EP0399201B1

EP0399201B1 - Lichtblitzwarnanlage

Info

Publication number: EP0399201B1
Application number: EP90107160A
Authority: EP
Inventors: Werner Lepper; Dieter Nolte; Peter Schulte
Original assignee: Hella KGaA Huek and Co
Current assignee: Hella GmbH and Co KGaA
Priority date: 1989-05-26
Filing date: 1990-04-14
Publication date: 1994-01-05
Anticipated expiration: 2010-04-14
Also published as: EP0399201A1; DE3917062C2; US5140226A; DE3917062A1

Description

Die Erfindung betrifft eine Lichtblitzwarnanlage, mit einer Spannungsquelle, mit einem mit der Spannungsquelle verbundenen Sperrwandler, mit zwei mit dem Sperrwandler verbundenen Speicherkondensatoren, mit einer parallel zu den Speicherkondensatoren geschalteten Blitzröhre, mit einem Zündschaltkreis, mit einem elektrischen Schalter in Serie mit dem ersten Speicherkondensator und mit einer ersten elektrischen Spannungsfühleinrichtung, die die Ladespannung des ersten Speicherkondensators ermittelt und mit einer vorgegebenen ersten Referenzspannung vergleicht.
Aus der US-PS 36 44 818 ist eine derartige Lichtblitzwarnanlage bekannt, die zwei Speicherkondensatoren aufweist, von denen einer in Serie mit einem elektrischen Schalter geschaltet ist. Ist der elektrische Schalter geschlossen, so werden beide Speicherkondensatoren auf die gleiche Ladespannung aufgeladen. Ist der elektrische Schalter geöffnet, so wird der erste Speicherkondensator über einen Widerstand wesentlich langsamer aufgeladen, als der zweite Speicherkondensator. Durch diese Maßnahmen soll die der Blitzröhre zugeführte elektrische Energie und damit die Lichtblitzenergie abhängig von der Schalterstellung beeinflußbar sein.
Diese vorbekannte Lichtblitzwarnanlage weist auch eine elektrische Spannungsfühleinrichtung auf, die die Ladespannung des ersten Speicherkondensators ermittelt und mit einer vorgegebenen Referenzspannung vergleicht. Diese Spannungsfühleinrichtung steuert jedoch nicht den elektrischen Schalter.
Die vorbekannte Lichtblitzwarnanlage weist jedoch Nachteile auf. Der dortige elektrische Schalter ist als handbetätigter Schalter ausgebildet und ermöglicht, abhängig von seinem Schaltzustand, nur zwei mögliche Energieniveaus, die in den Speicherkondensatoren gespeichert werden können. Der Widerstand, der die langsamere Aufladung des zweiten Kondensators bewirkt, führt nur dann zu einer wesentlich verringerten Aufladung des ersten Speicherkondensators, wenn der Sperrwandler nach einer vorgegebenen Zeitdauer abgeschaltet wird, wenn z. B. der zweite Speicherkondensator aufgeladen ist, das heißt, es ist eine aufwendige Steuerung des Sperrwandlers erforderlich. Bei der vorbekannten Lichtblitzwarnanlage müssen beide Kondensatoren die gleiche Spannungsfestigkeit aufweisen, auch wenn der erste Speicherkondensator auf eine niedrigere Spannung aufgeladen wird als der zweite Speicherkondensator. Das heißt, der erste Speicherkondensator muß entsprechend kostenaufwendig und mit großem Platzbedarf gewählt werden.
Aus der EP-A1 0 219 999 ist eine Lichtblitzwarnanlage bekannt, bei der ein elektrisch steuerbarer Schalter vorgesehen ist. Dieser elektrisch steuerbare Schalter bewirkt eine Aufladung des ersten Speicherkondensators erst dann, wenn der zweite Speicherkondensator aufgeladen und über die Blitzröhre entladen wurde. Diese Maßnahmen dienen zur Erzeugung eines Doppelblitzes der Lichtblitzwarnanlage mit einer Blitzröhre, wobei der zweite erzeugte Lichtblitz eine größere Intensität aufweisen soll als der erste erzeugte Lichtblitz.
Diese vorbekannte Lichtblitzwarnanlage hat den Nachteil, daß sie nur zur Erzeugung von Doppellichtblitzen geeignet ist. Die Erzeugung eines Lichtblitzes mit veränderlicher Energie beziehungsweise Blitzlichtintensität ist damit jedoch nicht möglich.
Die Erfindung hat die Aufgabe, eine Lichtblitzwarnanlage zu schaffen, die einfach und kostengünstig herstellbar ist und die bei sicherer Zündung der Blitzröhre eine weitgehende Beeinflussung der Energie oder Lichtblitzintensität des erzeugten Lichtblitzes ermöglicht.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der Schalter elektrisch steuerbar ist und daß die erste Spannungsfühleinrichtung den Schalter öffnet, wenn die Ladespannung des ersten Speicherkondensators die erste Referenzspannung übersteigt.
