses kann auch durch das passive Leiten/Sperren einer Diode bewirkt werden. Erfindungsgemäß wird die verbleibende Steuer- und Überwachungselektronik sowie ggfs. die Strom- und Spannungsmessungen im Lastkreis bezüglich des Bezugspunktes angeordnet, welcher von der ersten Spannungsversorgung UV1 festgelegt ist.
  • Ein auf dem Grundgedanken aufbauender erfindungsgemäßer Gedanke ermöglicht die potentialverschiebbare Ansteuerung der beiden Leistungshalbleiter über eine galvanische Verbindung. Ein Steuerspannungs-Generator, der vorteilhaft aus der ersten Versorgungsspannung UV1 gespeist wird, erzeugt ein erstes Ansteuersignal für den im Ausgangszweig des Wechselrichters "unten" liegenden Schalttransistor und ein weiteres hierzu im wesentlichen komplementäres Signal zur Ansteuerung des im Ausgangszweig des Wechselrichters "oben" liegenden Leistungstransistors. Da unterschiedliche Bezugspunkte für die Ansteuerung notwendig sind, muß das zweite (oder das erste, bei entsprechender Vertauschung "oben" und "unten") Ansteuersignal potentialverschoben werden.
  • Die erfindungsgemäße Potentialverschiebung über die Ansteuerung einer Stromquelle, welche vorteilhaft auf dem Potentialniveau der ersten Spannungsversorgung UV1 liegt, ermöglicht diese Potentialumsetzung des Ansteuersignales für den zweiten Leistungshalbleiter. Gemäß vorteilhafter Weiterbildung ist diese Stromquelle spannungsgesteuert sie kann jedoch auch aus einer stromgesteuerten Stromquelle bestehen.
  • Ein hierbei erzielte erfindungsgemäße Effekt liegt in einer "Spiegelung" bei gleichbleibender Potentialverschiebung des Ansteuersignales bzw. der Ansteuerspannung. Eine Ansteuerspannung, die bezüglich des negativen Zwischenkreis-Versorgungsanschlusses vorliegt, wird mittels einer Stromsenke und eines an dem positiven Anschluß der Zwischenkreis-Versorgungsspannung angeordneten Strom/Spannungswandelelementes über eine hohe, sich mit den Schalthandlungen der Schalttransistoren/elemente ändernde Potentialdifferenz bis zu 600V, umgesetzt bzw. gespiegelt. Die sich an dem Strom/Spannungswandelelement bildende gespiegelte Ansteuerspannung liegt nun gegenüber einem anderen Bezugspunkt vor. Die Amplitude der potentialverschobenen und galvanisch übertragenen Ansteuerspannung ist durch Wahl des Strom/Spannungswandelelementes und des Stromes der Stromquelle, insbesondere eines entsprechenden Widerstandes, vorteilhaft einstellbar. Übliche Versorgungspannungen für die Schalter-Ansteuerungen liegen im Bereich zwischen 5V bis 15V. Es ist daher besonders vorteilhaft, das Strom/Spannungswandelelement Rx und den Strom der Stromquelle/Stromsenke so aufeinander abzustimmen, daß bei eingeschaltetem Strom gemäß Anspruch 11 gerade die Hälfte der Versorgungsspannung (Signalhub) an dem Strom/Spannungswandelelement abfällt. Hierbei wird gerade die zur Gegentakt-Ansteuerung der Schaltelemente erforderliche Invertierung bzw. Komplementierung des einen Ansteuersignales erreicht. Dies stellt eine vorteilhafte Dimensionierung dar, jedoch können auch hiervon abweichende Signalhübe, insbesondere solche Signale, die einen Gleichstrom-Offset aufweisen, eingesetzt werden. Wird der Restspannungs-Abfall an der Stromquelle gering gehalten, so kann der Signalhub sogar die maximale Amplitude der UV1-Versorgungsspannung aufweisen. Wird die Stromquelle/Stromsenke abgeschaltet, so kann die gespiegelte Ansteuerspannung zu Null werden, sie kann vorteilhaft auch auf einem "analogen" Zwischenwert verbleiben. Letzteres in Anlehnung an sog. NRZ (non return to zero) Signale in der Datenübertragungstechnik
       Eine weitere Erhöhung der Betriebssicherheit wird durch Nachschaltung eines Schmitt-Triggers erzielt, diesem ist die gespiegelte Ansteuerspannung zuführbar, seiner Ausgangspannung kann direkt oder über einen weiteren Ansteuerverstärker V₂ dem Leistungshalbleiter zu seiner Ein- bzw Abschaltung zugeführt werden. Seine Eingangscharakteristik ist und/der seine Hysterese dem Signalhub an dem Spannungswandelelement angepaßt.
  • Je nach Einsatz von P-Typ-Transistoren oder N-Typ-Transistoren und je nach Festlegung des Bezugspunktes der ersten Versorgungsspannung UV1 ändern sich die Bezugspunkte zur Ansteuerung der Leistungs-Schaltelemente im Wechselrichter. Für alle möglichen Kombinationen kann erfindungsgemäß sowohl eine zweite Spannungsversorgung UV2 als auch eine entsprechende Spiegelung und Potentialverschiebung des Steuersignales bereitgestellt werden.
  • Ein weiterer wesentlicher Effekt der erfindungsgemäßen Lösung liegt bei galvanischer Kopplung darin, daß ein beliebiges Ansteuersignal potentialverschoben werden kann. Es unterliegt nicht mehr der Forderung, daß es eine reine Wechselspannung (wie bei kapazitiver oder magnetischer Kopplung) sein muß. Dies ist besonders vorteilhaft wenn die Tastverhältnisse d der Ansteuerspannung und somit der Ausgangs-Wechselspannung uW variiert werden sollen. Es besteht ferner die Möglichkeit eine solche galvanisch gekoppelte Schaltung und die hierzu erforderliche Stromquelle oder -senke integriert zu gestalten, d.h. ein vollständig integrierter Schaltkreis erlaubt sowohl die Ansteuerung des "unteren" als auch die Ansteuerung des "oberen" Transistors im Ausgangszweig eines Halbbrücken-Wechselrichters. Auch wird ein "oben" liegender Transistor d.h. ein Transistor dessen Ansteuer-Bezugspunkt mit seiner Schalthandlung verschoben wird, in einem Gleichstrom- oder spannungs-Steller ansteuerbar.
