EP0334804A2 - Phasenstabilisierter, -gekoppelter Schwingkreis - Google Patents

Phasenstabilisierter, -gekoppelter Schwingkreis Download PDF

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EP0334804A2
EP0334804A2 EP89730081A EP89730081A EP0334804A2 EP 0334804 A2 EP0334804 A2 EP 0334804A2 EP 89730081 A EP89730081 A EP 89730081A EP 89730081 A EP89730081 A EP 89730081A EP 0334804 A2 EP0334804 A2 EP 0334804A2
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EP
European Patent Office
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phase
oscillation
frequency
phase shift
circuit
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EP89730081A
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EP0334804A3 (en
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Hans-Dietrich Kreft
Wolfgang Hass
Holger Mackenthun
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Angewandte Digital Elektronik GmbH
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Angewandte Digital Elektronik GmbH
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B5/00—Near-field transmission systems, e.g. inductive or capacitive transmission systems
    • H04B5/20—Near-field transmission systems, e.g. inductive or capacitive transmission systems characterised by the transmission technique; characterised by the transmission medium
    • H04B5/22—Capacitive coupling
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING OR CALCULATING; COUNTING
    • G06K—GRAPHICAL DATA READING; PRESENTATION OF DATA; RECORD CARRIERS; HANDLING RECORD CARRIERS
    • G06K7/00—Methods or arrangements for sensing record carriers, e.g. for reading patterns
    • G06K7/10—Methods or arrangements for sensing record carriers, e.g. for reading patterns by electromagnetic radiation, e.g. optical sensing; by corpuscular radiation
    • G06K7/10009—Methods or arrangements for sensing record carriers, e.g. for reading patterns by electromagnetic radiation, e.g. optical sensing; by corpuscular radiation sensing by radiation using wavelengths larger than 0.1 mm, e.g. radio-waves or microwaves
    • G06K7/10316—Methods or arrangements for sensing record carriers, e.g. for reading patterns by electromagnetic radiation, e.g. optical sensing; by corpuscular radiation sensing by radiation using wavelengths larger than 0.1 mm, e.g. radio-waves or microwaves using at least one antenna particularly designed for interrogating the wireless record carriers
    • G06K7/10336—Methods or arrangements for sensing record carriers, e.g. for reading patterns by electromagnetic radiation, e.g. optical sensing; by corpuscular radiation sensing by radiation using wavelengths larger than 0.1 mm, e.g. radio-waves or microwaves using at least one antenna particularly designed for interrogating the wireless record carriers the antenna being of the near field type, inductive coil
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
    • Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
    • Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks

Definitions

  • the invention relates to a contactless energy and data transmission system consisting of a micro station, hereinafter referred to as MS, and a micro unit, hereinafter referred to as ME.
  • data carriers and data devices are e.g. used in the form of chip cards with integrated electronic components.
  • Almost all systems available on the market are designed with contacts between the reader and the card. Contacts have an adverse effect on contamination, static discharges, vibrations and wear.
  • a transmission frequency such that clock signals can be used on the ME side to operate the electronic modules used in the ME, which are the same as the transmission frequency or can be obtained indirectly from it by subdivision.
  • the frequency used should comply with international guidelines and standards. The frequency used must therefore be kept constant. This contradicts the change (aging, component tolerance) of components that are used in the resonant circuit to generate the transmission oscillation, so that with such changed component parameters, the natural frequency of the resonant circuit no longer corresponds to the control frequency and thus the energy translation from MS to ME is reduced.
  • Another condition is that two resonant circuits must be set up, which, for reasons of unambiguous signal detection on the part of the ME, must have a constant phase relationship to one another.
  • the inductive transmission path of this system is divided into the main features: - energy transfer - control loop - Magnetic stripe compatibility - data transfer - Layer variance - clock generation
  • the energy is processed in two frequency-coupled resonant circuits (Figure 1: T1, S1 and T2, S2) at a frequency of 6 MHz, for example.
  • the ferrite core coils of the resonant circuits contain an air slot into which the respective flat coils S3 and S4 of the ME are inserted.
  • the magnetic flux is therefore perpendicular to the flat coils.
  • the two resonant circuits work against each other with a regulated phase shift of +/- 90 °.
