DK170193B1 - Omkoblingsindretning - Google Patents

Description

i DK 170193 B1

Den foreliggende opfindelse angår generelt styring af effekt-transistorer, og den angår mere specifikt, men ikke udelukkende, styring af effekttransistorer i en brokobling, fx i en vekselretterbro i en frekvensomsætter til styring af hastig-5 heden af elektriske motorer eller i en ensretter eller vek-selretter.

En frekvensomsætter omfatter, hvad enten den er énfaset eller trefaset, traditionelt en ensretterbro, hvis udgang er forbundet med en vekselretter. Vekselretteren omfatter - i et 10 antal, der er lig med antallet af faser i nettet - kommu-teringsgrene, der hver især består af en transistor for en positiv spænding og koblet i serie med en transistor for stelspænding, idet hver transistor er forbundet med en reku-perationsdiode. Et mellemliggende punkt eller knudepunkt 15 mellem transistorerne er forbundet med en fasevikling i motoren.

Et velkendt problem med denne omsættertype er, at den "høje" eller positive transistors kollektor-emitterbane påtrykkes en negativ spænding, der er lig med diodens tærskelspænding, når 20 de to transistorer i én gren er blokerede eller åbne, og der cirkulerer en strøm i én af rekuperationsdioderne, fx i dioden for en positiv spænding. Følgelig er transistorens basis-kollektorovergahg polariseret eller forspændt direkte, hvilket giver en akkumulation af en ladning, som skal evaku-25 eres på den ene eller den anden måde for ikke at kompromittere vekselretterens drift. Det samme problem optræder i forbindelse med de "lave" transistorer eller transistorer for stelspænding, når den tilhørende diode er strømførende.

Et sådant problem løses nemt med effekttransistorer af MOS-30 typen; ladningerne er nemlig majoritetsledningsbærere, og det er tilstrækkeligt at aflade Gate-Source-kapaciteten, på hvilken ladningerne er akkumuleret, og følgelig benyttes denne komponenttype i dag til kommutering i frekvensomsættere med lav belastning.

2 DK 170193 B1 Når der imidlertid skal arbejdes med højere belastninger, bliver MOS-transistorernes høje pris en betydelig økonomisk faktor, og det foretrækkes at benytte bipolære transistorer, der er mindre kostbare. Det ovenfor nævnte problem får da 5 imidlertid endnu større betydning; det er i dette tilfælde nødvendigt at sørge for en negativ polarisering eller forspænding på transistorens basis for at evakuere de ladninger, # som i dette tilfælde udgøres af minoritetsledningsbærere, og som har en tendens til at blive akkumuleret i basis-kollek-10 torovergangen.

Enhver løsning på dette problem skal tage hensyn til, at emitterne på transistorer for stelspænding er forbundet til en fast spænding, medens emitterne på transistorer for en positiv spænding er forbundet til en flydende spænding.

15 De kendte løsninger, der sigter mod at anvende den ønskede negative polarisering, er ufordelagtige i henseende til omkostninger og uhåndterlighed. Anvendelsen af en transformator indfører således forstyrrende kapaciteter, som er skadelige for omsætterens gode funktion, især ved høje om-20 sætningsfrekvenser.

Den foreliggende opfindelse har til formål at eliminere anvendelsen af en transformator og at afhjælpe ulemperne ved den kendte teknik, idet der tilvejebringes en omkoblingsindretning, i hvilken der til styreelektroden i en 25 bipolær transistor eller i en effektforstærker, der har en sådan transistor, er påtrykt de krævede positive og negative polarisationspændinger ved hjælp af et simpelt, ukompliceret, billigt og integrerbart elektronisk kredsløb, der har meget ubetydelige forstyrrende kapaciteter.

M 1

Den foreliggende opfindelse angår således en effektoromkob- lingsindretning, der omfatter et bipolær-transistoreffekttrin s og et styrekredsløb for dette trin, hvilket styrekredsløb omfatter første polarisationsorganer, der til nævnte trin i løbet af første tidsintervaller påtrykker 3 DK 170193 B1 polarisationsimpulser, der er beregnet til at gøre trinnet strømførende, samt andre polarisationsorganer, der til nævnte trin i løbet af andre tidsintervaller påtrykker inverterede polarisationsimpulser, der tjener det formål at undgå, at der 5 akkumuleres ladninger i transistoren, medens den er påtrykt en inverteret spænding. De første polarisationsorganer omfatter en første kondensator og et første kommuteringskredsløb til selektiv opladning af den første kondensator ved hjælp af en konstant spændingskilde ud over 10 de første tidsintervaller og til udladning af kondensatoren via en styreindgang på det nævnte trin, idet de andre polarisationsorganer omfatter en anden kondensator og et andet kommuteringskredsløb til selektiv opladning af den anden kondensator ved hjælp af spændingskilden uden for de 15 andre tidsintervaller og til udladning af kondensatoren via styreindgangen.

