DE827088C

DE827088C - Sende- und Empfangsschaltung mit gemeinsamer Antenne

Info

Publication number: DE827088C
Application number: DEP28890D
Authority: DE
Inventors: Arthur Lee Samuel
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1943-01-30
Filing date: 1948-12-31
Publication date: 1952-01-07
Also published as: CH265681A; BE471231A; GB575432A; US2774066A; FR938517A; GB621593A; ES175991A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Wellenübertragungssystem, bestehend aus einem Signalsender und -empfänger, einer gemeinsamen Übertragungsvorrichtung und einer für das Aussenden und Empfangen von Signalen geeigneten Antenne, einer ersten Übertragungsleitung vom Sender zur gemeinsamen Übertragungsvorrichtung und einer zweiten Übertragungsleitung vom Empfänger zur gemeinsamen Übertragungsvorrichtung.

Die erfmdungsgemäßen Schaltungen sind besonders anwendbar bei Ortungs- und Entfernungsmeßanlagen (Funkmeßgeräte), bei welchen Mittel vorgesehen sind zum Senden von periodisch wiederkehrenden Impulsen von gewöhnlich sehr hohen Frequenzen auf ein wellenübertragendes Medium und zum Wiederempfang von Echoimpulsen, die von einem entfernten, zu ortenden Objekt reflektiert werden in Kombination mit einer geeigneten Vorrichtung zur Anzeige des zwischen der Ausstrahlung jedes gesendeten Impulses und dem Eintreffen des entsprechenden reflektierten Impulses am Beobachtungspunkt verstrichenen Zeitintervalls als Maßstab für die Entfernung des Objektes; sie sind jedoch ebensogut verwendbar für Zweikanalfunksysteme oder Drahtnachrichtenübertragungssysteme, die nach »5 dem Duplexsystem arbeiten,

Es gehören zu den Aufgaben der Erfindung, sicherzustellen, daß der Empfänger in einem solchen System gegen die erforderlichen hohen Spannungen der gesendeten Wellenimpulse geschützt ist, daß die empfangenen Impulse dem Empfänger mit einem Minimum an Verlust zugeführt werden und daß nur ein Minimum an Dämpfung zwischen der örtlichen Wellenerzeugungsquelle und der Antenne oder einer

anderen gemeinsamen Übertragungsvorrichtung während einer Wellenaussendungsperiode besteht

Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, bei einem solchen System Reflektionen an der gemeinsamen Verbindungsstelle von Sender und Empfänger mit dem zur Antenne oder einer anderen gemeinsamen Übertragungsvorrichtung führenden Kreis zu verringern.

Diese Ziele werden in einfacher und wirksamer

ίο Weise gemäß der Erfindung erreicht, indem die zweite Übertragungsleitung, die vom Empfänger zur gemeinsamen Übertragungsvorrichtung und zur Antenne führt, einen Hohlraumresonator, der auf die Frequenz der gesendeten und empfangenen Signale abgestimmt ist, und eine den Hohlraumresonator durchquerende Funkenstrecke einschließt, welche in der Weise als Sperrvorrichtung wirkt, daß eine Entladung nur beim Senden eines Signals, nicht aber beim Empfang eines Signals stattfindet.

Bei einer Ausführungsform der Erfindung verbindet eine koaxiale Leitung den Sender oder Wellenerzeuger mit der Antenne; der Empfänger ist mit der Antenne durch einen Teil dieser Leitung und eine andere koaxiale Zweigleitung, in die ein Hohlraumresonator in Verbindung mit einer Gasentladungsröhre eingeschaltet ist, verbunden. Dieser Hohlraumresonator ist durch eine Abzweigkopplung angeschaltet, die man durch elektrische Ankopplung des Eingangs des Hohlraumresonators unmittelbar an die erste koaxiale Leitung durch ein Fenster oder eine Blende in der äußeren Wand derselben erhält. Der Teil jedes gesendeten Impulses, der der Eingangsseite des Hohlraumresonators zugeführt wird, baut eine Resonanzspannung in der Gasentladungsröhre auf, die ausreicht, ihre Entladung zu bewirken, wodurch ein wirksamer Kurzschluß im Hohlraum erzielt wird, der die Energiezufuhr zum Empfänger auf einen niedrigen Wert reduziert. Die Gasröhre erlischt am Ende jedes gesendeten Impulses und wird auch in diesem Zustand während des Empfanges des von der Antenne kommenden Impulses von relativ niedriger Spannung gehalten.

Bei einer anderen Ausführungsform der Erfindung ist ein zweiter Schalter mit Hohlraumresonator und Gasentladungsröhre in ähnlicher Weise mit der ersten koaxialen Leitung an einem geeigneten Punkt zwischen dem Sender und dem Abzweigpunkt verbunden, der eine wirksame Abschaltung des Senders von der Antenne während jeder Impulsempfangsperiode bewirkt.

Ausführungsformen der Erfindung sind in der folgenden, ins einzelne gehenden Beschreibung sowie in den Zeichnungen dargestellt und beschrieben. Fig. ι zeigt eine vereinfachte, die Erfindung verkörpernde Signalsende- und Empfangsanlage als Prinzipschaltbild;

Fig. 2 zeigt schematisch eine Signalsende-, und Empfangsanlage gemäß einer Ausführungsform der Erfindung unter Verwendung koaxialer Leitungen für die sich verzweigenden Sender- und Empfängeranschlüsse;

Fig. 3 zeigt eine perspektivische Ansicht eines Teiles des Systems der Fig. 2;

Fig. 4 zeigt schematisch ein abgeändertes System bei Verwendung von Hohlleitern für die sich verzweigenden Sender- und Empfängeranschlüsse;

Fig. 5 und 6 zeigen einfache Ersatzschaltbilder von Teilen der Systeme der Fig. 2 bis 4, verwendet in Verbindung mit einer mathematischen Behandlung ihrer Arbeitsweise;

Fig. 7 bzw. 8 zeigen andere Formen der koaxialen Leitungs- und Hohlleitersysteme nach den Fig. 2 und 4, wobei eine zusätzliche Schaltvorrichtung mit Hohlraumresonator und Gasentladungsröhre vorgesehen ist zur wirksamen Abschaltung des Senders von der Antenne während der Empfangsperiode, und

Fig. 9 zeigt schematisch ein vereinfachtes Ersatzschaltbild des Systems nach der Fig. 7 oder 8, das der Erklärung der Arbeitsweise dient.