  • resonant circuits have the advantage that relatively little energy is required to operate the system if it is very selective and with resonance peaks, i.e. work near the natural resonance.
  • each circuit S1 and S2 is constructed in an independent control circuit of the same frequency.
  • Figure 2 shows the basic structure of the control loop.
  • the control circuit takes advantage of the physical property of the resonant circuit, that in the desired resonance case the circuit S1 / S2, Figure 2, acts exclusively as a real resistance.
  • the phase position of the voltages between the collector and the base of the driver transistor T, Figure 2 is exactly 180 °.
  • the phase position of the circle is tapped with the voltage Uc.
  • This reference signal Up required for a channel, e.g. Q2 ( Figure 1) is used by the other channel, e.g. Q3 ( Figure 1), which is used to use coherent signal curves for control. This ensures that both resonant circuits maintain the same frequency with constant phase shift.
  • the capacitors C11 and C12 work as voltage dividers so that the permissible reverse voltage of the series-connected capacitance diodes KD11 and KD12 ( Figure 2) is not exceeded.
  • the controller presented in Figure 2 is built up twice for circuits S1, T1 and S2, T2 ( Figure 1).
  • the capacitive portion in the resonant circuit is said to have increased.
  • the natural resonance frequency of the individual circuit with coil and capacitor drops.
  • the driver specifies a fixed frequency from the outside, the phase and thus also the amplitude change (see Figure 4).
  • the phase of the voltage Ux will lag behind the voltage Up by more than 90 ° phase difference (case B, Figure 3).
  • the mean value of the signal Uf (Un) increases.
  • control loop implemented according to Figure 2 contained an additional function that is necessary because the circuit S2 ( Figure 1) experiences phase changes of 180 ° through the exclusive-OR gate "5" with the data to be transmitted to the ME.
  • stage T2, S2 is the same as stage T1, S1, ( Figure 1) with one exception.
  • stages T2, S2 are operated with the phase-switchable signal TM2.
  • the reference phase for the comparison in the EXCLUSIVE-OR gate U1 is obtained from Q2.
  • the magnetic coding on the magnetic stripe is not affected.
  • This property is due to the fact that the magnetic flux with a frequency f> 1 MHz floods the card vertically. Due to their inertia and direction, the magnetic particles of the magnetic strip have no way of changing their position.
  • the two resonant circuits work with a phase difference of +/- 90 °.
  • the resonant circuit S1 In the idle state (no data transmission), the resonant circuit S1 is always 90 ° ahead of the resonant circuit S2.
  • S2 In the case of data transmission to the microunit, S2 is switched by 180 °, so that it is then 90 ° ahead of circuit S1. This process is evaluated by the ME.
  • a data transmission from the ME to the MS occurs due to an increased current consumption by the ME.
  • a voltage drop can be detected via the internal resistance of the source in the micro station. This method is described by the patent (No. P344756.05).
  • the function of the system is not dependent on the position of the ME in the receiving device.
  • the 2 required coils of the ME and MS were attached to the chip card system, as shown in Figure 6 (see utility model application no. G 8716548.1). This ensures that, irrespective of how the ME was rotated before being introduced into the receiving device of the MS, the 2 coils of the ME are opposite to the 2 coils of the MS, whereby the function is always guaranteed and the handling of the system is simplified.
  • An arithmetic unit, microcomputer, etc. can be accommodated on the microunit.
  • the required processing cycle is obtained directly or divided from the frequency of the energy transfer (see Figure 7).
  • U3 and U4 derive a digital signal from the sinusoidal analog voltage of the receiver coils. No separate oscillator is required for the microunit, which contributes to the significant simplification of the ME.
  • the basic prerequisite for the correct operation of an arithmetic unit in an ME is that the processing cycle is available symmetrically and without irregularities. Since the ME should work in any insertion position in the MS, care must be taken that the clock is removed from the non-modulated coil ( Figure 6).
  • Case 1 and Case 2 show the different signal curves in different operating positions (see also Figure 6).
  • Case 1 shows that U3 is ahead of U4: The phase modulation takes place later on U4. The clock is obtained from U3.
  • Case 2 shows that U4 is ahead of U3: The phase modulation takes place later on U3. The clock is obtained from U4.