  • Schließlich liegt ein wesentlicher erfinderischer Effekt in der nunmehr bestehenden Unabhängigkeit des pegelverschobenen Signals bzw. der Steuerspannung von der schwankenden oder sich ändernden Zwischenkreis-Versorgungsspannung U₀.
  • Ein weiterer Vorteil der galvanischen Kopplung gegenüber beispielsweise optisch gekoppelten Ansteuerschaltungen (durch integrierte Optokoppler) liegt in der Alterungs- und Temparaturbeständigkeit. Dabei bilden sich bei galvanischer Trennung auch die in Optokopplern bekannten (und gefürchteten) kapazitiven Verschiebeströme nicht aus, welche zur Zerstörung des Ausgangszweiges führen würden. Hier sei angemerkt, daß es in jedem Falle zu Vermeiden ist, daß beide Schaltelemente S₂ um S₁ gleichzeitig leiten, auch wenn dies nur für Bruchteile von Mikrosekunden der Fall ist. Eine solche gleichzeitige Einschaltung beider Leistungsschalter kann zur Zerstörung eines oder beider Schalterelemente führen. Der Einsatz eines Schmitt-Triggers oder eines entsprechenden hysteresebehafteten Komparators bildet eine weitere Steigerung der geforderten Störsicherheit indem bei auftretenden Spannungs- oder Potentialschwingungen der jeweiligen Ansteuer-Bezugspunkte ein fehlerhaftes Ein- bzw. Abschalten unterbunden wird.
  • Eine weitere vorteilhafte Erhöhung der Betriebssicherheit wird gemäß Anspruch 6 durch eine Verschiebung der Ein- und Abschaltflanken der Steuersignale mit einer Laufzeit-Schaltung erzielt. Die Laufzeit wird dabei so eingestellt, daß der zunächst eingeschaltete Transistor abgeschaltet wird, bevor der noch ausgeschaltete Transistor eingeschaltet wird.
  • Als besonders vorteilhaft sei die Kombination von Stromsteuerung gemäß Anspruch 1 und Versorgungsspannungserzeugung, gemäß Anspruch 9 erwähnt.
  • Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigen:
    • Fig.1 ein Blockschaltbild eines elektronischen Vorschaltgerätes 1, in welchem ein Wechselrichter 20 vorgesehen ist,
    • Fig.2a einen eine Gasentladungslampe GE enthaltenden Lastkreis 10 für die Anwendung des Warmstart-Verfahrens,
    • Fig.2b einen entsprechenden Lastkreis 10 für das Kaltstart-Verfahren,
    • Fig.3a und 3b Ausgangszweige einer Wechselrichter-Halbbrückenschaltung mit zwei Schalterelementen S₁ und S₂, wobei die jeweilige Lastschaltung 10 (gem. Fig.2a,2b) zwischen Mittelabgriff und positivem oder negativem Zwischenkreis-Spannungsanschluß von U₀ geschaltet ist,
    • Fig.4a und 4b beispielhafte Schalterelemente beziehungsweise Halbleiter-Leistungsschalter welche in dem genannten Wechselrichter 20 einsetzbar sind, geordnet nach N-Typ-Schaltern und P-Typ-Schaltern
    • Fig.5 ein Ausführungsbeispiel der Versorgungsspannungserzeugung von UV2 aus UV1 für den Anwendungsfall von N-Typ-Schalterelementen gemäß Fig.4a,
    • Fig.6 eine entsprechende Ausführungsform für den Einsatz von P-Typ Transistoren,
    • Fig.7 eine prinzipielle Darstellung einer Ausführungsform für die Pegelverschiebung eines Ansteuersignales zum Einsatz mit Schaltererlementen gemäß Fig.4a oder in Kombination mit einer Schaltung gemäß Fig.5,
    • Fig.8 ein Prinzipschaltbild einer Pegelverschiebung für den Einsatz von Schalterelementen gemäß Fig.4b oder zur Kombination mit einer Schaltungsanordnung gemäß Fig.6,
    • Fig.9 ein Detail-Blockschaltbild eines Wechselrichter-Ausgangszweiges und seiner Ansteuerung,
    • Fig.10 eine Darstellung eines Beispiels eines Widerstands-Dioden-Netzwerkes zum Gegeneinanderverschieben der Einschalt- bzw. Abschaltflanken der Steuersignale, ein solches Element kann jeweils für die Laufzeitglieder 14 und 15 gemäß Fig.9 Einsatz finden,
    • Fig.11a, b), c), d) Funktional-Prinzipschaltbilder zur Gewinnung einer weiteren Versorgungsspannung und zur Stromquellen/Stromsenken-Ansteuerung des jeweils potentialverschobenen Schalterelementes für die Ansteuerung von PNP-Typ-Transistoren und/oder NPN-Typ-Transistoren (Schalterelementen),
    • Fig.12 ein Ausführungsbeispiel einer Stromsenke für die Anwendung in einer Schaltung gemäß Fig.7 oder Fig.9 oder Fig.11d.
  • Fig.1 zeigt das an ein Wechselspannungsnetz oder eine Batteriespannung anschließbare EVG zur Speisung von/einer Gasentladungslampe(n) GE. Der Gasentladungslampe GE wird die von dem Wechselrichter 20 abgegebene Ausgangs-Wechselspannung uW zugeführt. GE befindet sich hierbei in einem induktivkapazitivem Lastkreis 10, der eine (für Warmstart) oder zwei (für Kaltstart) Resonanzstellen aufweist. Eine Veränderung der Frequenz f und/oder des Tastverhältnisses d erlaubt die universelle Ansteuerung eines in Fig.2a oder Fig.2b detailliert dargestellten Lastkreises mit der Lampe GE. Durch Tastverhältnisänderung d und/oder Frequenzänderung f der Ausgangs-Wechselspannung uW wird ein Vorheizen, ein Zünden, ein Betrieb sowie eine Helligkeitsregelung der Leuchtstoffröhre GE nach modernen Maßstäben ermöglicht. Hierbei ist sowohl die Wirkungsgraderhöhung als auch die Stabilisierung des Betriebes und die Helligkeitsregelung bis zu geringsten Helligkeiten Ziel und Absicht der genauen Ansteuerung des Wechselrichters 20.