Ved brug af en simpel kondensator, der oplades ved hjælp af selve spændingskilden, som anvendes til direkte polarisering, og ved at udlade den på passende tidspunkter gør opfindelsen 20 det muligt at påtrykke transistoren den inverterede polarisering, der kræves for at beskytte den i løbet af alle de tidsintervaller, under hvilke dens kollektor-emitter-spænding bliver negativ.

Foretrukne træk ved effektoromkoblingsindretningen ifølge 25 opfindelsen er følgende:

Den første kondensator omfatter en første klemme, der selektivt kan forbindes med spændingskilden og med styreindgangen på effekttrinnet, og en anden klemme, der er forbundet med en effektudgangsklemme på effekttrinnet, 30 idet det første kommuteringskredsløb omfatter en første omkobler til isolering af den første kondensators første klemme fra styreindgangen under kondensatorens opladning og et første blokeringsorgan til isolering af spændings-kilden fra kondensatorens første klemme i det mindste 35 under de første tidsintervaller.

4 DK 170193 B1

Den anden kondensator omfatter en første klemme, der selektivt kan forbindes med spændingskilden og med effektudgangsklemmen på effekttrinnet, og en anden klemme, der selektivt kan forbindes til effektudgangsklemmen 5 og til styreindgangen på effekttrinnet, idet det andet kommuteringskredsløb omfatter en anden og tredje omkobler, henholdsvis til isolering af den anden udgangskon- * densators første klemme i forhold til effekttrinnet og til isolering af den anden kondensators anden klemme fra 10 styreindgangen på det nævnte trin under opladningen af kondensatoren, samt et andet og tredje blokeringsorgan, henholdsvis til isolering af den anden kondensators, første klemme fra spændingskilden og til isolering af den anden kondensators anden klemme i forhold til effektud-15 gangsklemmen under de andre tidsintervaller.

Den første og tredje omkobler udgøres af en transistor, fortrinsvis af Darlingtontypen, hvis styreindgang reguleres af et styresignal, hvis kollektor på den ene side er forbundet med den første kondensators første klemme 20 via en modstand og på den anden side med styreindgangen på effekttrinnet, og hvis emitter er forbundet med den anden kondensators anden klemme.

Det første og andet blokeringsorgan omfatter tilsammen en første diode, der er monteret mellem spændingskilden og 25 de første klemmer på henholdsvis den første og den anden kondensator.

Det første og andet blokeringsorgan omfatter desuden henholdsvis en anden og tredje diode, der er monteret mellem den første diode og de første klemmer på den 30 første og den anden kondensator.

I det tilfælde, hvor effekttrinnet er et trin i en vek-selretter for en positiv spænding og er monteret i serie med et effekttrin for stelspænding mellem en leder for den positive spænding og en leder for stelspændingen, er DK 170193 B1 s spændingskilden forbundet til lederen for stelspænding, og det første og andet blokeringsorgan styres af signalændringer i potentialforskellen mellem indgangs-punktet for spændingskilden og effektudgangsklemmen fra 5 trinnet for den positive spænding.

Den anden omkobler omfatter en transistor, hvis styreindgang er forbundet med en fjerde omkobler, der selv styres af potentialændringer, hvis strøms indgangsklemme er forbundet med den anden kondensators første klemme, og 10 hvis effekt- eller strømudgangsklemme er forbundet med effektudgangsklemmen på effekttrinnet.

Den fjerde omkobler omfatter en transistor, hvis styre-indgang er forbundet med udgangen på en delebro, der er monteret mellem den første kondensators klemmer.

15 - Det tredje blokeringsorgan omfatter en diode, der er monteret mellem den anden kondensators anden klemme og effekttrinnets effekt- eller strømudgang.

Styresignalet for den direkte polarisation styrer den første og tredje omkobler ved hjælp af en optokobler.

20 - Effekttrinnet kan- eventuelt omfatte en kaskadekobling af en MOS-transistor og en bipolær transistor, en Darling-ton-kobling af to bipolære transistorer, en enkelt bi-polær transistor eller en bipolær transistor med isoleret Gate. 1 - Den anden omkobler omfatter en MOS-transistor, hvis Gate-

Source -kapacitet og en modstand, der er koblet i serie med Gate-klemmen, bestemmer en tidskonstant, som fastsætter det tidsrum, i løbet af hvilket MOS-transistoren er strømførende.