Eine allgemeine Beschreibung der Arbeitsweise des gesamten erfindungsgemäßen Systems wird in Zusammenhang mit dem Funktionsschaltbild der Fig. ι im nachstehenden gegeben. Während der Sendeperioden fließt Energie vom Sender T längs der koaxialen Leitung (oder des Hohlleiters) 1 zur Antenne A. Etwas von dieser Energie kommt im Punkt B in die Zweigleitung 2, die zum Empfänger R führt, trifft jedoch auf den Schalter TR, bestehend aus einem Hohlraum, der so ausgebildet und bemessen ist, daß er bei der Frequenz der vom Sender T erzeugten Welle und der von der Antenne empfangenen Welle in Resonanz ist, mit einem in einem geeigneten Punkt quer dazu geschalteten Funkenstreckenelektrodenpaar, so daß die maximale Resonanzspannung sich über die Funkenstrecke aufbaut. Die Funkenstrecke befindet sich in einem gasgefüllten Raum mit niedrigem Druck, so daß sie von der hohen Spannung, die durch den Senderimpuls erzeugt wird, leicht durchschlagen werden kann. Da die Spannung über der Funkenstrecke nunmehr durch die Entladungsspannung begrenzt ist und da die dem Empfänger R zugeführte Spannung noch weiter vermindert wird durch das Herabsetzungsverhältnis des Hohlraumresonators, hält sich die dem Empfänger zugeführte Leistung auf einem kleinen Wert.

Die in der Funkenstrecke verzehrte und auf Kosten des Sendeimpulses gehende Leistung wird genügend klein gehalten durch die kombinierte Wirkung der Entladung des Hohlraumresonators und der Länge L₁ der koaxialen Leitung (oder des Hohlleiters) zwischen der Eingangsseite des Hohlraumresonators und dem Verzweigungspunkt B. Die Wirkung der Entladung besteht in der Überbrückung des hochohmigen Widerstandes des Hohlraumes durch einen kleinen Widerstand, der bevorzugt als ohmisch angesehen werden kann. Hierdurch entsteht auf der Eingangsseite des Hohlraumes ein noch niedrigerer Scheinwiderstand. Wenn die Länge L₁ zwischen dem Abzweigpunkt B und dem Eingang des Hohlraumresonators des Ti?-Schalters eine ungerade Zahl von Viertelwellenlängen ist, dann wird der Scheinwiderstand am Abzweigpunkt B, in Richtung zum Empfänger R gesehen, sehr groß. Bei Verwendung einer normalen Doppel-

leitungsverzweigung zwischen der Senderleitung und der Empfängerleitung, wie sie bei koaxialen Leitungsverzweigungssystemen möglich ist, wird sehr wenig Energie aus der Leitung ι durch die Empfängerleitung 2 entnommen. In dem weiterhin zu beschreibenden Systemen wird eine Hohlrohrankopplung verwendet. In solchen muß die Empfängereingangsimpedanz am Abzweigpunkt B während der Entladung der Gasentladungsröhre im

ίο Resonanzhohlraumschalter TR klein gemacht werder. Um dies zu erreichen, muß L₁ auf Null reduziert werden oder auf eine gerade Zahl von Viertelwellenlängen. Die Tatsache, daß L₁ gleich Null gemacht werden kann, wodurch eine Abstimmungseinstellung eingespart wird, ist von beträchtlichem, praktischem Wert.

Die Länge L₃ zwischen der Ausgangsseite des Hohlraumresonators des '/^-Schalters (Fig. i) und dem Empfänger sollte ebenfalls verstellbar gemacht

so werden, wenn der maximale Schutz des Empfängers R gegen die hohe Spannung des gesendeten Impulses gewährleistet werden soll. Bei niedrigen Spannungswerten sollte die Empfängereingangsseite den Teil L₃ der Leitung 2 anpassend abschließen; aber bei hohen Spannungswerten wird die Eingangsimpedanz des Empfängers beträchtlich von dem Wert bei niedrigem Spannungswert abweichen. Die Länge L₃ sollte so bemessen sein, daß diese Fehlanpassung die höchstmögliche Impedanz an der Ausgangsseite des Hohlraumresonators des TR-Schalters zur Folge hat.

Am Ende des gesendeten Impulses ändert sich der Innenwiderstand des Senders T₁ welcher vom Magnetrontyp ist, wie in Verbindung mit dem System der Fig. 2 beschrieben, rasch, so daß eine entschiedene Fehlanpassung zum Wellenwiderstand der koaxialen Leitung (oder des Hohlleiters) entsteht. Für Signalimpulse, die zur Antenne A kommen, erscheint dann die Senderöhre gleichsam als ein Kurzschlußschieber, dessen Stellung mit Bezug auf den Abzweigpunkt B verstellt werden kann durch Änderung der Länge L₂. Auf diese Weise kann eine bestimmte Länge L₂ gefunden werden, bei welcher im wesentlichen die gesamte Energie jedes eintreffenden Impulses veranlaßt wird, in die Empfängerzweigleitung zu fließen. Die Gasentladungsröhre im Schalter TR wird so gestaltet, daß die Entladungsstrecke nicht durch die verhältnismäßig niedrigen, empfangenen Spannungen überbrückt wird, obgleich ein gewisser Verlust im T7?-Schalterresonanzkreis infolge der diesem eigenen ohmischen und dielektrischen Verluste auftritt; jedoch können durch eine geeignete Konstruktion solche Verluste klein gehalten werden, so daß sie die Leistung des Systems nicht beeinträchtigen. In der in der Fig. 2 gezeigten Ausführungsform der Erfindung ist der Sender T, der ein Impulsgenerator des Magnetrontyps für die Erzeugung von periodischen Impulsen von ultrahoher Frequenz sein kann, direkt verbunden mit einer gemeinsamen Sende- und Enipfangsantenne durch ein Teilstück der koaxialen Leitung 1, die mit dem üblichen inneren und äußeren konzentrischen Leiter ausgebildet ist. Der Empfänger ist durch ein Teilstück der koaxialen Leitung 2 mit der Ausgangsseite des Resonanzkreisgasentladungsschalters verbunden, der mit näheren Einzelheiten in der Fig. 3 dargestellt ist. Die Eingangsseite des Hohlraumkreises ist direkt gekoppelt (L₁ = 0) mit der koaxialen Leitung 1, die den Sender mit der Antenne A verbindet, und zwar durch eine Blende oder ein Fenster im Punkt B in der gemeinsamen Wand des äußeren Leiters dieser Leitung und des Hohlraumresonators und liefert eine Hohlrohrankopplung. Die Länge L₁ der koaxialen Leitung 2 zwischen dem Empfänger R und der Ausgangsseite des Hohlraumresonators des Schalters TR und die Länge L₂ der koaxialen Leitung ι zwischen dem Sender T und dem Abzweigpunkt B sind so gewählt, daß jeweils die richtige Widerstandsanpassung für den maximalen Schutz des Empfängers R gegen die hohen Spannungen der gesendeten Wellenimpulse entsteht. Dadurch wird im wesentlichen die ganze Energie der von der Antenne A aufgenommenen ankommenden Impulse in den Empfängerzweig geführt, wie in Verbindung mit der Fig. 1 gezeigt.