  • the flip-flop U5 recognizes a logic "1" for case 1 and a logic “0" for case 2 at the output. Slightly delayed when the operating voltage of the ME has built up and a delay time of a few microseconds has elapsed, there is a positive one Reset edge on flip-flop U6. See also picture 5.
  • This process only happens once at the start of operation if no data has yet been transferred.
  • the level and basic state of the data line DR ( Figure 7) are determined according to the same principle of clock assignment, with the difference that the data signal is only defined for this level and no multiplexer is required.

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine elektronische Regelung für 2 Schwingungskreise, welche zur Übertragung von Energie auf ein bewegtes Teil dienen. Die beiden Schwingkreise werden so angesteuert, daß Ihre Schwingungen zueinander eine vorgegebene Phasenverschiebung haben. Außerdem wird auf einen Schwingkreis zur Übertragung von Daten auf das bewegte Teil ein Phasensprung dem übertragenen Signal überlagert. Auf Seiten des bewegten Teiles kann aufgrund der Phasenbeziehung der Signale zueinander identifiziert werden, welcher Schwingkreis die Daten überträgt. Zur Bildung des Taktsignals auf Seiten des bewegten Teils wird die Schwingung des Schwingkreises herangezogen, welcher keine Daten per Phasensprung überträgt.

Description

  • Die Erfindung betrifft eine kontaktlos arbeitendes Energie-­und Datenübertragungssystem, bestehend aus Mikrostation, nachfolgend MS genannt, und Mikroeinheit, nachfolgend ME ge­nannt.
  • In unterschiedlichen Anwendungen werden Datenträger und Da­tengeräte z.B. in Form von Chipkarten mit integrierten elek­tronischen Bauteilen eingesetzt. Fast alle derart am Markt erhältlichem Systeme sind mit Kontakten zwischen Lesegerät und Karte ausgelegt. Kontakte wirken sich nachteilig bei Ver­schmutzung, statischen Entladungen, Vibrationen und Abnutzung aus.
  • Diese Nachteile treten bei einem kontaktlos, induktiv arbei­tenden System nicht auf.
  • Werden Energie und Signale berührungsfrei übertragen, liegt es nahe, eine solche Übertragungsfrequenz zu benutzen, daß auf seiten der ME Clocksignale zum Betrieb der in der ME verwendeten Elektronikbaugruppen verwendet werden können, die der Übertragungsfrequenz gleich sind oder mittelbar durch Unterteilung aus ihr gewonnen werden können. Außerdem soll die verwendete Frequenz internationalen Richtlinien evtl. Normen, entsprechen. Damit muß die verwendete Frequenz kon­stant gehalten werden. Dies widerspricht der Änderung (Alte­rung, Bauteiletoleranz) von Bauteilen, welche im Schwingkreis zur Erzeugung der Übertragungsschwingung verwendet werden, womit bei derart geänderten Bauteileparametern die Eigenfre­quenz des Schwingkreises nicht mehr mit der Steuerfrequenz übereinstimmt und damit die Energieübersetzung von MS zu ME verringert wird.
  • Als weitere Bedingung kommt hinzu, daß zwei Schwingkreise aufzubauen sind, welche aus Gründen eindeutiger Signal­erkennung auf seiten der ME ein konstantes Phasenverhältnis zueinander haben müssen.
  • Diese geschilderte Problematik läßt sich im wesentlichen in die Forderung zusammenfassen:
    Es ist eine Schwingkreiselektronik bei vorgegebener, unverän­derlicher, eingeprägter (d.h. gesteuerter) Frequenz so regel­technisch während des Betriebes zu optimieren, daß bei Bau­teiletoleranz und unterschiedlichen Umwelteinflüssen mög­lichst die Eigenfrequenz gemäß der Steuerfrequenz ist. Dieses Ziel wird insbesondere dadurch erreicht, daß in einem Paral­lelschwingkreis mit Hilfe von Kapazitätsdioden die parallel­geschaltete Resonanzkapazität geregelt wird. Zu beachten ist zusätzlich, daß die Dioden in ihrem spannungsmäßig vor­geregelten Arbeitsbereich benutzt werden.