  • Fig.3a zeigt den mit einer Reihenschaltung aus zwei Schalterelementen S₂ und S₁ bestückten Ausgangszweig des Wechselrichters 20 von Fig.1. Diese Reihenschaltung ist als Halbbrückenschaltung ausgeführt, sie liegt zwischen den beiden Anschlüssen A₁ und A₂ einer Zwischenkreis-Versorgungsspannung U₀. Ihnen kann ein Glättungskondensator parallelgeschaltet werden. Die Lastschaltung, gebildet durch eine Anordnung gemäß Fig.2a und Fig.2b ist mit ihrem einen Anschluß Y grundsätzlich an dem Mittelabgriff W zwischen den beiden Schalterelementen S₁ und S₂ angeschlossen. Ihr zweiter Anschluß X kann sowohl gemäß Fig.3a an dem positiven Versorgungsspannungsanschluß A₁ als auch gemaß Fig.3b an dem negativen Versorgungsspannungsanschluß A₂ angeschlossen werden. Dies entspricht zum einen der Parallelschaltung zu dem "oberen" Schalterelement S₂ und zum zweiten der Parallelschaltung zu dem "unteren" Schalterelement S₁. Die beiden Varianten sind funktionsmäßig gleichwertig, da durch die kapazitive Komponente CL des Lastkreises 10 eine Gleichspannungsauskopplung durchgeführt wird, der GE-Lampe nurmehr eine reine Wechselspannung zugeführt wird; dies ist eine Eigenheit der Halbbrückenschaltung. Vorteile ergeben sich abhängig von der Wahl der Bezugsgröße bei der Messung von Spannung/Strömen im Lastkreis. Werden 4 Schalterelemente als Vollbrücke in zwei parallelen Zweigen eingesetzt, so kann die GE-Lampe zwischen die Mittelabgriffe W beider Zweige geschaltet werden. Die Wechselspannung wird durch gleichzeitiges Schalten der kreuzweise gegenüberliegenden Schalterelemente bewirkt, der Spannungshub verdoppelt sich, es liegt zwischen den Mittelabgriffen W der beiden Halbbrücken von vorneherein -die Auskopplung CL entfällt- eine Wechselspannung an. Der in Fig. 2a,2b gezeigte Kondensator CL, welcher zur Gleichkomponenten-Auskopplung eingesetzt wird, kann entfallen. Der Lastkreis weist bei Ansteuerung mit einem Vollbrücken-Wechselrichter im gezündeten Zustand wirksam lediglich die induktive Komponente LL sowie die Entladungslampe GE auf. Aufgrund der induktiven Komponente wird es auch möglich die jeweiligen Ausgangszweige aus der spiegelsymetrischen Reihenschaltung je eines steuerbaren (Transistor) und eines passiven (Diode) Leistungs-Halbleiters aufzubauen
       Fig.4a zeigt die N-Typ-Schalterelemente, wie z.B. einen NPN-Transistor mit seinem Basisanschluß B und dem Bezugsanschluß "Emitter" zu welchem der Basisstrom hin abfließt. Gleichzeitig ist ein N-MOS-FET mit seinem Gate-Anschluß G dargestellt, dessen Bezugspunkt für die Ansteuerspannung sein Source-Anschluß ist (gegenüber welchem die Steuerspannung uSt,u₂' vorliegen muß). Hierzu gleichwertig können in dem Wechselrichter 20 auch die in Fig.4b dargestellten P-Typ-Transistoren Einsatz finden. Ihre Bezugspunkte für Steuerstrom und Steuerspannung liegen auf der jeweils anderen Potentialseite des Schalterelementes. Dies ist relevant für die Auslegung der Stromansteuerung und für die Gewinnung eine zusätzlichen Versorgungsspannung, da jeweils zu den genannten Bezugspunkten ein Steuerstrom oder eine Steuerspannung verfügbar sein muß. Im Sinne der Erfindung ist jede Kombination zweier Schaltertypen für einen Wechselrichterzweig einsetzbar.
  • Die Fig.5 und 6 zeigen zwei prinzipielle Ausführungsformen zur Gewinnung einer potentialverschobenen oder -verschiebbaren zweiten Versorgungsspannung UV2 aus einer in ihrem Potentialniveau festliegenden Versorgungsspannung UV1. Die beiden gezeigten Blockschaltbilder basieren auf einem gemeinsamen technischen Prinzip. Ein Energiespeicherelement, im Ausführungsbeispiel ein oder zwei Kondensatoren 40,41, wird über eine Einweg-Schaltungsanordnung, im Ausführungsbeispiel über eine Diode D₁, mit einem bestimmten Energiebetrag, im Ausführungsbeispiel mit einer vorgegebenen Ladung, versorgt. Die vorgegebene Ladung ist in dem oder den Kondensator(en) 40,41 gespeichert und erzeugt so die benötigte zweite Versorgungsspannung Uv2, welche gegenüber einem anderen Bezugspunkt zur Verfügung steht, als die sie speisende erste Versorgungsspannung UV1. Hierbei sind zwei Zeitintervalle zu unterscheiden, zum einen jenes, in welchem die Speicherkapazität(en) 40,41 geladen wird/werden, und zum zweiten das Zeitintervall, in welchem die Diode D₁ sperrt und die geladene Speicherkapazität durch Schalthandlung von S₁ oder S₂ so potentialverschoben wird, daß nach wie vor eine Ansteuerung des zweiten Elementes S₂ oder S₁ möglich ist.