Dadurch, daß der Schalter elektrisch steuerbar ausgebildet ist, kann der Schalter durch weitere elektrische Einrichtungen der Lichtblitzwarnanlage beeinflußt und damit die Aufladung des ersten Kondensators gesteuert werden. Die Referenzspannung kann nun nahezu beliebig gewählt werden, solange sie zwischen den Werten O Volt und der maximalen zulässigen Ladespannung des ersten Speicherkondensators liegt. Im Höchstfalle kann die Referenzspannung der höchstzulässigen Ladespannung des zweiten Speicherkondensators entsprechen, falls die maximale Ladespannung des ersten Kondensators entsprechend hoch gewählt wurde. Erfindungsgemäß öffnet die Spannungsfühleinrichtung den elektrisch steuerbaren Schalter, wenn die Ladespannung des ersten Speicherkondensators die vorgegebene gewünschte erste Referenzspannung übersteigt.
Die erfindungsgemäße Lichtblitzwarnanlage hat gegenüber dem Vorbekannten insbesondere den Vorteil, daß durch den zweiten, auf volle Ladespannung aufgeladenen, Speicherkondensator mit vergleichsweise kleiner Kapazität die sichere Zündung der Blitzröhre bewirkt wird. Die elektrische Energie zum Weiterbetrieb der Blitzröhre wird dann von dem ersten Kondensator mit gegebenenfalls geringer Ladespannung, aber deutlich höherer Kapazität als der des zweiten Speicherkondensators geliefert. Durch die Vorgabe der Referenzspannung läßt sich nun die Ladespannung des ersten Speicherkondensators und damit die Lichtenergie oder Lichtintensität des Lichtblitzes der erfindungsgemäßen Lichtblitzwarnanlage in weiten Grenzen beeinflussen.
Die erfindungsgemäße Lichtblitzwarnanlage hat den weiteren Vorteil, daß die maximale Ladespannung bzw. die Spannungsfestigkeit des ersten Speicherkondensators gegenüber dem Vorbekannten kleiner gewählt werden kann, weil nach dem Zünden der Blitzröhre für den Weiterbetrieb der Lichtblitzwarnanlage zum Erhalt des Lichtbogens der Lichtröhre, verglichen mit der Zündspannung, geringe Spannungen ausreichen. Häufig liegt die erforderliche Zündspannung von Blitzröhren bei ca. 500 Volt, wogegen die Spannung zur Aufrechterhaltung der Gasentladung der Blitzröhre bei etwa 150 Volt liegt. Durch die erfindungsgemäßen Maßnahmen kann der erste Speicherkondensator, verglichen mit dem Vorbekannten, kleiner gewählt werden und der Aufbau der erfindungsgemäßen Lichtblitzwarnanlage ist gegenüber dem Vorbekannten günstiger. Zudem beansprucht der erste Speicherkondensator der erfindungsgemäßen Lichtblitzwarnanlage gegenüber dem Vorbekannten weniger Platz.
Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der erfindungsgemäßen Lichtblitzwarnanlage ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Die erste Spannungsfühleinrichtung kann vorteilhaft einen Spannungsteiler, bestehend aus zwei Widerständen, parallel zum ersten Speicherkondensator aufweisen. Der Spannungsabfall am Mittelabgriff des Spannungsteilers ist dann der Ladespannung des ersten Speicherkondensators proportional, weist jedoch, verglichen mit dieser Ladespannung, einen vergleichsweise geringen Absolutwert auf. Dies vereinfacht die Weiterverarbeitung der Ladespannung in der Spannungsfühleinrichtung, weil vergleichsweise geringe Spannungswerte ermittelt und mit einer vorgegebenen Referenzspannung verglichen werden müssen.
Die erste Spannungsfühleinrichtung kann vorteilhaft eine Vergleicherschaltung aufweisen, die als handelsüblicher Komparator frei käuflich ist. Diese Vergleicherschaltung kann in diesem Zusammenhang den Spannungsabfall am Mittelabgriff des Spannungsteilers mit einer vorgegebenen ersten Referenzspannung vergleichen und den elektrischen Schalter öffnen, wenn der Spannungsabfall die erste Referenzspannung übersteigt. Als Referenzspannung kann hier ein vergleichsweise geringer Spannungswert verwendet werden, der einfach aus der Gleichspannung zur Spannungsversorgung der Primärseite des Spannungswandlers gewonnen werden kann.
Es ist weiterhin vorteilhaft, eine Schutzdiode parallel zum elektrischen Schalter vorzusehen, um bei der Ausbildung des elektrischen Schalters als Transistor, insbesondere als Feldeffekttransistor, beim Öffnen des elektrischen Schalters eine Überlastung des elektrischen Schalters durch Überspannungen zu verhindern.
Es ist besonders vorteilhaft, wenn eine Leistungssteuerschaltung für den Sperrwandler vorgesehen ist, wobei die Leistungssteuerschaltung die Ausgangsleistung des Sperrwandlers vermindert, wenn die Spannungsfühleinrichtung den Schalter öffnet. Wenn die Ladespannung des ersten Speicherkondensators die vorgegebene erste Referenzspannung übersteigt, dann wird der elektrisch steuerbare Schalter geöffnet und wenn keine weiteren Maßnahmen vorgesehen sind, wird der zweite Speicherkondensator mit der vollen Sperrwandlerleistung weiter aufgeladen. Diese Aufladung erfolgt dann in sehr groben Stufen und sehr schnell und kann gegebenenfalls zu einer elektrischen Überlastung des zweiten Speicherkondensators führen und dessen Zerstörung bewirken, weil die Spannungsfestigkeit des zweiten Speicherkondensators zwar vergleichsweise hoch ist, dessen Kapazität jedoch gering ist. Mit den vorbeschriebenen Maßnahmen wird die Wandlerausgangsleistung vermindert, wenn nur noch der zweite Speicherkondensator aufgeladen wird, so daß eine elektrische Überlastung des zweiten Speicherkondensators und damit dessen mögliche Zerstörung vermieden wird.