6 DK 170193 B1

Andre aspekter, formål og fordele ved den foreliggende opfindelse vil fremgå af den efterfølgende beskrivelse af en foretrukken udførelsesform for opfindelsen. Opfindelsen vil i det følgende blive nærmere forklaret under henvisning til 5 tegningen, på hvilken fig. 1 skematisk viser princippet for en frekvensomsætter, hvor en effektomkoblingsindretning ifølge den foreliggende opfindelse benyttes, fig. 2 skematisk en del af det i fig. 1 viste kredsløb 10 illustrerende det problem, som den foreliggende opfindelse løser, og fig. 3 skematisk og detaljeret et styrekredsløb ifølge den foreliggende opfindelse.

I fig. 1 er vist et statisk frekvensomsætterkredsløb, speci-15 elt til styring af asynkronmotorers hastighed, forbundet med et forsyningsnet, der kan være énfaset eller flerfaset, i det foreliggende eksempel et trefaset net.

Frekvensomsætteren har et kredsløb 10 til ensretning af en trefaset vekselstrøm og en vekselretter 20. Ensretterkredslø-20 bet 10 består af en ensretterbro P, der omfatter seks dioder, som er forbundet med nettets faser, samt en filterkondensator C, der skal afgive en konstant spænding til vekselretteren via en leder 31 for en positiv spænding og en stelleder 32.

Vekselretteren 20 er på indgangssiden forbundet med de to 25 ledere 31 og 32 og på udgangssiden med tre ledere for faser U, V og W på en asynkronmotor M. Motoren M kan også være en synkroniseret asynkronmotor.

Vekselretteren 20 omfatter seks styrede statiske omkoblere, * der er monteret i en Graetz-bro og konventionelt udgøres af 30 transistorer -T6, såsom bipolære transistorer. Parallelt med transistorernes emitter-kollektor-baner eller -overgange DK 170193 Bl 7 er monteret seks rekuperationsdioder eller friløbsdioder di"d6*

Hver gren af broen omfatter et transistorpar: en transistor for en såkaldt positiv eller høj spænding, henholdsvis T3 5 og T5, og en transistor for en såkaldt stelspænding eller lav spænding, henholdsvis T2, T4 og T6. Midtpunktet af hvert transistorpar er forbundet med en statorimpedans af motoren M (ikke vist).

Basis på transistorerne T-pTg styres af seks respektive 10 styreindretninger 0±-C6 af den type, der er indrettet til at afgive et pulsbreddemoduleret signal (PWM (Pulse Width Modulation) ) på basis med henblik på styring af motorens omdrejningshastighed på i og for sig kendt måde. En styreenhed, UC, fx en mikroprocessor, afgiver passende styresignaler hen-15 holdsvis CB^CBg til styreindretningerne C^-Cg.

I fig. 2 er vist et udsnit af den i fig. 1 viste vekselretter til illustration af det problem, der løses i overensstemmelse med den foreliggende opfindelse. I fig. 2 er transistoren og dioden for den positive spænding angivet med henvisningsbe-20 tegneiserne henholdsvis TH og DH, medens transistoren og dioden for den negative spænding eller stelspændingen er angivet med henvisningsbetegnelserne henholdsvis TB og DB. Tilsvarende er styreindretningerne for den positive spænding og for den negative spænding eller stelspændingen angivet med 25 henvisningsbetegnelserne henholdsvis CH og CB. Den konstante spænding, som afgives af ensretteren, er symboliseret med en generator, der afgiver en spænding V.

Hvis der som spændingsreference benyttes potentialet (0 V) på stellederen 32, er den spænding Vm, som optræder på midt-30 punktet mellem transistorparret (ledningen 33), enten i alt væsentligt nul (i det tilfælde, hvor TB eller DB er strømførende) , eller i alt væsentligt lig med V+ (i det tilfælde, hvor TH eller DH er strømførende) .

8 DK 170193 B1

Dette betyder, at referencespændingen i styrekredsløbet CH, taget på emitteren af TH, er flydende, medens referencespændingen i styrekredsløbet CB, taget på emitteren af TB, er konstant eller fast. I praksis betyder dette, at der skal 5 tilvejebringes en individuel flydende forsyning for hvert af styrekredsløbene CH, medens styrekredsløbene CB kan nøjes med en fælles forsyning, som er fastlagt i forhold til lederen 32 for stelspændingen.

Der vil nu detaljeret blive beskrevet et styrekredsløb ifølge 10 den foreliggende opfindelse under henvisning til fig. 3.