  • In Fig.5 (zwei N-Typ-Schalterelemente) ist das zur Ladung der Speicherkapazität führende erste Zeitintervall während der Einschaltzeit des Schalterelementes S₁. Die erste Versorgungsspannung UV1 lädt über die Diode D₁ und den geschlossenen Schalter S₁ die Speicherkapazität 40,41 auf die Spannung UV2 auf. Im stationären Fall ist die Spannung UV2 in ihrer Amplitude identisch mit der Spannung UV1. In Reihe zu der Ladediode D₁ kann ferner zur initialen Strombegrenzung ein Widerstand oder ein anderes strombegrenzendes Element geschaltet sein, wie es in Fig.9 mit der Bezeichnung R₁ angedeutet ist. Die zweite zeitliche Phase beginnt mit Abschalten des Schalterelementes S₁ und Einschalten des Schalterelementes S₂. Der Mittelabgriff des Wechselrichter-Ausgangszweiges wird hierbei auf das Potentialniveau der vollen Zwischenkreis-Versorgungsspannung Uo verschoben; damit ist der eine Anschluß der Speicherkapazitäten 40,41 mit dem Mittelabgriff W gemeinsam auf das Potentialniveau der Spannung U₀ verschoben. Im Anwendungsbeispiel liegt diese Spannung zwischen 300 und 600 V. Für den Fall, daß die erste Vesorgungsspannung UV1=15V beträgt, die Speicherkapazität 40,41 vollständig geladen wird, und die Spannung U₀=600V beträgt, liegt nun der andere Anschluß der Speicherkondensatoren 40,41 auf 615V gegenüber dem negativen Anschluß A₂ der Spannung U₀. Eine Ansteuerung des NPN-Transistors oder des N-Kanal-MOS-FET S₂ ist und bleibt möglich. Die Diode D₁ sperrt, die erste Versorgungsspannung UV1, welche mit ihrem negativen Anschluß am Bezugspunkt A₂ des "unteren" Schalters S₁ angeschlossen ist, erlaubt gleichzeitig über eine Ansteuerschaltung 31 die Ansteuerung des ebenfalls aus einem N-Typ-Transistor bestehenden Schalterelementes S₁.
  • Auf gleiche Weise, jedoch mit zwei P-Typ-Schalterelementen arbeitet die potentialverschiebende Spannungserzeugungsschaltung gem. Fig.6, hier ist die erste Versorgungsspannung UV1 mit ihrem positiven Anschluß an dem positiven Anschluß der Zwischenkreis-Versorgungsspannung U₀ angeschlossen, die Aufladung der Speicherkapazitäten 40,41 erfolgt bei Einschalten des "oberen" Schalters S₂ in der Fig.5 entsprechenden Weise. Nach Abschalten des Schalters S₂ und Einschalten des Schalterelementes S₁ liegt der Mittelabgriff W sowie der positive Anschluß der Speicherkondensatoren 40,41 auf dem negativen Potential der Zwischenkreis-Versorgungsspannung U₀, somit liegt der andere Anschluß der Kapazitäten 40,41 entsprechend dem oberen Beispiel auf -15V gegenüber dem genannten negativen Anschluß von UO. Hierdurch ist und bleibt Schaltzustandsunabhängigkeit eine Ansteuerung des Schalters S₁ möglich, wenn hierfür ein P-Typ-Transistor eingesetzt wird.
  • Die Fig.7 zeigt ein Ausführungsbeispiel der stromgesteuerten Pegelverschiebung eines Ansteuersignales uSt, wie es vorteilhaft mit dem Ausführungsbeispiel der Fig.5 kombinierbar ist. Ein Steuerverstärker 50, vorzugsweise ein Operationsverstärker, steuert eine Stromquelle 51, die aus der Reihenschaltung eines Transistors T₄ und eines Strommeß-Shunts gebildet ist. Die Stromquelle 51 ist als Stromsenke ausgeführt, am Drain-Anschluß bzw. am Kollektor-Anschluß des steuernden Transistors T₄ (siehe hierzu Fig.12) wird ein fest vorgegebener Strom i bzw. iSt aufgenommen, der abhängig von der, vorzugsweise rechteckförmigen, Steuerspannung ust ist. Die Steuerschaltung 50 wird von der ersten Versorgungsspannung UV1 gespeist. Der Steuertransistor T₄ weist die Spannungsfestigkeit von zumindest U₀ auf. Der von der Stromquelle 51 aufgenommene Strom wird über einen Widerstand Rx geführt, welcher hier am positiven Anschluß der Versorgungsspannung UV2 angeschlossen ist. Dieser Widerstand ist gemäß dem Ausführungsbeispiel so dimensioniert, daß der an ihm entstehende Spannungsfall ux bei eingeschaltetem Strom gerade der halben Versorgungsspannung UV2 des "oben" liegenden Ansteuerteiles entspricht. Er kann jedoch auch ein Teil hiervon sein. Die Summe aus entstehendem Spannungsfall und Restspannung der Stromquelle soll nicht größer als die Versorgungsspannung UV2 werden. Hiermit kann ein Signal auch bei eingeschaltetem "unteren" Schalterelement jederzeit sicher übertragen werden.
  • Der genannte Spannungsfall ux stellt so eine potentialverschobene (verschiebbare) und dem Vorzeichen nach gespiegeltes Abbild der steuernden Spannung uSt dar. Er steuert eine Ansteuerschaltung 32, die bereits in den Fig. 5 und 6 gezeigt ist. Diese Ansteuerschaltung 32 wiederum steuert den "oben" liegenden Schalter S₂. Die Versorgungsspannung UV1, welche die Steuerung für die Stromquelle 51 speist, wird gemäß Fig.7 auch zur Speisung des unteren Schalterelementes S₁ herangezogen.