Es ist vorteilhaft, wenn die Leistungsteuerschaltung einen Oszillator aufweist, dessen Ausgangsleistung bzw. elektrisches Ausgangssignal abhängig von der Schalterstellung des elektrischen Schalters veränderlich ist. Es ist besonders vorteilhaft, wenn die Leistungsteuerschaltung einen Rechteck-Oszillator aufweist, dessen Ausgangssignal in der Frequenz und/oder in der Pulsbreite elektrisch veränderlich ist.
Man kann weiterhin eine zweite Spannungsfühleinrichtung vorsehen, die die Ladespannung des zweiten Speicherkondensators ermittelt und mit einer vorgegebenen zweiten Referenzspannung vergleicht und die den Sperrwandler ausschaltet, wenn die Ladespannung des zweiten Speicherkondensators die zweite Referenzspannung übersteigt. Mit diesen Maßnahmen wird eine Aufladung des zweiten Speicherkondensators über dessen maximale Ladespannung hinaus einerseits vermieden. Zum anderen kann die erfindungsgemäße Lichtblitzwarnanlage durch diese Maßnahmen einfach und kostengünstig an Blitzröhren mit verschiedenen elektrischen Eigenschaften und damit an die Verwendung anderer Speicherkondensatoren angepaßt werden. Dies dient ebenfalls zum Schutz des zweiten Speicherkondensators gegen elektrische Überlastung und Zerstörung.
In diesem Zusammenhang kann die zweite Spannungsfühleinrichtung vorteilhaft einen Spannungsteiler aufweisen, der aus zwei Widerständen besteht und parallel zum zweiten Speicherkondensator angeordnet ist. Auch hier ergibt sich der Vorteil, daß am Mittelabgriff des Spannungsteilers eine Spannung ermittelt werden kann, die der Ladespannung des zweiten Speicherkondensators proportional ist, jedoch einen, verglichen mit der Ladespannung des zweiten Speicherkondensators, geringen absoluten Spannungswert aufweist und entsprechend einfach und ungefährlich ermittelbar und in der zweiten Spannungsfühleinrichtung weiter verarbeitbar ist.
Auch die zweite Spannungsfühleinrichtung kann eine Vergleicherschaltung aufweisen, die den Spannungsabfall am Mittelabgriff des Spannungsteilers der zweiten Spannungsfühleinrichtung mit einer vorgegebenen zweiten Referenzspannung vergleicht, und den Sperrwandler ausschaltet, wenn der Spannungsabfall die zweite Referenzspannung übersteigt. Auch hier ergibt sich der Vorteil, daß als zweite Referenzspannung ein vergleichsweise geringer Spannungswert verwendet werden kann, der einfach und kostengünstig aus der Gleichstromversorgungsspannung der Primärseite des Spannungswandlers gewonnen werden kann.
Um eine periodisch wiederkehrende Erzeugung von Lichtblitzen mit der erfindungsgemäßen Lichtblitzwarnanlage zu ermöglichen, ist es besonders vorteilhaft, wenn ein Taktgenerator zum periodischen Zünden der Blitzröhre vorgesehen ist. Die Taktfrequenz des Taktgenerators und damit die Blitzfrequenz der erfindungsgemäßen Lichtblitzwarnanlage wird vorteilhaft so gewählt, daß sie geringer ist, als die Ladefrequenz zur Aufladung des ersten und zweiten Speicherkondensators, um einerseits eine sichere Zündung der Blitzröhre bei jedem Lichtblitz zu ermöglichen und um andererseits Lichtblitze mit der durch die Ladespannung des ersten Kondensators vorgegebenen Lichtblitzenergie zu erzeugen.
Es ist besonders vorteilhaft, wenn die Leistungssteuerschaltung ein RC-Glied aufweist, dessen Ladezeitkonstante durch einen fünften Widerstand parallel zu einem sechsten Widerstand veränderbar ist. Das RC-Glied bestimmt dann die Grundfrequenz, mit der der Sperrwandler angesteuert wird. Wird der elektrische Schalter geschlossen, so wird der sechste Widerstand parallel zum fünften Widerstand geschaltet, so daß sich die Ladezeitkonstante des RC-Gliedes ändert und die Frequenz, mit der der Sperrwandler angesteuert wird, geändert wird. Zur einfachen Parallelschaltung des sechsten Widerstandes mit dem fünften Widerstand des RC-Gliedes kann vorteilhaft in Serie zum fünften Widerstand und parallel zum sechsten Widerstand ein dritter Transistor vorgesehen sein, der durch die Spannungsfühleinrichtung steuerbar ist.
Ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Lichtblitzwarnanlage ist in den Zeichnungen dargestellt und wird im folgenden anhand der Zeichnungen näher erläutert.
Es zeigen

Figur 1 schematisch ein elektrisches Schaltbild einer erfindungsgemäßen Lichtblitzwarnanlage und
Figur 2 Spannungsverläufe über der Zeit eines Oszillators der Lichtblitzwarnanlage nach Figur 1.