Die Einzelheiten einer Ausführungsform des Hohlraumresonanzgasentladungsschalters TR, wie er in der Anordnung der Fig. 2 verwendet wird, und die Anordnungen zur Kopplung desselben mit der koaxialen Empfängerleitung 2 und der koaxialen Senderleitung 1 sind in der perspektivischen Zeichnung der Fig. 3 gezeigt.

In der Fig. 3 verbindet eine koaxiale Leitung 1, die einen inneren Leiter 3 und einen äußeren Leiter 4 mit einem Längsschlitz 5 in dessen Seitenwand hat, den Sender T mit der Antenne^, wie angegeben. Ein Rohrsektor 6 ist auf dem äußeren, den Schlitz 5 enthaltenden, koaxialen Leiter 4 gleitbar angeordnet und kann an einem gewünschten Punkt zwischen dem Sender und der Antenne durch Klemmplatten 7 mit Klemmschrauben festgeklemmt werden. Eine Kammer, die aus dem oberen rechteckigen Kastenteil 8 und aus dem unteren zylindrischen Hohlraumresonatorkastenteil 9 gebildet wird, ist auf der Oberfläche des Rohrsektors 6 montiert, und zwar werden durch die Kontaktfinger 10 Ausladungen der Kammer auf der Unterseite des Rohrsektors 6 festgehalten, so daß die Lage der Kammer längs des Schlitzes 5 in der Seitenwand des äußeren koaxialen Leiters 4 verstellt werden kann, durch die Verstellung des Rohrsektors 6 entlang diesem Leiter. Wie mit gestrichelten Linien angegeben, hat der Hohlraumresonator einen schmalen Schlitz 11 an einer Seite, und zwar gegenüberliegend und sich öffnend in den Schlitz 5 im äußeren koaxialen Leiter 4 durch einen entsprechenden Schlitz im Rohrsektor 6, so daß dadurch ein Fenster oder eine Blende entsteht, die die elektrische Kopplung einer Seite des Hohlraumresonators 9 mit der koaxialen Leitung i, die zwischen dem Sender und der Antenne verläuft, bewirkt. Wie zu ersehen ist, kann die Lage der Blendenkopplung zwischen dem Hohlraumresonator 9 und der koaxialen Leitung 1 verstellt werden, um den richtigen Abstand L₂ zwischen dieser und dem Sender T zu schaffen, so

daß im wesentlichen die ganze Energie der ankommenden Wellenimpulse, die von der Antenne A aufgenommen werden, in den Hohlraumresonator 9 abgelenkt wird. Die Abstimmschraube 12, die sich durch den oberen rechteckigen Kastenteil 8 der Kammer erstreckt, so daß sie sich gegen den beweglichen Oberteil des Hohlraumresonators 9 abstützt, wobei der bewegliche Oberteil wie ein die Breitseite des rechteckigen Kastenteiles 8 entlang sich bewegender Kolben wirkt, kann so gedreht werden, daß die Abmessungen des Hohlraumresonators 9 wirksam verändert werden können, um dessen Abstimmung um einen kleinen Betrag zu verändern.
Das mit Gewinde versehene Ende der zum Empfänger führenden koaxialen Zweigleitung 2 wird in den Hohlraumresonator 9 eingeschraubt an einem Punkt, der der in diesem befindlichen Blende 11 direkt gegenüberliegt, so daß die Kopplungsschleife 14, die an dem inneren und äußeren konzen-

ao trischen Leiter der koaxialen Leitung 2 befestigt ist und in den Hohlraum hineinragt, eine Vorrichtung bildet zur Aufnahme der darin befindlichen Wellenenergie von der von der koaxialen Leitung 1 empfangenen Resonanzfrequenz zur Übertragung auf den Empfänger.

Quer zum Hohlraum des Hohlresonators 9 ist an den Punkten höchsten Widerstandes eine Gasentladungsröhre angeordnet, die aus einem äußeren Glasgefäß 15, das eine Gasfüllung mit niedrigem Druck einschließt, einem Paar Hauptelektroden 16 und 17 mit in axialer Richtung ausgefluchteten kegelstumpfförmigen Teilen, die so angeordnet sind, daß die schmalen Enden einander gegenüberstehen und eine Funkenstrecke bilden, und aus einer Hilfselektrode 18 besteht, die als Zünd- oder Ionisationselektrodebezeichnet wird und in Form eines Stabes ausgebildet ist, der zum Teil innerhalb des kegelstumpfförmigen Teils der einen Hauptelektrode verläuft. Beim Betrieb der Röhre wird diese Hilfselektrode 18 mit Bezug auf die Hauptelektroden 16 und 17 auf einem bestimmten negativen Potential gehalten, wobei eine Glimmentladung zwischen der Hilfselektrode und dem zugehörigen kegelstumpfförmigen Teil aufrechterhalten wird und diese Entladung im wesentlichen auf den Bereich außerhalb des Hochfrequenzfeldes zwischen den Hauptelektroden beschränkt ist. Es ist die Aufgabe dieses Glimmentladungsringes, die Verlustleistung beim Beginn der Zündung der Röhre zu verringern. Die Hauptelektroden 16 und 17 dieser Entladungsröhre sind durch metallische Manschetten 19 und 20 mit den gegenüberliegenden Wänden des Hohlraumresonators 9, und zwar in einem Nebenschluß zur Blendenkopplung 11 verbunden. Dadurch führt die maximale Resonanzspannung, die sich über dem Hohlraum durch die vom Sender an die Antenne weitergegebene Energie jedes gesendeten Wellenimpulses aufbaut, zu einem Durchschlag des Gases in der Entladungsröhre und einer Entladung über die Funkenstrecke, um einen wirksamen Kurzschluß für diese Energie herbeizuführen, so daß der Teil derselben, der über die koaxiale Leitung 2 dem Empfänger zugeführt wird, zu klein sein wird, um irgendeinen Schaden zu verursachen. Wenn, wie im Zusammenhang mit der Fig. 2 beschrieben, die Länge der koaxialen Leitung zwischen dem Sender und der Blende 11 am Abzweigpunkt den richtigen Wert erhält, geht die gesamte von der Antenne empfangene Wellenenergie über den Hohlraumresonator 9 und die koaxiale Leitung 2 zum Emp- fänger R, wobei die relativ niedrige Spannung dieser ankommenden Niederspannungsenergie nicht ausreicht, die Gasentladungsröhre zur Entladung und damit zum Kurzschluß der Empfängerleitung zu bringen.