Det beskrevne kredsløb er kredsløbet C5, der er forbundet med effekttransistoren T5 for den positive spænding i veksel-retteren. Dette kredsløb påtrykkes en positiv konstant spænding Vp, fx af størrelsesordenen 15 volt, idet denne spænding 15 påtrykkes mellem en forsyningsledning 34 og lederen 32 for stelspændingen. Kredsløbet C5 modtager på en indgang CB5 et styresignal til transistoren T5.

Indgangen CB5 er forbundet med Vp ved hjælp af en elektrolu-miniscent diode i en optokobler PH3, der er monteret paral-20 lelt med en modstand R156. Ledningen 34 er via en diode D149, en modstand R124 og en anden diode D12o forbundet i serie med den positive klemme på en positiv polariserings- eller polarisationskondensator C108, hvis negative klemme er forbundet med midtpunktet 33 mellem transistorerne T5 og T6, i 25 hvilket midtpunkt spændingen er Vm.

Ledningen 34 er i øvrigt via dioden D149, en modstand R123 og en anden diode D119 forbundet i serie med Drain D på en MOS-transistor T114 og til den positive klemme på en negativ polariserings- eller polarisationskondensator C107, hvis 30 negative klemme er forbundet med emitteren på en fototransistor i optokobleren PH3. * 9 DK 170193 B1

To modstande R125 °£T %32' ^er er forbundet i serie mellem katoden på dioden D149 og ledningen 33 for referencespændingen Vm, danner en delebro eller et delenetværk for polariseringen på basis af en bipolær NPN-transistor T111# hvis 5 emitter er forbundet med ledningen 33, og hvis kollektor på den ene side er forbundet med en katode på dioden D120 via en kollekt ormods tand R126 og på den anden side med Gaten på M0S-trans is toren T114 via en parallelkobling af en modstand R131 og en diode D122.

10 Basis på optokobleren PH3's fototransistor er via en diode forbundet med en modstand R127, som er forbundet med katoden på dioden D120 og til katoden på en Zener-beskyttelsesdiode D121. Kollektoren på optokobleren PH3's fototransistor er desuden forbundet med basis på en transistor T112, der sammen 15 med en transistor T113 danner et Darlington-par, idet en modstand R128 forbinder basis på T112 me{^ katoden på dioden D120, og idet en modstand R129 forbinder kollektoreme på T112 og Tii3 tii katoden på dioden D120.

Fototransistorens emitter er forbundet med anoden på Zener-20 dioden D121, med emitteren på transistoren T113 og via en modstand R130 med emitter-basisforbindelsespunktet i Dar-lington-parret T112-T113. Som angivet ovenfor er den negative klemme på kondensatoren C107 ligeledes forbundet med et fælles punkt for fototransistorens emitter og emitteren på 25 T113.

Mellem dette punkt og ledningen 33, med hvilken Sourcen på MOS-transistoren T114 også er forbundet, er monteret en diode D123*

Kollektorerne på Darlington-parret T112-T113 er forbundet med 30 ledningen 33 dels via en kondensator C109, dels via en Zener-diode D124 og en diode D125, der er forbundet i serie vendende mod hinanden eller "ryg mod ryg". De er desuden forbundet med Gaten på en MOS-transistor T115 via en modstand R133. Tran- 10 DK 170193 B1 sistoren T115 styrer transistoren T5 og udgør sammen med denne et bipolært MOS-effekttrin.

Mere præcist er Sourcen på MOS-transistoren T115 forbundet med basis på transistoren T5 via et forbindelsespunkt B5 og 5 er forbundet med Gaten på MOS-transistoren T115 via en diode D127. Transistoren T5's emitter er forbundet med referenceledningen 33 via et forbindelsespunkt E5 og med anoden på en dermed forbundet rekuperationsdiode D5. Dette punkt, som er midtpunktet mellem kommuteringstransistorerne T5-T6 for-10 bundet til motorens fase W, er ligeledes forbundet med kol-lektoren på transistoren T6 og med katoden på rekuperations-dioden Ds og med den tilhørende fase af den motor, der skal styres (ikke vist). Spændingen V+, som optræder på lederen 31 for den positive spænding, er forbundet med Drain på MOS-15 transistoren T115, med kollektoren på T5 og med katoden på dioden D5.

Kondensatoren C108 udgør en spændingskilde, som oplades, medens transistoren er blokeret, og som derefter anvendes til positiv polarisering eller forspænding af denne transistor 20 for at gøre den strømførende.

Den del af kredsløbet, som udgøres af PH3, Τ112“τιΐ3' R128, %30 °9 d123' udgør selve styrekredsløbet for det bipolære MOS-effekttrin T115-T5 for alternativt at blokere transistoren T5 og at gøre den strømførende i samarbejde med konden-25 satoren C108.