In Figur 1 ist der positive Pol einer Spannungsquelle (S), die als Batterie z. B. eines Luftfahrzeuges ausgebildet sein kann, mit der primärseitigen Windung eines Sperrwandlers (W) leitend verbunden, die andererseits über einen zweiten Transistor (T2), der als Metalloxydschicht-Feldeffekttransistor ausgebildet ist, mit dem negativen Pol der Spannungsquelle (S) verbunden ist. Aus der Spannungsquelle (S) wird ein Taktgenerator (T) mit Spannung versorgt, der periodische Ausgangssignale erzeugt und damit eine Zündschaltung (Z) ansteuert, die ebenfalls aus der Spannungsquelle (S) mit Spannung versorgt wird.
Die sekundärseitige Windung des Sperrwandlers (W) ist über eine erste Diode (D1), die als Gleichrichterdiode wirkt, mit einer Anode einer Blitzröhre (B) leitend verbunden, deren Kathode über eine zweite Diode (D2) und eine dritte Diode (D3), die antiparallel geschaltet sind, mit dem anderen Anschluß der sekundärseitigen Windung des Sperrwandlers verbunden ist. Die Kathode der Blitzröhre (B), die Kathode der zweiten Diode (D2) und die Anode der dritten Diode (D3) sind parallel mit dem negativen Pol der Spannungsquelle (S) leitend verbunden. Die Blitzröhre (B) weist eine Zündelektrode auf, die mit der Zündschaltung (Z) leitend verbunden ist.
Die Kathode der Gleichrichterdiode (D1) ist über einen ersten Kondensator (C1), der als erster Speicherkondensator verwendet wird, und eine vierte Diode (D4), die als Entladediode wirkt, mit dem negativen Pol der Spannungsquelle (S) verbunden. Parallel zur vierten Diode (D4) ist ein erster Transistor (T1) in Serie mit einer fünften Diode (D5) geschaltet, der als Metalloxydschicht-Feldeffekttransistor ausgebildet ist. Die fünfte Diode (D5) dient dem Schutz des ersten Transistors (T1) gegen Überlastung bei der Entladung des ersten Kondensators (C1).
Weiterhin ist parallel zum ersten Speicherkondensator (C1) ein Spannungsteiler, bestehend aus einem ersten Widerstand (R1) und einem zweiten Widerstand (R2), vorgesehen, dessen Widerstände einerseits mit der Kathode, mit der ersten Diode (D1) und andererseits mit dem negativen Pol der Spannungsquelle (S) leitend verbunden sind. Ein zweiter Kondensator (C2), der als zweiter Speicherkondensator bzw. Hilfskondensator verwendet wird, ist parallel zu einem zweiten Spannungsteiler, bestehend aus einem dritten Widerstand (R3) und einem vierten Widerstand (R4), einerseits mit der Kathode der Gleichrichterdiode (D1) und andererseits mit dem negativen Pol der Spannungsquelle (S) leitend verbunden.
Die Spannung am Mittelabgriff des ersten Spannungsteilers, bestehend aus den ersten Widerstand (R1) und dem zweiten Widerstand (R2), wird dem invertierenden Eingang einer ersten Vergleicherschaltung (V1) zugeführt, deren nichtinvertierender Eingang mit einer Referenzspannungsquelle (UR) leitend verbunden ist. Der Ausgang der ersten Vergleicherschaltung (V1) ist mit dem Steuereingang des ersten Metalloxydschicht-Feldeffekttransistors (T1) leitend verbunden und steuert diesen. Weiterhin ist der Ausgang des ersten Vergleichers (V1) mit der Basis eines dritten Transistors (T3) leitend verbunden, der als bipolarer Transistor ausgebildet ist. Der Emitter des dritten Transistors (T3) ist mit einer Spannungsstabilisierungsschaltung (US) und mit einem Eingang der Referenzspannungsquelle (UR) verbunden.
Der Kollektor des dritten Transistors (T3) ist über einen fünften Widerstand (R5) mit einem Anschluß eines sechsten Widerstands (R6) und über einen dritten Kondensator (C3) mit dem negativen Pol der Spannungsquelle (S) und mit einem Eingang eines Hochfrequenz-Oszillators (O) leitend verbunden.
Die Spannung am Mittelabgriff des zweiten Spannungsteilers, bestehend aus dem dritten Widerstand (R3) und dem vierten Widerstand (R4), wird dem nichtinvertierendem Eingang eines zweiten Vergleichers (V2) zugeführt, dessen invertierender Eingang mit dem Ausgang der Referenzspannungsquelle (UR) verbunden ist. Der Ausgang des zweiten Vergleichers (V2) ist mit dem Hochfrequenz-Oszillator (O) leitend verbunden. Weiterhin wird die Spannung in der Verbindungsleitung zwischen der zweiten Diode (D2) und der dritten Diode (D3) und der sekundärseitigen Windung des Sperrwandlers (W) abgegriffen und einem invertierenden Eingang eines dritten Vergleichers (V3) zugeführt, dessen nichtinvertierender Eingang mit dem negativen Pol der Spannungsquelle (S) leitend verbunden ist. Das Ausgangssignal des dritten Vergleichers (V3) wird ebenfalls dem Hochfrequenz-Oszillator (O) zugeführt.