Ein Sendeempfangssystem mit Hohlrohrankopplung wie bei Fig. 2, mit Ausnahme der Verwendung von rechteckigen Hohlleitern statt koaxialen Leitungen, ist in Fig. 4 dargestellt. Für den Fall der Hohlleiter erscheint eine weitere Erklärung an dieser Stelle wünschenswert. Ein um 90⁰ abgewinkelter Hohlleiterzweig, sofern er in der magnetischen Ebene (in der Ebene parallel zu den Linien magnetischer Feldstärke in beiden verbundenen Hohlleitern) liegt, zeigt die Eigenschaften einer normalen Doppelleitungsverzweigung, wenigstens was die Phasenverhältnisse anbetrifft, vorausgesetzt, daß jede Diskontinuität in der Zweighohlleitung am Anschluß vermieden wird. Anders verhält sich dagegen ein um 90⁰ abgewinkelter Hohlleiterzweig in der elektrischen Ebene (in der Ebene parallel zu den Linien elektrischer Feldstärke in den verbundenen Hohlleitern), der bei Kurzschluß die Hauptleitung unbeeinflußt läßt. In jedem Fall wird jedoch ein in die Zweighohlleitung eingebrachter Kolben zur Schließung der öffnung in den Haupthohlleiter den Zweig völlig überbrücken. In diesem beschränkten Sinn kann jeder Zweigtyp identisch betrachtet werden. Daher wird ein Sendeempfangsschalter, der als eine Hohlraumresonanzgasentladungsröhre ausgebildet ist, und der auf irgendeiner Seite des Haupthohlleiters montiert und in den Hohlleiter durch ein geeignetes Fenster in der gemeinsamen Wand eingekoppelt ist, wirksam werden, als ob er in Serie mit den nach beiden Richtungen längs der Haupthohlleitung abgehenden Impedanzen geschaltet ist.

In der in Fig. 4 gezeigten Hohlleiteranordnung wird ein rechteckiger Hohlleiter 21 verwendet zur Verbindung des Senders T mit der Antenne A und ein anderer Hohlleiter 22 zur Verbindung des Empfängers R. Letzterer ist schematisch dargestellt als Doppelgleichrichter- oder ZF-Typ mit rechtwinkligem Anschluß an den ersten Hohlleiter 21, wobei Längsaufrisse der zwei Hohlleiter mit der kurzen Seite des rechteckigen Querschnittes in der Ebene des Papiers liegend dargestellt sind. Der Hohlraumresonatorteil des Schalters TR, der auf die Grundwelle abgestimmt wird, d. h. die Welle niedrigster Grenzfrequenz, die vom Sender erzeugt oder von der Antenne empfangen wird, ist, wie angegeben, ausgebildet durch Einsetzen von Blenden an in geeignetem Abstand befindlichen Punkten der Zweighohlleitung 22, wobei die Gasentladungsröhre quer zum Hohlraumresonator an den Punkten höchsten Widerstandes, wie schematisch gezeichnet,

verbunden ist. Tn dem in der Fig. 4 dargestellten Fall ist eine von den zwei Endblenden im Hohlraumresonator in die gemeinsame Wand zwischen dem Resonatorhohlraum und dem Haupthohlleiter eingesetzt, um eine elektrische Kopplung zwischen den beiden Hohlleitern vorzusehen, die eine Serienkopplung bewirkt. Die Serienkopplung kann jedoch auch erzielt werden durch Anordnung der Blenden auf der Eingangsseite des Hohlraumresonators im Abstand einer geraden Zahl von Viertelwellenlängen vom Abzweigpunkt der zwei Hohlleitungen.

Wie im Fall der Anordnung der Fig. 2, verursacht die auf der Eingangsseite des Hohlraumresonators der Anordnung gemäß Fig. 4 durch jeden gesendeten Impuls aufgebaute Resonanzspannung die Entladung der Gasentladungsröhre, und damit einen wirksamen Kurzschluß des Eingangs des Empfängers R, während, wenn die Gasentladungsröhre richtig bemessen ist, die durch den von der Antenne aufgenommenen, ankommenden Impuls im Hohlraumresonator aufgebaute Resonanzspannung nicht ausreichend sein wird, die Gasentladungsröhre zur Entladung zu bringen. Die empfangenen Wellen werden dann auf den Empfänger mit geringem Verlust übertragen. Auch im Fall der Anordnung mit koaxialen Leitungen gemäß Fig. 2 muß die Länge L₂ zwischen dem Sender T und dem Abzweigpunkt B mit Bezug auf die Impedanz des Sender T in den Impulspausen so gewählt werden, daß im wesentliehen die ganze von der Antenne A empfangene Energie veranlaßt wird, in den Empfängerzweighohlleiter zu gehen. Dabei ist die Länge L₃ zwischen der T/i-Schalterausgangsseite und dem Empfänger R so gestaltet, daß die Fehlanpassung die höchstmögliche Impedanz an der Ausgangsseite des '/'/^-Schalters zur Folge hat.

Eine mathematische Behandlung der Gasentladungsröhrenkreise der Fig. 2 bis 4 wird im nachfolgenden gegeben, wobei diese Behandlung beschränkt ist auf die Hohlräume bei oder in der Nähe der Grundwellenresonanz, bei welcher der Kopplungsmechanismus von normaler Bauart ist, d. h. bei welchem sich die Hohlräume wie Nebenschlußresonanzkreise verhalten, bezogen auf die Eingangsklemmen.

