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Die
Erfindung betrifft Kommunikationssysteme, insbesondere ein Ein-Chip-Direktumwandlungs-Transceiver
in CMOS.
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Hintergrund
der Erfindung
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Die
heutigen Märkte
für drahtlose
Kommunikation werden durch eine Vielzahl von Vorteilen für Benutzer
angetrieben. Produkte wie Mobiltelefone, drahtlose Telefone, Pager
und ähnliche
haben Unternehmen und individuelle Benutzer von Ihren Schreibtischen
und Häusern
befreit und treiben die Nachfrage nach zusätzlichen Ausrüstungen
und Systemen um deren Nutzen zu erhöhen. Als ein Ergebnis werden
persönliche
Digitalfunk-Kommunikationsgeräte eine
immer wichtigere Rolle für
die gesamte Kommunikationsinfrastruktur im nächsten Jahrzehnt spielen.
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Gemischt-Signal-Integration
und Leistungsverwaltung haben nun, da analoge und gemischtanalog-digitale
ICs (IC – „integrated
circuit", integrierte Schaltkreise)
der am schnellsten wachsende Bereich in der Halbleiterindustrie
geworden ist, zusätzliche Bedeutung
erlangt. Integrationsstrategien für Multimediakonsolen, Mobiltelefone
und batteriebetriebene tragbare Geräte werden ebenso entwickelt,
wie Anwendungen für
weniger integrierte aber hoch spezialisierte Bausteine, welche unterschiedlichen
Märkten
dienen. Diese Bausteine umfassen Datenwandler, Verstärker und
Spannungsregler. Hersteller von Verstärkern und Reglern meiden oft
Integration in CMOS, streben jedoch nach kompakten Größen und reduzierten
Kosten mit Mikrominiatur-Verpackungen.
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Ein
wichtiger Aspekt von persönlichen
Digitalfunk-Kommunikations-Geräten
ist die Integration der Hochfrequenzabschnitte (RF-Abschnitte, RF – „radio
frequency") von
Transceivern. Im Vergleich zu anderen Arten von integrierten Schaltkreisen
ist der Grad an Integration in den RF-Abschnitten von Transceivern
noch relativ gering. Berücksichtigung
von Verlustleistung, Formfaktor und Kosten bedingen, daß sich die
RF-IF-Abschnitte (IF – „intermediate
frequency", Zwischenfrequenz)
dieser Vorrichtungen zu immer höheren
Integrationsgraden entwickeln, als gegenwärtig tatsächlich vorhanden. Gleichwohl
gibt es entscheidende Hindernisse zur Umsetzung dieser höheren Integrationsgrade.
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US-Patent
5,414,736 offenbart ein FSK-Datenempfangssystem mit einem Direktumwandlungsempfänger, welcher
geeignet ist, einen integrierten Schaltkreis zu realisieren. Das
System umfaßt
einen Lokaloszillator mit FSK-modulierten Lokaloszillator-Signalen
und einen Dekodierschaltkreis zum Beurteilen der FSK-modulierten
Frequenzabweichung eines Trägerwellensignals.
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US-Patent
5,355,524 offenbart einen Ein-Chip-Empfänger/Übertrager-Abschnitt mit einem Antennenschalter
(208), einem geräuscharmen
Verstärker
(210), einem Leistungsverstärker (212) und erste
und zweite Mischer (214, 216) auf einem einzelnen
Chip.
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Ein
hoher Grad an Integration ist entscheidend beim Vermindern der Kosten
von Elektronikkomponenten für
Kommunikationssysteme wie Mobiltelefone, drahtlose Telefone und
drahtlose LAN (LAN – „local
area network", Lokalnetz
bzw. Ortnetz). Es wird über
einen zunehmenden Grad an Transceiver-Integration berichtet, beispielsweise
wurden RF-, Basisband-Analog-
und Gemischt-Signal-Schaltkreise integriert. Ferner sind RF-Basisband-Anlaog-
und spannungsgesteuerte Oszillator-Schaltkreise (VCO-Schaltkreise,
VCO – „voltage-controlled-oscillator) auf einem
einzelnen Chip realisiert worden.
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Somit
besteht ein Bedarf für
einen vollständig
integrierten Transceiver.
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Ferner
besteht somit Bedarf für
einen vollständig
integrierten Transceiver, welcher RF-Schaltkreise, Signalerzeuger, Basisband-Filter,
Demodulatoren und umfangreiche Steuerfunktionen umfaßt.
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Die Erfindung
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Um
die vorangehend beschriebenen Einschränkungen des Standes der Technik
und weitere Einschränkungen
zu überwinden,
welche nach dem Lesen und verstehen der vorliegenden Beschreibung offensichtlich
werden, offenbart die Erfindung einen Ein-Chip-Direktumwandlungstransceiver in CMOS.