Der Hochfrequenz-Oszillator (O) steuert über einen Treiber oder Verstärker (A) den zweiten Metalloxydschicht-Feldeffekttransistor (T2). Diese Steuerung erfolgt abhängig von der Ladezeitkonstante des RC-Gliedes, gebildet aus dem dritten Kondensator (C3) und dem sechsten Widerstand (R6) bzw. gebildet aus dem dritten Kondensator (C3) und dem sechsten Widerstand (R6) parallel zum fünften Widerstand (R5). Weiterhin ist das Ausgangssignal des Hochfrequenz-Oszillators (O) abhängig von den Spannungen an den Mittelabgriffen der Spannungsteile und damit abhängig von den Ausgangssignalen des zweiten Vergleichers (V2) und des dritten Vergleichers (V3).
Die Funktion der erfindungsgemäßen Lichtblitzwarnanlage gem. Figur 1 wird nun anhand der Spannungsverläufe in Figur 2 näher erläutert:
In Figur 2 ist die Ausgangsspannung (U1) des Hochfrequenz-Oszillators (O) in Abhängigkeit von einer Zeit (t) dargestellt, wobei das Bezugszeichen (A), die Ausschaltzeitdauern und das Bezugszeichen (E) die Einschaltzeitdauern des Hochfrequenz-Oszillators (O) kennzeichnen.
Es sei angenommen, daß zu Beginn dieser Betrachtung die Schaltung der erfindungsgemäßen Lichtblitzwarnanlage gemäß Figur 1 stromlos ist. Sobald die erfindungsgemäße Lichtblitzwarnanlage mit der Spannungsquelle (S) leitend verbunden wird, beginnt der Hochfrequenz-Oszillator (O) zu schwingen und erzeugt eine Ausgangsspannung (U1) entsprechend Figur 2a. In der Figur 2a ist die erste Einschaltzeitdauer (E1) über einen ersten Zeitraum konstant, wogegen die Ausschaltzeitdauer (A) ausgehend von sehr langen Ausschaltzeitdauern zu Beginn der Funktion der erfindungsgemäßen Lichtblitzwarnanlage, im vorliegenden Ausführungsbeispiel der ersten Ausschaltzeitdauer (A1), abhängig von der Zeit immer geringer wird und z. B. zu einer vorgegebenen Zeit die zweite Ausschaltzeitdauer (A2) erreicht.
Während der ersten Einschaltzeitdauer (E1) wird über den Verstärker (A) der zweite Transistor (T2) leitend geschaltet, so daß die primärseitige Windung des Sperrwandlers (W) von Strom durchflossen wird. Die elektrische Energie, die die primärseitige Windung des Sperrwandlers (W) durchfließt, führt nach dem öffnen des zweiten Transistors (T2) zu einem entsprechenden Stromfluß in der sekundärseitigen Windung des Sperrwandlers (W). Durch die Windungszahlen der primärseitigen und der sekundärseitigen Windungen des Sperrwandlers (W) bestimmt, wird die vergleichsweise niedrige Spannung der Stromquelle (S) auf für die Zündung der Blitzröhre (B) und für die Aufladung der Kondensatoren (C1 und C2) ausreichende Werte transformiert. Nach Ablauf der ersten vorgegebenen Einschaltzeit (E1) wird der zweite Transistor (T2) geöffnet und die primärseitige Windung des Sperrwandlers (W) von der Spannungsquelle (S) getrennt. Der in der sekundärseitigen Windung des Sperrwandlers (W) induzierte Strom fließt über die Gleichrichterdiode (D1) gleichgerichtet u. a. zu dem ersten Speicherkondensator (C1) und dem zweiten Speicherkondensator (C2) und lädt diese beiden Kondensatoren auf, da zu diesem Zeitpunkt auch der erste Transistor (T1) geschlossen ist.
Solange in der sekundärseitigen Windung des Sperrwandlers (W) ein Strom fließt, weist der Verbindungspunkt zwischen der sekundärseitigen Windung des Sperrwandlers (W) und der zweiten Diode (D2) bzw. der dritten Diode (D3) ein negatives Potential auf, das dem invertierenden Eingang des dritten Vergleichers (V3) zugeführt wird. Das Ausgangssignal des dritten Vergleichers (V3) ist in diesem Fall derart gestaltet, daß der Hochfrequenz-Oszillator angehalten wird. Das heißt, solange in der sekundärseitigen Windung des Sperrwandlers (W) ein Strom fließt, bleibt der Oszillator (O) unwirksam und das Ausgangssignal des Hochfrequenz-Oszillators (O) verbleibt bei 0 Volt, so daß der zweite Transistor (T2) gesperrt ist.
