DK145170B - Apparat til detektering af et tonesignal hvis frekvens ligger inden for et bestemt tonefrekvensbaand - Google Patents

Description

o 1 145170

Opfindelsen angår et apparat til at afgive et signal, når et tonesignal med en forud bestemt frekvens optræder alene ved apparatets indgang, hvilket apparat er af den i krav l's indledning nærmere angivne art.

5 Apparater af denne art kendes f.eks. fra US-pa- tentskrift nr. 3.866.151. I det således kendte apparat er den første gren indrettet som en båndpaskreds med en detektor, der afgiver et signal, hvis værdi er størst, når indgangssignalet til grenen har en frekvens ved eller i nærhe-10 den af tonesignalets forud bestemte frekvens, mens den anden gren er indrettet som en båndstopkreds med en detektor, der afgiver et signal, hvis værdi er mindst, når indgangssignalet til grenen har en frekvens som nævnt. Dette kendte apparats sammenføringsorgan består af en subtraktionskreds, 15 og når forskellen mellem de to detektorudgangssignaler over skrider en forud bestemt referenceværdi, afgives et signal som tegn på, at tonesignalet med den ønskede frekvens er indkommet alene til apparatet, og ikke f.eks. sammen med yderligere frekvenser i et telefonibånd.

20 Ved hjælp af sådanne apparater er det muligt at skelne mellem såkaldte indenbåndssignaler, der anvendes til signalering i et kommunikationsanlæg, og de komposanter i de af anlægget overførte informationssignaler, der måtte have netop denne frekvens.

25 I det ovennævnte kendte apparat sker der en kvan titativ sammenligning mellem effektivværdierne af indgangssignierne til de to detektorer. Dette betyder, at den forskel mellem de to detektorudgangssignaler, hvis størrelse anvendes som kriterium på tonesignalets tilstedeværelse 30 alene, afhænger af forskellen mellem de to grenes amplitu- de/frekvens-karakteristikker, idet faseforskydningskarakteristikkerne på grund af detektorerne ikke påvirker resultatet. Det anvendte princip indebærer desuden, at indgangssignalernes amplitude - og altså ikke kun deres fre-35 kvens - påvirker resultatet. Denne kendte modtager har særskilte detektorer for båndpas- og båndstopvejene, og subtraherer signalerne fra hinanden. Det vides, at dette princip medfører at kraftige forstyrrende toner eller støjtoner kan blokere modtageren i et betydeligt tidsrum, eftersom hver detektor udviser en tidskonstant.

o 2 145170

Apparatet ifølge opfindelsen er ejendommeligt ved den i krav l's kendetegnende del angivne udformning. Herved opnås, at kun forskellen mellem faseforskydnings/fre-kvenskarakteristikkerne for de to grene udnyttes til dan-5 nelse af udgangssignalet. Da som bekendt både båndpaskredse og navnlig båndstopkredse udviser ret markante faseforskydningskarakteristikker ved og omkring den karakteristiske frekvens, er det ved hjælp af apparatet ifølge opfindelsen muligt at opnå en ret skarp skelnen mellem på 10 den ene side det ønskede tonesignal optrædende alene og på den anden side en blanding af signaler, som blandt andet indeholder det ønskede signals frekvens som en komposant.

På grund af de i begge grene indskudte amplitudebegrænsere vil resultatet - forudsat tilstedeværelsen af et mindste 15 niveau - ikke afhænge af indgangssignalets amplitude. Ap paratet ifølge opfindelsen udviser ikke nogen tidskonstant som nævnt i det foregående, hvorfor beskyttelsesvirkningen ophører i det øjeblik den forstyrrende påvirkning forsvinder. Opfindelsen forklares i det følgende nærmere un-20 der henvisning til tegningen, på hvilken fig. 1 viser et blokdiagram for et apparat ifølge opfindelsen til detektering af et indenbåndssignal, fig. 2 et koblingsdiagram for et kombineret filterkredsløb med en indgang og to udgange, der udviser hhv.