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In
einer Ausführungsform
der Erfindung umfaßt
der Ein-Chip-Direktumwandlungstransceiver in CMOS einen RF-Schaltkreis,
einen Übertrager
mit einem Signalerzeuger, einen Basisband-Filter und einen Demodulator, welche
in CMOS-Vorrichtungen angeordnet und konfiguriert sind und eine
vollständige
Schnittstelle zwischen einer Antenne und einer Sprachband-Codec
bereitstellen.
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In
einem weiteren Aspekt der Erfindung umfaßt der Transceiver ferner einen
Zeitduplex-Schaltkreis
(TDD-Schaltkreis, TDD – „time-division
duplex"), um eine
Isolation zwischen dem Übertrager
und dem Empfänger
sicherzustellen. Gemäß einem
anderen Aspekt der Erfindung nutzen der Übertrager und der Empfänger den
gleichen RF-Anschluß,
welcher mit einer externen Antenne eine Schnittstelle bildet.
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Bevorzugte
Ausführungsbeispiele
der Erfindung
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Die
Erfindung wird im Folgenden anhand von bevorzugten Ausführungsbeispielen
unter Bezugnahme auf Figuren einer Zeichnung näher erläutert. Gleiche Bezugszeichen
beziehen sich auf gleiche Merkmale. Hierbei zeigen:
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1 ein
Blockdiagramm eines CMOS-Ein-Chip-Transceivers gemäß der Erfindung;
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2 einen
geräuscharmen
Verstärker
gemäß der Erfindung;
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3 ein
Schaltungsdiagramm des Mischers und des Antialiasing-Filters gemäß der Erfindung;
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4 eine
graphische Darstellung der Bitfehlerrate (BER – „bit error rate");
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5 eine
Tabelle, welche die Verhaltensmerkmale des CMOS-Ein-Cip-Transceivers
veranschaulicht;
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6 das Übertragungsspektrum
für 20 dBm
Ausgangsleistung;
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5 den
spannungsgesteuerten Oszillator;
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8 ein
Blockdiagramm eines Signalerzeugers;
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9 eine
graphische Darstellung des Phasenrauschens für den CMOS-Ein-Chip-Transceiver;
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10 eine
graphische Darstellung des nichtmodulierten Ausgabespektrums für den CMOS-Ein-Chip-Transceiver;
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11 die
gemessene I/Q Konstellation für eine –80 dBm
RF-Eingabe;
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12 ein
Schaltungsdiagramm für
den Leistungsverstärker;
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13 eine
mikroskopische Aufnahme des Chips des CMOS-Ein-Ship-Transceivers;
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14 eine
grafische Darstellung der Intermodulation (IM) des vollständigen Empfangspfades;
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15 die
gemessene Sprungantwort des Kanalfilters; und
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16 eine Änderung
in den Ausgabeniveaus der Kanalfilter als Reaktion auf eine Änderung der
Amplitude einer Empfangs-Signalfolge.
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In
einer Ausführungsform
der Erfindung ist eine bestimmte Kombination von Bausteinen vorgesehen,
die einen monolithischen Transceiver für digitale Kommunikation realisieren,
der für
verschiedene Medien benutzt werden kann.
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Eine
Funktion des monolithischen Transceivers ist es, digitale Daten
in ein zur Übertragung
geeignetes analoges Signal umzuwandeln und ein empfangenes analoges
Signal in digitale Daten umzuwandeln. In der Praxis wird es eine
endliche Bitfehlerrate bei den Übertragungs-, Ausbreitungs-
und Empfangsprozessen geben. Die bestimmte bzw. spezifische Bitfehlerrate
(BER – „bit error
rate"), welche tolerierbar
ist, hängt
von der Anwendung ab. In manchen Fällen können die Eingabe zu einem monolithischen
Transceiver und die Ausgabe eines anderen monolithischen Transceivers
aufgrund beabsichtigter Signalverarbeitung unterschiedlich sein.
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Typischerweise
wird ein Paar von monolithischen Transceivern für Vollduplex-Kommunikation benutzt.
Es können
jedoch mehr als zwei monolithische Transceiver bei komplexeren Kommunikationssystemen
benutzt werden. In manchen Fällen
wird die Kommunikation nur von einem Punkt zu einem anderen ohne
Vollduplex benötigt.
In manchen Fällen können unterschiedliche
Medien für
jede Richtung eines Vollduplex-Systems benutzt werden. In manchen Fällen kann
der monolithische Transceiver mehrere Empfänger und Übertrager umfassen. In manchen Fällen kann
das analoge Signal von einem Medium zu einem anderen entlang der
Ausbreitung umgewandelt werden. Jeder Empfänger und Übertrager in dem monolithischen
Transceiver kann für
unterschiedliche Medien vorgesehen sein.