Sobald die elektrische Energie der sekundärseitigen Windung des Sperrwandlers im ersten Speicherkondensator (C1) und im zweiten Speicherkondensator (C2) gesammelt ist, ändert das Potential an der Verbindung zwischen der sekundärseitigen Spule des Sperrwandlers und der zweiten Diode (D2) bzw. der dritten Diode (D3) seinen Wert, so daß das Ausgangssignal des dritten Vergleichers (V3) ein zum vorherigen Zustand entgegengesetztes Potential annimmt und der Hochfrequenz-Oszillator (O) freigegeben wird. Dies hat zur Folge, daß das Ausgangssignal des Hochfrequenz-Oszillators einen von 0 verschiedenen Wert annimmt und der zweite Transistor (T2) für die erste Einschaltzeitdauer (E1) wieder eingeschaltet wird. Nach Ablauf dieser weiteren ersten Einschaltzeitdauer (E1) wiederholen sich die gleichen Vorgänge wie vorher beschrieben. Dadurch, daß jedoch die Speicherkondensatoren (C1 und C2) nicht mehr leer sind, sondern durch die vorherigen Vorgänge mit elektrischer Energie teilweise aufgeladen wurden, erfolgt nach Ablauf dieser weiteren Einschaltzeitdauer (E1) der Transport der elektrischen Energie vom Sperrwandler (W) in die Speicherkondensatoren (C1 und C2) schneller. Dies hat zur Folge, daß das Potential an der Verbindung zwischen der sekundärseitigen Windung des Sperrwandlers und den Dioden (D2 und D3) entsprechend kürzer einen negativen Wert aufweist, so daß der Hochfrequenz-Oszillator entsprechend kürzer gesperrt wird. Das heißt, die Ausschaltzeitdauern verkürzen sich mit fortschreitender Aufladung der Speicherkondensatoren (C1 und C2). Dies ergibt den in der Figur 2a dargestellten Verlauf der Ausgangsspannung (U1) des Hochfrequenz-Oszillators (O).
Die vorher beschriebenen Vorgänge laufen solange ab, bis der erste Speicherkondensator (C1) einen vorgegebenen ersten Spannungsschwellwert erreicht hat. Die Ladespannung des ersten Kondensators (C1) wird entsprechend vermindert am ersten Spannungsteiler, bestehend aus dem ersten Widerstand (R1) und dem zweiten Widerstand (R2), abgefühlt und dem ersten Vergleicher (V1) zugeführt. Dieser Vergleicher (V1) vergleicht den Ladespannungswert des ersten Kondensators (C1) mit einem vorgegebenen Schwellwert, der durch die Referenzspannungsquelle (UR) vorgegeben ist. Sobald die Spannung am Mittelabgriff des ersten Spannungsteilers und damit die Ladespannung des ersten Kondensators (C1) die vorgegebene Referenzspannung erreicht bzw. überschreitet, ändert das Ausgangssignal der ersten Vergleicherschaltung (V1) sein Potential, so daß der erste Transistor (T1) geöffnet wird. Dies hat zur Folge, daß bei der weiteren Einschaltung des Sperrwandlers (W) über den zweiten Transistor (T2), die in der Sekundärwindung des Sperrwandlers (W) induzierte elektrische Energie nur noch dem zweiten Kondensator (C2) zugeführt wird, jedoch nicht mehr dem ersten Kondensator (C1). Das heißt, sobald der erste Transistor (T1) geöffnet ist, erfolgt keine weitere Aufladung des ersten Kondensators (C1). Sobald der erste Vergleicher (V1) sein Ausgangssignal entsprechend ändert, wird zugleich der dritte Transistor (T3) leitend geschaltet. Dies hat zur Folge, daß die Ladezeitkonstante des RC-Gliedes, das vorher aus dem sechsten Widerstand (R6) und dem dritten Kondensator (C3) bestand, geändert wird, weil der fünfte Widerstand (R5) nunmehr parallel zum sechsten Widerstand (R6) geschaltet ist. Dies hat zur Folge, daß das die Einschaltzeitdauer des Hochfrequenz-Oszillators (O) bestimmende RC-Glied nicht mehr nur aus dem Widerstand (R6) und dem Kondensator (C3) besteht, sondern aus dem Widerstand (R6) parallel zum Widerstand (R5) und dem Kondensator (C3). Damit wird die Einschaltzeitdauer des Hochfrequenz-Oszillators (O) verkürzt, sobald der erste Kondensator (C1) aufgeladen ist. Die Verkürzung der Einschaltzeitdauer des Hochfrequenz-Oszillators immer dann, wenn der erste Speicherkondensator (C1) aufgeladen ist, hat den Zweck, eine Überlastung des zweiten Speicherkondensators zu verhindern. Der erste Speicherkondensator (C1) hat üblicherweise eine große Speicherkapazität und ist deshalb häufig als Elektrolytkondensator abgebildet. Er besitzt jedoch eine vergleichsweise geringe Spannungsfestigkeit. Der zweite Speicherkondensator (C2) soll die sichere Zündung der Blitzröhre (B) gewährleisten. Deshalb besitzt er eine vergleichsweise große Spannungsfestigkeit. Seine Speicherkapazität ist jedoch vergleichsweise gering.
Solange nun beide Speicherkondensatoren (C1 und C2) parallel über den Sperrwandler (W) aufgeladen werden, ist es vorteilhaft, zur Verkürzung der Ladezeit mit entsprechend großen Einschaltzeitdauern, wie z. B. mit den in der Figur 2a dargestellten Einschaltzeitdauern (E1), die beiden Speicherkondensatoren (C1 und C2) in großen Energieschüben aufzuladen. Sobald jedoch der erste Speicherkondensator (C1) durch öffnen des ersten Transistors (T1) aus der weiteren Aufladung herausgeblendet wird und nur noch der zweite Speicherkondensator (C2) über den Sperrwandler aufgeladen wird, ist es vorteilhaft, die Einschaltzeitdauer zu verkürzen, um zu vermeiden, daß der zweite Kondensator (C2) mit zu großen Energieschüben aus dem Sperrwandler (W) versorgt wird.