25 båndpas- og båndstopkarakter, hvilket kredsløb indgår som en væsentlig del i apparatet i fig. 2, fig. 3 et diagram for den absolutte værdi og fasevinkel for forholdet mellem indgangsstørrelsen og udgangsstørrelsen i kredsløbet i fig. 2, der udviser båndpaska-30 rakter, fig. 4 et lignende diagram for forholdet mellem indgangsstørrelsen og den udgangsstørrelse for kredsløbet i fig. 2, der udviser båndstopkarakter, fig. 5 et diagram for faseforskellen mellem de 35 nævnte udgangsstørreIser samt jævnstrømskomponenten for en udgangsstørrelse, der optræder i apparatet ifølge fig. 1, fig. 6 et diagram over visse udgangsstørrelser, der optræder i apparatet i fig. 1, og fig. 7 en ændret udformning af kredsløbet i fig. 2 ved modtagelse af signaler ved totonesignalering.

3 145170 o I fig. 1 er der vist et blokdiagram for et apparat ifølge opfindelsen. Med BF betegnes et for det søgte tonesignal selektivt kredsløb i form af et kombineret filterkredsløb, hvis indgang Uo modtager et indkommende signal.

C

Dette signal kan bestå af flere talefrekvenser samt signaleringsfrekvensen, når der overføres taleinformation, eller udelukkende af signaleringsfrekvensen fo, når der overføres signaleringsinformation. Kredsløbet BF består af to delkredsløb BF1 og BF2, af hvilke det ene kredsløb BF1 består af et filterkredsløb med båndpas- eller fuldpaskarakteri-stik, hvor gennemgangsbåndet i båndpaskarakteristiktil-fældet falder sammen med signaleringsfrekvensen fo. Det andet delkredsløb BF2 består af et filterkredsløb med båndstopkarakteristik, hvor filterets spærrefrekvens falder sammen med signaleringsfrekvensen fo. Over båndstopudgangen U2 optræder således et signal, i hvilket signaleriftgs-komposanten fo er undertrykt i forhold til de øvrige kom-posanter indenfor tonefrekvensbåndet. Over båndpasudgangen Ul fås et signal, i hvilket de nævnte komposanter i stedet 20 er undertrykt i forhold til signaleringskomposanten. I det kombinerede filterkredsløb BF opstår desuden en indbyrdes faseforskel mellem signalerne over udgangene Ul og U2.

Niveauet af de nævnte signaler begrænses i amplitudebe-grænserne ADI og AD2, og de således opnåede i hovedsagen 25 firkantformede signaler føres til de to indgange til en produktmodulator MOD. Udgangssignalet over udgangen U5 fra modulatoren MOD består således af produktet af de firkantformede signaler over udgangene U3 og U4 fra begræn-serne ADI, AD2, 30 I tilfælde af, at indgangssignalerne over indgan gen Uo som ovenfor nævnt indeholder komposanter med frekvenserne fl, f2 osv., samt en signaleringskomposant med frekvensen fo, fås der en faseforskel mellem signalerne over udgangene Ul og U2.Efter omformning til firkantform i 35 begrænserne ADl og AD2 og modulering i produktmodulatoren MOD fås der på udgangen U5 et signal, der indeholder en jævn-strømskomposant, hvis størrelse afhænger af denne faseforskel og af sianaleringskomposantens undertrykning i delkredsløbet BF2. Hvis indgangssignaler over indgangen Uo derimod kun indeholder signaleringskomposanter med frekvensen o 4 U5T70 fo, er den indbyrdes faseforskel mellem signalerne over udgangene U1 og U2 lig med 0, og der optræder maksimal jævnstrømskomposant i signalet over udgangen U5, eftersom der fås produktet af to tonesignaler med samme fase. Tilste-5 deværelsen af en jævnstrømskomposant i udgangssignaler fra modulatoren MOD kan tydeligvis anvendes som kriterium for, at kun signaleringskomposanten optræder over indgangen Uo. Til dette formål er en komparatorkreds JF med sin ene indgang sluttet til udgangen U5 på modulatoren MOD, og over 10 den anden indgang til komparatoren JF er der sluttet en konstant jævnspænding Ua. Hvis jævnstrømskomposanten af det over udgangen U5 optrædende signal derved overskrider det niveau, der er bestemt af jævnspændingen Ua, fås en udgangsstørrelse over komparatorens udgang U6, hvis polaritet 15 indikerer, at det indkommende tonesignal skal godkendes som signaleringstone. Hvis jævnstrømskomposanten derimod underskrider det nævnte niveau, skal et modtaget tonesignal ikke godkendes som signaleringstone. Komparatoren JF består f.eks. af en operationsforstærker af kendt art.