  • Die hier dargelegte Erfindung ist durch folgende Merkmale gekennzeichnet:
    • 1. Die Mikroeinheit ist eine eigenständige elektronische Ein­heit (z.B. Mikrocomputersystem), die kontaktlos an dafür vorgesehenen Mikrostationen betrieben werden kann.
    • 2. Die Mikroeinheit benötigt für den Betrieb in einer Mikro­station keinen eigenen Oszillator, da der Verarbeitungstakt aus der Energieübertragung gewonnen wird.
    • 3. Die MS als auch die ME sind derart konstruiert, daß ein Betrieb des Systems unabhängig von der Lage der ME in der Aufnahmevorrichtung der MS, unter Berücksichtigung der mechanischen Passung, gewährleistet ist.
    • 4. Die Energie- und die bidirektionale Datenübertragung zwi­schen Mikrostation und Mikroeinheit geschieht kontaktlos nach dem Phasensprungverfahren Patent Nr. P3447560.5 und dem Synchronschalterprinzip.
    • 5. Die für die induktive Energiekopplung notwendige Treiber­stufe in der Mikrostation wird mit einer Regelstrecke betrieben, die eine einfache Fertigung einer Mikrostation erlaubt und alle kritischen Einflüsse einer induktiven Übertragung herabsetzt.
    • 6. Die Mikroeinheit kann gleichzeitig zu ihrer elektrischen Funktion nach Anspruch 1 gleichfalls mit einem Magnet­streifen ausgerüstet sein und als Magnetkarte arbeiten, ohne daß eine Störung der Magnetstreifenablesung bzw. induktiven berührungslosen Signalübertragung auftritt. Für die sichere Arbeitsweise und den Aufbau einer indukti­ven Energie- und Datenübertragungsstrecke müssen mehrere Parameter eingehalten werden. Diese Forderung ergibt sich aus den physikalischen Grundlagen, da für ein magnetisches Feld, welches als Transformationsmedium benutzt wird, immer Ort, Raum und Richtung zu berücksichtigen sind.
  • Der nachstehende Text beschreibt ein Verfahren, mit dem es möglich ist, alle problematischen Parameter, die bei der induktiven Übertragungsstrecke vorkommen, zu eliminieren.
  • Die induktive Übertragungsstrecke dieses Systems gliedert sich in die wesentlichen Merkmale:
    - Energieübertragung
    - Regelkreis
    - Magnetstreifenverträglichkeit
    - Datenübertragung
    - Lagenvarianz
    - Taktgenerierung
    • Energieübertragung
  • Die Energie-Transformation von der Mikrostation zur Mi­kroeinheit, z.B. Chipkarte, geschieht induktiv über zwei Spulen in einem Frequenzbereich, der in der Größenordnung des benötigten Systemtaktes für die Mikroeinheit liegt, da der Systemtakt für die ME, z.B. Mikrocomputer, direkt aus der Übertragungsfrequenz abgeleitet wird, so daß kein Oszillator auf der ME erforderlich ist.
  • Die Energieaufbereitung erfolgt in zwei frequenzgekoppel­ten Schwingkreisen (Bild 1: T1, S1 und T2, S2) bei einer Frequenz von beispielsweise 6 MHz.
  • Die Ferritkernspulen der Schwingkreise beinhalten einen Luftschlitz, in den die jeweiligen flächigen Spulen S3 und S4 der ME eingeführt werden. Die magnetische Durchflutung ist damit senkrecht zu den flächigen Spulen. Die zwei Schwingkreise arbeiten mit einer geregelten Pha­senverschiebung von +/- 90° gegeneinander.
  • Die Verwendung von Schwingkreisen hat den Vorteil, daß relativ wenig Energieaufwand für den Betrieb des Systems erforderlich ist, wenn diese sehr stark selektiv und mit Resonanzüberhöhungen, d.h. in der Nähe der Eigenresonanz arbeiten.
  • Äußere Einflüsse, Bauteilstreuungen und unterschiedliche ME führen im einfachen Aufbau dazu, daß die Kreise S1 und S2 verstimmt werden. Die Folge davon wäre:
    - zu wenig Energie für die ME
    - die erforderliche 90° Phasendifferenz zwischen S1 und S2 ist nicht gegeben.