I det følgende beskrives det ovenfor beskrevne kredsløbs funktion.

Styringen af transistoren T5 udføres ved, at klemmen CB5 påtrykkes et styresignal, idet det for at bestemme slukningen 30 af transistoren T5 har et lavere niveau end Vp, fx 0 volt, og idet det for at styre åbningen af transistoren T5 har signalniveauet Vp.

11 DK 170193 B1

Det skal bemærkes, at styringen af transistorerne T5 og T6 udføres i en cyklus med såkaldt komplementær styring på følgende måde: i tidsrummet tx er T6 strømførende, medens T5 er blo-5 keret; i et kort sikkerhedstidsinterval betegnet t2, fx af størrelsesordenen 15 μβ, er både T5 og T6 blokeret; på denne måde elimineres enhver risiko for kortslutning af lederne 31 og 32 for den positive spænding og for stel-10 spændingen; i det efterfølgende tidsrum t3 er T5 strømførende, medens Tg forbliver blokeret; og i et andet sikkerhedstidsinterval t4, der tjener samme funktion som t2, er T5 og T6 blokeret.

15 I tidsintervallet tlf hvor T6 er strømførende, ligger midtpunktet M mellem T5 og T6 og lederen 33 på 0 volt. Da signalet CB5 er "lavt", er PH3's fototransistor desuden blokeret. Dette medfører, at basis på T112 er positivt polariseret eller forspændt via R128, °9 Darlington-parret T112-T113 er 20 således "by-passed".

Da potentialforskellen mellem ledningerne 34 og 33 på dette tidspunkt er positiv og praktisk talt lig med Vp, genoplades kondensatoren C108 for den positive polarisering via D149, R124 og D120. Den strøm, der løber i lederen 34, går gennem 25 R129/ th3 og D123 på en sådan måde, at T115 og T5 forbliver blokeret. Det skal i denne forbindelse bemærkes, at der i denne situation alligevel påtrykkes en positiv spænding (i det væsentlige lig med de akkumulerede tærskelspændinger for Tii3 °ST Di23^ til Gaten G på T115; men denne spænding er 30 lavere end tærskel spændingen for T115 og forårsager ikke, at denne begynder at lede. T115 fungerer således her fordelagtigt som en tærskelindretning, der gør det muligt at elimi- 12 DK 170193 B1 nere de spændingsfald, som opstår i indretningens forskellige komponenter.

Da Vp-Vm er positiv, påtrykkes der desuden en spænding, som i det væsentlige er lig med Vp delt af delebroen R125/ Ri32, til 5 basis på T11;L, som dermed er strømførende. Da grenen R125'

Ti2i er "by-passed", er T114 blokeret. Kondensatoren C107 for negativ polarisering oplades derfor via D149, R123, D119 og D123. Det skal bemærkes, at under denne opladning spiller dioden D123 ingen særlig rolle.

10 Ved overgangen mellem intervallerne t± og t2 åbnes transistoren T6.

Spændingen Vm stiger da pludseligt. Så snart Vm er større end Vp, blokerer dioden D149 ligesom dioderne D119 og D120. Som følge heraf kan der ikke mere løbe en strøm til basis på 15 TX11, som blokeres. Gaten på T114 påvirkes via R126 og D122 af den spænding, som optræder på klemmer af C108. Transistoren "by-passes", hvilket kun forårsager en meget svag afladning af C108. Dioden D122 gør det i denne situation muligt ikke i for høj grad at begrænse den strøm, der løber til Gaten på 20 T114, så at T114's Gate-Source-kapacitet oplades så hurtigt som muligt, og at sidstnævnte transistor "by-passes" med en meget kort reaktionstid, hvilket, således som det vil blive beskrevet nedenfor, er nødvendigt af hensyn til en god beskyttelse af effekttrinnet.

25 Transistoren Tllx'S basis kan styres af et logisk 1.

I løbet af intervallet t2 er Darlington-parret T1i2-T1i3 stadig "by-passed", eftersom signalet CB5 er lavt som anført ovenfor. Der dannes således et sløjfekredsløb, der udgøres af den positive klemme på C107, T114, emitter-basis-overgangen på 30 Tg, D127, R133, T113 og den negative klemme på C107. Dette « kredsløb forbliver etableret lige så længe, T113 og T114 er strømførende. I løbet af hele intervallet t2 påtrykkes transistoren T5 således en negativ basis-emitter-polarisering 13 DK 170193 B1 eller forspænding, idet polariseringsspændingen tilføres fra den opladede kondensator C107. Dioden D122 er polariseret eller forspændt modsat under t2.

Kort beskrevet oplades kondensatoren C107 i løbet af inter-5 vallet t± af den positive spænding Vp-Vm, hvorefter kondensatoren C107 ved hjælp af passende kommuteringsorganer, der består af T113 og T114, afledes med sin negative elektrode eller klemme forbundet med basis og sin positive elektrode eller klemme forbundet med emitteren på T5.

10 Denne negative polarisering gør det muligt at eliminere akkumulering af ladninger i transistoren T5, når motorstrømmen løber gennem rekuperationsdioden D5 (hvilket normalt er tilfældet, når transistoren T6 åbnes).

Hvis det ønskes at reducere den negative polariseringsstrøm 15 fra T5, kan der i serie med Source-Gate-dioden D127 på T115 anbringes en modstand (ikke vist), som skal adderes til modstanden R133 og sammen med denne bestemmer værdien af denne strøm.

Ved overgangen mellem tidsintervallerne t2 og t3 skifter 20 styresignalet CB5 til høj for at lukke transistoren T5. Som følge heraf tændes elektroluminiscensdioden i PH3 og gør fototransistoren strømførende. Basis-emitter-spændingen på Τχΐ2 bringes ned i nærheden af nul, så at Darlington-parret T3.12-Τχΐ3 blokeres. Det ovenfor beskrevne negative polari-25 seringskredsløb afbrydes øjeblikkeligt.

Da T113 er blokeret, kan den strøm, der kan tilføres ud fra den positive klemme på den positive polariseringskondensator C108, desuden løbe via R12g og R133 til Gaten på T115. Det bipolære MOS-trin T115, T5 er fra dette øjeblik polariseret 30 positivt, og T5 er strømførende. Det kan bemærkes, at kondensatoren C108, der selv har beskedne dimensioner, er i stand til at sørge for denne polarisering under hele intervallet 14 DK 170193 B1 t3, da strømforbruget for Gaten på T115, som er af MOS-typen, er meget ringe.

Det skal her bemærkes, at C107 ikke bliver genopladet med den positive potentialforskel mellem Vm og Vp i løbet af inter- ’ 5 vallet t3, da transistoren T114 forhindrer, at der kan løbe strøm mod C107's positive klemme. Samtidig forhindrer dioden ς D123 kondensatoren i at blive afladet.

Ved overgangen mellem t3 og t4 skifter signalet CB5 til lav, så at Darlington-parret T112-T113 på ny bliver strømførende.

10 Dette har to hovedkonsekvenser. På den ene side kan C108 aflades gennem T113 og D123, så at den positive polarisering af T115 falder. På den anden side etableres det negative polariseringskredsløb, der er dannet under intervallet t2, og som igen påvirker T5.

15 I dette tilfælde gælder det, at rekuperationsstrømmen i princippet vil løbe i D6, medens der ikke kan løbe en strøm i dioden D5. Denne nye omvendte polarisering synes således at være overflødig. Den er imidlertid ikke generende, og denne løsning har den fordel ikke at komplicere kredsløbet med 20 yderligere kommuteringsorganer. Det er klart, at fagmanden vil kunne udtænke sådanne yderligere kommuteringsorganer for at undgå denne polarisering.

Når denne cyklus gentages, oplades C107 og C108 på ny og kan påtrykke T5 de nødvendige polariseringer i de senere inter-25 valler t2, t3 og t4.

I overensstemmelse med en variant af den foreliggende opfindelse kan C108 deltage i genopladningen af C107. Mere præcist kan der mellem de respektive katoder på D120 og D119 anbringes en modstand i serie med en diode (ikke vist), som 30 gør det muligt i det mindste delvist at aflade C108 via C107 under genopladningsfasen for sidstnævnte.

15 DK 170193 B1

Det kan bemærkes, at valget af modstandsværdierne for R126 og Ri3i ky99er på særlige overvejelser. Under afladningen af C107 svarende til den negative polarisering af T5, er det mere præcist særligt vigtigt ikke at blokere T114 for ikke at 5 afbryde polariseringskredsløbet. I det foreliggende tilfælde bestemmer modstanden R131 og T114's Gate-Source-kapacitet en tidskonstant, som gør det muligt at reducere faldet i spændingsfaldet på Gaten af T114, når spændingen Vp som følge af blokering af dioderne D149, D119 og D120 ikke længere er 10 disponibel. Værdien af R12g» £χ af størrelsesordenen 1/10 af værdien af R131, skal desuden vælges tilstrækkelig lav til, at transistoren T114 "by-passes" så hurtigt som muligt, hvilket er anført ovenfor.