20 Fig. 2 viser et koblingsdiagram for en mulig udfø relsesform for det kombinerede filterkredsløb BF i fig. 1.

Den første delkreds BF1 består af en parallelresonanskreds, hvis resonansfrekvens er lig med den valgte signalerings-frekvens fo. Parallelresonanskredsløbet indeholder en kon-25 densator C, en modstand R samt en transformator Tr, hvis sekundærvikling danner udgangen U1 for delkredsen BF1.

Induktansen set fra primærsiden på denne transformator er betegnet med L. Det andet delkredsløb BF2 består af en modstand r alene, hvor modstandene R og r er dimensioneret 30 således, at modstanden R er af størrelsesordenen 3-5 gange modstanden r. Hvis båndpaskredsløbets impedans betegnes med Z gælder: 5 US 170 0 Z = _R__, hvor Q = 2 1Γ fo.RC og fo 1 + jQ(f/fo-fo/f) = resonansfrekvensen for parallelkredsløbet = den valgte signaleringsfrekvens. Endvidere gælder: 5

Ul _Ζ_ _R _ ...

ϋο r+Z r[1 + jQ(f/fo-fo/f)] + R ...u; og U2 _ r _ _r_ ...(2)

10 Uo r+Z R

r ·*-- 1 + jQ(f/fo-fo/f)

Hvis f = fo i ovenstående ligning (2) fås: Κ ihifs-ifi hvor a = R/r >1 U2 _r_ _

Uo r+R 1+a 20 I fig. 3 og 4 er der for a = 4 vist kurverne, der anskueliggør, hvorledes den absolutte værdi af fasedrejningen af forholdet mellem signalerne fra hhv. udgangene ul og U2, og signalerne til indgangen Uo varierer med faktoren Q / f fo^ . Af diagrammet i fig. 3 og 4 fremgår 25 \io-T) det således, at der kan fås båndpaskarakteristik fra indgangen Uo til udgangen Ul, medens båndstopkarakteristik fås fra indgangen Uo til udgangen U2.

For udgangene Ul og U2 gælder: 30

Ul Z R _1_ U2 r r 1 + jQ(f/fo-fo/f)

Faseforskellenψ= arctg Q(f/fo-fo/f), hvilket er vist i diagrammet i fig. 5.

35 Faseforskellen ψ mellem signalerne over udgangene

Ul og U2 afhænger således udelukkende af faktoren Q(f/fo-fo/fj. Denne faktor indeholder godhedstallet Q for 145170 6 0 det afstemte kredsløb, parallelresonanskredsløbet, hvilket som bekendt angiver den inverse værdi af den relative båndbredde, 3dB-båndbredden, dvs. kredsløbets selektivitet. For et indkommende tonesignal· med en frekvens fo lig 5 med signaleringsfrekvensen fås således faseforskellen 0, mens et tonesignal, hvis frekvens er forskellig fra fo, bevirker en faseforskel ff 0 ifølge det ovenstående. Et afstemt kredsløb i filterkredsløbet BF, der har en skarp resonanstop, dvs. høj selektivitet, har en stor Q-værdi, 10 hvilket medfører, at tonesignaler, hvis frekvens f fo, har en højere værdi for faseforskellen end et afstemt kredsløb med mådelig eller lille selektivitet.

I fig. 6 er signalerne over udgangene U1-U5 vist skematisk i det tilfælde, hvor kun ét tonesignal med vil-15 kårlig frekvens indenfor et talebånd kommer ind. Signalerne over indgangene U1 og U2 kan da betegnes: U1 = Ulo cos wt U2 = U2o cos (wt+ίΡ) , hvor w = 2 Iff.

Signalamplituderne antages at være så store, at signalerne 20 efter begrænsningskredsløbene ADI og AD2 i hovedsagen får firkantform. Det gælder da, at det fra udgangen U5 på produktmodulatoren MOD modtagne signal har en jævnstrøms-komposant UL, der kan skrives som UL = 1/1Γ (Tf-I<?| -|f| ) * 1 - l2f/rl 25 Den tilsvarende kurve som funktion af faktoren Q(f/fo--fo/fj er vist i diagrammet i fig. 5. For tonesignaler, hvis frekvens ligger i nærheden af frekvensen fo, er det ønskeligt, at jævnstrømskomposanten Dl er tilnærmelsesvis 1, så at indkommende signaler, der ligger indenfor 30 et vist smalt område omkring frekvensen fo, også godkendes. Dette indebærer, at det afstemte kredsløb, parallelresonanskredsløbet, bør have en mådelig eller lille selektivitet. Q-værdien kan følelig vælges således, at signaler i nærheden af frekvensen fo godkendes, og signaler 35 uden for et vist område omkring frekvensen fo ikke godkendes. F.eks. skal signaler indenfor området /f-fo/<25 Hz o 7 145170 godkendes, medens signal udenfor område /f-fo/>75 Hz ikke godkendes.