  • Auf dem gleichen Prinzip basiert die Ausführung gem. Fig.8, in welchem die erste Versorgungsspannung UV1 mit ihrem positiven Anschluß an dem positiven Anschluß der Versorgungsspannung U₀ angeschlossen ist. Hierbei wird von einem gleichen Steuerverstärker 50 eine Stromquelle 51 angesteuert, welche einen von der Steuerspannung uSt abhängigen Strom iSt an den Widerstand Rx abgibt. Dieser Widerstand ist gemäß Fig.8 an dem negativen Anschluß der den unteren Schalter S₁ ansteuernden Spannungsversorgung UV2 angeschlossen. Bezüglich diesem Punkt entsteht auch die an ihm abfallende potentialverschobene und gespiegelte Steuerspannung ux, welche über einen Ansteuerverstärker 31, wie in Fig.6 gezeigt, das Schalterelement S₁ ansteuert. Hierbei ist der Bezugspunkt für die Ansteuerung der Mittelabgriff W, eine Steuerspannung oder ein Steuerstrom wird bezüglich diesem Punkt für das P-Typ-Schalterelement S₁ abgegeben. Das Ausführungsbeispiel von Fig.8 ist vorteilhaft kombinierbar mit dem von Fig.6. Die jeweils dargestellten zwei Versorgungsspannungen UV1 und UV2 können korrespondieren. Die Ausführungsbeispiele von Fig.7 und Fig.8 sind jedoch nicht alleine auf die Verwendung mit Spannungserzeugungsschaltungen gemäß Fig.5 und Fig.6 anwendbar, vielmehr können diese auch angewendet werden, wenn zwei herkömmliche, potentialfreie und unabhängig voneinander zur Verfügung stehende Spannungsversorgungen UV1,UV2 verwendet werden.
  • Anhand von Fig.12 soll eine mögliche Realisierung einer Stromsenke 51 gezeigt werden, wie sie in dem Ausführungsbeispiel von Fig.7 anwendbar ist. Eine Steuerspannung u₂ oder uSt die die Frequenz f und das Tastverhältnis d der erwünschten Ausgangs-Wechselspannung uW aufweist, wird über einen Spannungsteiler einem als nichtinvertierender Verstärker geschalteten Operationsverstärker OV zugeführt. Die diesem vorgeschaltete Spannungsteilung ist erforderlich um den Spannungsabfall am Strommeßshunt R₄ klein zu halten. OV 51 dient der Beschleunigung des Schaltvorganges bei gleichzeitigem hochohmigen Eingangswiderstand. Auf diese Weise kann die Restspannung der Stromquelle klein gehalten werden, der Signalhub der gespiegelten Spannung ux kann erhöht werden. Dem Rückkopplungsanschluß, d.h. dem invertierenden Anschluß dieses Verstärkers wird ein stromproportionales Signal zugeführt. An dem Ausgang des Verstärkers OV ist der Gate-Anschluß eines MOS-FET angeschlossen, dessen Source-Anschluß einen Widerstand R₄ speist. An diesem Widerstand R₄ fällt die zum negativen (invertiertem) Eingang des Verstärkers rückgekoppelte strompropotionale Spannung ab. Am Drain/Kollektor-Anschluß des Transistors T₄ wird dabei ein von der Steuerspannung uSt abhängiger Steuerstrom "gezogen", die Schaltung weist die Funktion einer Stromsenke auf. Auf entsprechende Weise kann eine Schaltung als Stromquelle 51 für das Ausführungsbeispiel von Fig.8 geschaltet werden.
    Für schnelle Schaltzeiten ist es besonders vorteilhaft, bipolare Transistoren anstelle von MOST-FETS einzusetzen.
  • In den bislang erläuterten Figuren wird davon ausgegangen, daß die eine zur Verfügung stehende Spannungsversorgung UV1 als Versorgungsspannung für die wesentlichen Steuer- und Überwachungselemente des EVG dient. Dies deshalb, da die wesentlichen Versorgungströme für die Ansteuerung und Überwachung und Steuerung hier anfallen. Durch Wahl des Bezugspunktes dieser ersten Versorgungsspannung, d.h. ob ihr negativer Anschluß mit dem negativen Anschluß A₂ der Spannung U₀ verbunden ist oder ob ihr positiver Anschluß A₁ mit dem positiven Anschluß der Spannung U₀ verbunden ist, wird der Bezugspunkt für System-Meßgrößen festgelegt. Werden beispielsweise Lastspannung und Laststrom in einem Lastkreis gemäß Fig.2a und Fig.2b gemessen, so kann dies über einen separaten Shunt bzw. einen Spannungsteiler geschehen. Deren jeweiliger Bezugspunkt wird dabei vorteilhaft so gewählt, daß er mit dem Bezugspunkt der ersten Spannungsversorgung UV1 übereinstimmt, so daß alle Meßgrößen gegenüber einem Bezugspunkt vorliegen, an welchem auch die Steuer- und Überwachungschaltung des EVG 1 angeschlossen sind. Potentialverschiebungen und Störgrößen können auf diese Weise sicher vermieden werden. Das eigentliche Schalten der Schaltererlemente S₁ und S₂ bleibt für die Meßgrößen ohne Einfluß. Diesbezüglich ist es ebenfalls relevant, ob die Lastschaltung 10 gemäß Fig.3a oder gemäß Fig.3b an den einen Wechselrichterzweig angeschlossen wird oder ob eine Vollbrücken-Schaltung gewählt wird. Eine Strommessung ist so entweder gegenüber dem positiven Anschluß A₁ der Versorgungsspannung U₀, gegenüber dem negativen Anschluß A₂ der Versorgungsspannung U₀, oder sogar direkt gegenüber dem Ausgangs-Anschluß W möglich.
  • Die Störungsarmut der Signalübertragung mit Stromquelle erlaubt im Ergebnis die sichere Ansteuerung eines zumindest zwei Schalt(er)elemente aufweisenden Wechselrichterzweiges. Die Amplitude der die ansteuerinformationtragenden Steuerspannung uSt wird gemäß den Ausführungsbeispielen über eine als Störgröße wirkende wesentlich höhere Potentialdifferenz bzw. über hohe Potentialsprünge übertragen. Beispielsweise ist die Amplitude der Steuerspannung uSt=10V die als Störspannung wirkende Potentialverschiebung bei Schalten der Schalterelemente S₁ und S₂ beträgt ca. 600V.