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Die
digitale Datenkommunikation kann einer beliebigen Quelle entstammen
und wird einem beliebigen Ziel zugeführt. Gemeinsame Quellen und
Ziele umfassen: (1) Computer, (2) Sensoren, (3)
magnetische oder optische Medien, (4) andere monolithische Transceiver.
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Das
analoge Signal breitet sich typischerweise mittels der folgenden
Verfahren aus: (5) Freiraumstrahlung, (6) Übertragungsleitungen:
(a) Koaxialkabel, (b) verdrillte Paare, (c) Wellenleiter, (7)
Faseroptik, (8) Schall in flüssigen, festen oder gasförmigen Medien.
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Die
in dem monolithischen Transceiver benutzten Elemente umfassen die
folgenden Mittel: (9) digitale Verarbeitungs- und Steuerungsschaltkreise, (10)
Analog-zu-Digital-, Analog-, Digital-zu-Analog-Verarbeitungsschaltkreise,
(11) Medienschnittstellen-Verarbeitungsschaltkreise.
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Die
digitalen Verarbeitungsschaltkreise werden benutzt, um Daten von
einer Quelle zu internen digitalen Daten in einem für Übertragung
ausgelegten monolithischen Transceiver aufzubereiten und empfangene
interne digitale Daten in dem monolithischen Transceiver für ein Ziel
aufzubereiten. Die digitalen Steuerschaltkreise werden benutzt,
um die Aktivitäten
des monolithischen Transceivers zu koordinieren, die notwendig sind,
Halbduplex-, Vollduplex- oder
komplexere Kommunikationssysteme zu erhalten und digitale Kommunikation
mit der Quelle und dem Ziel zu koordinieren.
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Die
Analog-zu-Digital-, Analog- und Digital-zu-Analog-Verarbeitung bildet
die Schnittstelle zwischen den digitalen und analogen Bereichen.
Diese Funktionen werden im Allgemeinen mittels analogen Schaltkreisen
wie Analog-zu-Digital-Umwandler (ADCs – „analog-to-digital converters"), Digital-zu-Analog-Umwandler
(DACs – „digital-to-analog converters") Filter und automatischen
Verstärkungsregelungssystemen
erreicht. In manchen Fällen
können
diese Funktionen Teil von oder inhärent zu anderen analogen Funktionen
sein, beispielsweise einem Demodulator.
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Die
Medienschnittstellen-Verarbeitungsschaltkreise bilden die Schnittstelle
zwischen dem zur Übertragung
benutzten analogen Bereich und dem in dem monolithischen Transceiver
benutzten analogen Bereich. In einem monolitischen Hochfrequenztransceiver
(RF- Transceiver, RF – „radio
frequancy") umfassen
diese Schnittstellenschaltkreise einen geräuscharmen Verstärker (LNA – „low noise amplifier"), einen Leistungsverstärker (PA – „power amplifier"), einen Mischer
und einen Signalerzeuger. Jede Art von Medium hat seinen eigenen
spezifischen Schnittstellenschaltkreis, welcher für das Medium
geeignet ist.
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Insbesondere
umfaßt
die Ausgestaltung des monolithischen Transceivers die folgenden
Wahlmöglichkeiten:
(12) Zeitduplex (TD – „timi division
duplex") oder Frequenzduplex
(FDD – „frequency
division duplex"),
(13) Modulationstechnik, (14) Schmalband- oder
Breitbandkommunikation, (15) Direktfolgen- oder Frequenzsprung-Spreizung
und -Despreizung, (16) Silizium- oder Heteroübergang-Halbleiterplattformen,
(17) MOS- oder bipolare Vorrichtungen.
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Die
ausgewählten
spezifischen Merkmale können
das Implementieren des monolithischen Transceivers erleichtern,
was den monolithischen Transceiver für bestimmte Märkte besonders
attraktiv macht.
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Insbesondere
erlaubt die Benutzung von Silikon-MOS-Technologien dem monolithischen
Transceiver, Merkmale von MOS-Vorrichtungen im Allgemeinen vorteilhaft
zu nutzen und Merkmale von Kurzkanal-MOS-Vorrichtungen moderner
CMOS-Technologien für
bestimmte drahtlose Anwendungen vorteilhaft zu nutzen.
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Die
Verwendung von MOS-Vorrichtungen erlaubt es, die digitalen Verarbeitungs-
und Steuerungsschaltkreise mit hoher Dichte und niedriger Leistung
umzusetzen. Dies ist wegen der bekannten Eigenschaften von MOS-Vorrichtungen
für Logik-Implementierung
von Bedeutung. Dies erlaubt die Implementierung einer anspruchsvollen
digitalen Signalverarbeitung, beispielsweise für tragbare drahtlose Anwendungen.