I praksis vælges værdien af R131 som funktion af egenskaberne 15 ved den type MOS-transistor, der anvendes som T114, således at ovennævnte tidskonstant er større end det ovenfor nævnte tidsinterval mellem åbningen af T6 og lukningen af T5.

Zenerdioden D121 har til formål at beskytte optokobleren PH3, især for at udjævne ethvert spændingspunkt mellem fototran-20 sistorens emitter og kollektor ved den pludselige ændring af Vm-værdien og diverse kommuteringer. Det er endvidere på grund af tilstedeværelsen af D121 nødvendigt at give R127 en relativt høj værdi for at undgå, at denne modstand forårsager en betydelig afladningsstrøm for C107.

25 Ved igangsætningen af frekvensomsætteren, som er forsynet med styreindretninger ifølge den foreliggende opfindelse, er det nødvendigt at oplade kondensatorerne med positiv og negativ polarisering. Dette udføres fortrinsvis ved først at gøre alle transistorerne for stelspændingen strømførende, hvilket 30 i hver af faserne svarer til tidsintervallet t·,^ svarende til genopladningen af disse kondensatorer.

Den foreliggende opfindelse angår ikke blot styring af trin med MOS-bipolær effekt, men også bipolære transistorer med isoleret Gate eller gitter (IGBT) eller bipolære transis- 16 DK 170193 B1 torer, alene eller monteret i Darlington-kobling. I dette tilfælde er det nødvendigt på den ene eller den anden måde at rekonstituere den "tærskelindretnings"-funktion, som udøves af indgangs-MOS-transistoren T115. En mulighed består i at 5 addressere basis på en sådan bipolær transistor eller på den ϊ første transistor i parret med én eller flere dioder i serie.

*

Selv om indretningen ifølge opfindelsen meget fordelagtigt kan anvendes til styring af transistorer, der er henført til et flydende potential, er det klart, at den kan anvendes med 10 transistorer, der er henført til et fast potential.

Opfindelsen kan ikke blot benyttes med vekselretterbroer i frekvensomsættere, men også med broer i ensretteromsættere og mere generelt hver gang, en effekttransistor, der styres under en frekvens, som kan nå flere dusin kHz, i åben til-15 stand risikerer at blive udsat for en negativ kollektor-emitter-spænding.

Beskyttelsen af transistoren Ta15 og/eller af transistoren T5 kan i øvrigt sikres på forskellige måder. Modstanden R133 kan således anbringes oven for forbindelsespunktet for seriefor-20 bindeisen D124, D125 med Gaten på T115, og dioden D125 kan erstattes med en Zenerdiode.

*

Claims (13)

17 DK 170193 B1

1. Effektoromkoblingsindretning (T115, T5), der omfatter i det mindste et bipolær-transistoreffekttrin (T5) og et styrekredsløb for dette trin, hvilket styrekredsløb omfatter 5 første polarisationsorganer, der til nævnte trin i løbet af første tidsintervaller (t3) påtrykker polarisationsimpulser, der er beregnet til at gøre trinnet strømførende, samt andre polarisationsorganer, der til nævnte trin i løbet af andre tidsintervaller (t2, t4) påtrykker inverterede polarisations-10 impulser, der tjener det formål at undgå, at der akkumuleres ladninger i transistoren, medens den er påtrykt en inverteret spænding, kendetegnet ved, at de første polarisationsorganer omfatter en første konden-15 sator (C108) og et første kommuteringskredsløb (D120, Τχΐ3) til selektiv opladning af den første kondensator ved hjælp af en konstant spændingskilde (Vp) ud over de første tidsintervaller og til udladning af den første kondensator via en styreindgang (T115-G) på det nævnte 20 trin; og de andre polarisationsorganer omfatter en anden kondensator (C107) og et andet kommuteringskredsløb (D119, D123, T113, Tii4^ til selektiv opladning af den anden kondensator ved hjælp af spændingskilden uden for de andre tids-25 intervaller og til udladning af den anden kondensator via styreindgangen.

2. Indretning ifølge krav 1, kendetegnet ved, at den første kondensator (C108) omfatter en første klemme, 30 der selektivt kan forbindes med spændingskilden (Vp) og med s tyre indgangen (T115-G) på effekttrinnet, og en anden klemme, der er forbundet med en effektudgangsklemme (E5) på effekttrinnet; og 18 DK 170193 B1 det første kommuteringskredsløb omfatter en første omkobler (T113) til isolering af den første kondensators første klemme fra styreindgangen under kondensatorens opladning og et første blokeringsorgan (D120) til iso-5 lering af spændingskilden (Vp) fra kondensatorens første klemme i det mindste under de første tidsintervaller (t3) . «