  • Fig.9 zeigt als detailiertes Blockschaltbild das Ausführungsbeispiel von Fig.7 in Kombination mit dem von Fig.5. Es finden N-Typ-Transistoren Anwendung. Neben den bereits erläuterten Schaltungsteilen ist hier im "oberen" Ansteuerkreis ein hysteresebehafteter Komparator K₂ vorgesehen. Dieser kann auch durch einen Schmitt-Trigger gebildet sein. Er steuert einen Ansteuerverstärker 11, welcher das Schalterelement S₂ steuert. Dem Komparator K₂ wird das potentialverschobene Steuersignal ux zugeführt. Die Schaltungselemente K₂ und V₂ entsprechen dem bisher gezeigten Schaltungsblock 32. Die anhand von Fig.7 erläuterte Stromsenke 51 wird von einem Steuersignal u₂ angesteuert, welches von einem bidirektional unterschiedlich wirkenden Laufzeitglied 14 abgegeben wird. Das Eingangssignal des Laufzeitgliedes 14 wird von der erläuterten Steuerspannung uSt (einer pulsbreitengesteuerten oder pulsfolgegesteuerten Rechteckwechselspannung) angesteuert. Der von der Stromsenke 51 aufgenommene Strom wird wie in Fig.7 erläutert über den an dem positiven Anschluß der "oben" liegenden Versorgungsspannung UV2 angeschlossenen Widerstand Rx geleitet. In Fig.9 ist ferner ein logischer Inverter 16 vorgesehen, der die Steuerspannung uSt zur Ansteuerung des zweiten Schalterelementes S₁ komplementiert bzw. invertiert. Seinem Ausgang ist ebenfalls ein bidirektional unterschiedlich wirkendes Laufzeitglied nachgeschaltet, bevor ein Ansteuerverstärker 12 das Schalterelement S₁ ansteuert. Der Inverter 16 kann entfallen, wenn bereits die Invertierung der stromgesteuerten Spannungsquelle 51,Rx ein gegenphasiges Schalten der Schalter S₁ und S₂ erlaubt. Dies ist abhängig von der logischen Funktion des Komparators K₂ im "oben" liegenden Ansteuerkreis 32.
  • Ausgehend von der ersten Versorgungsspannung UV1 wird die zweite Versorgungsspannung UV2 über den Widerstand R₁ (welcher auch entfallen kann) und die Diode D₁ an der Speicherkapazität C₁ (siehe 40,41) gewonnen. Die an dem Kondensator C₁ gemäß dem Prinzipschaltbild von Fig.5 gewonne zweite Versorgungsspannung steuert den oberen Ansteuerkreis 32.
  • Fig. 10 zeigt das gemäß Fig.9 vewendete bidirektional wirkende Laufzeitglied 14,15. Durch das gezeigte Widerstands-Diodennetzwerk kann eine unterschiedliche Verschiebung der Einschalt- und Abschaltflanken des Steuersignales uSt jeweils für die beiden Schalterelemente S₁,S₂ erreicht werden. Prinzipiell entspricht die gezeigte Widerstands-Diodenschaltung mit dem nachgeschalteten Kondensator 52 einem Tiefpass, der abhängig davon, ob die Steuerspannung uSt positiv oder Null ist/wird, eine unterschiedliche Zeitkonstante aufweist. Diese Zeitkonstanten können mit Abgleichwiderständen 50,51 den Gegebenheiten im Wechselrichter-Ausgangszweig bzw. den Schaltzeiten, Speicherzeiten oder unterschiedlichen Laufzeiten angepaßt werden. Damit ist eine bidirektional unterschiedlich wirkende Laufzeitverzögerung erreichbar.
  • Die Fig. 11a bis 11d zeigen schematisch die Eigenständigkeit der vier Möglichkeiten, Gewinnung einer zweiten Versorgungsspannung bei PNP- oder NPN- Transistorbestückten Ausgangszweigen des Wechselrichters 20 und die Potentialverschiebung und Spiegelung des Steuersignales über die erfindungsgemäße Stromquelle und das Stromwandelelement Rx für die vorgenannten beiden Möglichkeiten der Wechselrichter-Ausgangszweigbestückung. Besonders vorteilhaft ist die Anwendung einer komplementären Gegentakt-Ausgangstufe S₁,S₂, d.h. die gezeigten Schalterelemente S₁ und 2 werden als unterschiedliche Typen gewählt, bzw. S₁ als P-Kanal FET und S₂ als N-Kanal FET.
  • Das logische Schaltverhalten des "oben" liegenden Schalterelementes S₂ bei ein- oder abgeschaltetem Strom der Stromquelle 51 wird abschließend kurz erläutert. Die begrenzte Speicherkapazität der Speicherkondenstoren 40, 41 bzw. C₁ wird vorteilhaft dadurch kompensiert, daß während eine Nachladung dieses Speicherkondensators nicht möglich ist, d.h. während das Schalterelement S₂ eingeschaltet ist, ein Stromfluß in dem Widerstand Rx beziehungsweise der Stromquelle 51 nicht auftritt. Dies bedeutet, daß dieser Strom iSt dann "Null" oder im abgeschalteten Zustand ist, wenn über die Ansteuerschaltung 32 das obere Schalterelement S₂ eingeschaltet ist. Auf diese Weise wird vorteilhaft eine zusätzliche Entladung des Speicherkondensators 40,41 vermieden, die Anpassung des logischen Schaltverhaltens kann entweder mittels des in Fig.9 dargestellten Komparators K₂ oder über die Ansteuerschaltung 32 direkt erfolgen.

Claims (16)

  1. Ansteuerschaltungsanordnung für einen Wechselrichter (20) in einem elektronischen Vorschaltgerät (1,EVG), welches zwischen eine Netzspannungsversorgung (220V,50Hz) und eine oder mehrere Gasentladungslampen (GE) schaltbar ist,
    mit einer einen positiven und negativen Anschluß aufweisenden Zwischenkreis-Versorgungsgleichspannung (Uo),
    mit einer an die Zwischenkreis-Versorgungsgleichspannung (Uo) anschließbaren Serienschaltung aus mindestens einem oberen (S₂) und einem unteren (S₁,D₁) Leistungs-Halbleiterschalter, welche abwechselnd ein- und ausschaltbar sind und von welchen mindestens einer über einen Steuereingang (B,G) so steuerbar ist, daß jeweils ein Halbleiterschalter (S₂;S₁,D₁) dann ausgeschaltet ist, wenn der jeweils andere Halbleiterschalter (S₁,D₁;S₂) eingeschaltet ist und
    mit mindestens einer Steuerschaltung (32,31,V₁,V₂,K₂) für die/den steuerbaren Leistungs-Halbleiterschalter (S₁,S₂),
    dadurch gekennzeichnet
    daß eine zwischen (W) den beiden Halbleiterschaltern (S₁,D₁;S₂) an einen die Gasentladungslampe (GE) enthaltenden Lastkreis (10) abgegebene Ausgangs-Wechselspannung (uW) abhängig von der/den Steuerschaltung(en) (32,31,V₁,V₂) zugeführtem(n) Steuersignal(en) (u₁,u₂,u₂',ust) ist und
    daß der Steuerschaltung (32,V₂,K₂) mindestens eines steuerbaren Leistungshalbleiters (S₁,S₂) ihr Steuersignal (u₂) über eine galvanisch verbundene Strom/Spannungwandlerschaltung (51,50,Rx) als pegelverschobenes Steuersignal (ux,u₂') zuführbar ist.