Würde man diese Maßnahme nicht anwenden, so kann es im Extremfall passieren, daß nach dem Ausschalten des ersten Speicherkondensators (C1) der zweite Speicherkondensator (C2) praktisch mit einer weiteren langen Einschaltzeitdauer (E1) vollständig aufgeladen, ja sogar überladen wird, was ggfs. zur elektrischen Überlastung des zweiten Speicherkondensators und möglicherweise zu dessen Zerstörung führen kann. Die entsprechende vorteilhafte Reduzierung der Einschaltzeitdauer (E) ist in Figur 2b dargestellt. Dort ist der Verlauf der Ausgangsspannung (UA) des Hochfrequenz-Oszillators über eine Zeit (t) dargestellt, nachdem der erste Transistor (T1) geöffnet wurde und der erste Speicherkondensator (C1) seine vorgegebene Ladespannung erreicht hat und nicht mehr mitaufgeladen wird. Die Einschaltzeitdauer (E) ist in der Figur 2b auf eine zweite Einschaltzeitdauer (E2) verkürzt und beträgt im vorliegenden Ausführungsbeispiel nur noch etwa die Hälfte der ersten Einschaltzeitdauer (E1) in Figur 2a. Aufgrund der verkürzten Einschaltzeitdauer (E2) verkürzt sich zu Beginn der Ausblendung des ersten Speicherkondensators (C1) die durch den dritten Vergleicher (V3) gesteuerte Ausschaltzeitdauer, so daß zu Beginn der alleinigen weiteren Aufladung des zweiten Sprecherkondensators (C2) sich eine vergleichsweise kurze dritte Ausschaltzeitdauer (A3) ergibt, die sich mit weiter fortschreitender Aufladung des zweiten Speicherkondensators (C2) entsprechend weiter verkürzt, bis sich z. B. im Verlauf der weiteren Aufladung eine gegenüber der dritten Ausschaltzeitdauer (A3) entsprechend verkürzte vierte Ausschaltzeitdauer (A4) ergibt.
Auch die zweite Ladespannung des zweiten Speicherkondensators (C2) wird bei der erfindungsgemäßen Lichtblitzwarnanlage gem. dem Ausführungsbeispiel abgefühlt. Dazu ist ein zweiter Spannungsteiler, bestehend aus dem dritten Widerstand (R3) und dem vierten Widerstand (R4) vorgesehen, dessen Potential am Mittelabgriff der Ladespannung des zweiten Speicherkondensators direkt proportional ist. Das Proportional am Mittelabgriff des zweiten Spannungsteilers wird dem zweiten Vergleicher (V2) zugeführt, der dieses Potential mit einer ebenfalls durch eine Referenzspannungsquelle (UR) vorgegebenen Schwellenspannung vergleicht. Diese Schwellenspannung entspricht üblicherweise der maximalen Ladespannung bzw. der Spannungsfestigkeit des zweiten Speicherkondensators (C2) und ist üblicherweise durch Wahl des zweiten Kondensators (C2) derart gewählt, daß sie der für die sichere Zündung der Blitzröhre erforderlichen Zündspannung entspricht.
Sobald das Potential am Mittelabgriff des zweiten Spannungsteilers und damit die Ladespannung des zweiten Speicherkondensators (C2) die vorgegebene Referenzspannung erreicht hat, ändert der zweite Vergleicher (V2) sein Ausgangssignal am Ausgang und sperrt ebenfalls über einen Eingang den Hochfrequenz-Oszillator (O). Diese Sperrung des Hochfrequenz-Oszillators (O) bleibt solange aufrecht erhalten, wie das Potential am Mittelabgriff des zweiten Spannungsteilers bzw. die Ladespannung des zweiten Kondensators nicht abfällt. Geht man davon aus, daß üblicherweise die Leckraten von üblichen Speicherkondensatoren vergleichsweise gering sind, so wird der Hochfrequenz-Oszillator (O) nun praktisch so lange ausgeschaltet, bis eine Zündung der Blitzröhre (B) über die Zündschaltung (Z) erfolgt. Aus dem Vorgesagten ergibt sich auch, daß zur definierten Erzeugung eines Lichtblitzes mit vorgegebener Lichtblitzintensität grundsätzlich die vorher beschriebene Aufladung der Speicherkondensatoren (C1 und C2) abgeschlossen sein mußten, bevor die Zündschaltung (Z) den Zündimpuls über die Hilfselektrode an die Blitzröhre (B) legt.
Um die periodische Erzeugung von Lichtblitzen mit der erfindungsgemäßen Lichtblitzwarnanlage zu ermöglichen, ist der Taktgenerator (T) vorgesehen, der die Zündschaltung (Z) periodisch ansteuert. Eine derartige periodische Erzeugung von Lichtblitzen ist z. B. bei Verwendung der erfindungsgemäßen Lichtblitzwarnanlage als Lichtblitzwarnanlage für Luftfahrzeuge, insbesondere für Flugzeuge erforderlich, bei denen derartige Lichtblitzwarnanlagen z. B. in den Tragflächenenden oder am Rumpf des Flugzeuges angeordnet sind.