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Die
Benutzung von MOS-Vorrichtungen erlaubt das Schaffen von analogen,
Analog-zu-Digital-(A/D-),
Digital-zu-Analog-(D/A-) Verarbeitungsschaltkreisen mittels Schaltkondensator-Techniken bzw.
geschalteten Kondensator-Techniken. Dies ist von Bedeutung, da MOS-Vorrichtungen
im Allgemeinen das Merkmal aufweisen, ein für einen exzellenten Schalter
notwendiges extrem großes
Verhältnis zwischen
Ein-Zustand-Leitfähigkeit
und Aus-Zustand-Leitfähigkeit
zu haben. Dieser Schalter ist die Basis für auf abgetastete Ladungen
basierte Ansätze.
Die Verwendung von MOS-Vorrichtungen erlaubt die Implementierung
einer reichlichen und anspruchsvollen Reihe von auf abgetasteten
Daten basierten Systemen, einschließlich ADC (ADC – „analog
to digital converter",
Analog-zu-Digital-Umwandler), DAC (DAC – „digital-to-analog converter", Digital-zu-Analog-Umwandler)
und Filter.
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Die
Verwendung von MOS-Vorrichtungen erlaubt das Schaffen von Medienschnittstellen-Verarbeitungsschaltkreisen
mittels Verstärkern,
Mischern und Frequenzsignalerzeugern. Insbesondere erlauben Fortschritte
bei Kurzkanal-MOS-Vorrichtungen das Schaffen von Medienschnittstellen-Verarbeitungsschaltkreisen
für Mikrowellenfrequenzen,
welche bei vielen drahtlosen Anwendungen benutzt werden.
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Insbesondere
kann die Bipolar- oder BiCMOS-Technologie verwendet werden, um den
monolithischen Transceiver zu implementieren.
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Die
BiCMOS-Technologie kann benutzt werden, um einen monolithischen
Transceiver zu schaffen, wobei die digitalen Verarbeitungs- und
Steuerschaltkreise CMOS-Vorrichtungen, analoge, A/D-, D/A-Schaltkreise
verwenden und die Medienschnittstellen-Verarbeitungsschaltkreise eine Kombination von
Bipolar- oder CMOS-Vorrichtungen verwenden.
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Bipolar-Technologie
kann benutzt werden, um den monolithischen Transceiver zu schaffen.
Dieser Ansatz kann für
spezialisierte Anwendungen besser sein, wie beispielsweise bei Millimeterwellen-Systemen,
bei denen HBT-Vorrichtungen (HBT – „hetero bipolar transistor") geeigneter sind.
Andere Anwendungen, bei denen bipolare Vorrichtungen eine bessere
Wahl darstellen können,
umfassen faseroptische Anwendungen.
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Die
Benutzung von bipolaren Vorrichtungen erlaubt es nicht, digitale
Verarbeitungs- und Steuerschaltkreise mit hoher Dichte oder niedriger
Leistung zu schaffen. Hohe Geschwindigkeit kann jedoch der Vorteil
sein.
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Die
Benutzung von bipolaren Vorrichtungen erlaubt es, bei den analogen,
A/D-, D/A-Schaltkreisen,
Schaltkondensator-Techniken zu verwenden. Wegen der technischen
Möglichkeiten
bei auf abgetasteten Daten basierten Schaltkondensator-Systemen,
ist dies eine wesent liche Einschränkung. Die bipolare Vorrichtung
kann benutzt werden, um auf abgetastete Daten basierte Systeme zu
implementieren, welche andere Techniken nutzen, beispielsweise Schaltstromansätze. Auf
abgetastete Daten basierte Systeme, welche mit diesen Ansätzen gebildet
sind, sind jedoch viel weniger flexibel und benutzen viel mehr Leistung,
als auf Schaltkondensator-Techniken basierte.
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Die
Benutzung von bipolaren Vorrichtungen erlaubt es gegenwärtig, die
Medienschnittstellen-Verarbeitungsschaltkreise einfacher zu schaffen.
Zukünftige
Fortschritte in der CMOS-Verarbeitungstechnologie
können
jedoch CMOS-Vorrichtungen für die
Medienschnittstellen-Verarbeitungsschaltkreise favorisieren.
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Insbesondere
beeinflußt
die Wahl der Modulationstechnik die Komplexität bestimmter Blöcke. Beispielsweise
lockert die Benutzung von FSK-Modulation das Linearitätserfordernis
des PA. Dies ist bedeutend, da gegenwärtig CMOS-PAs mit hoher Linearität nicht
leicht zu erreichen sind.
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Im
Folgenden wird eine Ausführungsform
einer Implementierung eines monolithischen Transceivers beschrieben,
bei der CMOS-Technologie, FSK-Modulation, Schaltkondensator-Techniken für auf abgetastete
Daten basierte Systeme und ein relativ komplexe digitale Signalverarbeitung
und Steuereinheit verwendet werden.