  2. Ansteuerschaltung gemäß Anspruch 1
    dadurch gekennzeichnet,
    daß die Ausgangsstufe des Wechselrichters (20) gebildet ist/sind:
    aus der Reihenschaltung zweier über je eine Steuerschaltung (32,31,V₁,V₂,K₂) und einen Steuereingang (B,G) steuerbaren Leistungs-Halbleiterschalter (S₁,S₂) oder
    aus der Reihenschaltung einer bezüglich der Zwischenkreis-Versorgungsspannung in Sperrichtung gepolten Leistungs-Diode (D₁) und eines steuerbaren Leistungs-Halbleiterschalters (S₂) oder
    aus zwei parallelen Zweigen der genannten Art, wobei die Ausgangs-Wechselspannung (uW) zwischen den Ausgangs-Anschlüssen (W) der beiden parallelen Zweige abgegeben wird.
  3. Ansteuerschaltung nach Anspruch 2
    dadurch gekennzeichnet,
    daß der Steuerschaltung (31,V₁) des einen steuerbaren Halbleiterschalters (S₁) ihr Steuersignal (u₁) direkt und der Steuerschaltung (32,V₂) des zweiten Halbleiterschalters (S₂) ihr Steuersignal (u₂) als pegelverschobenes Signal indirekt zugeführt ist.
  4. Ansteuerschaltung nach einem der vorherstehenden Ansprüche
    dadurch gekennzeichnet,
    daß die Steuerschaltung (32,V₂,K₂) des Leistungs-Halbleiterschalters (S₂), der mit dem pegelverschobenen über die Strom/Spannungswandlerschaltung (51,50,Rx) geführten Steuersignal (u₂',ux) angesteuert ist, einen Komparator (K₂), insbesondere einen hysteresebehafteten Schmitt-Trigger, aufweist, dessen Ausgangssignal (u₂') direkt oder über einen nachgeschalteten Ansteuerverstärker (V₂) dem steuerbaren Halbleiterschalter (S₂) zuführbar ist und dessen Eingangssignal von dem pegelverschobenen Steuersignal (ux) gebildet ist.
  5. Ansteuerschaltung nach Anspruch 1,
    dadurch gekennzeichnet,
    daß die Strom/Spannungswandlerschaltung (51,5O,Rx) eine Reihenschaltung folgender Elemente aufweist:
    ein Umsetzelement, insbesondere einen Widerstand (Rx), zur Erzeugung des pegelverschobenen Steuersignales als Steuerspannung (ux) für den einen Leistungs-Halbleiterschalter (S₂) und
    eine Stromquelle oder -senke (51), insbesondere eine von einem Operationsverstärker (50) geregelte spannungsgesteuerte Stromquelle oder -senke, welche das auf dem Potentialniveau des anderen Leistungs-Halbleitersschalters (S₁) liegende Steuersignal (u₂,ust) in ein proportionales Stromsignal (ist) umsetzt, welches mittels der Reihenschaltung dem Umsetzelement (Rx) zugeführt ist.
  6. Ansteuerschaltung nach Anspruch 2
    dadurch gekennzeichnet,
    daß die beiden Steuersignale (u₁,u₂') im wesentlichen komplementäre Rechtecksignale einer frei vorgebbaren Frequenz (f) für einen fremdgesteuerten Wechselrichter (20), insbesondere einen Vollbrücken-Gegentakt-Wechselrichter oder einen Halbbrücken-Wechselrichter, sind, wobei die jeweiligen Flanken der Signale (u₁,u₂') so gegeneinander zeitverschoben (14,15) sind, daß die jeweils in Serie geschalteten steuerbaren Leistungs-Halbleiterschalter (S₁,S₂) nicht gleichzeitig eingeschaltet sind, bzw. werden.
  7. Ansteuerschaltung nach Anspruch 6
    dadurch gekennzeichnet,
    daß das Rechtecksignale (ist,ux), welches von der Strom/Spannungswandlerschaltung (50,51,Rx) übertragen wird, zwischen den astabilen Zuständen "Null" und "vorgegebener Wert" oder zwischen zwei unterschiedlichen vorgegebenen Werten (ist,ist/2) schaltet.
  8. Ansteuerschaltung nach Anspruch 1 bis Anspruch 7,
    dadurch gekennzeichnet,
    daß die beiden in Serie geschalteten steuerbaren Leistungs-Halbleiterschalter (S₁,S₂) des Wechselrichter-Ausgangszweiges komplementäre Transistoren, bzw. MOS-FETs, sind, oder daß eine quasi-komplentäre Bestückung mit je zwei P-Kanal MOS FETs, bzw. PNP-Transistoren, oder je zwei NPN-Transistoren bzw. N-Kanal MOS-FETs vorgesehen ist.