3. Indretning ifølge krav 2, kendetegnet ved, at 10. den anden kondensator (C107) omfatter en første klemme, der selektivt kan forbindes med spændingskilden (Vp) og med effektudgangsklemmen (E5) på effekttrinnet, og en anden klemme, der selektivt kan forbindes til effektudgangsklemmen (E5) og til s tyre indgangen (T115-G) på ef-15 fekttrinnet, og det andet kommuteringskredsløb omfatter en anden (T114) og en tredje (T113) omkobler, henholdsvis til isolering af den anden udgangskondensators første klemme i forhold til effekttrinnet og til isolering af den anden kondensa-20 tors anden klemme fra styreindgangen på det nævnte trin under opladningen af den anden kondensator, samt et andet (Dh9) og tredje (D123) blokerings organ, henholdsvis til isolering af den anden kondensators første klemme fra spændingskilden og til isolering af den anden kondensa-25 tors anden klemme i forhold til effektudgangsklemmen under de andre tidsintervaller.

4. Indretning ifølge krav 3, kendetegnet ved, at den første og den tredje omkobler udgøres af én og samme omkobler med transistorer 30 (T112, T113), hvis styreindgang reguleres af et styresignal (CB5), hvis kollektor på den ene side er forbundet med den første kondensators (C108) første klemme via en modstand (R129) og på den anden side med styreindgangen (T115-G) på 19 DK 170193 B1 effekttrinnet, og hvis emitter er forbundet med den anden kondensators (C107) anden klemme.

5. Indretning ifølge krav 4, kendetegnet ved, at omkobleren med transistorer 5 omfatter et Darlington-transistorpar (T112, TX13) .

6. Indretning ifølge et hvilket som helst af kravene 3-5, kendetegnet ved, at det første og det andet blokeringsorgan tilsammen omfatter en første diode (D149) , der er monteret mellem spændingskilden (Vp) og de første klemmer 10 på henholdsvis den første og den anden kondensator (C108, C107) ·

7. Indretning ifølge krav 6, kendetegnet ved, at det første og det andet blokeringsorgan desuden omfatter henholdsvis en anden og tredje 15 diode (D120' D119) , som er monteret mellem den første diode (Di49) og de første klemmer på den første og den anden kondensator (C108, C107) .

8. Indretning ifølge krav 6 eller 7, hvor effekttrinnet (Tii5' T5) er et trin i en vekselretter (20) for en positiv 20 spænding og er monteret i serie med et effekttrin for stel-spænding (T6) mellem en leder (31) for den positive spænding og en leder (32) for stelspændingen, kendetegnet ved, at spændingskilden (Vp) er forbundet til lederen (32) for stelspænding, og at det første og 25 andet blokeringsorgan (D149, D120/ D119) styres af signalændringer i potentialforskellen (Vp-Vm) mellem indgangspunktet (Vp) for spændingskilden og effektudgangsklemmen (E5) fra trinnet for den positive spænding.

9. Indretning ifølge krav 8, 30 kendetegnet ved, at den anden omkobler omfatter en transistor (T114), hvis styreindgang (G) er forbundet med en fjerde omkobler (T1:L1) , der selv styres af potentialændringer, hvis strøms indgangsklemme (T114-D) er forbundet med den 20 DK 170193 B1 anden kondensators (C107) første klemme, og hvis effekteller strømudgangsklemme (T114-S) er forbundet med effektudgangsklemmen (E5) på effekttrinnet.

10. Indretning ifølge krav 9, 5 kendetegnet ved, at den fjerde omkobler omfatter en transistor (T11:L) , hvis styreindgang er forbundet med 1 udgangen på en delebro (R125, ^-132)/ der er monteret mellem den første kondensators (C108) klemmer.

11. Indretning ifølge et hvilket som helst af kravene 8-10, 10 kendetegnet ved, at det tredje blokeringsorgan omfatter en diode (D123) / der er monteret mellem den anden kondensators (C107) anden klemme og effekttrinnets effekteller strømudgang (E5) .

12. Indretning ifølge krav 4, 15 kendetegnet ved, at styresignalet (CB5) styrer den første og den tredje omkobler ved hjælp af en optokobler (PH3), hvis fototransistor på den ene side er forbundet med styreindgangen for omkobleren med transistorer (T112, T113) og på den anden side med den anden kondensators (C107) anden 20 klemme.

13. Indretning ifølge· krav 9, kendetegnet ved, at den anden omkobler omfatter en MOS-transistor (T114), hvis Gate-Source-kapacitet og en modstand (R131) / der er koblet i serie med Gate-klemmen, 25 bestemmer en tidskonstant, som fastsætter det tidsrum, i løbet af hvilket MOS-transistoren er strømførende.