  • Diese Mangel, die zu Funktionsstörungen führen könnten, werden dadurch behoben, daß jeder Kreis S1 und S2 in einem eigenständigen Regelkreis gleicher Frequenz aufgebaut ist.
    • Regelkreis
  • Bild 2 zeigt den prinzipiellen Aufbau des Regelkreises. Der Regelkreis macht sich die physikalische Eigenschaft des Schwingkreises zunutze, daß im jeweils angestrebten Resonanzfall der Kreis S1/S2, Bild 2, ausschließlich als realer Widerstand wirkt. In diesem Fall ist die Phasenlage der Spannungen zwischen Kollektor und Basis des Treiber-­Transistors T, Bild 2, genau 180°. Sowie eine Verstimmung des Kreises auftritt, ist die Bedingung Uc zu Ub = 180° (Bild 3) nicht mehr gegeben.
  • Die Phasenlage des Kreises wird mit der Spannung Uc abge­griffen. Ein übersteuerter MOS-Transistor TM, Bild 2, erwirkt eine Pegelanpassung an den mit Niedervolt arbei­tenden Logikbaustein U1, einem Exclusiv- Oder- Gatter, (gleichbedeutend mit einem PLL = Phase-Look-Loop). Die daraus gewonnene Spannung Ux wird mit Up, einer in der Schaltung ohnehin vorhandenen und vom Oszillator, abgelei­teten Spannung, Bild 1 (Q2 oder Q3) und Bild 2 unten (Up = Ub - 90°), verglichen. Dieses für einen Kanal erforderli­che Referenz-Signal Up, z.B. Q2 (Bild 1), wird vom jeweils anderen Kanal, z.B. Q3 (Bild 1), gewonnen, womit kohä­rente Signalverläufe zur Regelung herangezogen werden. Dadurch ist gewährleistet, daß beide Schwingkreise die­selbe Frequenz bei konstanter Phasenverschiebung einhal­ten.
  • Das symmetrische Tastverhältnis von Uf (Bild 3, Fall A), welches sich nur bei abgeglichenem Kreis einstellt, be­wirkt am Integrationsglied R3, C3 (Bild 2), daß die Span­nung Un = Uv/2 ist. Der nachgeschaltete OP1 vergleicht Un mit Uv/2 und ist über seine Verstärkung so eingestellt, daß eine Anpassung der Regelspannung Ud an das Großsignal­verhalten des Kreises gegeben ist. Wenn Ux = Ub +/- 180°, ist Un = Uv/2. Der Kreis arbeitet im Resonanzpunkt (Bild 4).
  • Jede Verstimmung und Ungleichheit von Ux ungleich Ub +/- 180° (Bild 3, Fall B und Fall C) führt dazu, daß Un ungleich Uv/2 ist und daß der Kreis über Ud nachgestimmt wird.
  • Der Eingriff in das Resonanzverhalten des Kreises erfolgt mit den spannungsabhängigen Kapazitätsdioden KD11 + KD 12 (Bild 2) über die Steuerspannung Ud. Entgegen dem Abstimmverfahren bei Filtern können in diesem Fall die Dioden aufgrund ihrer Anordnung in der Schaltung durch ihren gesamten Kennlinienbe­reich C = f (Ud) gefahren werden (Bild 4). Diese Möglichkeit resultiert aus dem Großsignalverhalten des Schwingkreises, das erforderlich ist, um einen möglichst hohen Strom in der Übertragungsspule L1 (Bild 2) fließen zu lassen, um so ge­nügend Energie auf die Mikroeinheit transformieren zu können. Die Kondensatoren C11 und C12 arbeiten als Spannungsteiler, um die zulässige Sperrspannung der in Serie geschalteten Ka­pazitätsdioden KD11 und KD12 (Bild 2) nicht zu überschreiten.
  • Die Kapazitäts-Dioden haben für die Funktion C=f(Ud) (Bild 4, Kurve 3) eine gekrümmte Kennlinie, die zu Verzerrungen im Ausgangssignal führen könnte. Diese Verzerrungen werden umso stärker, je weiter die Kennlinie ausgesteuert wird. Aus diesem Grund werden zwei Kapazitätsdioden (KD11, KD12, Bild 2) wechselstrommäßig antiparallel in den Kreis ge­schaltet, so daß sich die Verzerrungen im Schwingkreis aufheben.
  • Der vorgestellte Regler nach Bild 2 wird zweifach für die Kreise S1, T1 und S2, T2 (Bild 1) aufgebaut.
    • Vorteile:
  • - Parameteränderungen werden ausgeregelt
    - Umwelteinflüsse werden ausgeregelt
    - Die für die Phasenmodulation erforderlichen 90° zwischen S1 und S2 (Bild 1) werden überwacht und gehalten
    - Die Verlustleistung in den Kreisen wird auf ein Minimum beschränkt.
  • Nachfolgend beschriebener Funktionsablauf zeigt das Regelver­halten auf:
  • Durch eine angenommene Einwirkung, z. B. Bauteiltoleranzen, Betrieb von unterschiedlichen Mikroeinheiten, soll sich der kapazitive Anteil im Schwingkreis vergrößert haben. Die Ei­genresonanzfrequenz des einzelnen Kreises mit Spule und Kon­densator sinkt in diesem Falle. Da aber von außen durch den Treiber eine feste Frequenz vorgegeben wird, ändert sich die Phase und damit auch die Amplitude (siehe Bild 4). Die Phase der Spannung Ux wird gegenüber der Spannung Up mehr als 90° Phasendifferenz nacheilen (Fall B, Bild 3). Der Mit­telwert des Signals Uf (Un) steigt. Durch den Vergleich mit Uv/2 (Uv = Versorgungsspannung) steigt die Regelspannung Ud. Wenn Ud steigt, fällt gleichfalls die Stellkapazität und wirkt der eigentlichen Verstimmung des Kreises entgegen (siehe Bild 4).
  • Die gleiche Betrachtung, nut mit entgegengesetztem Regelver­halten, kann für den Fall C der induktiven Verstimmung (Bild 3) angestellt werden.
  • Der realisierte Regelkreis nach Bild 2 beinhaltete eine zu­sätzliche Funktion, die erforderlich ist, da der Kreis S2 (Bild 1) durch das Exclusiv-Oder-Gatter "5", mit den an die ME zu übertragenden Daten, Phasenwechsel von 180° erfährt.
  • Diese Phasenwechsel dürfen nicht zu einer Änderung der Re­gelspannung Un führen, da hierdurch der Kreis verstimmt wür­de. Die Beschaltung der Stufe T2, S2 ist gleich der Stufe T1, S1, (Bild 1) mit einer Ausnahme. Die Stufe T2, S2 wird, wie aus Bild 2 ersichtlich, mit den phasenumschaltbaren Signal TM2 betrieben. Die Referenzphase für den Vergleich im EXCLU­SIV-ODER-Gatter U1 wird von Q2 gewonnen. Im Falle einer Daten­übertragung wird zur Konstanterhaltung der Regelspannung, gleichfalls wie das Signal TM2, auch das Signal Q2 über ein EXCLUSIV-ODER-Gatter U2 invertiert. Kleine, insbesondere kurzfristige Störungen während des Umschaltens machen sich nicht bemerkbar, da die Zeitkonstante T = R₃C₃ ausreichend groß gewählt werden kann.
    • Magnetstreifenverträglichkeit
  • Bei Verwendung einer Chipkarte mit Magnetstreifen als ME erfährt die magnetische Codierung auf dem Magnetstreifen keine Beeinflussung.
  • Diese Eigenschaft ist darauf zurückzuführen, daß der magne­tische Fluß mit einer Frequenz f > 1 MHz die Karte senkrecht durchflutet. Die magnetischen Teilchen des Magnetstreifens haben aufgrund ihrer Trägheit und Richtung keine Möglich­keit, ihre Lage zu verändern.
    • Datenübertragung
  • Wie eingangs erwähnt, arbeiten die beiden Schwingkreise mit einem Phasenunterschied von +/- 90°. Im Ruhezustand (keine Datenübertragung) arbeitet der Schwingkreis S1 immer 90° vor­eilend gegenüber Schwingkreis S2. Bei einer Datenübertragung zur Mikroeinheit wird S2 um 180° geschaltet, so daß dieser daraufhin 90° voreilend gegenüber Kreis S1 ist. Dieser Vor­gang wird von der ME ausgewertet.
  • Eine von der ME zur MS gerichtete Datenübertragung geschieht durch eine erhöhte Stromaufnahme seitens der ME. Über den Innenwiderstand der Quelle in der Mikrostation kann ein Span­nungseinbruch detektiert werden. Dieses Verfahren wird durch das Patent (Nr. P344756.05) be­schrieben.
    • Lagenvarianz:
  • Wie unter Punkt 3 der Ansprüche aufgeführt, ist die Funktion des Systems nicht von der Lage der ME in der Auf­nahmevorrichtung abhängig. Hierzu wurden die jeweils 2 benö­tigten Spulen der ME und MS bei dem Chipkartensystem, wie auf Bild 6 dargestellt, angebracht (siehe Gebrauchsmusterantrag Nr. G 8716548.1). Dadurch ist gewährleistet, daß, gleichgültig wie die ME vor Einführung in die Aufnahmeeinrichtung der MS gedreht wurde, sich die 2 Spulen der ME den 2 Spulen der MS gegenüberliegen, wodurch die Funktion immer gewährleistet und das Handling des Systems vereinfacht ist.
    • Taktgewinnung
  • Auf der Mikroeinheit kann ein Rechenwerk, Mikrocomputer etc. untergebracht sein. Der erforderliche Verarbeitungstakt wird direkt oder geteilt aus der Frequenz der Energieübertragung gewonnen (siehe Bild 7). U3 und U4 gewinnen aus der sinus­förmigen Analogspannung der Empfängerspulen ein Digitalsig­nal. Für die Mikroeinheit ist kein eigener Oszillator erfor­derlich, welches zur wesentlichen Vereinfachung der ME bei­trägt. Grundvoraussetzung für den einwandfreien Betrieb eines Rechenwerks in einer ME ist, daß der Verarbeitungstakt sym­metrisch und ohen Unregelmäßigkeiten zur Verfügung steht. Da die ME in einer beliebigen Einschublage in der MS arbeiten soll, muß dafür Sorge getragen werden, daß der Takt von der jeweils nichtmodulierten Spule abgenommen wird (Bild 6).
  • Ein Phasensprung wird immer, wie aus Bild 1 ersichtlich, über die Spule S2 erfolgen. Mit dieser und der weiteren Grund­voraussetzung, daß ohne Datenmodulation Spule S1 immer Spule S2 um 90° voreilend ist, kann seitens der ME eine Erkennung in beliebigen Betriebslagen erfolgen. Hierzu ist die Schaltung nach Bild 7 in der ME aufgebaut.
  • Fall 1 und Fall 2 zeigen die verschiedenen Signalverläufe in unterschiedlichen Betriebslagen (siehe hierzu auch Bild 6).
  • Fall 1 zeigt, daß U3 voreilend gegenüber U4 ist:
    Die Phasenmodulation erfolgt später auf U4.
    Die Taktgewinnung erfolgt aus U3.
  • Fall 2 zeigt, daß U4 voreilend gegenüber U3 ist:
    Die Phasenmodulation erfolgt später auf U3.
    Die Taktgewinnung erfolgt aus U4.
  • Das Flip-Flop U5 erkennt am Ausgang eine Logisch "1" für Fall 1 und eine Logisch "0" für den Fall 2. Etwas zeitverzö­gert, wenn sich die Betriebsspannung der ME aufgebaut hat und eine Verzögerungszeit von wenigen Mikrosekunden abgelau­fen ist, erfolgt eine positive Resetflanke am Flip-Flop U6. Siehe hierzu auch Bild 5.
  • Dieser Vorgang geschieht immer nur einmalig mit Betriebs­beginn, wenn noch keine Daten übertragen werden.
  • Das Signal UL liegt am Steuereingang des Multiplexers. Im Fall 1, UL = 1, wird Kanal I1 durchgeschaltet, während für den Fall 2, UL = 0, Kanal I0 durchgeschaltet wird.
  • Diese Zustände bleiben für die gesamte Betriebsdauer bestehen.
  • Nach dem gleichen Prinzip der Taktzuordnung wird auch der Pegel und Grundzustand der Datenleitung DR (Bild 7) fest­gelegt, mit dem Unterschied, daß hierfür nur eine Pegelfest­legung des Datensignals erfolgt und kein Multiplexer erfor­derlich ist.

Claims (1)

  1. Einrichtung zur berührungslosen Signal- und Energieübertra­gung, bestehend aus einem unbeweglichen Teil (Mikrostation, abgekürzt MS) und einem bewegbaren Teil (Mikroeinheit, abge­kürzte ME), wobei die Schwingung eines Oszillators in zwei getrennte Schwingungen Q2, Q3 aufgespaltet ist und der einen Schwingung Q3 in Abhängigkeit von einem Datenstrom TM1 eine Phasenverschiebung gegenüber Q2 aufgezwungen wird und diese phasenverschobene Schwingung TM2 über ein erstes Spulenpaar (S2, S3) und die andere Schwingung Q2 über ein zweites Spu­lenpaar (S1, S4) der ME zugeführt wird und außerdem die Lei­stungsübertragung mit Hilfe der beiden Schwingungen (Q2, TM2) über dieselben Spulenpaare (S2, S3; S1, S4) erfolgt, wobei in der ME die übertragenen Schwingungen einem Phasen­vergleicher (IC2, IC3) zugeführt werden, welcher an der Pha­senverschiebung die Daten aus dem Datenstrom wieder gewinnt, ferner, erfolgt die Datenübertragung von der ME zur MS durch gleichzeitige Belastungsänderung an den beiden Spulen (S3, S4) der ME, wodurch gewährleistet ist, daß an einer der bei­den Spulen (S1, S2) der MS auch bei vertauschter Zuordnung der Spulenpaare ein Nachweis der Belastungsänderung möglich ist, dadurch gekennzeichnet, daß:
    die beiden in der MS befindlichen Schwingkreis S1 bzw. S2, bestehend jeweils aus der Induktivität L1 bzw. L2, den Kapa­zitäten C1, C11, C12 bzw. C2, C21, C22, den Kapazitätsdioden KD11, KD12 bzw. KD21, KD22, welche phasenverschoben reso­nanzstabilisiert sind, indem die beiden kohärenten Schwin­gungen mit feststehender Phasenverschiebung für die Ansteue­rung je eines Schwingungskreises über einen Transistor T als Treiber zur Verfügung stehen, und bei Resonanz eines Schwing­kreises dieser als realer ohmscher Widerstand an seinem in Serie geschalteten Treibertransistor T wirkt, wodurch zwischen schwingungserzeugendem Signal Ub, an der Basis des Treiber­transistors, und Spannungsabgriff Uc am Schwingkreis genau eine Phasenverschiebung von 180° besteht, welche bei Nicht-Resonanz von diesem Phasenwert abweicht, und die Abwei­chung bei Vergleich mit dem Referenzsignal über geeignete Schaltglieder (TM, EX) in ein von der Phasenverschiebung ab­hängiges Tastverhältnis einer Pulsserie gewandelt wird, und dieses Tastverhältnis über ein R, C Glied (R3, C3) integriert und der dadurch erhaltene Spannungswert mit einem Standardspannungswert verglichen wird und über einen Opera­tionsverstärker (OP1) die Kapazitätsdioden KD11, KD12 steuert, womit der Schwingungskreis auf seine eingespeiste Frequenz stabilisiert ist, und bei Anwendung desselben Ver­fahrens auf einen zweiten Schwingkreis, ebenfalls bestehend aus Induktivität, Kapazitäten und Kapazitätsdioden sowie Treibertransistor, wobei als schwingungserzeugendes Signal der über die Induktivität L2 eingespeiste kohärente phasen­verschobene Teil zur Verfügung steht, auch dieser zweite Schwingkreis auf dieselbe Frequenz stabilisiert ist und somit beide frequenzstabilisierten Schwingungen eine definierte Phasenverschiebung zueinander haben, welche über L1, L2 der ME frequenzstabilisiert, phasenverschoben zur Verfügung stehen und eine Erkennung und Auswertung der Phasenverschiebung zulassen und aufgrund der Frequenzstabilität eine zeitdefi­nierte, standardisierte Baudrate des Datenstrom gewährleisten.
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