  9. Ansteuerschaltung nach einem oder mehreren des vorhergehenden Ansprüche insbesondere in Kombination mit Anspruch 1,
    mit einer ersten Versorgungsgleichspannung (UV1) zur Speisung der einen Steuerschaltung (31,V₁),
    dadurch gekennzeichnet
    daß während des Einschaltens des von der einen Steuerschaltung (31,V₁) angesteuerten ersten Leistungs-Halbleiterschalters (S₁) mindestens eine Kapazität (C₁,40,41) über eine Diode (D₁), insbesondere über die Reihenschaltung aus der Diode (D₁) und einem Strombegrenzungselement (R₁), geladen wird und daß bei Abschaltung des ersten Halbleiterschalters (S₁) und während des Einschalten des zweiten Leistungs-Halbleiterschalters (S₂) die Diode (D₁) sperrt und die in dem mindestens einen Kondensator (40,41,C₁) gespeicherte Ladung eine zweite durch die Schalthandlung potentialverschobene Versorgungsspannung (UV2) zur Ansteuerung des zweiten Halbleiterschalters (S₂) bildet.
  10. Ansteuerschaltung nach Anspruch 6,
    dadurch gekennzeichnet,
    daß die Einschalt- und Abschaltflanken der Ansteuersignale (ust,u₁,u₂) über ein Widerstands-Dioden-Netzwerk (50,50a,50b,51,51a,51b) und eine Kapazität (52) oder eine entsprechende Schaltungsanordnung so gegeneinander verschoben werden, daß die Schaltzeiten der Leistungs-Halbleiter (S₁,S₂) insbesondere in der Eigenschaft des eingesetzten Wechselrichters, berücksichtigbar sind.
  11. Ansteuerschaltung nach einem der Ansprüche 1, bis 9
    dadurch gekennzeichnet,
    daß das pegelverschobene Steuersignal (ux) zwischen Ein- und Abschalten des von diesem angesteuerten Halbleiterschalters (S₂) einen Spannungshub aufweist, der im wesentlichen der Hälfte der Versorgungsspannung (UV1,UV2) der angesteuerten Steuerschaltung (32,V₂,K₂) entspricht, wobei die Summe aus Signalspannungshub (ux) und Restspannung an der Stromquelle oder -senke (51) die Versorgungsspannung (UV1,UV2) nicht überschreitet und
    daß der Signal-Spannungshub (ux) gegenüber dem Bezugspunkt des angesteuerten Halbleiterschalters (S₂) ein invertiertes (gespiegeltes) Steuersignal (u₂') bildet, verglichen mit dem die Stromquelle bzw. -senke und den anderen Halbleiterschalter (S₁) steuernden rechteckförmigen Steuersignal (ust).
  12. Verfahren zur Ansteuerung mindestens eines Leistungs-Schalterelementes (S₁,S₂), vorzugsweise in einem Steller oder Wechselrichter (20), welcher Bestandteil eines elektronischen Vorschaltgerätes (EVG,1) zur Speisung von Gasentladungslampen (GE) ist,
    dadurch gekennzeichnet,
    daß eine Ausgangs-Wechselspannung (uW) abgegeben wird, deren Frequenz (f) und/oder Tastverhältnis (d) variiert wird, und daß ein Steuersignal (u₂), welches zur Abgabe der Ausgangs-Wechselspannung (uW) und zur Ansteuerung des Schalterelementes (S₂) vorgesehen ist, dessen Ansteuer-Bezugspunkt oder Steuerschaltung (32,V₂,K₂,Emitter,Source) mit der Ausgangs-Wechselspannung (uW) relativ zu dem Bezugspunkt des Steuersignales (u₂) potentialverschoben wird, über eine Strom/Spannungswandlung (31,50,Rx) entsprechend pegelverschoben (u₂') wird.
  13. Verfahren nach Anspruch 12,
    dadurch gekennzeichnet,
    daß ein erstes und zweites steuerbares Schalterelement (S₁,S₂) vorgesehen und in Reihe geschaltet werden, wobei am Mittelabgriff (W) zwischen den Schalterelementen (S₁,S₂) die Ausgangs-Wechselspannung (uW) abgegeben wird,
    daß das erste (S₁) und das zweite (S₂) Schalterelement mit im wesentlichen komplementären Steuersignalen (u₁,u₂,u₂') ein und abgeschaltet werden und/oder,
    daß sich auf dem Potentialniveau der Steuerschaltung (31,V₁) des in seinem Ansteuer-Bezugspunkt festliegenden Schaltungselementes S₁ die verbleibende Steuerelektronik des elektronischen Vorschaltgerätes (1) befindet.
  14. Verfahren nach Anspruch 13,
    gekennzeichnet durch,
    die Ansteuerung eines bezüglich einer GLeichspannungs-Versorgung (U₀) zwei parallele Ausgangszweige aufweisenden Wechselrichters (20), wobei die Ausgangs-Wechselspannung (uW) zwischen den jeweiligen Mittelabgriffen (W) der Zweige abgegeben wird und eine Frequenz (f) aufweist, die vorzugsweise oberhalb von 100kHz liegt.
  15. Anwendung einer strom- oder spannungsgesteuerten Stromquelle oder -senke (51,50,T₄,R₄,OV) bei der Potentialverschiebung (u₂',ux) eines Ansteuersignals (u₂) für mindestens ein über einen Steuereingang (B,G) steuerbares Leistungs-Schalterelement (S₁,S₂) in einem Wechselspannungsgenerator, einem Wechselrichter (20) oder einem Tief- oder Hochsetzsteller eines elektronischen Vorschaltgerätes (1).
  16. Anwendung einer Spannungserzeugungsschaltung (R₁,D₁,C₁,40,41) bei der Bereitstellung einer potentialverschiebbaren oder zweiten Versorgungsgleichspannung (UV2), deren einer Anschluß an dem Ausgangsanschluß eines Stellers oder dem Mittelabgriff (W) zwischen zwei in Serie geschalteten Leistungs-Schalterelementen (S₁,S₂) des Stellers oder des Wechselrichters (20) gemäß Anspruch 10 liegt, aus einer ersten Versorgungsgleichspannung (UV1), deren einer Anschluß potentialgebunden oder mit entweder dem positiven oder dem negativen Anschluß einer den Steller oder den Wechselrichter (20) speisenden Zwischenkreis-Versorgungsgleichspannung (Uo) verbunden ist, unter Ein- bzw. Abschalten eines des zweiten, vorzugsweise aus der ersten Versorgungsgleichspannung (UV1) angesteuerten, Leistungs-Schalterelementes (S₁).
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