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In
einer Ausführungsform
stellt die Erfindung einen Ein-Chip-CMOS-Direktumwandlungstransceiver bereit.
Wie vorangehend beschrieben, ist ein hoher Grad an Integration entscheidend
für das
Herabsetzen der Kosten der Elektronik für Kommunikationssysteme wie
beispielsweise Mobiltelefone, schnurlose Telefone und drahtlose
LANs. Die Erfindung stellt einen voll integrierten Transceiver 100 bereit,
welcher in der 1 dargestellt ist und RF-Schaltkreise 102, 104,
einen Signalerzeuger 106, Basisband-Filter 108,
einen Demodulator 110 und digitale Signalverarbeitung umfaßt. Die
wenigen Komponenten außerhalb
des Chips umfassen einen ISM-Bandfilter 112, eine Symmetrieschaltung 114, ein
RF- Anpaßnetzwerk 116,
ein RC-Schleifenfilter für die
PLL 118, einen Kristallresonator 120 und einen Widerstand 122 zum
Einstellen der Vorspannung. Die Verwendung eines Übertragung/Empfang-Schalters
(T/R-Schalters, T – „transmit", R – „receive") wird mittels gemeinsamer
Nutzung eines einzelnen RF-Anschlusses durch einen Übertrager 124 und
einen Empfänger 126 vermieden.
Ein Offset-Aufhebungsverfahren vermindert Offsets bzw. Verschiebungen
im Basisband, ohne Bandbreite in dem Direktumwandlungsempfänger 126 zu
opfern. Vorsichtige Schaltkreis-, Zeit- und Layout-Berücksichtigungen
erlauben eine Isolation zwischen dem empfindlichen RF-Signal und
dem digitalen Schaltrauschen. Der IC wurde in 0,6 μm CMOS-Technik
hergestellt und bietet eine vollständige Schnittstelle zwischen
einer Antenne 128 und einem Sprachband-Codec.
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Struktur-
und Schaltungstechniken haben es ermöglicht, diesen Integrationsgrad
ohne Einbußen in
der Arbeitsleistung zu erreichen. Zeitduplex (TDD – „time-devision
duplex") erlaubt
die Isolation zwischen dem Übertrager
124 und dem Empfänger
126. Direktumwandlung ermöglicht
es, teure Hochfrequenz-Spiegelfrequenz-Unterdrückungsfilter und -Diplexer
außerhalb
des Chips zu eliminieren und Zwischenfrequenz-Kanalauswahlfilter
außerhalb
des Chips durch Tiefpassfilter auf dem Chip zu ersetzen.
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Aktive
Offset-Verminderung auf dem Chip mittels Rückkopplungs- und Vorwärtskopplungsschleifen
wurde mit einer digital gesteuerten automatischen Verstärkungsreglerschaltung 132 (AGC-Schaltung,
AGC – „automatic
gain control") kombiniert,
welche innerhalb der 160 μs
Einleitung des empfangenen Bursts bzw. der empfangenen Signalfolge
einschwingt.
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Bei
einem Direkt-Umwandlungs-Empfänger 126 schränken statische
und veränderliche
Gleichstrom-Offsets (DC-Offsets, DC – „direct current") im Basisband von
I- und Q-Kanalverstärkern und
-Filtern die Nutzbarkeit der Struktur ein. In der Vergangenheit
wurde Wechselstrom-Kopplung (AC-Kopplung, AC – „alternating current") oder Hochpassfilterung
verwendet, um den DC-Offset vom Signal zu entfernen. Hierdurch werden
jedoch einige der nützlichen
DC- oder DC-nahen Energien aus dem Signal entfernt, was eine Verschlechterung des
Signals bewirkt. Die Erfindung benutzt eine kombinierte Rückkopplungs-
und Vorwärtskopplungs-Technik
zum Offset-Ausgleichen mit DC-Signalantwort zum Ausgleichen des
DC-Offset-Problems, während
gleichzeitig eine DC-Antwort auf die interessierenden Basisbandsignale
bereitgestellt wird.
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Das
Hauptmerkmal der Vorwärtskopplungs-Offset-Ausgleichstruktrur
ist ihre Fähigkeit,
niederfrequente Offsets (DC bis 5 kHz), welche durch LO-Lecks bzw.
-Streuverluste bewirkt werden, und andere durch nicht ideale Komponenten
induzierte Offsets auszugleichen, während gleichzeitig eine DC-Antwort
beibehalten wird. Eine erfindungsgemäße Ausführungsform umfaßt einen
Empfänger
mit einem Basisbandfilter und einem Demodulator. Der Signalerzeuger
ist mit dem RF-Schaltkreis gekoppelt. Der Basisbandfilter ist mit
dem RF-Schaltkreis
und dem Signalerzeuger gekoppelt. Der Demodulator ist mit dem Basisbandfilter
gekoppelt.
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Dies
wird durch zwei Hauptkomponenten der Struktur erreicht.
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Die
erste Hauptkomponente ist das Signalformat. Ein Signalformat wurde
so gewählt,
daß die
I- und Q-Basisbandsignale einen positiven und einen negativen Scheitelwert
in einem bestimmten Zeitrahmen erreichen, wobei 6,66 Mikrosekunden
ausgewählt
wurden. Es wird gefordert, daß die
Scheitelwerte und die Täler
der I- und Q-Signale von einem Zeitrahmen auf den nächsten in
etwa gleich sind.
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Die
zweite Hauptkomponente ist ein positiv- und negativ-Scheitelwertdetektor
bzw. -erfasser, welcher die Scheitelwerte und Täler des Signals über einen
bestimmten Zeitrahmen (6,66 μS)
ermittelt. Der Offset ist dann die Summe der positiven und negativen
Scheitelwerte geteilt durch zwei.
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Ein
voll differentieller Analogsignalpfad minimiert Versorgungs- und
Substrat-Rausch-Kopplung. Um
die Kopplung weiter zu reduzieren, wurden Übergänge von digitalen Signalen
nahe dem Abtastrand von Basisband-Schaltkondensator-Schaltkreisen
minimiert. In den PLL-Frequenzteilern
wurde quellengekoppelte Logik verwendet, um eine Injektion von Substratrauschen
zu vermindern, während CMOS-Logikgatter
in einer Burstmodus-Steuerung (BMC – „burst-mode controller") 134 verwendet
wurden, um niedrige Leistungsverluste und eine hohe Schaltkreisdichte
zu erreichen. Eine automatische Kalibrierungstechnik erlaubt die
Integration eines 1,8-GHz LC-VCO (VCO – „voltage controlled oscillator", spannungsgesteuerter
Oszillator) mit einem breiten Abstimmbereich. Der Empfänger 126 hat
einen maximalen Verstärkungsfaktor
von 106 dB und eine Empfindlichkeit von 104 dBm.
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Die
Ausgestaltungen eines rauscharmen Verstärkers 138 (LNA – „low noise
amplifire") und
des Leistungsverstärkers 140 (PA – „power
aplifire") machen
es möglich,
einen gemeinsamen RF-Anschluß 136 gemeinsam
zu nutzen, wodurch der Bedarf für einen
externen Übertrager/Empfänger-Schalter
eliminiert wird. Der Übertrager 124 und
der Empfänger 126 sind
mit dem Filter/Antennen-Anschluß eines Funktransceivers
verbunden, ohne den Bedarf für
einen teuren Antennenschalter in einem Zeitduplex-System.
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Transceiver
benötigen üblicherweise
sowohl einen rauscharmen Verstärker
(LNA) für
einen klaren Empfang als auch einen Leistungsverstärker (PA) zum Übertragen über große Entfernungen.
In einem Zeitduplex-Transceiver 100 (TDD-Transceiver, TDD – „time devision
duplex") werden
der Übertrager 124 und
der Empfänger 126 nicht
gleichzeitig genutzt. Wenn der Übertrager 124 eingeschalter
ist, ist der Empfänger 126 ausgeschaltet
und wenn der Empfänger 126 eingeschaltet
ist, ist der Übertrager 124 ausgeschaltet.
Für einen
typischen TDD-Transceiver 100 wird
der Empfangs-LNA 138 während
des Übertragungszyklus
heruntergefahren, um Energie zu sparen, und der Übertragungs-Leistungsverstärker 140 wird
heruntergefahren, während
der Empfänger 126 eingeschaltet
ist.
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In
der Vergangenheit wurden LNAs und PAs mittels Bipolartransistor-Technologie
entwikkelt. Die bipolaren LNAs und PAs sind in der Lage, herunter
zu fahren. In dem heruntergefahrenen Zustand erlauben es ihre jeweiligen
Eingangs- und Ausgangs-Impedanzen jedoch nicht, sie in einem TDD-System
miteinander zu verbinden. Der heruntergefahrene LNA würde die
Ausgangsleistung des PA abschwächen und
könnte
durch den PA sogar beschädigt
werden. Der heruntergefahrene PA würde die Impedanz vermindern,
welche der LNA „sieht", und die von der
Antenne kommenden Signale abschwächen.
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Um
das Problem der veränderlichen
Impedanz zu umgehen, benutzen der LNA und der PA typischerweise
ihren eigenen Satz von unterschiedlichen Anpaßkomponenten, um eine 50 Ohm LNA-Eingangsimpedanz
und eine 50 Ohm PA-Ausgangsimpedanz zu erzeugen. Diese Topologie
wird dann mit einem Antennenschalter kombiniert, so daß die Aus-Zustands-Impedanzen jeweils
des LNA oder des PA die mittels der unterschiedlichen Anpaßkomponenten
erzielte 50-Anpassung nicht schädigen. Der
Antennenschalter kann jedoch teuer sein, und die Übertragungs-
und Empfangssignale werden durch den Schalter selbst immer noch
etwas abgeschwächt.
Zusätzlich
muß ein
Steuerungsschaltkreis benutzt werden, um den Antennenschalter zu
schalten.
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Gemäß der Erfindung
benötigt
die Antennenschnittstelle nur einen kombinierten RF-Eingang/Ausgang-Anschluß, wodurch
die PIN-Anzahl der IC-Verpackung und die Anzahl externer Komponenten
vermindert werden. Ein Impedanztransformationsnetzwerk von einem
25 zu einem 50 Ohm Netzwerk wird verwendet, um die LNA-Anforderungen
zu lockern. Ein einzelnes Anpaß-Netzwerk
wird für
den PA verwendet, da das Setzen der benötigten Anpassung auf 50 Ohm
die theoretische Leistungseffizienz auf weniger als 50% begrenzen
und die in der Praxis erreichbare Leistungseffizient verschlechtern
wird.
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Der
in der 2 dargestellte LNA 138 ist als eine Kaskade
von zwei Stufen implementiert. Die erste Stufe verwendet ein kapazitiv
quergekoppeltes Eingangspaar, M1 und M2, das parallel zu einem differentiellen
Paar, M3 und M4, für
zusätzliche
Verstärkung
sowohl Verstär kungs-
als auch Impedanzanpassung bietet. Die zweite Stufe des LNA 138 ist auch
ein differentielles Paar. Alle Verstärkungsstufen werden mittels
Induktionsspiralen auf dem Chip geladen. Die kombinierte LNA-Verstärkung kann
auf 12 dB oder 28 dB gesetzt werden.
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Der
PA 140 ist als ein dreistufiger Verstärker der Klasse AB implementiert.
Die erste Stufe ist ein resistiv geladenes differentielles Paar,
die zweite Stufe ist eine Stufe mit gemeinsamer Quelle, die mit
Induktionsspiralen auf dem Chip geladen wird, und die Ausgangsstufe
umfaßt
große
Vorrichtungen mit offenem Drain-Anschluß, deren Drain-Anschlüße mit dem
LNA-Eingang verbunden
sind. Die Ruheströme der
letzten Stufe werden mittels RF-Drosseln außerhalb des Chips bereitgestellt.
Die an der Symmetrieschaltung gemessene Ausgangsleistung kann von +2
dBm bis +20 dBm variieren. Siehe 12.
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Ein
Diagramm eines Mischers 142 und eines Antialiasing-Filters 144 sind
in der 3 dargestellt. Die Umwandlungsverstärkung des
Mischers liegt bei 14,3 dB. Der Mischer benutzt eine zweifach ausgeglichene
Struktur ohne eine Schwanzstromquelle, um die Belastbarkeit zu erhöhen. Das
Vorspannen der RF-Eingangs-Transistoren wird mittels eines Kopieschaltkreises
vorgenommen, welches Transkonduktanz-Variationen mit Prozeß und Temperatur
unterdrückt.
Die LO-Eingangstransistoren wirken als Schalter, welche einen Prozeß- und Temperatur-unabhängigen Strom
lenken. Die Ausgabe des Mischers 142 wird einem vierpoligen
Butterworth-Antialiasing-Filter 144 mit einer Sperrfrequenz
von 2,4 MHz zugeführt.
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Zwei
biquadratische Stufen bilden den vierpoligen Butterworth-Antialiasing-Filter 144 mit
einer nominalen Verstärkung
von 15,6 dB und einer Sperrfrequenz von 2,4 MHz. Schaltkondensator-E-
und -Q-Basisbandfilter tasten den Ausgang des Antialiasing-Filters 144 bei
24 MHz ab, dämpfen
benachbarte Kanäle
und stellen die AGC 132 bereit (AGC – „automatic dame contol", automatische Verstärkungsregelung).
Jeder Basisband-Signalpfad umfaßt einen
Teifpass-Chebyshev-Filter vierter Ordnung, der mit zwei biquadratischen
Abschnitten implementiert ist, welche von einem Gruppenlaufzeit-Ausgleicher (GDE – „group
delay equalizer")
gefolgt werden. Die Biquadraten und der GDE haben einen programmierbaren
Verstär kungsfaktor
von 1 oder vier. Der Filter wird gefolgt von einem geschalteten
Kondensator- bzw.
Schaltkondensator-Verstärker
mit variablem Verstärkungsfaktor
(VGA – „variable
gain amplifier"), der
mit einem Verstärkungsfaktor
von eins, zwei oder vier programmierbar ist. Diese Anordnung bietet
eine Basisbandverstärkung
von 0 dB bis 48 dB in Schritten von 6 dB.
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In
einem Direktumwandlungs-Empfänger 126 kann
ein LO-Leck zu großen
Offsets an den Eingängen
der Basisbandfilter 108 führen. Ferner können sich
Offsets in den Schaltkondensator-Filterabschnitten summieren und
das Ausgangssignal undetektierbar machen. Um dieses Problem zu bewältigen,
gleichen Rückkopplungsintegrierer
die Offsets in dem ersten Biquadraten und in dem GDE aus, wie in
der 1 dargestellt ist. Um zu verhindern, daß eine Basislinien-Verschiebung
Fehler verursacht, werden die Integrierer in einem Haltemodus überführt, wenn
Daten übertragen
werden.
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Die
Schaltkondensator-Scheitelpunktdetektor-Schaltkreise 146 tasten
die maximalen und minimalen Werte der gefilterten E- und Q-Signale
ab. Die AGC-Steuerung 132 benutzt die Ausgaben der Scheitelpunktdetektoren 146,
um die Signalpegel abzuschätzen
und die Basisbandverstärkung
entsprechend anzupassen. Die Ausgaben der Scheitelpunktdetektoren 146 werden
auch tiefpassgefiltert, um den verbleibenden Offset der Ausgaben
der Kanalfilter abzuschätzen.
Der Offset wird dann von der Basisbandfilter-Ausgabe subtrahiert,
und die resultierenden E- und Q-Signale werden an den BFSK-Demodulator 110 übergeben.
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Der
BFSK-Demodulator 110 ist mittels bei 6 MHz getakteten Schaltkondensator-Schaltkreisen implementiert.
Er erzeugt eine digitale Ausgabe basierend auf die Drehrichtung
der I/Q-Konstellation. Die digitale Ausgabe des Demodulators 110 wird
mittels der auf dem Chip ausgeführten
BMC 134 verarbeitet, die mehr als 8000 CMOS-Standartzellen-Gatter
aufweist und Taktwiedergewinnung und Direktfolgen-Spreizung und
-Despreizung durchführt.
Die Bitfehlerrate (BER – „bit error
rate") des Empfängers, die
in der 4 dargestellt ist, veranschaulicht die Empfindlichkeit
des Empfängers.
Selektivität-
und Block-Verhalten sind in der Tabelle in der 5 wiedergegeben.
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Der
Ein-Frequenz-Signalerzeuger 106 erzeugt LO- und PA-Eingangssignale
zum Empfangen bzw. Übertragen.
Der Schaltkreis erzeugt Kanäle
von 900 MHz bis 930 MHz in 750 kHz Schritten. Während des Empfangens erzeugt
ein dividiere-durch-zwei-Schaltkreis I- und Q-LO-Signale von der Ausgabe eines VCO,
welcher bei der doppelten der gewünschten Frequenz in einer PLL
mit hoher Bandbreite betrieben wird. Während des Übertragens wird die PLL-Bandbreite
vermindert, um zu erlauben, daß die
gefilterten Übertragungsdaten
den VCO direkt modulieren, während
eine konstante Mittelfrequenz beibehalten wird. Das Übertragungsspektrum
für 20
dBm Ausgangsleistung ist in der 6 dargestellt.
Der VCO, dargestellt in der 7, ist als
ein quergekoppeltes differentielles Paar ausgestaltet, das mittels
Induktionsspulen und mittels Kondensatoren geladen wird. Die Ladekondensatoren
umfassen AC-gekoppelte Kanal-Varaktoren, Modulationsvaraktoren und
eine Bank von Kondensatoren für
eine automatische grobe Frequenzeinstellung.
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Die
Struktur des Signalerzeugers 106 ist in der 8 dargestellt.
Die Varaktoren sind auf dem Chip gebildet. Der VCO 148 wird
bei der zweifachen der Trägefrequenz
betrieben, um Probleme zu verringern, welche sich aus dem PA-Ziehen
ergeben. Ferner erlaubt dies das stabile Erzeugen der I- und Q-Signale
mittels eines einfachen dividiere-durch-zwei-Schaltkreises. Ein Phasenrauschen-Diagramm
ist in der 9 dargestellt und das Ausgangsspektrum
ist in der 10 dargestellt.
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Der
VCO 148 wird automatisch in einer geschlossenen Schleife
mit einer Steuerungsschaltung kalibriert, welche die kapazitive
Ladung des Speichers digital einstellt. Die gemessene I/Q-Konstellation
für eine –80 dBm
RF-Eingabe ist in der 11 dargestellt. