EP0127101B1 - Wechselrichter zur Speisung von Entladungslampen - Google Patents

Wechselrichter zur Speisung von Entladungslampen Download PDF

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EP0127101B1
EP0127101B1 EP84105786A EP84105786A EP0127101B1 EP 0127101 B1 EP0127101 B1 EP 0127101B1 EP 84105786 A EP84105786 A EP 84105786A EP 84105786 A EP84105786 A EP 84105786A EP 0127101 B1 EP0127101 B1 EP 0127101B1
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voltage
inverter
capacitor
control
lamp
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Peter Ing. Grad. Krummel
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Siemens AG
Original Assignee
Siemens AG
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/295—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices and specially adapted for lamps with preheating electrodes, e.g. for fluorescent lamps
    • H05B41/298—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions
    • H05B41/2981—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions
    • H05B41/2985—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions against abnormal lamp operating conditions

Definitions

  • the invention relates to an inverter according to the preamble of claim 1.
  • the inverter is adapted to a certain lamp power, the operating frequency of the inverter and the inductance of the inductor of the series resonant circuit being dimensioned at this operating frequency so that the discharge lamp receives the current required for its nominal power ; a very specific operating voltage is assumed.
  • Discharge lamps with the same nominal power have been on the market for some time now, which differ in their gas filling (previously only krypton, now also argon) and thus also in their burning voltage: Discharge lamps with argon filling have a significantly higher burning voltage. You would therefore consume an impermissibly high power with an inverter designed for a Krypton lamp.
  • the invention is therefore based on the object of designing the inverter so that it can be used for supplying lamps of the same nominal power regardless of their gas filling and thus of their operating voltage.
  • the inventive solution to this problem is characterized in claim 1.
  • the headset can have a pulse generator, the frequency of which increases with an input variable derived from the operating voltage of the discharge lamp: if this characteristic curve is designed accordingly, the frequency matching the respective operating voltage and thus the required lamp current are automatically set.
  • the frequency of the pulse generator can also be switchable, depending on whether certain threshold values of the operating voltage have been reached or fallen below.
  • Sufficient preheating of its electrodes is usually desirable before the discharge lamp is ignited.
  • it is known to increase the operating frequency of the inverter during a preheating time to such an extent that it is at a sufficient distance from the resonance frequency of the resonance circuit so that the voltage at the lamp is not sufficient for ignition. After this preheating time has elapsed, the operating frequency is reduced and approximated to the resonance frequency until the voltage at the lamp is sufficient for ignition.
  • an evaluator is provided between the headset and the combustion voltage sensor, to which the voltage of a timing element located at the input of the inverter is also fed and which during a preheating time beginning when the inverter is switched on and a subsequent ignition time determines the frequency of the control voltages and which then allows the output signal of the internal voltage sensor for the headset to take effect.
  • the operating frequency of the inverter is therefore not determined by the operating voltage but by the timing element, which in the simplest case is an RC element or a monostable multivibrator.
  • the switches of the inverter are field-effect power transistors T1, T2, which are connected in series to the DC voltage source Q.
  • the load circuit with a reversing capacitor C10, the discharge lamp LP and the series resonance circuit with the capacitor C9 and the choke L1 is parallel to T1, the capacitor C9 of the series resonance circuit being located between the heatable electrodes of the lamp.
  • T2 When T2 is activated, the load circuit is located at source Q and reloads in the following half-wave via activated T1.
  • a control set S with a pulse generator g, which generates control pulses with an adjustable frequency, is used to alternately control the transistors T1 and T2; these are alternately applied to the two transistors via a pulse distributor i.
  • the frequency of the pulses of the generator g is dependent on the output signal of the evaluator A, which is connected on the input side to a combustion voltage sensor B and to a timing element Z with two outputs z1, z2, and which essentially has the function of one of these inputs, depending on the operating phase to connect to the pulse generator g.
  • the evaluator A After switching on the DC voltage source Q, the evaluator A activates the first output z1 of the timing element Z, the voltage of which ensures the maximum operating frequency f v between the times t o and t 1 (preheating time): see FIG. 2. At this frequency, the Do not ignite the lamp. At time t 1 , the evaluator A - controlled by Z - switches on the second output z2 of the timing element, which supplies a smaller or a continuously decreasing voltage up to time t 2 : the associated lowering of the operating frequency leads to the vicinity of the resonance frequency of the resonance circuit and thus to the ignition of the lamp.
  • the evaluator After the time t 2 , the evaluator finally switches over to the operating voltage sensor B, so that an output signal dependent on the operating voltage of the lamp is then present at the pulse generator, which has an operating frequency f BA higher for an argon lamp and a lower operating frequency for a krypton lamp F BK (dotted line in Fig. 2) results.
  • a saturation transformer L2 is essentially used as the control set, the primary winding L21 of which is arranged in the load circuit and the secondary windings L22, L23 of which are connected to the control paths of the transistors T1, T2.
  • the load circuit and the saturation transformer are dimensioned in such a way that the lowest possible operating frequency, that is to say that for supplying a krypton lamp, is obtained without the interventions according to the invention described below.
  • the turn-through time of T2 is shortened with the aid of blocking transistors T3, T4, by which the control path of T2 is short-circuited.
  • the emitter of T4 is connected to a synchronizing capacitor C3, which is connected via a series resistor R2 to the DC voltage source Q and via a series capacitor C2 to the switching path of the transistor T2 to be blocked prematurely.
  • the course of the sawtooth voltage Des at the emitter of the blocking transistor T4 is shown in FIG. 4.
  • T4 lies on a voltage divider with the resistors R3, R4 and a comparison capacitor C4, on which a reference voltage which can be controlled in size occurs.
  • C4 is connected in parallel to a control transistor T5 and is also connected via R5 to an auxiliary voltage source which is formed by a capacitor C5 which is connected in parallel with the synchronization capacitor C3 via a charging diode D4.
  • the current of the load circuit continues to flow in the same direction, namely via the reverse current diode of transistor T1 (integrated in MOS-FET transistors).
  • the saturation transformer at L22 then generates a control voltage for T1, via which the discharge current of the reversing capacitor C10 can flow through the load circuit in the opposite direction.
  • the duration of this half-wave depends on the saturation transformer and is essentially constant; in this case, the change in the resulting operating frequency is only achieved by shortening the one half-wave determined by T2.
  • the magnitude of the reference voltage U c4 at the comparison capacitor C4 can be set differently by the control transistor T5 connected in parallel.
  • the control path of this transistor is connected to a voltage divider with resistors R6 and R7 and a Zener diode D8 and a voltage divider R8. R9 on a capacitor C8, which charges via D9 or D10, C7 and R12 to a value dependent on the lamp voltage.
  • R6 and R7 are connected in parallel to a capacitor C6, which is connected via a decoupling diode D6 to an RC element R1, C1 and is charged by the DC voltage source Q via resistors R11, R10 and an electrode of the lamp LP.
  • the voltage at C1 controls the transistor T2 via the switching diode D2 when the inverter is switched on, but then disappears because C1 is discharged via D1 and T2. Therefore, the decoupling diode D6 is blocked after the inverter starts to oscillate:
  • the control transistor T5 is therefore only activated after the inverter has started to oscillate during a short discharge time of the capacitor C6, which determines the preheating time with the resistors R6 and R7.
  • the blocking transistor T4 becomes conductive in each period due to the low reference voltage U c4v in time t S1 (FIG. 4) and thus the half-wave flowing via T2 is shortened.
  • the resulting increase in the operating frequency results in a correspondingly low voltage across the capacitor C4 in parallel with the discharge lamp LP, so that it cannot ignite.
  • T5 is increasingly controlled and thus the reference voltage at C4 increases, so that the half-waves flowing over T2 become longer and longer until the resulting operating frequency has approached the resonance frequency of the load circuit to such an extent that the lamp ignites.
  • T3, T4 and T5 are then blocked and the operating frequency is the same long half-waves, which is determined exclusively by the saturation transformer and is dimensioned for the operation of a Krypton lamp.
  • the voltage occurring at the capacitor C8 is too low to be able to again control the control transistor T5 via the zener diode D8.
  • the voltage at the capacitor C8 is also used to switch off the inverter when the lamp is permanently unable to ignite: If this voltage reaches a limit value specified by the monitoring device Ü, then this responds and short-circuits the starting capacitor C1 and the control electrode from T1 to D5.
  • the response threshold of this monitoring device is above the voltage that arises at C8 when the inverter is operated with an argon lamp.
  • the charging time constant of C8 is so great that the monitoring device cannot respond during the preheating and ignition phases, unless the lamp would not ignite in the specified time (t 1 / t 2 ).

Landscapes

  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
  • Ladders (AREA)
  • Medicines Containing Antibodies Or Antigens For Use As Internal Diagnostic Agents (AREA)

Description

  • Die Erfindung betrifft einen Wechselrichter gemäß Oberbegriff von Anspruch 1. Der Wechselrichter ist dabei einer bestimmten Lampenleistung angepaßt, wobei die Betriebsfrequenz des Wechselrichters und die Induktivität der Drossel des Serienresonanzkreises bei dieser Betriebsfrequenz so bemessen sind, daß die Entladungslampe gerade den für ihre Nennleistung erforderlichen Strom erhält ; dabei wird von einer ganz bestimmten Brennspannung ausgegangen.
  • Seit einiger Zeit sind nun Entladungslampen gleicher Nennleistung auf dem Markt, die sich durch ihre Gasfüllung (früher nur Krypton, jetzt auch Argon) und damit auch durch ihre Brennspannung unterscheiden : Entladungslampen mit Argon-Füllung haben eine deutlich höhere Brennspannung. Sie würden daher mit einem für eine Krypton-Lampe ausgelegten Wechselrichter eine unzulässig hohe Leistung aufnehmen.
  • Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, den Wechselrichter so auszulegen, daß er zur Speisung von Lampen gleicher Nennleistung unabhängig von ihrer Gasfüllung und damit von ihrer Brennspannung brauchbar ist.
  • Die erfindungsgemäße Lösung dieser Aufgabe ist in Anspruch 1 gekennzeichnet. Sie sorgt abhängig von der jeweils festgestellten Brennspannung für eine solche Betriebsfrequenz des Wechselrichters, daß sich in Verbindung mit der konstanten Induktivität der Drossel des Serienresonanzkreises gerade der erforderliche Lampenstrom einstellt. Der Steuersatz kann dabei einen Impulsgenerator haben, dessen Frequenz mit einer von der Brennspannung der Entladungslampe abgeleiteten Eingangsgröße ansteigt : Bei entsprechender Auslegung dieser Kennlinie stellt sich dann automatisch die zur jeweiligen Brennspannung passende Frequenz und damit der erforderliche Lampenstrom ein. Abweichend davon kann aber auch die Frequenz des Impulsgenerators umschaltbar sein, abhängig von dem Erreichen bzw. Unterschreiten bestimmter Schwellwerte der Brennspannung.
  • Meist ist vor Zündung der Entladungslampe eine ausreichende Vorheizung ihrer Elektroden erwünscht. Zu diesem Zweck ist es bekannt, die Betriebsfrequenz des Wechselrichters während einer Vorheizzeit soweit heraufzusetzen, daß sie einen genügenden Abstand von der Resonanzfrequenz des Resonanzkreises hat, so daß die Spannung an der Lampe zur Zündung nicht ausreicht. Nach Ablauf dieser Vorheizzeit wird dann die Betriebsfrequenz herabgesetzt und soweit an die Resonanzfrequenz angenähert, bis die Spannung an der Lampe zur Zündung ausreicht. Zur Verbindung dieser bekannten Funktionen mit der Erfindung ist gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung vorgesehen, zwischen dem Steuersatz und dem Brennspannungsfühler einen Auswerter anzuordnen, dem zusätzlich die Spannung eines am Eingang des Wechselrichters liegenden Zeitgliedes zugeführt wird und der während einer mit der Einschaltung des Wechselrichters beginnenden Vorheizzeit und einer daran anschließenden Zündzeit die Frequenz der Steuerspannungen bestimmt und der danach das Ausgangssignal des Brennspannungsfühlers für den Steuersatz wirksam werden läßt. Während der durch das Zeitglied bestimmten Vorheiz- und Zündphase ist somit die Betriebsfrequenz des Wechselrichters nicht durch die Brennspannung sondern durch das Zeitglied bestimmt, das im einfachsten Fall ein RC-Glied oder eine monostabile Kippstufe ist.
  • Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.
  • Die Erfindung wird anhand der Figuren näher erläutert ; es zeigen
    • Figur 1 ein Blockschaltbild der Erfindung,
    • Figur 2 die Abhängigkeit der Betriebsfrequenz des Wechselrichters während der einzelnen Betriebsphasen,
    • Figur 3 ein besonders einfaches Ausführungsbeispiel der Erfindung und
    • Figur 4 den Verlauf der Sägezahnspannung und die davon abhängige Verkürzung der Durchsteuerzeit - Erhöhung der Frequenz - abhängig von der Bezugsspannung.
  • Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 sind die Schalter des Wechselrichters Feldeffektleistungstransistoren T1, T2, die in Reihe an der Gleichspannungsquelle Q liegen. Der Lastkreis mit einem Umschwingkondensator C10, der Entladungslampe LP und dem Serienresonanzkreis mit dem Kondensator C9 und der Drossel L1 liegt parallel zu T1, wobei der Kondensator C9 des Serienresonanzkreises zwischen den heizbaren Elektroden der Lampe liegt. Bei durchgesteuertem T2 liegt der Lastkreis an der Quelle Q und lädt sich in der folgenden Halbwelle über den durchgesteuerten T1 um.
  • Zur abwechselnden Durchsteuerung der Transistoren T1 und T2 dient ein Steuersatz S mit einem Impulsgenerator g, der Steuerimpulse mit einstellbarer Frequenz erzeugt ; diese werden über einen Impulsverteiler i abwechselnd auf die beiden Transistoren gegeben.
  • Die Frequenz der Impulse des Generators g ist abhängig von dem Ausgangssignal des Auswerters A, der eingangsseitig an einen Brennspannungsfühler B und an ein Zeitglied Z mit zwei Ausgängen z1, z2 angeschlossen ist, und der im wesentlichen die Funktion hat, je nach Betriebsphase einen dieser Eingänge auf den Impulsgenerator g durchzuschalten.
  • Nach dem Einschalten der Gleichspannungsquelle Q macht der Auswerter A den ersten Ausgang z1 des Zeitgliedes Z wirksam, dessen Spannung zwischen den Zeitpunkt to und t1 (Vorheizzeit) für die maximale Betriebsfrequenz fv sorgt : Siehe Fig. 2. Bei dieser Frequenz kann die Lampe nicht zünden. Im Zeitpunkt t1 schaltet dann der Auswerter A - gesteuert durch Z - auf den zweiten Ausgang z2 des Zeitgliedes um, der eine kleinere oder eine bis zum Zeitpunkt t2 stetig sinkende Spannung liefert : Die damit verbundene Absenkung der Betriebsfrequenz führt in die Nähe der Resonanzfrequenz des Resonanzkreises und damit zur Zündung der Lampe. Nach dem Zeitpunkt t2 schließlich schaltet der Auswerter auf den Brennspannungsfühler B um, so daß dann ein von der Brennspannung der Lampe abhängiges Ausgangssignal am Impulsgenerator liegt, das bei einer Argon-Lampe eine höhere Betriebsfrequenz fBA und bei einer Krypton-Lampe eine niedrigere Betriebsfrequenz FBK (punktierte Linie in Fig. 2) zur Folge hat.
  • Bei dem detaillierten Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 dient als Steuersatz im wesentlichen ein Sättigungstransformator L2, dessen Primärwicklung L21 in dem Lastkreis angeordnet ist und dessen Sekundärwicklungen L22, L23 an die Steuerstrecken der Transistoren T1, T2 angeschlossen sind. Der Lastkreis und der Sättigungstransformator sind so bemessen, daß sich ohne die nachfolgend beschriebenen erfindungsgemäßen Eingriffe die niedrigste in Betracht kommende Betriebsfrequenz, also die zur Speisung einer Krypton-Lampe, einstellt.
  • Bei Betrieb dieses Wechselrichters mit einer Argon-Lampe (mit einer höheren Brennspannung) wird die Durchsteuerzeit von T2 mit Hilfe von Sperrtransistoren T3, T4 verkürzt, durch die die Steuerstrecke von T2 kurzgeschlossen wird. Hierzu liegt der Emitter von T4 an einem Synchronisierkondensator C3, der über einen Vorwiderstand R2 an die Gleichspannungsquelle Q und über einen Vorschaltkondensator C2 an die Schaltstrecke des vorzeitig zu sperrenden Transistors T2 angeschlossen ist. Der Verlauf der Sägezahnspannung Des am Emitter des Sperrtransistors T4 ist in Fig. 4 dargestellt.
  • Die Basis von T4 liegt an einem Spannungsteiler mit den Widerständen R3, R4 und einem Vergleichskondensator C4, an dem eine in ihrer Größe steuerbare Bezugsspannung auftritt. Hierzu ist C4 einem Steuertransistor T5 parallel geschaltet und ferner über R5 an eine Hilfsspannungsquelle angeschlossen, die von einem Kondensator C5 gebildet wird, der über eine Ladediode D4 dem Synchronisierkondensator C3 parallel liegt.
  • Sperrtransistor T4 wird immer durchgesteuert, wenn die Sägezahnspannung Uc3 größer als die Bezugsspannung Uc4 wird (Fig. 2) :
    • Bis zum Zeitpunkt t2 ist Transistor T2 gesperrt und T1 leitend ; letzterer wird zu diesem Zeitpunkt durch den Sättigungstransformator L2 zugesteuert. Die Induktivitäten des Lastkreises treiben dann den Laststrom in gleicher Richtung weiter über die Gleichspannungsquelle Q und die beiden Kondensatoren C3 und C2, die damit umgeladen werden. Dabei wird der Emitter von T4 negativer als seine Basis und dieser Transistor und damit T3 gesperrt : Infolge dessen kann der von L23 gelieferte Steuerimpuls an T2 wirksam werden und diesen Transistor im Zeitpunkt t4 durchsteuern. Von da an werden die Kondensatoren C2 und C3 in Parallelschaltung (C2 über T2) über den Vorwiderstand R2 aufgeladen bis die Sägezahnspannung am Emitter von T4 größer als die Bezugsspannung an dessen Basis geworden ist. Dann werden T3 und T4 durchgesteuert und Transistor T2 vorzeitig gesperrt.
  • Der Strom des Lastkreises fließt jedoch noch in gleicher Richtung weiter und zwar über die Rückstromdiode des Transistors T1 (bei MOS-FET-Transistoren integriert). Beim Nulldurchgang des Laststromes erzeugt dann der Sättigungstransformator an L22 eine Durchsteuerspannung für T1, über den dann der Entladestrom des Umschwingkondensators C10 in entgegengesetzter Richtung durch den Lastkreis fließen kann. Die Zeitdauer dieser Halbwelle ist dabei von dem Sättigungstransformator abhängig und im wesentlichen konstant ; die Änderung der resultierenden Betriebsfrequenz wird in diesem Fall also nur durch Verkürzen der einen durch T2 bestimmten Halbwelle erreicht.
  • Für diese Verkürzung ist die Größe der Bezugsspannung Uc4 an dem Vergleichskondensator C4 durch den parallel geschalteten Steuertransistor T5 unterschiedlich einstellbar. Die Steuerstrecke dieses Transistors liegt hierzu einerseits an einem Spannungsteiler mit den Widerständen R6 und R7 und über eine Zenerdiode D8 und einen Spannungsteiler R8. R9 an einem Kondensator C8, der sich über D9 bzw. D10, C7 und R12 auf einen von der Lampenspannung abhängigen Wert auflädt.
  • R6 und R7 liegen parallel zu einem Kondensator C6, der über eine Entkopplungsdiode D6 an ein RC-Glied R1, C1 angeschlossen ist und mit diesem über Widerstände R11, R10 und eine Elektrode der Lampe LP von der Gleichspannungsquelle Q aufgeladen wird. Die Spannung an C1 steuert dabei über die Schaltdiode D2 den Transistor T2 beim Einschalten des Wechselrichters an, verschwindet dann aber, da C1 über D1 und T2 entladen wird. Daher ist die Entkopplungsdiode D6 nach dem Anschwingen des Wechselrichters gesperrt : Der Steuertransistor T5 ist daher nach dem Anschwingen des Wechselrichters nur während einer kurzen Entladezeit des Kondensators C6 durchgesteuert, der mit den Widerständen R6 und R7 die Vorheizzeit bestimmt. Solange T5 auf diesem Wege durchgesteuert ist wird der Sperrtransistor T4 infolge der niedrigen Bezugsspannung Uc4v in jeder Periode bereits im Zeitpunkt tS1 (Fig. 4) leitend und damit die über T2 fließende Halbwelle verkürzt. Die daraus resultierende Erhöhung der Betriebsfrequenz hat eine entsprechend niedrige Spannung am Kondensator C4 parallel zu der Entladungslampe LP zur Folge, so daß diese nicht zünden kann.
  • Im Zeitpunkt t1 in Fig. 2 wird T5 zunehmend zugesteuert und damit steigt die Bezugsspannung an C4, so daß die über T2 fließenden Halbwellen stetig länger werden, bis sich die resultierende Betriebsfrequenz soweit der Resonanzfrequenz des Lastkreises genähert hat, daß die Lampe zündet. T3, T4 und T5 sind dann gesperrt und es stellt sich eine Betriebsfrequenz mit gleich langen Halbwellen ein, die ausschließlich durch den Sättigungstransformator bestimmt ist und für den Betrieb einer Krypton-Lampe bemessen ist. In diesem Fall ist die an dem Kondensator C8 auftretende Spannung zu klein, um über die Zenerdiode D8 den Steuertransistor T5 wieder leitend steuern zu können.
  • Wird dagegen an dem so bemessenen Wechselrichter eine Lampe gleicher Nennleistung mit Argon-Füllung angeschlossen, so stellt sich - nach gleichartigem Ablauf der Vorheiz- und Zündphase - im Brennbetrieb eine höhere Brennspannung ein, die den Steuertransistor T5 über Zenerdiode D8 definiert aufsteuert, so daß sich an dem Vergleichskondensator C4 (infolge der Gegenkopplungsdiode D7) eine für diesen Betriebsfall charakteristische Bezugsspannung Uc4A einstellt, bei der die Sperrtransistoren T3, T4 bereits im Zeitpunkt t62 (Fig. 4) durchgesteuert werden, was zu einer entsprechenden Verkürzung der über T2 fließenden Halbwelle und damit zu einer Erhöhung der resultierenden Betriebsfrequenz führt. Diese Erhöhung ist so bemessen, daß die Lampe mit Argon-Füllung gerade den richtigen Betriebsstrom erhält.
  • Die Spannung an dem Kondensator C8 wird zugleich zur Abschaltung des Wechselrichters bei dauernd zündunwilliger Lampe herangezogen : Erreicht diese Spannung einen durch die Überwachungseinrichtung Ü vorgegebenen Grenzwert, dann spricht diese an und schließt den Anschwingkondensator C1 und die Steuerelektrode von T1 über D5 kurz. Die Ansprechschwelle dieser Überwachungseinrichtung liegt über der Spannung, die sich an C8 bei Betrieb des Wechselrichters mit einer Argon-Lampe einstellt. Ferner ist die Ladezeitkonstante von C8 so groß, daß die Überwachungseinrichtung auch nicht während der Vorheiz- und der Zündphase ansprechen kann, es sei denn, die Lampe würde in der vorgegebenen Zeit (t1/t2) nicht zünden.

Claims (6)

1. Wechselrichter mit zwei abwechselnd leitenden steuerbaren Schaltern (T1, T2), mit einem Lastkreis parallel zu dem ersten Schalter (T1), der über den zweiten Schalter (T2) an einer Gleichspannungsquelle (Q) liegt und aus der Reihenschaltung eines Umschwingkondensators (C10), eines Reihenresonanzkreises mit einer Drossel (L1) und einem Kondensator (C9) und einer Entladungslampe (LP) mit heizbaren Elektroden besteht, wobei diese Elektroden in dem Lastkreis liegen und über den Kondensator (C9) des Reihenresonanzkreises miteinander verbunden sind, mit einem Steuersatz (S), der die Schalter abwechselnd durchsteuernde Steuerspannungen liefert, gekennzeichnet durch einen Brennspannungsfühler (B), der die Brennspannung der Lampe (LP) überwacht und ein von der Brennspannung abhängiges Ausgangssignal liefert, das dem Steuersatz (S) zugeführt wird und die Frequenz der von ihm gelieferten Steuerspannungen bestimmt.
2. Wechselrichter nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen zwischen dem Steuersatz (S) und dem Brennspannungsfühler (B) angeordneten Auswerter (A), dem zusätzlich die Spannung eines am Eingang (PN) des Wechselrichters liegenden Zeitgliedes (Z) zugeführt wird, und der während einer mit der Einschaltung der Gleichspannungsquelle beginnenden Vorheizzeit (t0/t1) und einer daran anschließenden Zündzeit (t1/t2) die Frequenz der Steuerspannungen bestimmt und der danach das Ausgangssignal des Brennspannungsfühlers (B) für den Steuersatz (S) wirksam werden läßt.
3. Wechselrichter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Auswerter (A) eine Sägezahnspannung (VC3) mit einer Bezugsspannung (Vc4) vergleicht und davon abhängig einen Sperrtransistor (T3, T4) steuert, der die Steuerspannung eines der Schalter (T2) des Wechselrichters beendet, wobei die Sägezahnspannung von einem Synchronisierkondensator (C3) abgegriffen wird, der über einen Vorwiederstand (R2) an der Gleichspannungsquelle (Q) liegt und über einen Vorschaltkondensator (C2) dem zu sperrenden Schalter (T2) parallel geschaltet ist.
4. Wechselrichter nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Bezugsspannung (Vc4) von einem Vergleichskondensator (C4) abgegriffen wird, dem ein Steuertransistor (T5) parallel liegt, dessen Steuerstrecke über eine Zenerdiode (D8) an einer Spannungsquelle (R8, R9, C8) liegt, die eine der Spannung an der Lampe (LP) proportionale Spannung liefert.
5. Wechselrichter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerstrecke des Steuertransistors (T5) an einem RC-Glied (R6, R7, C6) liegt, das über eine nur zwischen Einschalten des Wechselrichters und seinem Anschwingen leitende Entkopplungsdiode (D6) aufgeladen wird.
6. Wechselrichter nach Anspruch 5, mit einer Überwachungseinrichtung, die den Wechselrichter bei dauernd zündunwilliger Lampe abschaltet, dadurch gekennzeichnet, daß die Überwachungseinrichtung (Ü) eingangsseitig ebenfalls an die Spannungsquelle (C8) angeschlossen ist, die als RC-Glied (R8, R9, C8) ausgebildet ist, und dessen Zeitkonstante so groß ist, daß die Spannung an dem Kondensator (C8) die Ansprechschwelle der Überwachungseinrichtung nicht erreicht, wenn die Lampe in einer vorgegebenen Zeit zündet.
EP84105786A 1983-05-27 1984-05-21 Wechselrichter zur Speisung von Entladungslampen Expired EP0127101B1 (de)

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EP0127101A1 EP0127101A1 (de) 1984-12-05
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