Die o-Parameter

Im allgemeinen Fall muß man sich den Resonanzhohlraum als Parallelresonanzkreis vorstellen, mit welchem Ohmsche Eingangs- und Ausganskreise gekoppelt sind. Wenn der Hohlraum durch vom Eingangskreis gelieferte Energie erregt wird, besteht im Hohlraum ein bestimmter Betrag von Blindleistung, die als P₀ bezeichnet werden soll. Von dieser Leistung wird ein gewisser Teil ^₀ als Verlust im 1 Ic'.ilrauin selbst verbraucht, wobei

Das Symbol O₀ ist weiter definiert als das latente Q (Verhältnis von Induktivität zum Widerstand), d. h. das Q ohne äußere Belastung, um es zu unterscheiden von dem allgemeineren Q_L, welches das gemessene Q ist, wenn der Hohlraum durch die äußere Kopplung belastet ist. Es ist darauf zu achten, daß diese Definition von δ sich vom logarithmischen Dekrement um einen Faktor π unterscheidet.

Wenn mit den äußeren Kreisen gekoppelt, erhöht sich die Belastung δ. Unter der Annahme, daß die Belastungsrückwirkungen der Eingangs- und Ausgangsblenden aufeinander unabhängig sind, können wir schreiben

= δ₀ + O₁ + O₂,

(2)

wobei δι die Belastung δ ist und ^₁ und δ₂ die Eingangs- bzw. Ausgangsbelastungen sind. Physikalisch bedeutet die diesem Ausdruck zugrundeliegende Annahme, daß die Verteilung elektromagnetischer Felder innerhalb des Hohlraumes nicht wesentlich durch die Eingangs- und Ausgangskopplungsvorrichtungen verändert wird. Diese Annnahme dürfte sicherlich zutreffen, solange die absoluten Werte von δ sehr klein gegenüber r sind. Da die gewöhnlich für δ gefundenen Werte von der Größenordnung 10—³ oder geringer sind, scheint diese Annähme gerechtfertigt zu sein.

Die Gleichung (2) kann geschrieben werden:

(3)

Die Werte von ^₁ und <5₂ hängen offensichtlich von dem Verhältnis des Serienscheinwiderstandes, welchen die äußere Kopplung in den Hohlraumresonator einkoppelt, zum effektiven Blindwiderstand des Hohlraumes ab, d. h.

(4)

IQR₂ X

(5)

Die (5-Werte können ebensogut betrachtet werden als die Verhältnisse des gekoppelten Leitwertes G zum Nebenschlußblindleitwert B des Hohlraumes, der als Nebenschlußresonanzkreis anzusehen ist, so daß sich aus den Gleichungen (4) und (5) ergibt

(6)

(7)

wobei K₁ das Übersetzungsverhältnis der Eingangskopplungsvorrichtung ist, R₁ der Widerstand des Eingangskreises und X der Blindwiderstand des Hohlraumes. In ähnlicher Weise ist

wenn die Werte von R und X durch ihre reziproken Werte ersetzt werden und von einem Parallel- zu einem Serienresonanzkreis transformiert werden.

Das Ersatzschaltbild des Nebenschlußresonanzkreises für den Hohlraum ist in Fig. 5 gezeigt, wobei der Zweckmäßigkeit halber alles auf den Hohlraum bezogen ist und die Stromquelle durch einen Generator konstanten Stromes dargestellt ist.

Die Übertragung bei kleinem Pegel
Wir sind nun in der Lage, den Übertragungswert des Hohlraumes bei kleinem Pegel auszudrücken. Die verfügbare Leistung ist gegeben durch

ρ

ρ _. /g\

während die tatsächlich in den Lastkreis gehende Leistung gegeben ist durch

P δ₂ Β

¹ W- _{6ο+δι+ S^Β*'' ⁽⁹⁾

Die Übertragungsgüte T ist definitionsgemäß gegeben zu

T =

4 ^δι <5₂

IO

i\*un ist es zweckmäßig, noch einen zusätzlichen Ausdruck einzuführen. Dies ist das Verhältnis des Hohlraumeingangswiderstandes zum Widerstand des Eingangskreises, der mit σ bezeichnet ist. Dies ist offensichtlich der reziproke Wert des Leitwertverhältnisses und ist gegeben durch

O₀+ O₂

[Jas Verhalten des Hohlraumes bei kleinem Pegel wird so durch drei Gleichungen bestimmt

= δ₀ + O₁ + δ.

T =

O₁+ <5₂

σ =

(2)

ίο

II

Arbeitsweise bei hohem Pegel

Die Leistung des Hohlraumes mit einer Gasentladung beim hohen Pegel des Sendesignals kann ohne weiteres in Ausdrücken unserer ursprünglichen Definition niedergeschrieben werden. Die in den Ausgangskreis fließende Energie ist definitionsgemäß gleich F₀(J₂. Wenn die Gasentladungsstrecke leitend wird, wird der Wert von P₀ bestimmt durch die Eigenschaft der Entladung und die Ableitungsgleichung ist gegeben durch

Pr = P₀O₂-. (12)

Wenn die Röhre als ein Empfängertrennschalter arbeitet, ergibt sich ein Ersatzschema nach Fig. 6. Die in den Hohlraumwänden, in der Gasentladung und im Ausgangskreis verbrauchte Energie ist offenbar gegeben zu

/ i_

P — — V — (PP ή V- (ττ.)

wenn V₀ sehr klein ist gegenüber //O₁ B.

Von dieser Leistung geht ein Betrag, den man die Anregungsleistung bezeichnet

Pe = P₀ δ₀ (I₄)

in den Hohlraumwänden verloren. Der Nettoverlust an Leistung in der Gasentladungsröhre ist gegeben durch

ρ — ρ ρ ρ

P_g= (PP₀O₁)! -P₀(O₀+ 0,). (16)

Da der letztere Ausdruck gewöhnlich sehr klein ist im Vergleich zum ersten Ausdruck, können wir schreiben

P₉= (PP₀O₁)- .

