DK163777B - Kobling til frembringelse af et vinkelmoduleret baeresignal med konstant amplitude som svar paa datasignaler - Google Patents

Description

i

DK 163777 B

(A) Opfindelsens baggrund

Opfindelsen angår en kobling til frembringelse af et analogt vinkelmoduleret bæresignal med i det væsentlige konstant amplitude og kontinuert fase 0(t) som svar 5 på datasignaler med en given symbolfrekvens 1/T, hvilken kobling omfatter: en af symbolfrekvensen synkroniseret taktkreds til frembringelse af et taktsignal med en frekvens 4q/T/ hvor q er et helt tal større end 1; 10 en styrekreds indeholdende et af taktsignalet styret adresseringskredsløb og en interpolationstæller til frembringelse af adresser med en frekvens 4q/T som svar på et givet antal på hinanden følgende datasymboler og en af symbolfrekvensen styret tæller til som svar på data-15 symbolerne at frembringe fasetilstandstal, som karakteriserer værdien modulo-2TT af fasen 0(t) ved grænserne af symbolintervaller med længden T; en til styrekredsen forbundet signalbehandlingskreds indeholdende et første ROM-lager til i adresserbare la-20 gerpladser at oplagre digitale numeriske værdier, som er repræsentative for signalerne cos 0(t) og sin 0(t) til de af taktsignalet fastlagte tidspunkter, hvilke oplagrede værdier udlæses fra det første ROM-lagers lagerpladser under styring fra adresseringskredsløbet og be-25 handles til frembringelse af det analoge vinkelmodulerede bæresignal ved digital/analog-omsætning.

En sådan kobling er kendt fra en artikel af De Jager og Dekker om TFM (Tamed Frequency Modulation) i IEEE Transactions on Communications, Vol. COM-26, No. 5, 30 maj 1978, side 534-542, (se fig. 15) og fra US patentskrift nr. 4.229.821 (se fig. 18). I et symbolinterval med længden T ændres fasen 0(t) af et TFM-signal højst med et beløb på i ir/2 rad, og værdien modulo-2r af fasen 0(t) forbliver inden for dette interval altid i samme 35 fasekvadrant [yir/2, (y+1) π/2], hvor y = 0, 1, 2 eller 3, ved et passende valg af 0(t) til referencetidspunktet

DK 163777 B

2 t = O, og en mulig overgang til en anden fasekvadrant udføres kun ved grænserne af symbolintervallerne. For et TFM-signal er fasetilstandstallet fasekvadranttallet y modulo-4. I den kendte kobling opnås dette fasekvadrant-5 tal som en tællerstilling i en modulo-4 op/ned-tæller, der styres af datasymbolerne og udnyttes der som en del af læseadressen for det første ROM-lager i signalbehandlingskredsen. De udlæste digitale numeriske værdier konverteres til to analoge signaler cos 0(t) og sin 0(t) 10 ved hjælp af to DAC-kredse (digital/analog-omsætterkred-se. De to analoge signaler føres gennem to lavpasfiltre til undertrykkelse af uønskede signalkomposanter med frekvensen 4q/T og multipla heraf til en analog kvadraturmodulationskreds, hvor de multipliceres med to bære-15 bølger i fasekvadratur ved hjælp af to produktmodulato-rer, og TFM-signalet opnås ved hjælp af en til produkt-modulatorerne forbundet additionskreds.

- Da grænsefladen mellem de digitale og analoge sig nalbehandlingssektioner ligger umiddelbart efter det 20 første ROM-lager, har disse kendte koblinger en udpræget hybrid-struktur, og der stilles navnlig høje krav til kredsløbsimplementeringen af den analoge sektion både med hensyn til lighed mellem de to signalvejes amplitude-og fasekarakteristikker og de d.c.-spændingsforskydnin-25 ger, som uundgåeligt optræder i signalvejene og med hensyn til nøjagtigheden af fasekvadraturen for de to bærebølger for at forhindre uønskede amplitude- og fasevariationer, uønskede sidebånd og utilfredsstillende bærebølgeundertrykkelse i TFM-signalet ved udgangen.

30 En mulighed for at undgå de ovennævnte ulemper be står i at erstatte bestanddelene af den analoge kvadraturmodulationskreds (produktmodulatorer, bæresignal-oscillator og additionskreds) med disse deles i og for sig kendte digitale ækvivalenter, at indrette disse æk-35 vivalenter til behandling af signaleksempleringsprøverne med taktsignalets frekvens rq/T og at forbinde den så-

DK 163777 B

3 ledes opnåede digitale kvadraturmodulationskreds direkte til det første ROM-lager. Grænsefladen mellem de digitale og analoge sektioner forskydes herved til kvadraturmodulationskredsens udgang, og der kræves følgelig kun én 5 DAC-kreds til opnåelse af TFM-signalet. For en praktisk implementering er den herved opnåede, overvejende digitale struktur imidlertid stadig ikke attraktiv som følge af de i kvadraturmodulationskredsen krævede digitale digitale multiplikatorer, som begrænser den maksimalt til-10 ladelige datasymbolfrekvens 1/T.

I en artikel af Chung og Zegers om GTFM (Generalized TFM) publiceret i Philips Journal of Research, Vol.37,

No. 4, 1982, side 165-177, er det angivet (se side 169), at denne begrænsning kan elimineres ved at vælge en pas-15 sende værdi for bærefrekvensen (f.eks. lig med en fjerdedel af taktsignalets frekvens 4q/T) og derefter kombinere funktionerne af det første ROM-lager og den digitale kvadraturmodulationskreds. De i det første ROM-lager oplagrede, digitale numeriske værdier repræsenterer da ek-20 sempleringsprøver af det analoge GTFM-signal, og DAC-kredsen kan følgelig forbindes direkte til det første ROM-lager. Den således opnåede kobling er særligt attraktiv for monolitisk integration og kan behandle et stort område af datasymbolhastigheder, f.eks. fra 2,4 kbit/s 25 til 72 kbit/s. Denne teknik er ikke begrænset til frembringelsen af (G)TFM-signaler, men kan alternativt benyttes for et bredt udvalg af andre modulationsmetoder, som f.eks. n-PRCPM (n-nær Partial Response Continuous Phase Modulation) og CORPSK (Correlative Phase Shift 30 Keying) som beskrevet i artikler henholdsvis af Aulin,

Rydbeck og Sundberg og af Muilwijk i IEEE Transactions on Communications, Vol COM-29, No. 3, marts 1981, henholdsvis side 210-225 og side 226-236, samt GMSK (Gaussian Minimum Shift Keying) som beskrevet i en artikel af 35 Murota og Hirade i IEEE Transactions on Communications,

Vol. COM-29, No. 7, juli 1981, side 1044-1050. For nogle

DK 163777 B

4 anvendelser af denne teknik kan der stadig rejses indvendinger mod den krævede lagerkapacitet.

(B) Sammenfatning af opfindelsen

Opfindelsen har til formål at anvise en kobling af 5 den i afsnit (A) indledningsvis angivne art til frembringelse af (G)TFM-signaler, GMSK-signaler og forskellige typer af CORPSK-signaler og CPM-signaler med faseændringer pr. symbol interval lig med - tt/2 rad eller multipla heraf, i hvilken kobling en for monolitisk integration 10 attraktiv struktur opnås med en forholdsvis lille lagerkapacitet for det første ROM-lager.

Ifølge opfindelsen er en sådan kobling ejendommelig ved, at det første ROM-lager er indrettet til kun at oplagre værdierne, som repræsenterer signalerne cos 0(t) 15 og sin 0(t) for ikke-aftagende faser 0(t), der er knyttet til et forudbestemt tal; at adresseringskredsløbet indeholder en adresseomsætter, der som svar på et givet antal på hinanden følgende datasymboler frembringer adresser for ikke-aftagende faser 0(t) knyttet til nævn-20 te forudbestemte fasetilstandstal og et konverterings-indikeringssignal, hvorhos styrekredsen yderligere indeholder en af taktsignalet styret generator, der som svar på fasetilstandstallene frembringer et første og et andet udvælgelsessignal, og signalbehandlingskredsen er 25 indrettet til til hvert takttidspunkt som svar på det første udvælgeisessignal kun at føre den ene af de to værdier repræsenterende signalerne cos 0(t) og sin 0(t) til en digital/analog-konverter, og som svar på det andet udvælgelsessignal selektivt at invertere fortegnet 30 for udgangseksempleringsprøven fra digital/analog-kon-verteren, hvilke udgangseksempleringsprøver udgør eksem-pleringsprøverne af det analoge vinkelmodulerede bæresignal med en bærefrekvens g/T, hvorved nævnte bæresignal kan udledes af nævnte udgangseksempleringsprøver 35 ved hjælp af et båndpasfilter.

DK 163777 B

5 (C) Kort beskrivelse af tegningerne I det følgende forklares udførelsesformer for opfindelsen og disses fordele, eksempelvis under henvisning til tegningen, hvor 5 fig. 1 viser et grundliggende diagram for en kendt GTFM-sender, fig. 2 viser et blokdiagram for en kendt, praktisk udførelse af en kobling til frembringelse af et GTFM-signal egnet til brug i senderen i fig. 1, 10 fig. 3 et blokdiagram for en første udførelsesform for en kobling ifølge opfindelsen til frembringelse af et GTFM-signal, fig. 4 to diagrammer til forklaring af adressekonverteringen og de respektive udvælgelser, som fore-15 tages i koblingen i fig. 3, fig. 5 og 6 blokdiagrammer for en udførelsesform for et underkredsløb for adressekonverteren og for en udvælgelsessignalgenerator egnet til anvendelse i koblingen i fig. 3, 20 fig. 7 et blokdiagram for en fortegnsinverter egnet til anvendelse i koblingen i fig. 3, fig. 8 et blokdiagram for en anden udførelsesform for en kobling ifølge opfindelsen til frembringelse af et GTFM-signal, 25 fig. 9 to diagrammer til forklaring af adressekon verteringen og de respektive udvælgelser, som foretages i koblingen i fig. 8, fig. 10 et blokdiagram for en udførelsesform for en adressekonverter egnet til anvendelse i koblingen i 30 fig. 8, fig. 11 et blokdiagram for en variant af adresseringsløbet og signalbehandlingskredsen i fig. 8, fig. 12 et blokdiagram for en tredje udførelsesform for en kobling ifølge opfindelsen til frembringelse 35 af et CORPSK (4-5)-signal, fig. 13 blokdiagrammer for udførelsesformer for en ikke-lineær korrelativ kodningskreds egnet til anvendelse

DK 163777 B

6 i koblingen i fig. 12, fig. 14 to diagrammer til forklaring af respektive udvælgelser, som foretages i koblingen i fig. 12, og fig. 15 et blokdiagram for en udførelsesform for 5 en udvælgelsessignalgenerator egnet til anvendelse i koblingen i fig. 12.

(D) Beskrivelse af udførelsesformer D(1) Generel beskrivelse

Da koblingen til frembringelse af et vinkelmodule-10 ret bæresignal med i det væsentlige konstant amplitude og kontinuert fase 0(t) beskrives for tilfældet med et TTFM-signal, beskrives først under henvisning til fig. 1 et grundlæggende kredsløbsdiagram for en GTFM-sender. Diagrammet i fig. 1 er en modifikation af det grundlæg-15 gende kredsløbsdiagram for en TFM-sender som angivet i US patentskrift nr. 4.229.821.

Senderen i fig. 1 indeholder en datasignalkilde 1, som synkroniseres ved hjælp af en taktsignalkilde 2.

De fra kilden 1 aftagne binære datasignaler med en 20 symbolhastighed 1/T føres gennem en differentiel kodningskreds 3 til en kobling 4 til frembringelse af et vinkelmoduleret bæresignal med i det væsentlige konstant amplitude og kontinuert fase 0(t). Dette modulerede signal føres til transmissionskanalen gennem en ud-25 gangskreds 5, i hvilken både effektforstærkning og omsætning til transmissionskanalens frekvensbånd udføres.

I fig. 1 udgøres koblingen 4 af en frekvensmodu-lator med en ideel spændingsstyret oscillator 6, hvis hvilefrekvens altid er lig med den ønskede (mellemfre-30 kvens) bærefrekvens fc, og hvis forstærkningskonstant altid er lig med ir/(2T) rad/volt/sek., hvilken oscillator 6 får tilført det differentielt kodede binære datasignal gennem et formodulationsfilter 7. Dette formodulationsfilter 7 indeholder en partial-response-kod-35 ningskreds 8 og et lavpasfilter 9, hvis overføringsfunktion opfylder det tredje Nyquist-kriterium. Kodnings-

DK 163777 B

7 kredsen 8 udgøres af et transversalfilter med to forsinkelseselementer 10 og 11, som hvert frembringer en tidsforsinkelse lig med en symbolperioder T og hvert er forbundet til en additionskreds 15 gennem en vægtnings-5 kreds 12, 13 og 14 med vægtningsfaktorer lig med henholdsvis A, B og A. Disse vægtningsfaktorer A og B ligger i området 0-1 og opfylder betingelsen 2A + B = 1; i tilfælde af TFM er B = 0,5 og dermed A = 0,25.

Ved oscillatoren 6's udgang frembringes et GTFM-10 signal s(t), der kan udtrykkes som: s(t) = sin [to t + 0(t)] (1)

C

hvor ω = 2irf og £ er (mellemfrekvens) bærefrekvensen.

C* v

Som påvist for TFM i US patentskrift nr. 4.229.821 eksisterer der mellem fasen 0(t) og det differentielt ko-15 dede binære datasignal b(t), som føres til koblingen 4, en sådan sammenhæng, at omfanget af faseændringen over en symbolperiode T mellem tidspunkterne t = mT og t = mT + T, hvor m er et helt tal, er givet ved: 0(mT+T.) - 0{mT) = [Ab(m-l) +- Bb(ra) + Ab(m+l)]iT/2 (2) 20 hvor b(m) med b(m) = - 1 repræsenterer et symbol i datasignalet b(t) i symbolintervallet (mT, mT+T). Yderligere er det påvist, at formen af fasen 0(t) for tidspunktet t inden for dette symbolinterval (mT, mT+T) afhænger af det specifikke valg af lavpasfilter 9, som 25 opfyldet det tredje Nyquist-kriterium, men at denne form for hvert valg i overvejende grad er fastlagt ved den filtrerede version af de tre på hinanden følgende datasymboler b(m-l), b(m), b(m+l) i formel (2) ved formodulationsfilteret 7's udgang.

30 Det således opnåede GTFM-signal s(t) har mange egenskaber, som er ønskelige for en effektiv videre behandling i de praktiske udførelser af udgangskredsen 5, således som disse forekommer i radiokommunikationssystemer. I fig. 1 er denne udgangskreds indrettet som en 35 frekvensomsætter med et blandingstrin 16, en bæresignalkilde 17 og et båndpasfilter 18 til opnåelse af et

DK 163777 B

8 GTFM-signal Sq(t) med højere bærefrekvens f q end (mellemfrekvens) bærefrekvensen fc, hvilket signal sQ(t) kan udtrykkes som

Sq (t) = sin [u)0t + 0(t) ] (3) 5 hvor o)q = 2irfQ. Til dette formål frembringer kilden 17 et bæresignal med konstant amplitude og frekvens fn-f , u c hvilket signal i blandingstrinet 16 blandes med det fra oscillatoren 6 hidrørende GTFM-signal s(t), hvorefter blandingsproduktet ved sumfrekvensen (fg-fc) + 10 fQ = fq udvælges ved hjælp af båndpasfilteret 18. Da dette GTFM-signal s(t) har konstant amplitude, optræder der ingen problemer, hvis der i den praktiske udførelse af udgangskredsen 5 gøres brug af komponenter med ikke-lineær amplitude-overføringsfunktion til opnåelse af en 15 høj effektvirkningsgrad. Yderligere behøver båndpasfilteret 18 ikke opfylde særlige kritiske krav med hensyn til udvælgelsen af det signal, som skal føres til transmissionskanalen, idet GTFM-signalet s(t) har et kompakt effekttætheds-spektrum med sidesløjfer med forholdsvis 20 lave niveauer. Til forskel herfra stilles der for den praktiske implementering af koblingen 4 meget høje krav til de ikke i fig. 1 viste analoge kredse, som kræves for at holde oscillatoren 6's hvilefrekvens og forstærkningskonstant på de foreskrevne værdier f og 25 ir/(2T).

De problemer, som er knyttet til de strenge krav til styringen af de analoge kredsløbsfunktioner, kan omgås ved at udføre koblingen 4 på den i fig. 2 viste måde, hvilket resulterer i en overvejende digital struk-30 tur. Ved denne implementering gøres der brug af digital signalbehandlingsteknik til pånåelse af formodulationsfiltreringen ved udnyttelse af de mest betydende værdier af det Ønskede impulssvar g(t) fra formodulationsfilteret 7 i fig, 1, nærmere betegnet værdierne i et cen-35 trait interval med længden pT, hvor p er et lille ulige tal. Yderligere gøres der brug af kvadraturmodulation

DK 163777 B

9 til frembringelse af GTFM-signalet s(t). Denne udførelse er baseret på et fra de i afsnit (A) nævnte publikationer kendt kredsløbsdiagram, som er modificeret i overensstemmelse med den i samme afsnit nævnte publikation om GTFM 5 ved anvendelse af en digital kvadraturmodulationskreds.

Koblingen 4 i fig. 2 indeholder en taktkreds 20, som synkroniseres med symbolfrekvensen 1/T fra kilden 2 i fig. 1 og frembringer et taktsignal med en frekvens fs: 10 fg = l/Tg = 4q/T (4) hvor q er et helt tal større end 1. Yderligere omfatter koblingen 4 en styrekreds 21, som omfatter et af dette taktsignal styret adresseringskredsløb 22 med en interpolationstæller 23 til frembringelse af adresser 15 med en frekvens f = 4q/T og en af symbolfrekvensen 1/T styret tæller 24 til frembringelse af fasetilstandstal, som karakteriserer værdien modulo-2Tr af fasen 0(t) ved symbolintervallernes grænser. Til denne styrekreds 21 er forbundet en signalbehandlingskreds 25 omfattende 20 et første ROM-lager 26 med to lagersektioner 26(1) og 26(2) i adresserbare lagerpladser, i hvilke der oplagres digitale numeriske værdier, som er repræsentative for signalerne cos 0(t) og sin 0(t) til tidspunkter t^, som er bestemt ved taktsignalet med frekvensen fs, idet 25 t, = i T (5) X b hvor i er et helt tal. De diskrete signaleksemplerings-prøver cos [0(t.)] og sin [0(t.)] , som udlæses fra la-

Jm X

gersektionerne 26(1) og 26(2), behandles i en digital kvadraturmodulator 27 til diskrete signaleksemplerings-30 prøver s(t^) med formen: s (t±) = sin [ω^ + 0(^)1 (6) hvilke eksempieringsprøver føres til en DAC-kreds 28, som styres af taktkredsen 20 til frembringelse af det tilsvarende analoge GTFM-signal s(t).

35 I adresseringskredsløbet 22 føres det differen tielt kodede binære datasignal b(t) fra kodningskredsen

DK 163777 B

10 3 i fig. 1 til en serie/parallel-omsætter 29 i form af et skifteregister, hvis indhold fremskiftes med symbolhastigheden 1/T. Dette skifteregister 29 indeholder et antal på p elementer svarende til det antal symbol-5 perioder, hvortil længden pT af det centrale interval i impulssvaret g(t) er begrænset. Formen af fasen 0(t) inden for ét symbolinterval med længden T er da fuldt bestemt ved dette impulssvar g(t) begrænset til en længde pT og de p datasymboler, som er indeholdt i skifteregi-10 steret 29, således at der inden for ét symbolinterval findes 2^ mulige former af fasen 0(t); i fig. 2 er valgt p = 5 og dermed 2p = 2^ = 32. Den første del af de af adresseringskredsløbet 22 frembragte adresser til udlæsning fra det første ROM-lager 26 i symbolinterval-15 let (mT, mT+T) dannes da af de i skifteregisteret 29 indeholdte datasymboler b(m-2), b(m-l), b(m), b(m+l), b(m+2). Disse udlæsningsadresser frembringes ved en hastighed f = 4q/T, hvor interpolationsfaktoren 4q er an-

S

tallet af diskrete signalemsempleringsprøver, som skal 20 udlæses i hvert symbolinterval med længden T. Til dette formål udgøres interpolationstælleren 23 af en modulo-4q-tæller, hvis tælleindgang modtager taktsignalet med frekvensen f = 4q/T fra taktkredsen 20, og hvis tælleposition fungerer som den anden del af udlæsningsadres-25 serne i fig. 2, hvor der er valgt q = 4 og dermed 4q = 16, og hvor tælleren 23 er en modulo-16-tæller.

Af formlen (2) følger, at fasen 0(t) mellem tidspunkterne t = mT og t = mT + T ikke kan ændres med mere end et beløb på - ir/2 rad, og at værdien modulo-2rc af 30 fasen 0(t) inden for dette tidsinterval altid forbliver 1 samme fasekvadrant [y tt/2, (y+1) ir/2], hvor y = 0, 1, 2 eller 3 ved et passende valg af 0(t) ved referencetidspunktet t = 0, medens en mulig overgang til en anden fasekvadrant kun udføres til tidspunktet t = mT + T.

35 Til karakterisering af værdien modulo-2ir af fasen 0(t) ved symbolintervallernes grænser ved hjælp af fasetil-

DK 163777 B

11 standstal kan der i dette tilfælde gøres brug af fasekvadrant tall ene y modulo-4. Af formel (2) kan det udledes, at der mellem kvadranttallet y(m) modulo-4 for symbolintervallet (mT, mT + T) , det forudgående tal y(m-l) 5 modulo-4 og datasymbolerne b(m-l), b(m) eksisterer en sammenhæng som vist i nedenstående tabel I:

Tabel I

10 b(m-l) b (m) y(m) +1 +1 y(m-l) +1 +1 -1 y(m-l) -1 +1 y(m-l) 15 -1 -1 y(m-l) -1 I fig. 2 opnås det som fasetilstandstal fungerende kvadranttal ved at udføre tælleren 24 som en modificeret modulo-4 op/ned-tæller, som får tilført datasymbolet b(m) fra skifteregisteret 29, og hvis tælleposition er 20 kvadranttallet y(m) modulo-4, idet tællepositionen y(m) er knyttet til den forudgående tælleposition y(m-l) og datasymbolerne b(m-l), b(m) i overensstemmelse med tabel I. Da de i lagersektionerne 26(1), 26(2) oplagrede værdier repræsenterer de respektive signaler cos 25 0(t), sin 0(t), og disse signaler stadig afhænger af kvadranttallet y(m) modulo-4, som angiver i hvilken fasekvadrant 0(t) er beliggende for det betragtede symbolinterval (mT, mT+T), må oplagringen af værdierne repræsenterende cos 0(t), sin 0(t) for de 2P = 32 mulige 30 former af 0(t) udføres for hver fasekvadrant. Følgelig danner tællepositionen for kvadranttælleren 24 i fig.2 den tredje del af udlæsningsadresserne. I Fig. 2 har disse udlæsningsadresser en længde på 11 bit (5 bit for indholdet af skifteregisteret 29, 4 bit for interpola-35 tionstælleren 23's tælleposition, og 2 bit for kvadranttælleren 24's tælleposition) og føres til sektionerne 12

DK 163777 B

26(1) og 26(2) i ROM-lageret 26 over en adressebus 30.

De diskrete signaleksempieringsprøver cos [0(t^)] og sin [0(t^)]r som udlæses fra lagersektionerne 26(1) og 26 (2), føres til en kvadraturmodulator 27, hvor de 5 ved hjælp af digitale multiplikatorer 31 og 32 multipliceres med hver sin diskrete signaleksempleringsprøve sin (oJct^) og cos (wct^) af to fasekvadratur-bærebølger hidrørende fra en digital bæresignalkilde 33 synkroniseret af taktsignalet med frekvensen f = 4q/T. Udgangs-10 signalerne fra multiplikatorerne 31 og 32 summeres ved hjælp af en digital additionskreds 34, som frembringer et digitalt sumsignal s(t^) givet ved: s(t )= cos EØ (t.) ] sin (ω t.) + sin [0(t.)]cos (tot.) (7) •L Jm V 1 i C -i.

hvilket kan skrives som: 15 sit^ = sin [wCJti + 0(t^) 3 (8) således at der ved DAC-kredsen 28*s udgang opnås GTFM-signalet s(t) med den ønskede fase 0(t).

Til trods for den overvejende digitale struktur af koblingen 4 er den direkte implementering af struk-20 turen i fig. 2 af praktiske grunde ikke særligt attraktiv som følge af, at de i kvadraturmodulatoren 27 krævede digitale multiplikatorer 31 og 32 begrænser den maksimalt tilladelige datasymbolhastighed 1/T. I overensstemmelse med den i afsnit (A) nævnte publikation om 25 GTFM kan denne begrænsning omgås ved et passende valg af forholdet mellem frekvensen f = 1/T for GTFM-signa-lets signaleksempleringsprøver s(t^) og (mellemfrekvens) bærefrekvensen f . Hvis nu denne (mellemfrekvens) bære-

O

frekvens f vælges lig med en fjerdedel af eksemplerings-30 hastigheden fg, dvs.: f c = V4 = 1/^4TS) (9) følger heraf for bærebølgeeksempleringsprøverne til tidspunkterne t^ = iTg, at: sin (ω t.) = sin (2ir f iT ) = sin (iir/2) (10) cos (ω0^) = cos (2tt fciTg) = cos (ΐττ/2) 35

DK 163777 B

13 og formel (7) for signaleksempleringsprøverne sit^) kan skrives som: s (iT )=cos [0(iT ) ] sin (in/2)+sin [0(iT_)]cos (xtt/2) (11) SS e

Af formel (11) følger, at der kun kræves triviel 5 multiplikation med - 1 eller 0, således at der ikke kræves fysiske multiplikatorer til kvadraturmodulationen.

Det følger yderligere, at for hver værdi af det hele tal i er enten sin (i /2) eller cos i /2) ikke-nul, men ikke dem begge, således at der ikke kræves nogen fysisk 10 additionskreds til kvadraturmodulationen. Kvadraturmodulationen beløber sig da til en fortegns-inverterings-procedure, som udføres med en hastighed lig med den halve eksempleringshastighed f /2. Denne fortegnsinvertering kan udføres implicit i det første ROM-lager 26 ved at 15 optage det til kvadraturmodulationen krævede fortegn i fortegnet for de oplagrede signaleksempleringsprøver cos [0(iT )] og sin [0(iT )]. Som følge af dette valg af (mellemfrekvens) bærefrekvensen f kan kvadraturmodula-toren 27 udelades i fig. 2, og DAC-kredsen 28 kan 20 forbindes direkte til de to sektioner 26(1) og 26(2) i det første ROM-lager 26. Den således opnåede kobling 4 er særlig attraktiv for monolitisk integration og kan behandle et bredt område af datasymbolhastigheder 1/T, f.eks. fra 2,4 kbit/s til 72 kbit/s uden nogen anden 25 yderligere kredsløbsindstilling end synkroniseringen af taktkredsen 20 med datasymbolhastigheden 1/T.

Ved anvendelser som f.eks. mobile radiokommunikationssystemer, hvor et så lavt effektforbrug som muligt udgør en begrænsning, kan effektforbruget for den nød-30 vendige lagerkapacitet i koblingen 4 i fig. 2 stadig give anledning til indvendinger.

Udover de allerede i det foregående diskuterede faktorer bestemmes denne lagerkapacitet af kravet om et lavt støjniveau (støjgulv) i spektret for GTFM-signalet, 35 hvilket støjniveau er fastlagt ved unøjagtigheden i DAC-kredsen 28. Når signaleksempleringsprøverne sft^ ved

DK 163777 B

14 indgangen af DAC-kredsen 28 kvantiseres med M bit (inclusive fortegnsbitten), og der i hver symbolperiode T optræder 4q signaleksempleringsprøver s(ti), kan det ved denne kvantisering frembragte støjniveau NF i det nor-5 merede effekttæthedsspektrum P/T for GTFM-signalet s(t) skrives som: NF = 12q.22M " 1 (12) I tilfælde af en (mellemfrekvens) bærefrekvens f = f /4 kvantiseres de i lagersektionerne 26(1) og 10 26(2) oplagrede værdier også med M bit (additionskredsen 34 er da udeladt). Et støjgulv NF på tilnærmelsesvis 90 dB lavere end niveauet for spektret P/T ved bærefrekvensen f indebærer da med den allerede nævnte værdi c 4q = 16, at der for M kræves en værdi M = 12. Den nød-15 vendige kapacitet for ROM-lageret 26 andrager da generelt: 2x4x2^x4qxM bit (13) hvor faktoren 2 repræsenterer de to sektioner 26(1) og 26(2), faktoren 4 repræsenterer fasekvadranten, fakto-20 ren 2p repræsenterer antallet af mulige former af fasen 0(t) i en symbolperiode T med et centralt interval i impulssvaret g(t) begrænset til pT, faktoren 4q repræsenterer antallet af signaleksempleringsprøver pr. symbolperiode T, og faktoren M repræsenterer antallet af 25 bit til kvantisering af signaleksempleringsprøverne.

Ved benyttelse af de ovennævnte værdier p = M, 4q = 16 og M = 12 andrager den nødvendige kapacitet i ROM-lage-ret 26 49152 bit, dvs. et 48 K ROM-lager, hvor K = 1024 bit.

30 D(2) Beskrivelse af udførelsesformen i fig. 3

Fig. 3 viser et blokdiagram af en første udførelsesform for en kobling 4 ifølge opfindelsen, hvilken kobling har en for monolitisk integration attraktiv struktur og kan behandle et stort område af datasymbol-35 hastigheder 1/T, men kræver en meget mindre lagerkapacitet for det første ROM-lager 26 end koblingen 4 i

DK 163777 B

15 fig. 2. Elementer i fig. 3 svarende til de i fig. 2 viste er betegnet med samme henvisningstal.

I fig. 3 er det første ROM-lager 26 indrettet til kun at oplagre signaleksempleringsprøver cos [ø(t^)]og 5 sin [0(t^)] for tiltagende værdier af fasen 0(t) i den første fasekvadrant med kvadranttallet y(m) = 0. Yderligere indeholder adresseringskredsløbet 22 en adressekonverter 24, der som svar på datasymbolerne b(m-2), b(rn-l), b(m), b(m+l), b(m+2) i skifteregisteret 29 10 frembringer en ny første del c(m-2), c(m-l), c(m+l), c(m+2) af udlssningsadressen for lageret 26 og et retningsindikationssignal U/D for interpolationstælleren 23, der er udformet som en op/ned-tæller. Da datasymbolet b(m) i den oprindelige første del af udlæsningsadressen 15 altid har værdien b(m) =1 for tiltagende værdier af fasen 0(t), og adressekonverteren 35 kun frembringer nye første dele af denne type uafhængigt af fasekvadranten og af, om fasen 0(t) tiltager eller aftager, behøver den nye første del ikke indeholde et datasymbol c(m) = +1 20 svarende til værdien b(m) = +1.

Styrekredsen 21 i fig. 3 indeholder også en generator 36, der styres af taktsignalet med frekvensen f = 4q/T og som svar på kvadranttallet y(m) fra kva- o dranttælleren 24 frembringer to udvælgelsessignaler 25 og S2· I signalbehandlingskredsen 25 i fig. 3 føres det første udvælgelsessignal til en multiplexer 37 med to indgange forbundet til sektionerne 26(1) og 26(2) i det første ROM-lager 26, hvilken multiplexer til hvert takttidspunkt ti kun fører den ene af de to sig-30 naleksempleringsprøver cos [0(t^)] og sin [0(t^)J til DAC-kredsen 28 i overensstemmelse med værdien af det første udvælgelsessignal S^. I fig. 3 indgår der yderligere mellem multiplexeren 37 og DAC-kredsen 28 en fortegnsinverter 38, hvortil det andet udvælgelsessig-35 nal S2 føres med henblik på invertering eller ikke-inver-tering af fortegnet for de i multiplexeren 37 udvalgte signaleksempleringsprøver til hvert takttidspunkt t^ i

DK 163777 B

16 overensstemmelse med værdien af dette andet udvælgelsessignal S2/ således at den ved formel (11) definerede sig-naleksempleringsprøve s(t^) føres til DAC-kredsen 28.

Den måde, hvorpå adressekonverteringen og de re-5 spektive udvælgelser af signaleksempleringsprøven og fortegnet for den udvalgte signaleksempleringsprøve udføres i koblingen 4 i fig. 3 vil blive yderligere beskrevet med henvisning til diagrammerne i fig. 4. Diagrammet a i fig. 4 illustrerer, hvorledes fasen 0(t) inden for et 10 symbolinterval (mT, mT+T) i hver af fasekvadranterne [y tt/2, (y+1) ir/2] med y = 0, 1, 2 eller 3 kan tiltage fra y tt/2 rad til (y+B) ir/2 rad i overensstemmelse med kurver (1), (3), (5) eller (7) med identiske former, men alternativt kan aftage fra (y+B) ir/2 rad til y tt/2 rad 15 i overensstemmelse med kurver (2), (4), (6) eller (8) med identiske former, hvilke kurver er spejlsymmetriske i forhold til kurverne (1), (3), (5) eller (7) (med t = mT+T/2 som reference. I diagrammet b er formerne for cos 0 og sin 0 afsat langs den vandrette akse som funk-20 tion af 0 langs den lodrette akse, idet der er benyttet samme målestok for 0(t) i diagram a og 0 i diagram b.

I sektionerne 26(1) og 26(2) i ROM-lageret 26 i fig. 3 oplagres værdierne af signaleksempleringsprøverne cos [0(t±)] og sin [0(t^)] kun for det tilfælde, i hvil-25 ket fasen 0(t) tiltager fra 0 rad til B π/2 i overensstemmelse med kurven (1) i diagram a i fig. 4, hvor de oplagrede værdier angivet ved cos 0^ og sin 0^ er positive og vist i diagram b ved tykt optrukne linier i første kvadrant (0, tt/2) med tallet y = 0. Af fig. 4 vil 30 det vare klart, at for kurverne (1)-(8) i kvadranterne (0, τγ/2), (τγ/2, π), (π, 3ir/2) og (3it/2, 2ir) med tallene y=0, 1, 2 og 3 er der en sammenhæng mellem signaleksem-pleringsprøverne cos [0(ti)] og sin [0(t^)] og de oplagrede sekvenser af signaleksempleringsprøverne cos 0^ og 35 sin i overensstemmelse med nedenstående tabel II, som også angiver kodningen af kvadranttallet y med to bit ¥θ·

Tabel II

17

DK 163777 B

Υ YjYq sin tø(t±) 3 cos[0(t±)] 5 O 00 sin 0^ cos 01 1 01 cos 0^ - sin 0^ 2 10 sin 0^ - cos 01 3 11 cos 0.^ sin 01 10 ---- ø

De oplagrede sekvenser af signalværdierne cos 0^ og sin 01 kan derfor benyttes til alle kurverne (1)-(8), men den retning, i hvilken ROM-lageret 26 udlæses, må vendes for tilfældet med kurverne (2), (4), (6) og (8) 15 for aftagende faser 0(t).

På grund af den allerede i det foregående nævnte spejlsymmetri (med t α mT+T/2 som reference) følger, at der for alle kurverne (1)-(8) eksisterer en sammenhæng mellem den nye første del c(m+j), hvor j = -2, -1, 0, 1, 20 2 og den oprindelige første del b(m+j), hvor j = -2, -1, 0, 1, 2 af udlæsningsadressen for lageret 26, hvilken sammenhæng har følgende form: c . = b b + b b . (14) m+o m m-j m m+j 25 hvor værdierne +1 og -1 af datasymbolerne c(m+j), b(m+j) er angivet ved bit cm+j, bm+j med de respektive logiske værdier 1 og 0. Udlæseretningen for interpolationstælle-ren 23 er givet ved en retningsindikationsbit U/D, for hvilken det gælder, at: 30 U/D = bm (15) således at interpolationstælleren 23 tæller op, når U/D = b = 1, og tæller ned, når U/D = b =0. m m

Ved at skrive formel (11) som: s (iTg) = sin [i tt/2 + 0(iT2)] (16) 35 fremgår det, at der for signaleksempleringsprøver s(t^) = s(tg) til tidspunktet t^ = iTs eksisterer den

DK 163777 B

18 i nedenstående tabel III angivne sammenhæng:

Tabel III

i modulo-4 s (t.) d i 0 sin 0(iT )

S

1 cos 0(iT ) •9 2 - sin 0(iT ) 10 s' 3 - cos 0(iT )

S

Sammenhængen mellem signaleksempleringsprøverne s(t.) til tidspunktet t. = iT og sekvenserne af signal- X X o 15 værdier cos 0^ og sin 0^, som er oplagret i de respektive sektioner 26(1) og 26(2) kan herefter findes ved at kombinere tabellerne II og III til den efterfølgende tabel IV, i hvilken der også er angivet et logisk signal fil# som har den logiske værdi 0 for lige værdier i 20 og den logiske værdi 1 for ulige værdier i samt et logisk signal fx2 med den logiske værdi 0 for værdier i med i modulo-4 = 0,1 og den logiske værdi 1 for værdier i med i modulo-4 =2,3. I tabel IV er også angivet udvælgelsessignalerne og S2/ idet multiplexeren 37 25 udvælger signalværdierne cos 0^ i sektion 26(1) ved en logisk værdi = 1, og fortegnsinverteren 38 fører de udvalgte signalværdier med positivt fortegn til DAC-kredsen 28 ved en logisk værdi S2 = 1·

Af tabel IV kan udledes følgende sammenhæng for de 30 logiske udvælgelsessignaler og S2:

Sl=y0©fil (17) S2 = (yly0 + yl fil + yly0 fil^ ©fi2 hvor (+) angiver modulo-2 addition.

DK 163777 B

Tabel IV

19 y γΛ i mod.4 f±1 f12 s(t.) S2 5 000 sin 0^ 0 1 1 10 cos 0^ 1 1 0 00 2 01- sin 0^ 0 0 3 11- cos 0^ 1 0 000 cos 0^ 1 1 1 10- sin 0^ 0 0 1 01 2 01- cos 0^ 1 0 3 11 sin 0^ 0 1 15_______ 0 0 0 “ sin Øx 0 0 1 10“ cos 01 1 0 2 10 2 01 sin 0χ 0 1 20 311 cos 01 1 1 0 00- cos 0χ 1 0 1 10 sin 01 0 1 3 11 25 201 cos 1 1 3 11- sin 0^ 0 0

Ud fra formlerne (14) og (15) følger da, at adressekonverteren 35 kan realiseres som en logisk kreds, 30 der for hver bit cm+j, hvor j = -2, -1, 1, 2 har en underkreds 40, som i overensstemmelse med kredsløbsdiagrammet i fig. 5 indeholder en OG-kreds 41, en NOR-kreds 42 og en ELLER-kreds 43. Adressekonverteren 35 indeholder da 12 logiske kredse og en gennemkoblet for-35 bindelse for retningsindikationsbitten U/D = bm·

DK 163777 B

20

Ud fra formlerne (17) og (18) følger endvidere, at udvælgelses s ignalgeneratoren 36 kan realiseres ved hjælp af en logisk kreds i overensstemmelse med diagrammet i fig. 6. De nødvendige logiske signaler f^ og f^ 5 kan i overensstemmelse med deres definition opnås ved udgangen af første og andet trin af en modulo-4-tæller 44, hvis tælleindgang modtager taktsignalet med eksem-pleringsfrekvensen f = 4q/T fra taktkredsen 20; de logiske signaler f^ og f^2 er følgelig taktsignaler med 10 frekvenser f /2 og f /4. Som svar på disse logiske sig-S s naler f^ og f ^2 og de fra kvadranttælleren 24 hidrørende bit y^Yg for kvadranttallet y,danner generatoren 36 udvælgelsessignalet ved hjælp af en EX-OR-kreds 45, de respektive signaler y^Yø, Y^-q °g ΥχΥο^ϋ ved 15 hjælp af to NOR-kredse 46, 47 og en OG-kreds 48, hvis udgange er forbundet til en ELLER-kreds 49, og endelig udvælgelsessignalet S2 ved hjælp af en EX-OR-kreds 50, som modtager udgangssignalet fra ELLER-kredsen 49 og det logiske signal fi2* 20 Den måde, hvorpå fortegnsinverteringen udføres i signalbehandlingskredsen 25, afhænger af den binære repræsentationsform, som benyttes til oplagring af signalværdierne cos 0^ og sin 0^ i ROM-lageret 26, og denne form er i sig selv fastlagt ved den i DAC-kredsen 28 25 anvendte repræsentation. Den almindelige konvention for de forskellige binære repræsentationer er, at en logisk værdi 0 benyttes for et positivt fortegn og en logisk værdi 1 for et negativt fortegn. Gøres der i DAC-kredsen 28 brug af "ét komplement"-repræsentationen, indebærer 30 fortegnsinversionen, at alle de M bit (fortegns- og størrelsesbit) komplementeres. Fortegnsinverteren 38 kan da implementeres i overensstemmelse med kredsløbsdiagrammet i fig. 7, hvor hver af de M bit føres til en EX-OR-kreds 51(1), 51(M), hvortil også det logiske udvælgel-35 sessignal S2 føres gennem en NOT-kreds 52. Hvis der ikke er oplagret nogen fortegnsbit i ROM-lageret 26 (i det

DK 163777 B

21 beskrevne tilfælde når værdierne cos 0^ og sin 0-^ er positive), kan EX-OR-kredsen 51(M) udelades, og fortegnsbitten for DAC-kredsen 28 udgøres af det logiske signal S2 ved udgangen af NOT-kredsen 52 (se den stip-5 lede linie i fig. 7). Hvis der i DAC-kredsen 28 gøres brug af "fortegn-størrelse"-representation, indebærer fortegnsinversionen, at kun fortegnsbitten komplementeres. Fortegnsinverteren 38 kan da udføres i overensstemmelse med diagrammet b i fig. 7, i hvilket stør-10 relsesbittene videreføres uden ændring, og fortegnsbitten føres til en EX-OR-kreds 53, hvortil også det logiske udvælgelsessignal S2 føres gennem en NOT-kreds 54.

Også i dette tilfælde kan EX-OR-kredsen 53 udelades, og det logiske signal S2 ved NOT-kredsen 54's udgang 15 kan benyttes som fortegnsbit for DAC-kredsen 28, hvis der ikke er oplagret nogen fortegnsbit i ROM-lageret 26.

For det tilfælde, hvor der ikke kræves nogen fortegnsbit til oplagring i ROM-lageret 26, kan fortegnsinversionen alternativt udføres i overensstemmelse med 20 diagrammet c i fig. 7, i hvilket en unipolær DAC-kreds 28' kun modtager størrelsesbit fra multiplekseren 37, og fortegnsinverteren 38 er indrettet som polaritetsinverter med en tostillingsomskifter 55, som forbinder udgangen af DAC-kredsen 28' til den ikke-inverterende 25 (+) eller den inverterende (-) indgang af en forstærker 56 i afhængighed af den logiske værdi "1" eller "0" af udvælgelsessignalet S2·

Med hensyn til oplagringen af værdierne cos 0^ og sin for en fase 0 (t) , som tiltager fra 0 til B ir/2 rad 30 i overensstemmelse med kurven (1) i diagrammet a i fig.

4, er der en forskel mellem ROM-lagrene 26 i fig. 2 og 3. I hver af de to sektioner 26(1) og 26(2) i fig. 2 oplagres der da 4q = 16 signaleksempleringsprøver, nærmere betegnet fra begyndelsesværdien på 0 rad af 0(t) til 35 tidspunktet t = mT op til og med værdien af 0(t) til tidspunktet t = mT + (4q-l) T = mT + 15T ; de to signal- S s

DK 163777 B

22 eksempleringsprøver for slutværdien B ir/2 rad for 0(t) til tidspunktet t = mT + 4q T = mT + 16 T = mT + T er imidlertid fraværende, idet disse signaleksemplerings-prøver oplagres i forskellige pladser i de to sektioner 5 26(1) og 26(2), næmere betegnet for de mulige former af faser 0(t), som ændres fra en begyndelsesværdi B ir/2 rad i overensstemmelse med kurver, som er forskellige fra kurven (1) i diagrammet a i fig. 4, for eksempel i overensstemmelse med kurven (2). For det i fig. 3 illu-10 strerede tilfælde er de 4q = 16 signaleksempleringsprø-ver, således som disse er oplagrede i hver af de to sektioner 26(1) og 26(2) af ROM-lageret 26 i fig. 2, tilstrækkelige, når fasen 0(t) tiltager i overensstemmelse med kurven (1) i diagrammet a i fig. 4. Når fasen 0(t) 15 imidlertid aftager i overensstemmelse med kurven (2) i diagrammet a i fig. 4, må de oplagrede signaleksemple-ringsprøver for kurven (1) også benyttes til det i fig.3 viste tilfælde. I så fald må også de to signaleksemple-ringsprøver for værdien B ir/2 rad af 0(t) være til rå-20 dighed, nærmere bestemt til tidspunktet t = mT, men de to oplagrede signaleksempleringsprøver for værdien 0 rad af 0(t) er da ikke nødvendige, idet 0(t) i overensstemmelse med kurven (2) ikke når denne værdi før end til tidspunktet t = mT + T.

25 I fig. 3 er de ovennævnte forhold taget i betragt ning ved, at der for kurven (1) nu i hver af de to lager-sektioner 26(1) og 26(2) nu oplagres 4g + 1 = 17 signaleksempleringsprøver, inclusive signaleksemplerings-prøverne for begyndelses- og slutværdierne 0 og B ir/2 rad 30 for fasen 0(t), og ved at interpolationstælleren 23 nu har form af en modulo-(4q + 1) op/ned-tæller, hvor 4q + l = 17. Tælleren 23 fungerer da som optæller i tilfældet med kurven (1) som svar på en retningsindikationsbit U/D= "1", hvilken optæller starter sin tælling i en tælleposi-35 tion 0 og slutter i en tælleposition 4g-l = 15, men fungerer som en nedtæller i tilfældet med kurven (2) som

DK 163777 B

23 svar på en fortegnsindikationsbit U/D = "0", hvilken nedtæller starter i en tælleposition 4q = 16 og slutter i en tælleposition 1. Da interpolationstælleren 23's tælleposition benyttes som den anden læseadresse for 5 ROM-lageret 26, udlæses da i begge tilfælde den korrekte sekvens med 4q = 16 signaleksempleringsprøver fra sektionerne 26(1) og 26(2).

Den således opnåede kobling 4 har de samme fordelagtige egenskaber som koblingen 4 i fig. 2, som for 10 eksempel en struktur, der er velegnet til monolitisk integration, og et stort område af datasymbolhastigheder 1/T, som kan behandles uden anden ekstern kredsløbsindstilling end synkronisering af taktkredsen 20 med datasymbolhastigheden 1/T, men den kræver en meget min-15 dre lagerkapacitet for ROM-lageret 26 for et GTFM-sig-nal med samme kvalitet. Udtrykkes denne krævede lagerkapacitet på samme måde som i formlen (13) for fig. 2, andrager denne kapacitet generelt: 2 x 2^1 x (4q+l) x (M-l) bit (19) 20 hvor faktoren 2 repræsenterer de to sektioner 26(1) og 26(2), faktoren 2^”^ antallet af mulige former af tiltagende faser 0(t) i den første kvadrant med et centralt interval af impulssvar g(t) begrænset til pT, faktoren (4q+l) antallet af oplagrede signaleksempleringsprøver 25 pr. symbolperiode T, og faktoren (M-l) antallet af størrelsesbit til kvantisering af signaleksempleringsprøver-ne (idet fortegnsbitten ikke behøver oplagres, da de oplagrede signaleksempleringsprøver nu altid er positive).

Ved benyttelse af værdierne p = 5, 4q = 16 og M = 12 fra 30 fig. 2 vil den krævede kapacitet for ROM-lageret 26 i fig. 3 kun være 5984 bit (mindre end 6 K ROM med 1K = 1024 bit), således at der i sammenligning med fig. 2 opnås en reduktion med en faktor større end 8.

Koblingen 4 med den i fig. 3 viste struktur er 35 ikke begrænset til den beskrevne generation af GTFM-signal er, men kan alternativt anvendes til frembringelse af

DK 163777 B

24 signaler af andre typer, som f.eks. GSMK-signaler og forskellige former af CORPSK- og CPM-signaler med fase-ændringer pr. symbolinterval lig med - ir/2 rad eller multipla heraf. I alle disse tilfælde må indholdet af det 5 første ROM-lager 26 tilpasses til den pågældende modulationsmetode, men når faseændringerne pr. symbolinterval ikke kan antage værdier højere end - tt/2 rad, kraaves ingen yderligere ændringer; dette gælder f.eks. for GMSK-signaler og for de former af CORPSK-signaler, der er 10 nævnt i den i afsnit (Δ) omhandlede publikation som CORPSK (2-3, 1+D)-signaler og CORPSK (2-3, 1-D2)-signaler, og naturligvis også for den type, der er betegnet 2 som CORPSK (2-5, (1+D) )-signaler, som svarer til TFM-signaler. Hvis faseændringerne pr. symbolinterval der-15 imod kan indtage multipla af - π/2 rad, må der foretages nogle ændringer. Dette sidste tilfælde vil blive forklaret for den type af CORPSK-signaler, som i ovennævnte publikation er betegnet som CORPSK (4-5)-signaler, se beskrivelsen i afsnit D(4). Først beskrives imidlertid 20 en variant af fig. 3, i hvilken den nødvendige kapacitet for ROM-lageret 26 er yderligere reduceret.

D(3) Beskrivelse af udførelsesformen i fig. 8 Fig. 8 viser et blokdiagram for en anden udførelsesform for en kobling 4 ifølge opfindelsen, der i 25 mange henseender kan betragtes som en variant af koblingen 4 i fig. 3. Elementer i fig. 8 svarende til de i fig. 3 viste er betegnet med samme henvisningstal.

Den fundamentale forskel mellem fig. 3 og fig. 8 er den måde, hvorpå de signaleksempleringsprøver, som 30 repræsenterer cos 0(t) og sin 0(t), oplagres og adresseres i det første ROM-lager 26 for at sikre, at den korrekte signaleksempleringsprøve s(t^) i overensstemmelse med formlerne (11) og (16) til hvert takttidspunkt t^ føres til DAC-kredsen 28 som svar på det første ud-35 vælgelsessignal S-^ (naturligvis bortset fra fortegnet, idet dette fortegn fastlægges som svar på det andet ud-

DK 163777 B

25 vælgelsessignal S2). I korthed beror denne forskel på, at der i fig. 3 for hver signaleksempleringsprøve s(ti) ikke kun oplagres en signaleksempleringsprøve med den korrekte størrelse |s (t^^)| i en af de to sektioner 26(1) 5 og 26(2) i ROM-lageret 26, men også en signaleksempleringsprøve med ukorrekt størrelse i den anden sektion, som ikke benyttes, idet den rigtige sektion 26(1) eller 26(2) udvælges af raultiplekseren 37 som svar på udvælgelsessignalet S-^. I fig. 8 bliver denne signaleksemple-10 ringsprøve med en ukorrekt størrelse ikke blot ikke benyttet, men heller ikke oplagret i det første ROM-lager 26. Udvælgelsen af den rigtige signaleksempleringsprøve udføres i fig. 8 dels ved i lageret 26 kun at oplagre de værdier, som repræsenterer størrelsen af sin 0(t) til 15 lige takttidspunkter t^ = iTg (dvs. for lige værdier i) , og kun de værdier, som repræsenterer størrelsen af cos 0(t) for ulige takttidspunkter t. = iT (dvs. for ulige værdier i), dels ved at udføre adressekonverteringen i adressekonverteren 35 både som svar på datasymbolerne 20 i skifteregisteret 29 og som svar på det første udvælgelsessignal, der under hensyn til dets ændrede betydning i fig. 8 er betegnet med S'^.

Den måde, hvorpå denne adressekonvertering udføres, beskrives nærmere under henvisning til diagrammerne a 25 og b i fig. 9, som i mange henseender svarer til diagrammerne a og b i fig. 4. Nærmere betegnet svarer kurverne (1), (2) og (5), (6) i den første kvadrant (0, ir/2) og den tredje kvadrant (ir, 3 ir/2) med tallene y = 0 og y = 2 i fig. 9 til de i fig. 4 viste. Til for-30 skel herfra er kurverne (3 *), (4') og (7'), (8') i henholdsvis anden kvadrant (ιτ/2, π) og fjerde kvadrant (3 ir/2, 2 ir) med tallene y = 1 og y = 3 i fig. 9 spejlsymmetriske i forhold til kurverne (2), (1) og (6), (5) i henholdsvis første kvadrant og tredje kvadrant (med 35 ir/2 og 3 ir/2 som symmetrireferencer).

Også i ROM-lageret 26 i fig. 8 oplagres værdierne

DK 163777 B

26 af signaleksempleringsprøverne kun for det tilfælde, at fasen 0 (t) tiltager fra 0 rad til B ir/2 rad i overensstemmelse med kurven (1) i diagrammet a i fig. 9, nærmere betegnet værdierne af sin [0(t^)] for lige i og 5 værdierne af cos I0(t^)3, hvilke værdier igen er angivet ved sin 0^ og cos 01 og vist i diagrammet b i fig. 9 med tykke linier i den første kvadrant (0, π/2) med tallet y = 0. På samme måde som tabellen II blev udledt af fig. 4, kan der af fig. 9 udledes følgende tabel V for 10 sammenhængen mellem signaleksempleringsprøverne sin [0(t^)J og cos [0(t^)] og de nu alternativt oplagrede signalværdier sin 0^ og cos 0^.

Tabel V

15 ---- y γ± yQ sin 0 (t±) cos 0(^) 0 00 sin 0^ cos 0^ 1 01 sin 0^ - cos 0^ 20 2 10 - sin 0^ - cos 0^ 311 - sin 0^ cos 0^

Også i dette tilfælde kan de oplagrede signalvær-25 dier sin 0^ og cos 0^ benyttes til alle kurverne i fig.9.

Til forskel fra tilfældet i fig. 4, hvor den retning, i hvilken ROM-lageret 26 aflæses for aftagende fase 0(t) vendes, uafhængigt af kvadranten, må læseretningen i tilfældet i fig. 9 vendes for aftagende fase 0(t) i 30 overensstemmelse med kurverne (2) og (6) i første og tredje kvadrant med tallene y= 0 og y = 2, og endvidere for tiltagende fase 0(t) i overensstemmelse med kurverne (3') og (7') i anden og fjerde kvadrant med tallene y = 1 og y = 3. Tabel V viser, at forskellen mellem før-35 ste og tredje kvadrant på den ene side og anden og fjerde kvadrant på den anden side udtrykkes i den logiske

DK 163777 B

27 værdi af den mindst betydende bit yQ for kvadranttallet Y·

Som følge af det sidstnævnte forhold og af de to typer af spejlsymmetri i fig. 9 (med t = mT + T/2 og med 5 ir/2, 3 ir/2 som referencer) fås for alle kurverne i fig.9, at sammenhængen mellem den nye første del c'm+j og den gamle første del b^j af læseadressen for lageret 26 i fig. 8, hvor j a -2, -1, 0, 1, 2, er givet ved følgende udtryk: cm+j " ^O^m bm-j + bm bm+j^ + y0 bm+j+ bm ^m-j·* ^20^ og at retningsindikationsbitten U/D for interpolationstælleren 23 i fig. 8 er givet ved: U/D = bn©y0 (21) 15 på samme måde som tabel IV er afledt fra tabellerne II og III, kan sammenhængen mellem signaleksempleringsprø-verne s(ti) til tidspunktet t^ = iTg og de i lageret 26 oplagrede signalværdier sin 0^ og cos 0^ findes ved at kombinere tabellerne V og III i tabel VI:

Tabel VI

28

DK 163777 B

y y-L y0 i mod.4 f±1 f±2 s (t±) S1 S2 5 000 sin 001 110 cos 0-^ 0 1 0 0 0 2 0 1 - sin 0-^0 0 3 1 1 cos 0^ 0 0 10-------- 0 00 sin 01 1 1 1 1 0 cos 0χ 1 0 10 1 2 0 1 sin 1 0 15 3 11 cos 0^ 1 1 0 0 0 sin 0^0 0 1 1 0 cos 0χ 0 0 20 2 1 0 2 01 sin 0χ 0 1 3 11 cos 0^ 0 1 0 0 0 sin 0-,10 25 x 1 10 cos 01 1 1 2 11 2 01 sin 0χ 1 1 3 1 1 cos 0^ 1 0 30_______

De logiske signaler f^, f^2 og S2 i tabel VI har samme betydning og også samme værdier som i tabel IV.

I den udvælgelse, som udføres af multiplexeren 37 i 35 signalprocessoren 25 i fig. 3 som svar på det første udvælgelsessignal i tabel IV, spiller både det logi-

DK 163777 B

29 ske signal og den mindst betydende bit y^ i kvadranttallet y en rolle, således som det også klart fremgår af formel (17). Med hensyn til det første udvælgelsessignal i tabel VI kan det ses, at rollen for det lo-5 giske,signal f ^ er overtaget af den alternative oplagring af signalværdierne sin 0^ og cos 0^ i ROM-lageret 26 i signalprocessoren 25 i fig. 8, således at kun rollen af bitten y^ i kvadranttallet y er tilbage i fig. 8. Denne tilbageværende rolle kan udføres af selve 10 bitten yQ i betragtning af dens funktion i formlerne (20) og (21) for de logiske operationer i adressekonverteren 35 i fig. 9, således at der for det første udvælgelsessignal i fig. 8 og tabel VI gælder følgende sammenhæng: 15 SI = y0 (22) og for det andet udvælgelsessignal S 2 den i formel (18) angivne sammenhæng som udledt af tabel IV.

På basis af formlerne (22) og (18) kan kredsløbsdiagrammet i fig. 6 også benyttes til realisering af 20 udvælgelsessignalgeneratoren 36 i fig. 8, når EX-OR-kredsen 45 i dette kredsløbsdiagram ikke benyttes, og bitten yQ benyttes direkte som udvælgelsessignal S£ (jf. den stiplede linie i fig. 6).

På basis af formlerne (20) og (21) følger da, at 25 adressekonverteren 35 i fig. 8 kan realiseres som en logisk kreds i overensstemmelse med kredsløbsdiagrammet i fig. 10. I dette diagram gøres der brug af det forhold, at formlen (20) kan skrives som: 1 2 3 4 5 6 c'm+j = °m+j + ^0 °m-j <3 “ * 1' * 2> (23> 2 hvor er fastlagt ved formel (14) . Adressekonverte 3 ren 35 i fig. 10 indeholder følgelig fire underkreds 4 løb 40(j) i overensstemmelse med kredsløbsdiagrammet 5 i fig. 5 til frembringelse af bittene cm+j/ hvor j φ 0 6 (for j = 0 følger, at c'm+j - cm = "l"). Yderligere indeholder fig. 10 fire OG-kredse 60 (j) og fire OG-kredse

DK 163777 B

30 61(j) til frembringelse af de respektive udtryk y^ cm_j °g yQ cm+j i formel (23) som svar på de ved hjalp af NOT-kredsen 62 opnåede bit Yq og Yq. Bittene c'm+j i overensstemmelse med formel (23) dannes da ved hjælp af 5 fire ELLER-kredse 63 (j), og bitten U/D i overensstemmelse med formel (21) dannes ved hjælp af en EX-OR-kreds 64. Udover de 14 logiske kredse indeholder adressekonverteren 35 i fig. 10 fire underkredse 40 (j), hver med 3 logiske kredse (se fig. 5), ialt 26 logiske kredse.

10 I sammenligning med fig. 3 har koblingen 4 i fig. 8 den fordel, at den krævede lagerkapacitet for ROM-lageret 26 er halveret på den beskrevne måde med alternativ oplagring af signalværdierne sin Ø(t^) og cos Ø(t^) for henholdsvis lige i og ulige i. I fig. 8 15 andrager den krævede lagerkapacitet således: 2P_1 x (4q + 1) x (M - 1) bit (24) hvilket udtryk (24) udledes på samme måde som formlerne (13) og (19) for henholdsvis fig. 2 og fig. 3.

20 Med værdierne p = 5,-4q = 16 og M = 12,som allere de nævnt for fig. 2, andrager den krævede kapacitet for ROM-lageret 26 i fig. 8 2992 bit (mindre end 3K ROM for 1K = 1024 bit), således at der i sammenligning med fig. 2 er opnået en reduktion med en faktor større end 25 16.

Bemærkningerne i sidste afsnit af det forudgående afsnit D(2) om tilpasning til modulationsmetoder forskellige fra GTPM ved ændring af indholdet af ROM-lageret 26 gælder også for en kobling 4 med den i fig. 8 30 viste struktur, dog med den begrænsning, at med disse andre modulationsmetoder må faseændringen pr. symbol-interval ikke antage højere værdier end - tt/2 rad. Denne sidste begrænsning gælder ikke for strukturen i fig. 3.

Det forhold, at der i ROM-lagrene 26 i fig. 3 og 35 fig. 8 nu oplagres (4q +1) =17 signaleksemplerings-prøver for hver af de 2p = 16 mulige former for til-

DK 163777 B

31 tagende fase 0(t) i den første kvadrant (O, ir/2), resulterer i en anden del af læseadressen (tællestillingen for interpolationstælleren 23) med en bredde på 5 bit i stedet for 4 bit, således som det kræves til oplagrin-5 gen af 4q = 16 eksempleringsprøver i ROM-lageret 26 i fig. 2. I betragtning af den sædvanlige implementering af ROM-lagre er denne oplagringsform lidet effektiv.

En mulighed for mere effektiv udnyttelse af ROM-lagre med sædvanlig implementering er angivet i blokdia-10 grammet i fig. 11. Dette diagram er en variant af signalprocessoren 25 og adresseringskredsen 22 i fig. 8, hvor der ikke blot til oplagringen af signaleksemplerings-prøver, men også til realisering af interpolationstælleren 23 og adressekonverteren 35 gøres brug af ROM-15 lagré under hensyn til disses enkle programmering til udførelse af givne funktioner, idet denne programmering i praksis er meget enklere end design og implementering af logiske kredsløb til de samme funktioner.

I ROM-lageret 26 i fig. 11 er oplagret 4g = 16 20 signaleksempleringsprøver for hver af de 2P ^ = 16 mulige former af tiltagende fase 0(t) i kvadranten (0, π/2), for hvilke 16 eksempleringsprøver tællerstillingerne fra 0 op til og med (4q - 1) = 15 i interpolationstælleren 23 danner den anden del af læseadressen i tilfælde af 25 en retningsindikationsbit U/D = "l". De yderligere signaleksempleringsprøver for værdien af 0(t) til sluttidspunktet t = mT + T i et symbolinterval (mT, mT + T), for hvilke tællerstillingen 4q = 16 i interpolationstælleren 23 i fig. 3 og fig. 8 danner den anden del af læse-30 adressen i tilfælde af en retningsindikationsbit 0/D = "O”, oplagres i fig. 11 ikke i det første ROM-lager 26, men i et separat, andet ROM-lager 70. Værdien p = 5 kraver almindeligvis 2p =16 yderligere signaleksempleringsprøver, men for tilfældet med GTFM-signaler har 35 det vist sig, at disse yderligere signaleksempleringsprøver kun kan antage 4 forskellige værdier. I fig. 11

DK 163777 B

32 er dette forhold udnyttet ved, at ROM-lageret 70 er inddelt i to små ROM-lagre 70(1) og 70(2), hvor de 4 forskellige værdier af de yderligere signaleksemple-ringsprøver er oplagret i ROM-lageret 70(2), og de 2-5 bit brede adresser for ROM-lageret 70(2) er oplagret i ROM-lageret 70(1) i 16 pladser. Adressen for disse 16 pladser i ROM-lageret 70(1) dannes i adressekredsen 22 i fig. 11 ved hjælp af en adressebus 71, hvortil de 3 bit h^, t>m+^ fra skifteregisteret 29 og bitten 10 yQ for det første udvælgelsessignal = yQ fra generatoren 36 føres.

På basis af formel (2) fastlægger disse 3 bit bm_i, bm, bm+^ den endelige værdi af fasen ø(t) i hver fasekvadrant, og af diagrammet a i fig. 9 følger, at 15 den mindst betydende bit yg i kvadranttallet y er tilstrækkelig til fastlæggelse af, hvilke af disse slutværdier, der skal benyttes i den pågældende fasekvadrant.

Det første og det andet ROM-lager 26 og 70 er forbundet til en multiplexer 72 med to indgange, som til 20 hvert takttidspunkt t. = iT_ overfører den rigtige sig-naleksempleringsprøve til videre behandling, der i fig. 11 udføres på samme måde som i fig. 8. Styresignalet til multiplexeren 72 aftages fra interpolationstælleren 23 i adresseringskredsen 22 i fig. 11.

25 I fig. 3 og 8 er interpolationstælleren 23 rea liseret som en modulo-17 op/ned-tæller, der som svar på en bit U/D = "1" tæller op fra en begyndelsesstilling 0 til en slutstilling 15 og som svar på en bit U/D - "O" tæller ned fra en begyndelsesstilling 16 til en slut-30 stilling 1, idet den anden del af læseadressen for det første ROM-lager 26 har en bredde på 5 bit. I fig. 11 har denne anden del en bredde på kun 4 bit som følge af den modificerede form for oplagring af signaleksemple-ringsprøverne i det første ROM-lager 26. Interpolati-35 onstælleren 23 i fig. 11 udgøres nu af en enkel mo-dulo-16-tæller 73, hvis tællerstilling (4 bit) sammen

DK 163777 B

33 med bitten U/D fra adressekonverteren 35 danner adressen for et tredje ROM-lager med 32 pladser, i hvilket den 4-bit brede anden del af læseadressen for det første ROM-lager 26 er oplagret. Denne anden del svarer til 5 den binære repræsentation af værdierne modulo-16 af tællestillingerne i interpolationstælleren 23 i fig. 3 og fig. 8f hvilket betyder, at disse værdier for en bit U/D = "0" passerer gennem sekvensen 0,15, 14 ... 3,2,1. Styresignalet for multiplexeren 72 i fig. 11 opnås ved 10 hjælp af en NOR-kreds 75, som modtager de 4 udgangsbit fra tredje ROM-lager 74 og bitten U/D fra adressekonverteren 35. Kun med en logisk værdi "1" af udgangssignalet fra NOR-kredsen 75 overfører multiplexeren 72 signaleksempieringsprøven fra det andet ROM-lager 15 70, således at dette kun optræder ved en tællerstilling 16 i fig. 3 og fig. 8 sammen med en bit U/D = "O".

Yderligere udgøres i fig. 11 også adressekonverteren 35 af et ROM-lager med 64 pladser, hvori er oplagret de 4 bit c'm+j og bitten U/D i fig. 10, og for hvil-20 ke de 5 bit bm+j og bitten yp i fig. 10 danner adressen.

Ved anvendelse af de allerede flere gange tidlige- 4 re nævnte værdier p = 5, 4q = 16 = 2 ogM=12 kræves i fig. 11 i signalprocessoren 25 en lagerkapacitet på 2892 bit til oplagring af signaleksempleringsprøverne, 25 hvilken kapacitet er fordelt som følger på det første ROM-lager 26 (ROMI) og det andet ROM-lager 70 (ROM2): ROM 1 24 x 24 x 11 = 2816 bit ROM 2 (24 x 2) + (22 x 11) = 76 bit ,

......... T

30 2892 bit I adresseringskredsen 22 i fig. 11 kræves en lagerkapacitet på 448 bit, hvilken kapacitet er fordelt som følger på det tredje ROM-lager 74 (ROM3) i interpolationstælleren 23 og et fjerde ROM-lager (ROM4), 35 som udgør adressekonverteren 35:

DK 163777 B

34 ROM 3 25 x 4 =123 bit ROM 4 26 x 5 = 320 bit - + 448 bit 5 Ved sammenligning af fig. 11 med fig. 8 kan den sidstnævnte lagerkapacitet lades ude af betragtning, i-det der i fig. 8 alternativt kan gøres brug af en adresseringskreds 22 som vist i fig. 11, men let modificeret (adressebussen 71 er udeladt, og NOR-kredsen 75's 10 udgang er forbundet til adressebussen 30).

Forskellen mellem fig. 11 og 8 ligger ikke så meget i den krævede lagerkapacitet til oplagring af 11-bit sig-naleksempleringsprøverne i lagerpladsen i det første ROM-lager 26 (2816 bit i fig. 11 og 2992 i fig. 8), men sna-15 rere i det forhold, at adressen for lagerpladserne i fig. 11 har en bredde på (4+4) = 8 bit og i fig. 8 en bredde på (4+5) = 9 bit. Hvad angår fig. 8, er den indre struktur af ROM-lageret følgelig baseret på et antal 29 = 512 lagerpladser, hvoraf kun 24 x (24 + 1) = 24 x 17 20 =272 lagerpladser kræves til oplagring af signaleksem pler ingsprøverne, og følgelig 240 lagerpladser lades u-implementerede, medens den indre struktur af læselageret

O

i fig. 11 er baseret på et antal 2 = 256 lagerpladser, som alle kræves til oplagring af signaleksempleringsprø-25 verne, og følgelig alle implementeres. Fig. 11 udnytter således den sædvanlige implementering af ROM-lagre meget mere effektivt end fig. 8.

D(4). Beskrivelse af udførelsesformen i fig. 12

Fig. 12 viser et blokdiagram af en tredje udførel-30 sesform for en kobling ifølge opfindelsen, nærmere bestemt af en kobling 4 til frembringelse af en type CORPSK-signaler, som i den i afsnit (A) nævnte publikation er betegnet som CORPSK (4-5), og som er indgående beskrevet i US-patentskrift nr. 4.320.499. Da strukturen 35 af koblingen 4 i fig. 12 stort set svarer til strukturen af koblingen 4 i fig. 3, vil beskrivelsen af fig. 12

DK 163777 B

35 1 overvejende grad være rettet på modifikationer i forhold til fig. 3.

CORPSK (4-5) er en modulationsmetode, ved hvilken 4-niveaudatasymboler a(m) modulerer fasen af et bære-5 bølgesignal, således at dettes fase 0(t) i et tidsinterval (mT, mT + T) ændres med et beløb Δ0(m) bestemt ved: Δ0 (m) - 0 (mT+T) - 0 (mT) = k(m)ir/2 (25) hvor k(m) er et 5-niveaudatasymbol, hvis niveau kan antage en værdi i området -2, -1, 0, 1, 2. Mellem fase-10 ændringen AØ(m) og niveauet af datasymbolet a(m), som kan antage en værdi i området 0, 1, 2, 3, består den i efterfølgende tabel VII angivne sammenhæng; denne tabel indeholder også en binær kode for niveauerne af a(m) med 2 bit alm, aQm og af niveauerne for k(m) med 3 bit hm, 15 alm' a0m' *1νϋ^βη kode er valgt således, at en fejl i den ene af bittene alm, aQm resulterer i en fejl på ikke mere end Tt2/rad i Δ0 (m) .

Tabel VII

20 ------- a(m) alm a0m k(m) hm alm a0m A0(m) 1 10 -1 0 1 0 - 1Γ/2 2 00 0000 0 25 3 0 1 +1 0 0 1 + Tr/2 0 11 +2 0 11+ΤΓ 11 -2 1 1 1 - ir

Bitten hm angiver, om værdien k(m) = +2 eller k(m) = -2 er valgt for a(m) = 0. Dette valg er bestemt 30 ved de forudgående værdier Ø(m-l) og 0(m-2) og dermed ved værdierne k(m-l) og k(m-2) i overensstemmelse med følgende tabel VIII.

Tabel VIII

36

DK 163777 B

a (m) = O I k(m) h Δ0 (m) m 5 >0 +2 O + ir k(m)-1) -k(m)-2) = O, k(m)-l) +2 + ir

> O

= O, k(m)-l] -2 1 -ir

< O

10 <0 -2 1 - π k(m-l) = k(m-2) =0 +2 0 + π

For tilfældet, hvor k(m-l) = k(m—2) = 0, kan valget af k(m) for a(m) =0 bestemmes ved endnu tidligere 15 værdier k(m-3), k(m-4), ... Da det har vist sig, at en sådan udvidelse næsten ikke medfører nogen fordele, kan der foretages et fast valg i overensstemmelse med den sidste linie i tabel VIII. Til yderligere forklaring herom henvises til førnævnte US-patentskrift nr. 4.320.419, 20 i hvilket tabellerne 1 og 2 svarer til ovenstående tabeller VII og VIII. Ud fra disse tabeller og fra formel (25) kan de mest betydende forskelle mellem CORPSK(4-5) og GTFM med hensyn til signalfrembringelsen udledes.

For det første kan fasen 0(t) af CORPSE (4-5)-25 signalet i et symbol interval med længden T ændre sig med et beløb på - ir rad, således at værdien modulo-2 ir af fasen 0(t) inden for dette tidsinterval altid forbliver i samme fasekvadrant £y ir/2, (y+1) π/2] med y=0, 1, 2 eller 3 ved et passende valg af fasen 0(t) som referencetids-30 punkt t=0, og følgelig kan overgangen til en anden fasekvadrant også optræde til andre tidspunkter end ved symbolintervallernes grænser. Til karakterisering af værdierne ιικ^υ1ο-2π af fasen 0(t) ved grænserne af et symbolinterval (mT, mT + T) kan der ikke lasngere som for GTFM-35 signalet gøres brug af ét kvadranttal y(m) modulo-4, men der gøres nu brug af et fasetilstandstal z(n) modulo-4, som karakteriserer værdien modulo-2rc af fasen 0(t)

DK 163777 B

37 til begyndelsestidspunktet t = mT for dette symbolinterval for et passende valg 0(t) som referencetidspunkt t = 0. For et valg 0(0) = 0 gælder udtrykket: Ø(mT) = [z (m) . tt/2] modulo 27r (26) 5 Af formel (25) følger, at fasetilstandstallet z(n) modulo-4 er givet ved: z(m) = [z(m-1) + k(m-l)] modulo-4 (27)

Dette fasetilstandstal z(m) kan da opnås som tællerstillingen af en modificeret modulo-4 op/ned-tæller, 10 som får tilført datasymbolet k(m-l), og hvis tællerstilling z(m) er knyttet til den forudgående tællerstilling z(m-l) i overensstemmelse med formel (27). Da k(m-l) = +2, og k(m-l) = -2 resulterer i samme tal z (m), kan fasetilstandstallet z(m) udledes direkte fra datasymbolet 15 a(m-1), således som det også fremgår af tabel VII med den valgte binære kodning opnås de 3 bit i k(m-l) ved at knytte bitten h ^ til de 2 bit i a (m-1), men ved dannelse af tallet z(m) spiller denne bit h ^ ingen rolle.

1 fig, 12 er denne sidste mulighed udnyttet til styring 20 af fasetilstandstælleren 24, idet kodningen af fasetilstandstallet z med 2 bit z^, Zq udføres på samme måde som den allerede nævnte kodning af kvadranttallet y med 2 bit y^, yp, jf. tabel II.

For det andet viser tabel VIII, at valget mellem 25 værdierne k(m) = +2 og k(m) *= -2 afhænger af datasignalet a(t)'s historie forud for tidspunktet t = mT, og at de korrelativt kodede datasymboler k(m) udledes af datasymbolerne a(m) i overensstemmelse med en ikke-lineær forskrift. Dette kan udføres ved at føre datasymbolerne 30 a(m) til en ikke-lineær kodeomsætter, som fastlægger værdien k(m) som svar på datasymbolet a(m) og de to forudgående værdier k(m-l) og k(m-2), og som er nærmere beskrevet i ovennævnte US-patentskrift nr. 4.320.499 (se fig. 10). For den valgte binære kodning,hver de 3 bit i 35 k(m) opnås ved at føje en bit hm til de 2 .bit i a(m), er det som en anden mulighed tilstrækkeligt at fastlægge denne bit hm som svar på de 2 bit i hvert af datasymbo-

DK 163777 B

38 lerne a (m), a (m-1) og a (m-2) og de forudgående bit h ^ og hm_2* I fig. 12 gøres der brug af det sidstnævnte træk ved i adresseringskredsen 22 at inkorporere en ikke-lineær korrelativ kodningskreds 80, der modtager 5 de 3 nærmest forudgående symboler af sættet af datasymboler {a} i skifteregisteret 29 gennem en adressebus 81 til frembringelse af det til dette sæt {a} svarende bitsæt {h}.

For at undgå yderligere komplicering af beskrivel-10 sen antages det i fig. 12, at impulssvarets centrale interval er begrænset til en længde pT = 3T, således at sættet a kun indeholder de 3 datasymboler a(m+1), a(m) og a(m-1). Kodningskredsen 80 kan da realiseres i overensstemmelse med kredsløbsdiagrammet i fig. 13a og 15 13b, hvor kredsløbsdiagrammet i fig. 13a har samme struktur som kredsløbsdiagrammet i fig. 10 i ovennævnte US-patentskrift nr. 4.320.499.

I diagrammet a i fig. 13 indeholder kodningskredsen 80 et ROM-lager 82, i hvilket de mulige vær-20 dier af bitten hm+^ er oplagret. En adresse med en bredde på 8 bit føres til ROM-lageret 82 gennem en adressebus 83, og denne adresse må, jf. ovenstående, være sammensat af de 2 bit i hvert af datasymbolerne a(m+1), a(m), a(m-1) og de 2 forudgående bit hm og hm_^. Disse 25 bit hm og hm_^ opnås ved at forbinde et skifteregister 84, som i dette tilfælde kun behøver at indeholde to elementer til ROM-lageret 82's udgang. For et sæt {a} med mere end 3 datasymboler har skifteregisteret 84 et tilsvarende større antal elementer for sættet {h}, 30 men yderligere modifikationer i strukturen af kodningskredsen 80 er imidlertid ikke nødvendige. Fra tabellerne VII og VIII kan det på enkel måde udledes, hvilke værdier af bitten hm+1, der må være oplagret i pladserne af ROM-lageret 82. Dette ROM-lager 82 har en kapaci-

O

35 tet på 2 x 1 = 256 bit i diagrammet a, men i diagrammet g b er en kapacitet på 2 x 1 = 64 bit tilstrækkelig ved

DK 163777 B

39 udnyttelse af det forhold, at bitten hm+^ kun er af betydning for datasymboler a(m+l) = 0 og for datasymboler a(m+l) jé o altid har den logiske værdi "0". I diagrammet b føres de 2 bit i datasymbolet a(m+l) derfor ikke 5 til adressebussen 83, men til en OG-kreds 85, der styrer en OG-kreds 86, således at der kun for a(m+l)= 0 overføres en bit hm+^ med en fra "0" forskellig logisk værdi.

I overensstemmelse med tabel VII resulterer værdi- 3 10 en p = 3 i princippet i 5 = 125 forskellige kombinatio ner k(m-l), k(m), k(m+l) og dermed i 125 forskellige former af fasen 0(t) i et symbolinterval (mT,mT+T) for hvert af de 4 mulige begyndelsesfaser Ø(mT) modulo-2rc med fasetilstandstallet z (m) . I overensstemmelse med ta-15 bel VIII slettes imidlertid 33 af de 125 kombinationer, således at der for hvert fasetilstandstal z(m) kun er 92 mulige forskellige former af fasen Ø(t). Disse 92 former kan inddeles i to grupper, nærmere betegnet en gruppe G(-) for værdier af fasen 0(t), som aftager i 20 forhold til begyndelsesfasen Ø(mT) og en gruppe G(+) for værdier af fasen 0(t), som ikke aftager i forhold til begyndelsesfasen Ø(mT). For at holde den videre beskrivelse af fig. 12 så enkel som muligt, antages det, at de 20 mulige former af fasen 0(t) for kombinationer 25 k(m-l), k(m), k(m+l) med k(m) = 0 ikke er fordelt over begge grupper G(+) og G(-), men at de i deres helhed hører til gruppen G(+), således at gruppen G(+) omfatter de 56 kombinationer med k(m) = 0, k(m) = +1 og k(m) = +2, og gruppen G(-) omfatter de 36 kombinationer med 30 k(m) = -1 og k(m) = -2.

På lignende måde som i fig. 3 er det første ROM-lager 26 i fig. 12 indrettet til kun at oplagre sig-naleksempleringsprøver cos [0(t^)] i sektionen 26(1) og sin £0(t±)] i sektionen 26(2) for værdier af fasen 0(t), 35 som ikke aftager i forhold til en begyndelsesfase Ø(mT) = 0 modulo-2u med fasetilstandstallet z(m) =0, altså

DK 163777 B

40 for gruppen G(+) med z(m) = 0.

Tilsvarende frembringer adressekonverteren 35 på lignende måde som i fig. 3 også i fig. 12 en ny første del {k1} af læseadresserne for lageret 26 som svar 5 på det ved-kombination af datasymbolerne {a} på adressebussen 81 med bitsættet {h} ved kodningskredsen 80's udgang dannede sæt af datasymboler {k}. For gruppen G(+) behøver der ikke foretages nogen adressekonvertering, således at {k'} = {k}. For gruppen G(-) betyder adresse-10 konverteringen, at polariteten af værdien af hvert af datasymbolerne i sættet {k} inverteres. Tabel VII viser, at polaritetsinverteringen af værdierne af k(m) med den valgte binære kodning af k(m) kan udføres ved altid at bytte om på positionerne af de 2 bit a^, a^ i a (m), 15 resulterende i a^m, og yderligere kun at komplemen tere bitten hm for a(m) = 0, altså for |k(m)| = 2, resulterende i H , an , a, .

m Om lm

En forskel i forhold til fig. 3 er, at adressekonverteren 35 i fig. 12 nu som konverteringsindika-20 tionssignal frembringer en polaritetsindikationsbit P, hvor den logiske værdi P = Ml" angiver, at der ikke optræder nogen polaritetsinvertering, men ingen retningsindikationsbit U/D for interpolationstælleren 23 som i fig. 3. Følgelig har interpolationstælleren 23 i 25 fig. 12 form af en enkel modulo-16-tæller. For den valgte binære kodning af k(m) og den valgte inddeling i grupperne G(+) og G(-) optræder polaritetsinvertering kun for k(m) = -1 og k(m) = -2. Tabel VII viser, at tilfældet k(m) = -1 er éntydig kendetegnet ved optræden 30 af de 2 bit a1ni, aQm med de logiske værdier a-^ = "1" og aQm = Ό" for a(m) = 1, og tilfældet k(m) = -2 ved optræden af bitten h^ med den logiske værdi hm = "l".

På grundlag heraf gælder for polaritetsindikationsbitten P følgende logiske sammenhæng: 35 p - <Elm - a0m> Em <28>

Hvis adressekonverteren 35 implementeres som en logisk kreds, kan denne bit P også benyttes til selve adresse-

DK 163777 B

41 konverteringen, idet der i kraft af ovenstående betragtninger eksisterer følgende logiske sammenhænge mellem bittene h', a^', a0* * ^vert symbolerne i sættetik'} og bittene h, a^, i det tilsvarende symbol i sættet 5 {k}: V " p al + * a0 aQ ’ = P a0 + P a± (29) h' = h + P ala0 10 hvor + angiver modulo-2-addition. Hvis de således opnåede bit h1, a ', an' for hvert af de tre datasymboler k(m-l), k(m), k(m+l) blev benyttet direkte som den nye første del af læseadressen for ROM-lageret 26, skulle denne nye første del have en bredde på 9 bit. Til di-15 stinktion af de 56 kombinationer i gruppen G(+) er en ny første del med en bredde på 6 bit imidlertid tilstrække- g lig (56 < 64 = 2), således at der i en sådan logisk kreds udover portkredse til udførelse af de logiske operationer i formlerne (28) og (29) også kræves et yderli-20 gere stort antal portkredse til opnåelse af den endelige nye første del med den ønskede bredde på 6 bit. Derfor må realisering af adressekonverteren 35 som et ROM-lager foretrækkes af hensyn til enkelhed i henseende til struktur og programmering.

25 I fig. 12 føres den af adressekonverteren 35 frembragte polaritetsindikationsbit P til generatoren 36 og benyttes i denne til frembringelse af de to udvælgelsessignaler og S2'. Den måde, hvorpå dette udføres, beskrives nu nærmere under henvisning til dia-30 grammerne i fig. 14, som i mange henseender svarer til diagrammerne i fig. 4. På lignende måde som i diagrammet a i fig. 4 er i diagrammet a i fig. 14 vist eksempler på mulige ændringer af fasen 0(t) inden for et symbolinterval (mT, mT+T), hvor værdien af faseændringen er 35 valgt til [AØ(m)] = irrad. Kurverne i diagrammet a er betegnet (z, P) eller (z, P), hvor z = z(m) er fase-

DK 163777 B

42 tilstandstallet for begyndelsesfasen Ø(mT) og P polari-sationsindikationsbitten P for adressekonverteren 35 med den logiske værdi "l". Alle kurverne i diagrammet a har identiske former, og kurverne (0, P), (1, P) er 5 spejlsymmetriske i forhold til kurverne (0, P), (1, P) med hensyn til referencerne henholdsvis 0 og ir/2. Tilsvarende er formerne af cos 0 og sin 0 på samme måde som i diagrammet b i fig. 4 i diagrammerne b og c afsat langs den vandrette akse som funktion af 0 langs 10 den lodrette akse med samme målestok som for 0(t) i diagrammet a, idet diagrammet b er knyttet til z(m) = 0 og diagrammet c til z (m) =1.

Også i sektionerne 26(1) og 26(2) af ROM-lageret 26 i fig. 12 oplagres kun værdierne af signaleksempie-15 ringsprøverne cos [0(t^)] og sin 10(t^)] for det tilfælde, hvor fasen 0(t) øges fra 0 rad til irrad i overensstemmelse med kurven (0, P) i diagrammet a i fig.

14, idet disse oplagrede værdier igen er betegnet cos 0^ og sin 0^ og vist ved tykke linier i diagrammet b i 20 fig. 14. Denne tiltagende fase 0(t) har nu et område 0^ på irrad i stedet for ir/2 rad som i fig. 4, og følgelig oplagres nu også fortegnet for cos 0^ og sin 0^ i ROM-lageret 26.

Diagrammet c i fig. 14 viser, at de oplagrede 25 værdier cos 0^ og sin 0^ kan benyttes for kurven (1, P) med fasetilstandstallet z(m) =1. Dette gælder også for kurverne (2, P) og (3, P) med fasetilstandstallene z(m) = 2 og 3, hvilket ikke er vist i diagrammet a, således som det nemt kan kontrolleres ved for disse kurver at 30 tegne diagrammer, der er sammenlignelige med diagrammerne b og c. Det fremgår da, at der for kurverne (z, P) for z=0, 1, 2 og 3 eksisterer samme sammenhæng som i tabel II mellem signaleksempleringsprøverne cos [0(ti)] og sin [0(t^)] og de oplagrede sekvenser af 35 signalværdier cos ø^ og sin 0^, når kvadranttallet y i denne tabel med bittene y^ yQ erstattes af fasetilstandstallet z med bittene z^ zQ.

43

Hvis der i ROM-lageret 26 kun var oplagret sekvenserne af signalværdierne cosog sin(-01) for kurven (0, P) i diagrammet a, hvilke værdier i diagrammet b er vist ved punkterede linier, følger det af oven-5 stående beskrivelse, at der for kurverne (z, P) for z = 0, 1, 2 og 3 også eksisterer samme sammenhæng mellem signaleksempleringsprøverne cos £0(^)] og sin £0(t.)3 og de da oplagrede værdier cos (-0^) og sin (-0^) på samme måde som i tabel II (dog med y erstattet af z).

10 Sammenhængen med de aktuelt oplagrede værdier cos 0^ og sin 0^ kan da opnås på enkel måde ved udnyttelse af de kendte sammenhænge: cos(-Ø^) = cos 0^ sini-Ø^) = - sin 01 15 hvilket også følger direkte af diagrammet b, nærmere betegnet ved altid at indføre en yderligere fortegns-invertering i tabel II, når den oplagrede signalværdi 01 benyttes i denne.

På samme måde som tabel IV er opnået ved kombina-20 tion af tabellerne II og III, kan de således opnåede tabeller for P og P kombineres med tabel III. For P resulterer dette i den samme tabel som tabel IV (naturligvis med substitution af z for y) og dermed også i samme udvælgelsessignaler S1 og S2 som i fig. 3. Den resulte-25 rende tabel for P opnås ved, ligeledes som i fig. 4, altid at udføre en yderligere fortegnsinvertering, når den oplagrede signalværdi 01 benyttes i denne og dermed som følge af definitionen af første udvælgelsessignal ved optræden af den logiske værdi S2 = "0". Dette re-30 suiterer for P i samme første udvælgelsessignal S2 som i fig. 3 og også i et andet udvælgelsessignal, som (for P) dannes af det andet udvælgelsessignal S2 i fig. 3 ved udførelse af en yderligere fortegnsinvertering ved en logisk værdi = "0".

35 På grundlag af disse forhold kan udvælgelsessignal generatoren 36 i fig. 12 realiseres i overensstemmelse

Claims (7)

1. Kobling til frembringelse af et analogt vinkelmoduleret bæresignal med i det væsentlige konstant amplitude og kontinuert fase 0(t) som svar på datasignaler med en given symbolfrekvens 1/T, hvilken kobling omfat-25 ter: en af symbol frekvensen synkroniseret taktkreds (20) til frembringelse af et taktsignal med en frekvens 4q/T, hvor q er et helt tal større end 1; en styrekreds (21) indeholdende et af taktsignalet styret 30 adresseringskredsløb (22) og en interpolationstaeller (23) til frembringelse af adresser med en frekvens 4q/T som svar på et givet antal på hinanden følgende datasymboler og en af symbol frekvensen styret tæller (24) til son svar på datasymbolerne at frembringe fasetilstandstal, som karakte-35 riserer værdien modulo-2rc af fasen 0(t) ved grænserne af symbolintervaller med længden T; en til styrekredsen (21) forbundet signalbehandlingskreds (25) DK 163777 B 45 indeholdende et første ROM-lager (26) til i adresserbare lagerpladser at oplagre digitale numeriske værdier, som er repræsentative for signalerne cos 0(t) og sin 0(t) til de af taktsignalet fastlagte tidspunkter, hvilke oplag-5 rede værdier udlæses fra det første ROM-lagers lagerpladser under styring fra adresseringskredsløbet (22) og behandles til frembringelse af det analoge vinkelmodulerede bæresignal ved digital/analog-omsætning, kendetegnet ved, 1. at det første ROM-lager er indrettet til kun at oplagre værdierne, som repræsenterer signalerne cos 0(t) og sin 0(t) for ikke-aftagende faser 0(t), der er knyttet til et forudbestemt tal; at adresseringskredsløbet (22) indeholder en adresseomsætter 15 (35), der som svar på et givet antal på hinanden følgende data symboler frembringer adresser for ikke-aftagende faser 0(t) knyttet til nævnte forudbestemte fasetilstandstal og et konverterings-indikeringssignal, hvorhos styrekredsen (21) yderligere indeholder en af taktsig-20 nalet styret generator (36), der som svar på fasetilstandstallene frembringer et første og et andet udvælgelses-signal , og signalbehandlingskredsen (25) er indrettet til til hvert takttidspunkt som svar på det første udvæl gel sessignal 25 kun at føre den ene af de to værdier repræsenterende signalerne cos 0(t) og sin 0(t) til en digital/analog-kon-verter (28), og son svar på det andet udvælgelsessignal selektivt at invertere fortegnet for udgangseksempleringsprø-ven fra digital/analog-konverteren (28), hvilke udgangseksem-30 pieringsprøver udgør eksempieringsprøverne af det analoge vinkelmodulerede bæresignal med en bærefrekvens q/T, hvorved nævnte bæresignal kan udledes af nævnte udgangs-eksempleringsprøver ved hjælp af et båndpasfilter (18).

2. Kobling ifølge krav 1, kendetegnet 35 ved, at det første ROM-lager (26) i signalbehandlingskredsen (25) indeholder en første sektion (26(1)) for værdier, som repræsen- DK 163777 B 46 ter er signalet cos 0 (t), og en anden sektion (26(2)) for værdier, som repræsenterer signalet sin 0(t), og at signalbehandlingskredsen indeholder en multiplexer (37) med to indgange forbundet til nævnte første og anden sektion af ROM-lage-5 ret og styret af det første udvælgelsessignal og en fortegnsinverter (38), som sairmen med digital/analog-omsætteren (28) udgør en del af en seriekobling, der er forbundet til multiplexeren (37) og styres af det andet udvælgelsessignal.

3. Kobling ifølge krav 2, kendetegnet 10 ved, at fortegnsinverteren (38) er udformet som en polaritetsinverter i forbindelse med digital/analog-konverterens udgang og indeholder en forstærker (56) meden inverterende og en ikke-inverterende indgang og en 2-stillingsomskif-ter (55) til selektivt at forbinde digital/analog-konverterens 15 udgang til en af forstærkerens to indgange som svar på det andet udvælgelsessignal.

4. Kobling ifølge krav 2 til frembringelse af vinkelmodulerede bæresignaler, i hvilke ændringen af fasen 0(t) pr. symbol interval med længden T højst er 20 “ π/2 rad og fasen 0(t) inden for et symbolinterval altid forbliver i samme fasekvadrant [yir/2, (y+l)ir/2] med kvadranttallet y, kendetegnet ved, at det første ROM-lager (26) i signalbehandlingskredsen (25) er indrettet til oplagring af værdier repræsenterende størrelsen af sig-25 nalerne cos 0(t) og sin 0(t) for ikke-aftagende faser 0(t) i den første fasekvadrant (0, π/2) med kvadranttallet y = 0,at tælleren (24) til frembringelse af fasetilstandstal udgøres af en modulo-4 op/ned-tæller, hvis tællerstilling repræsenterer kvadranttallet y modulo-4 for fa-30 sen 0(t) for hvert symbolinterval med 2 bit y^ y^, og at interpolationstælleren (23) udgøres af en modulo-(4 q+l) op/ned-tæller, hvis tælleretning styres af konverteringsindiker ingssignalet fra adressekonverteren (35).

5. Kobling ifølge krav 1 til frembringelse af vin-35 kelmodulerede bæresignaler, i hvilke ændringen af fasen 0(t) pr. symbolinterval med længden T højst er - π/2 rad, DK 163777B 47 og fasen 0(t) inden for et symbolinterval altid forbliver i samme fasekvadrant [yn/2f (y+l)ir/2] med kvadranttallet y, kendetegnet ved,at det første ROM-lager (26) i signalbehandlingskredsen (25) er indrettet til oplagring af 5 værdier, som repræsenterer størrelsen af signalerne cos 0(t) til første takttidspunkter, og værdier, som repræsenterer størrelsen af signalerne sin 0(t) til andre takttidspunkter for ikke-aftagende faser 0(t) i den første fasekvadrant (0, ir/2) med kvadranttallet y = 0, hvil-10 ke første og andre tidspunkter optræder alternerende, at tælleren (24) til frembringelse af fasetilstandstal udgøres af en modulo-4 op/ned-tæller, hvis tællerstilling repræsenterer kvadranttallet y modulo-4 af fasen 0(t) for hvert symbolinterval med 2 bit y^ yQ, hvorhos udvæl-15 gelsessignalgeneratoren (36) frembringer et første udvælgelsessignal, som svarer til den mindst betydende bit y^ for kvadranttallet y modulo-4, at adressekonverteren (35) er indrettet til som svar på både nævnte givne antal af på hinanden følgende datasymboler og nævnte første udvælgel-20 sessignal svarende til den mindst betydende bit y^ i kvadranttallet y modulo-4 at frembringe adresser for ikke-af tagende faser 0(t) i den første fasekvadrant (0, 7r/2) med kvadranttallet y =? 0 og et konverterings-indikerings-signal, og at interpolationstælleren (23) udgøres af en modu-25 lo-(4q+l) op/ned-tæller, hvis tælleretning styres af nævnte konverterings-indikeringssignal.

6. Kobling ifølge krav 2 til frembringelse af vinkelmodulerede bæresignaler, i hvilke ændringen af fasen 0(t) pr. symbol interval af længden T andrager 0 rad i ir/2 30 rad eller hele multipla heraf, og fasen 0(t) ved begyndelsen af et symbolinterval altid har en værdi på z (π/2) med tilstandstallet z, kendetegnet ved, at det første ROM-lager (26) i signalbehandlingskredsen (25) er indrettet til oplagring af værdier repræsenterende 35 signalerne cos 0(t) og sin 0(t) for værdier af fasen 0(t), som er ikke-aftagende i forhold til en oprindelig 4 * 48 DK 163777 B fase 0(t) = O rad med tilstandstallet z = 0, at tælleren (24) til frembringelse af fasetilstandstal udgøres af en mo-dulo-4 op/ned-tæller, hvis tællestilling repræsenterer fasetilstandstallet z modulo-4 af fasen 0(t) ved begyn-5 delsen af hvert symbolinterval med 2 bit z^ Zg, og at udvælgelsessignalgeneratoren (36) er indrettet til som svar på de 2 bit z^ Zg af fasetilstandstallet z modulo-4 at frembringe det første udvælgelsessignal og som svar på disse 2 bit z^ Zg og konverterings-indikeringssignalet 10 fra adressekonverteren (35) at frembringe det andet udvælgelsessignal .

7. Kobling ifølge krav 6 til frembringelse af vinkelmodulerede bæresignaler som svar på n-niveau-data-signaler, kendetegnet ved, at adresserings-15 kredsløbet (22) også indeholder en .ikke-lineær korrelativ kodningskreds (80) til omsætning af n-niveau-data symbol erne til k-niveau-datasymboler, hvor k er større end n, og at adressekonverteren (35) er indrettet til som svar på nævnte givne antal af på hinanden følgende k-niveau-datasymboler 20 at frembringe adresser for ikke-aftagende faser 0(t) i forhold til en begyndelsesfase 0(t) =0 rad med tilstandstallet z = 0 og til frembringelse af et konverterings-indikeringssignal for udvælgelsessignalgeneratoren (36).