Zusammenfassend läßt sich sagen, daß wesentliche Merkmale des beschriebenen Ausführungsbeispiels an der erfindungsgemäßen Lichtblitzwarnanlage folgende sind:
Die Einschaltzeitdauer des Hochfrequenz-Oszillators (O) ist abhängig von der Ladespannung des ersten Speicherkondensators veränderlich. Die Ausschaltzeitdauer des Hochfrequenz-Oszillators (O) ist ebenfalls von der Ladesspannung des ersten Kondensators und von der Ladespannung des zweiten Kondensators (C2) abhängig. Dies gilt sowohl für die Zeiträume, in denen die Aufladungen der Speicherkondensatoren (C1 und C2) erfolgt, als auch für die Zeitdauer nach der Aufladung der Speicherkondensatoren (C1 und C2) bis zum Auslösen des Lichtblitzes durch Erzeugung eines Zeitimpulses durch die Zündschaltung (Z).

Claims

Lichtblitzwarnanlage, mit einer Spannungsquelle (S), mit einem mit der Spannungsquelle (S) verbundenen Sperrwandler (W), mit zwei mit dem Sperrwandler (W) verbundenen Speicherkondensatoren (C1, C2), mit einer parallel zu den Speicherkondensatoren (C1, C2) geschalteten Blitzröhre (B), mit einem Zündschaltkreis (Z), mit einem elektrischen Schalter (T1) in Serie mit dem ersten Speicherkondensator (C1) und mit einer ersten elektrischen Spannungsfühleinrichtung, die die Ladespannung des ersten Speicherkondensators (C1) ermittelt und mit einer vorgegebenen ersten Referenzspannung vergleicht, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter (T1) elektrisch steuerbar ist und daß die erste Spannungsfühleinrichtung den Schalter (T1) öffnet, wenn die Ladespannung des ersten Speicherkondensators (C1) die erste Referenzspannung übersteigt.
Lichtblitzwarnanlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Spannungsfühleinrichtung einen Spannungsteiler, bestehend aus zwei Widerständen (R1, R2), parallel zum ersten Speicherkondensator (C1) aufweist.
Lichtblitzwarnanlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Spannungsfühleinrichtung eine Vergleicherschaltung (V1) aufweist.
Lichtblitzwarnanlage nach Anspruch 2 und Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleicherschaltung (V1) der ersten Spannungsfühleinrichtung den Spannungsabfall am Mittelabgriff des Spannungsteilers der ersten Spannungsfühleinrichtung mit einer vorgegebenen ersten Referenzspannung vergleicht und den elektrischen Schalter (T1) öffnet, wenn der Spannungsabfall die erste Referenzspannung übersteigt.
Lichtblitzwarnanlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Schutzdiode (D4) parallel zum elektrischen Schalter (T1) vorgesehen ist.
Lichtblitzwarnanlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Leistungssteuerschaltung für den Sperrwandler (W) vorgesehen ist und daß die Leistungssteuerschaltung die Ausgangsleistung des Sperrwandlers (W) vermindert, wenn die erste Spannungsfühleinrichtung den Schalter (T1) öffnet.
Lichtblitzwarnanlage nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Leistungssteuerschaltung einen Oszillator (O) aufweist.
Lichtblitzwarnanlage nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Leistungssteuerschaltung einen Rechteck-Oszillator (O) aufweist, dessen Ausgangssignal in der Frequenz und/oder in der Pulsbreite elektrisch veränderlich ist.
Lichtblitzwarnanlage nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Leistungssteuerschaltung ein RC-Glied (R6, C3) aufweist, dessen Ladezeitkonstante durch einen fünften Widerstand (R5) parallel zu dem sechsten Widerstand (R6) veränderlich ist.
Lichtblitzwarnanlage nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß in Serie zum fünften Widerstand (R5) und parallel zum sechsten Widerstand (R6) ein Transistor (T3) vorgesehen ist, der durch die erste Spannungsfühleinrichtung steuerbar ist.
Lichtblitzwarnanlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine zweite Spannungsfühleinrichtung vorgesehen ist, die die Ladespannung des zweiten Speicherkondensators (C2) ermittelt und mit einer vorgegebenen zweiten Referenzspannung vergleicht, und die den Sperrwandler (W) ausschaltet, wenn die Ladespannung des zweiten Speicherkondensators (C2) die zweite Referenzsspannung übersteigt.
Lichtblitzwarnanlage nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Spannungsfühleinrichtung einen Spannungsteiler, bestehend aus zwei Widerständen (R3, R4), parallel zum zweiten Speicherkondensator (C2) aufweist.
Lichtblitzwarnanlage nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Spannungsfühleinrichtung eine Vergleicherschaltung (V2) aufweist.
Lichtblitzwarnanlage nach Anspruch 12 und Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleicherschaltung (V2) der zweiten Spannungsfühleinrichtung den Spannungsabfall am Mittelabgriff des Spannungsteilers der zweiten Spannungsfühleinrichtung mit einer vorgegebenen zweiten Referenzspannung vergleicht und den Sperrwandler (W) ausschaltet, wenn der Spannungsabfall am Mittelabgriff des Spannungsteilers der zweiten Spannungsfühleinrichtung die zweite Referenzspannung erreicht.
Lichtblitzwarnanlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Taktgenerator (T) zum periodischen Zünden der Blitzröhre (B) vorgesehen ist.
Lichtblitzwarnanlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter ein Transistor ist.
Lichtblitzwarnanlage nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor ein Feldeffekttransistor (T1) ist.