(17)

£1 =

δ, S₂

(18)

(19)

Die abgeleiteten ^-Parameter

Für einige Zwecke ist es zweckmäßig, aus den Ausdrücken für T und α zu eliminieren. Dies kann geschehen durch die Definition

Durch Einführung dieser neuen Parameter erhält man die Gleichungen

Qo Ql	= I 4-	Si + _fe	(20)	95
T	_ 4	O⁷I £·_» a _!_ σ \~ 61 ι 62/	(21)
σ	Si	i,	(22)
Pr	ι +		(23)	100
p,	= Pe S-I	g)*.	(24)
= (PPe

Die g-Parameter sind besonders nützlich bei der Definition des Verhaltens einer Röhren- und Hohlraumkombination, wenn S₀ ein Festwert ist, während die Wirkungen der Veränderungen von O₀ klarer zu sehen sind, wenn die ^-Parameter verwendet werden. Die g--Parameter können experimentell bestimmt werden, wenn man die Gleichungen (21) und (22) benutzt, ohne daß der Wert von <5₀, d. h. von Q₀, bekannt ist. Andererseits ändern sich die Werte von g, wenn eine Röhre ersetzt wird durch eine, die einen abweichenden Q-Wert gibt, während die Werte von δ innere Eigenschaften des Kopplungsmechanismus sind und unverändert bleiben, solange der Hohlraum und die Röhre auf dieselbe Frequenz abgestimmt sind und denselben effektiven Blindwiderstand haben.

_Die Übertragung außerhalb der Resonanz

Die Untersuchung kann man dazu benutzen, um die Übertragungseigenschaften vorauszusagen, wenn der Hohlraum aus der Resonanz verstimmt wird, durch Einführen des erforderlichen Ausdrucks für den Blindleitwert in die obige Gleichung (9) und

Auslösung nach T. Dies gibt für den absoluten Wert (ohne Berücksichtigung der Phase)

T ·

wobei A₀ dieResonanzvvellenlänge und λ die Betriebswellenlänge ist.

Dieser Ausdruck kann wie folgt umgeschrieben ίο werden

T =

(26)

wobei T₀ die Resonanzübertragung und Qi das belastete Q ist unter der Annahme, daß die Werte von δ und Qi bei kleinen Abweichungen von der Resonanzwellenlänge unverändert bleiben.

Bei einigen Ortungsgeräten (Funkmeßgeräten) kann es zweckmäßig sein, einen zweiten T/?-Schalter in die Serienzweigkreise der in den Fig. 2 bis 4 gezeigten Type einzuschalten, um den Sender von dem Empfänger während der Empfangsperiode zu trennen. Ein solcher Fall tritt ein, wenn die Senderröhre nicht die gewünschte Fehlanpassung liefert. Selbst wenn dies nicht der Fall ist, kann die Verwendung eines zweiten Gasentladungsschalters noch wünschenswert sein, weil sie die Notwendigkeit einer Einstellung der Leitungslänge zwischen dem Sender und dem '/'^-Schalter hinfällig macht. Bei Systemen mit Verwendung von Hohlleitern oder koaxialen Leitungen mit großem Durchmesser kann diese Einstellung sehr lästig sein. Dies ist !besonders der Fall bei längeren Wellen.

Die Fig. 7 und 8 zeigen, die Systeme der Fig. 2 und 4 abgeändert unter Verwendung des zweiten T7?-Schalters mit Hohlraumresonator und Gasentladung an einem für diesen Zweck besonders geeigneten Punkt. Der Einfachheit halber soll der Sendertrennschalter mit T-Schalter im Gegensatz zum 7?-Schalter bezeichnet werden, welcher den Empfänger von der Antenne trennt.

Unter Bezugnahme auf die Fig. 7 ergibt sich, daß die dargestellte Anordnung wesentlich von derjenigen der Fig. 2 abweicht, und zwar durch die zusätzliche Verwendung des T-Schalters zwischen dem Sender T und dem /^-Schalter, welcher völlig identisch ist mit dem T/?-Schalter im System der Fig. 2. Während des Sendens fließt Energie vom Sender T längs der koaxialen Übertragungsleitung 1 in Richtung zum Empfänger R und zur Antenne A und trifft zuerst auf den T-Schalter, der durch die zugeführte hohe Resonanzspannung zur Zündung gebracht wird. Wenn der Schalter richtig eingestellt ist, wird die sich ergebende Widerstandsfehlanpassung die in seinem Hohlraumresonator verzehrte Energie auf einen kleinen Wert begrenzen, was weiter unten berechnet wird. Die Sendeenergie trifft dann auf den .^-Schalter, der ebenso zündet, wie oben in Verbindung mit Fig. 2 beschrieben, so daß der größte Teil der Energie die Antenne A erreicht und ausgestrahlt wird. Während des Sendens würden die erforderlichen Einstellungen des T-Schalterkreises ähnlich derjenigen sein, wie sie für den i?-Schalterkreis notwendig sind.

Während des Empfangs trifft die von der Antenne A kommende Energie über die koaxiale Leitung 1 zuerst auf den i^-Schalter, aber, sofern nicht gewisse Vorbedingungen erfüllt sind, wird ein Teil der Energie über die Übertragungsleitung 1 laufen und im T-Schalter und im Sender T verbraucht werden. Es ist die Aufgabe des T-Schalters, die Übertragungsleitung gleich hinter dem /^-Schalter kurzzuschließen. Da der T-Schalterkreis in Serie mit dem Sender T ist, dessen Impedanz nicht als irgendein fester Wert angenommen werden kann, ist der einzige Weg, mit welchem dies erreicht werden kann, daß man die Eingangsimpedanz des T-Schalterkreises groß und reell macht und einen Leitungsabschnitt zwischen ihm und dem /?-Schalterkreis einführt. Dieser Leitungsabschnitt muß eine Länge haben, die gleich einer Viertelwellenlänge oder irgendein ungerades Vielfaches einer Viertel-

wellenlänge ist;

A, wobei Wgleich Null

, g

oder eine beliebige ganze Zahl ist. Das Verhältnis der Eingangsimpedanz zur Leitungsimpedanz soll mit σ bezeichnet werden. Es ist zu beachten, daß ο gleichermaßen auch das Verhältnis der stehenden Wellen ausdrückt (Spannung oder Strom) auf der go Leitung zwischen T und R, wobei diese Beziehung nur richtig ist für den besonderen Fall, in welchem σ reell ist. Je größer der Wert von α ist, desto größer ist der Anteil der gesamten empfangenen Energie, welcher in den Empfängerzweig tritt. Die Leistung des T-Schalterkreises kann durch die Ausdrücke für den Leistungsverlust in der Gasentladung ausgedrückt werden, der klein sein sollte, und für σ im ungezündeten Zustand, welches groß sein sollte. Das erste Erfordernis ist identisch mit einem ähnlichen Erfordernis für den .^-Schalter, während das zweite Erfordernis im Gegensatz steht mit dem Erfordernis für den /?-Schalterkreis; bei dem die Bedingung σ = ι erfüllt sein muß.

Der idealisierte Gasentladungs-T-Schalterkreis

Es ist instruktiv, einen idealisierten T-Schalterkreis zu betrachten, bei welchem die Gasentladung die Aufrechterhaltung einer konstanten niedrigen Spannung während der Sendeperiode bewirkt, und n₀ bei welcher Verluste bei kleinem Pegel klein und alle verursacht sind durch Ohmsche Widerstandswirkungen. Der verzögerte Entionisationsvorgang des Gases soll dabei vernachlässigt bleiben. Die Schaltung für eine solche Vorrichtung ist-in Fig. 9 gezeigt. Diese Schaltung ist eine Serienabzweigung, wobei der Sender T, der T-Schalterkreis, der i?-Schalterkreis und die Antenne A alle in Serie sind. Die T-Schalter- und i?-Schalterkreise sind durch eine Viertelwellenlängenleitung abgetrennt. Für die Zwecke der Berechnung werden Ersatzschaltungen für die in den Fig. 7 und 8 gezeigten Schaltungsteile verwendet. Die Übersetzungsverhältnisse K_x und K₁ stellen die Spannungstransformationen dar, welche durch die Eingangs- ias blenden beliefert werden, die die Gasentladungs-

T-Schalter- bzw. -R-Schalterkreise an die Haupthohlleitung koppeln und das Übersetzungsverhältnis K₂ die Spannungstransformation, die durch die Ausgangsblendenkopplung von Gasentladungsi?-Schalterkreis an die Empfängerbelastung R_r geliefert wird.

Während des Empfangszustandes wird die Quelle V_s, welche das ankommende oder reflektierte Signal darstellt, als konstant angenommen. Der ίο Wert K₁ wird solange eingestellt, bis die gewünschte Fehlanpassung erzielt wird, wobei diese Fehlanpasung durch σ dargestellt wird.

Wenn man die Wirkung der Senderöhre vernachlässigt, ist σ gegeben zu

ο· = ^ — ι , (27)

wobei Q₀ das unbelastete Q des T-Schalterkreises und Qi das Q bei Kopplung mit dem Eingang ist. Der Faktor F, um welchen das Empfangssignal reduziert wird, ist gegeben zu

.F =

ι +σ

(28)

Wenn die Senderöhrenimpedanz, gemessen an der T-Schalteranschlußstelle, zwar nicht null, aber doch reell ist, dann wird der wirkliche Wert von σ, welcher in die Gleichung (28) einzusetzen ist, den durch die Gleichung (27) gegebenen übersteigen, und zwar durch Zufügen des Ausdruckes σ, welcher durch das Verhältnis des Senderöhrenwiderstandes, gemessen an der T-Kreisanschlußstelle, zum Belastungswiderstand gegeben ist. Wenn der Widerstand der Senderöhre komplex ist, wird der resultierende Wert von σ komplex, und die Gleichung (28) gilt nicht mehr. Wenn jedoch die T-Röhre richtig eingestellt ist, dann ist σ reell und der durch die Gleichung (28) gegebene Wert von F ist ein Minimumwert.

Während des Sendezustandes wird die Spannung V_c über dem T-Schalterkreis bestimmt durch den Charakter der Entladung. Die in der Gasentladungsröhre verbrauchte Leistung kann dann ausgedrückt werden durch

1

Γ Pi VlF 'X* Pa = I -^rA--^r-1 , (29)

[P, V'²

wobei Pi die in die Belastung gehende Leistung, V_c der Spannungsabfall über der Gasentladungsröhre, R_c der unbelastete Resonanzwiderstand des Gasentladungsröhrenkreises und F der oben definierte Verlustfaktor bei kleiner Amplitude ist. Die Größe von Pg pflegt im allgemeinen klein gegenüber Pi zu sein und somit eine fast vernachlässigbare Wirkung auf das gesendete Signal auszuüben. Sie ist jedoch von großer Bedeutung in ihrer Wirkung auf die Lebensdauer.

Die Gleichung (29) ist ähnlich dem Ausdruck für die im /^-Schalter verbrauchte Leistung in ihrer Abhängigkeit von der Senderleistung und von der Gasentladungsröhre und dem ihr zugeordneten Kreis von eigentümlicher Charakteristik, weicht jedoch von diesem Ausdruck durch die Einführung von

statt von

Die praktische Anwendung des T-Schalterkreises

Eine zweckmäßige Anordnung könnte z. B. die sein, bei der man den Sender dazu benutzt, um mit seiner Hilfe dem T-Schalterkreis einen kleinen Verlust bei kleiner Amplitude zu geben. Bei Kenntnis der Veränderungen des Widerstandes der Senderöhre ist es möglich, die Länge der Übertragungsleitung zwischen dieser Röhre und dem T-Schalterkreis auf einen solchen Wert zu bringen, daß eine gewöhnliche Senderöhre das Verhältnis der stehenden Wellen erhöht. Wenn beispielsweise eine gewohnliche Senderöhre einen o_m-Wert von 10 Dezibel hat, dann wird bei einem 7-Schalterkreis, der auf einen σ-Wert von 14 Dezibel eingestellt ist, der Verlust bei kleiner Amplitude bei einer für diesen Zweck spezifischen Senderöhre 0,26 Dezibel sein, er kann aber bei manchen Röhren bis auf 0,80 Dezibel absinken. Die Gasentladungsleistung wird die gleiche sein wie die im i?-Schalterkreis, welcher für einen Verlust von 1 Dezibel bei kleiner Amplitude eingestellt ist, was den üblichen Wert darstellt. Der Gesamtverlust bei kleiner Amplitude, der beim Simultanbetrieb auftritt, pflegt zwischen dem Wert von 1,26 Dezibel für eine gute Senderöhre bis zu einem Wert von 1,8 Dezibel für eine Röhre zu schwanken, die falsche Zuleitungslängen besitzt.

Der komplette T7?-Schalter kann als eine einzige Einheit gebaut werden, da die Einstellung des Abstandes zwischen den T-Schalter- und den 7?-Schalterverbindungen nicht kritisch ist. Diese Einheit würde drei Anschlußpaare enthalten (und zwar für den Sender, den Empfänger und die Antenne) und zwei Abstimmeinstellungen, je eine für jeden Hohlraumresonator. Die sonst üblichen Posaunengleitkontakte usw. werden dabei völlig vermieden. Diese Vorteile müssen natürlich gegen das Erfordernis u₀ eines zweiten Resonators und einer zweiten Röhre in Ansatz gebracht werden.

Claims

Patentansprüche:

i. Wellenübertragungssystem, bestehend aus einem Signalsender und -empfänger, einer gemeinsamen Übertragungsvorrichtung und einer für das Aussenden und Empfangen von Signalen geigneten Antenne, einer ersten Übertragungsleitung vom Sender zur gemeinsamen Übertragungsvorrichtung und einer zweiten Übertragungsleitung vom Empfänger zur gemeinsamen Übertragungsvorrichtung, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Übertragungsleitung einen Hohlraumresonator, der auf die Frequenz der gesendeten und empfangenen

Signale abgestimmt ist, und eine den Hohlraumresonator durchquerende Funkenstrecke einschließt, welche in der Weise als Sperrvorrichtung wirkt, daß eine Entladung nur beim Senden eines Signals, nicht aber beim Empfang eines Signals stattfindet.
2. System nach Anspruch i, dadurch gekennzeichnet, daß der Abschnitt der Übertragungsleitung vom Sender bis zu jenem' Punkt der

ίο gemeinsamen Übertragungsvorrichtung, an dem

die zweite Übertragungsleitung mit dieser verbunden ist, auf einen solchen Wert einstellbar ist, daß eine hohe Impedanz in der ersten Übertragungsleitung in der Nähe des erwähnten Punktes vorhanden ist, wenn der Sender nicht in Betrieb ist, so daß die empfangenen Signale daran gehindert werden, über die erste Übertragungsleitung zum Sender hinein zu gelangen, wodurch bewirkt wird, daß im wesentlichen die gesamte Energie in die zweite Übertragungsleitung zum Empfänger abgelenkt wird.
3. System nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Abschnitt der zweiten Übertragungsleitung zwischen dem Hohlraumresonator und ihrem Verbindungspunkt mit der gemeinsamen Übertragungsvorrichtung im wesentlichen ein ungerades Vielfaches der Viertelwellenlänge der Signalfrequenz ist, und die Schaltung so getroffen ist, daß sich der Widerstand der zweiten Übertragungsleitung auf der ersten Übertragungsleitung als Querwiderstand auswirkt.
4. System nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Länge der zweiten Übertragungsleitung zwischen dem Hohlraumresonator und ihrem Verbindungspunkt mit der gemeinsamen Übertragungsvorrichtung im wesentlichen Null oder ein gerades Vielfaches der Viertelwellenlänge der Signalfrequenz ist, und die Schaltung so getroffen ist, daß sich der Widerstand der zweiten Übertragungsleitung als Längswiderstand im Zuge der ersten Übertragungsleitung auswirkt.
5. System nach jedem der vorhergehenden An-Sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Abschnitt der zweiten Übertragungsleitung zwischen dem Hohlraumresonator und dem Empfänger auf einen solchen Wert einstellbar ist, daß während des Sendebetriebes jede Fehlanpassung der Impedanz zwischen der Leitung und den Eingangsklemmen des Empfängers die höchstmögliche Impedanz am Ausgang des Hohlraumresonators zur Folge hat.
6. System nach jedem der vorhergehenden An-Sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Übertragungsleitung aus rohrförmigen Leitern bestehen und daß der zweite rohrförmige Leiter am Eingang eine Kammer, welche zwecks Bildung des Hohlraumresonators durch geeignet bemessene Blenden begrenzt ist, aufweist.
7. System nach jedem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Übertragungsleitung aus Hohlrohrwellenleitungen bestehen, und daß die zweite Leitung eine den Hohlraumresonator bildende Kammer enthält, wobei der Eingang des Hohlraumresonators mit der gemeinsamen Übertragungsvorrichtung und der ersten Wellenleitung durch eine in einer Wand vorgesehene Blende elektrisch direkt gekoppelt ist.
8. System nach jedem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die gemeinsame Übertragungsvorrichtung eine Fortsetzung der ersten Übertragungsleitung ist, von der die zweite Übertragungsleitung abzweigt.
9. System nach den Ansprüchen 2 und 8, dadurch gekennzeichnet, daß die gemeinsame Übertragungsvorrichtung und die erste Übertragungsleitung ein Zwischenstück einschließen, mit dem die zweite Übertragungsleitung verbunden ist, und welches eine Blende zur Ankopplung der zweiten Übertragungsleitung enthält, wobei dieses Zwischenstück eine Länge von n/2 Wellenlängen hat (n = ganze Zahl) und gegenüber dem übrigen Teil der Leitung längs verschiebbar ist.
10. System nach jedem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die gemeinsame Übertragungsvorrichtung und die erste und zweite Übertragungsleitung Koaxialkabel sind.
ΐ,ΐ. System nach jedem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine gemeinsame Antenne, welche Hochfrequenzenergieimpulse ausstrahlen und die durch Reflexion der Impulse von zu ortenden Objekten verursachten Echoimpulse empfangen kann.
12. System nach jedem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch einen zweiten, mit einer ihn durchquerenden Funkenstrecke versehenen Hohlraumresonator, der in der ersten Übertragungsleitung zwischen dem Sender und demjenigen Punkt der gemeinsamen Übertragungsvorrichtung liegt, an welchen die zweite Übertragungsleitung angeschlossen ist, und der mit der ersten Übertragungsleitung im wesentlichen in der gleichen Weise gekoppelt ist wie der Hohlraumresonator der zweiten Übertragungsleitung, wobei der Abstand dieses Punktes von dem zweiten Hohlraumresonator ein ungerades Vielfaches der Viertelwellenlänge der Betriebsfrequenz ist.
13. System nach jedem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Funkenstrecken im Innern von Gasentladungsröhren gebildet werden.
14. System nach den Ansprüchen 10, 12 und 13, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Koaxialkabel einen rohrförmigen Außenleiter hat, dessen Wandung Blenden für die Ankopplung der Resonanzhohlräume aufweist.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

2652 12.