Det antages nu, at to tonesignaler med frekvenserne wo = 2fTfo og wl = llffl kommer ind over indgangen Uo, og 5 at disse har samme amplitude. Endvidere antages det, at frekvensen fl har en værdi, der adskiller sig væsentligt fra værdien fo, og at tonesignalet ved frekvensen fo dæmpes i båndstopfilteret BFl. Der gælder da følgende:

Uo = cos wot + cos wlt og fra udgangene U1 og U2 fås: 10 Ul = cos wot + b.cos (wlt +^/2)f hvor b4l (båndpas- udgangen) U2 = k.coswot + coswlt^ hvor k<l (båndstop udgangen)

Efter begrænsning i begrænsningskredsløbene ADI og AD2 kan 15 signalerne fra udgangene U3 og U4 angives som: U3 = A [coswot + b/2.cos(wlt + ^/2)] U4 = A ^ coswot + coswltj I ovenstående udtryk for udgangssignalerne U3 og U4 er der 20 set bort fra de i amplitudebegrænserne opståede overtoner og klirprodukter, eftersom disses amplitudeværdier er meget mindre end amplituden af komponenterne med frekvenserne wo og wl.

Jævnstrømskomposanten UL af produktet U3.U4 kan 25 beregnes af ovenstående ligninger, og man finder efter 2 udregning, at UL = 1/2 · k/2.A . Hvis kun et tonesignal med frekvensen fo optræder, gælder det, at U3 = U4 = A.coswt og UL = A /2. Forholdet mellem jævnstrømskomposanten UL i de to tilfælde bliver således lig med fak-30 toren k/2, dvs. afhængig af faktoren k, der angiver undertrykningen af signaleringstonen med frekvensen fo i delkredsløbet BF2. For f.eks. en undertrykning på 12 dB i båndstopkredsen BFl fås en faktor k 0,25, og jævn-strømskomposantens undertrykning bliver 18 dB.

35 Apparatet ifølge opfindelsen kan også anvendes ved totonesignalering mellem to telefoncentraler. Ved så- 145170 δ ο dan signalering er det ønskeligt at den ene signalfrek-vens spærres i en modtager. Fig. 7 viser hvorledes det kombinerede filterkredsløb BF ifølge fig. 1 i så fald kan udformes. Delkredsløbet BFl består i dette tilfælde af 5 en kondensator Cl, en selvinduktion Li og en modstand Ri, og delkredsløbet BF2 består af en modstand RI og en kondensator C2, der er koblet parallelt med modstanden Ri.

Over indgangen Uo optræder et signal med frekvenserne fl og f2, hvor man ønsker at spærre for signalkomposanten fl.

10 Parallelresonanskredsløbet i delkredsløbet BFl er da afstemt til frekvensen fl. Faseforskellen ψ mellem udgangene Ul og U2 afhænger ifølge det ovenfor angivne af faktoren Q(f/fl-fl/f), dvs.f= 0 for f=f2. For at faseforskellen kan blive nul for signalkomposanten f2, dimensioneres 15 kondensatoren C2 således, at der fra signalkomposanten f2 fås en ekstra faseforskel, der kompenserer for faseforskellen i delkredsløbet BFl, hvorved den samlede faseforskel for signalkomposanten f2 bliver lig med nul.

Det kombinerede filterkredsløb i fig. 1 er ikke 20 begrænset til den i fig. 2 viste udførelsesform med en afstemt resonanskreds indeholdende kapacitet og selvinduktion i diskret udformning. Kredsløbet kan også være udformet i f.eks. filmteknik i integreret udformning til opnåelse af den ønskede udvælgelse ved det søgte tonesig-25 nalfrekvens. Endvidere kan apparatet i fig. 1 indeholde en skiftemodulator af i og for sig kendt art, der udfører både en begrænsning af de to indkommende signaler og en produktmodulering af disse.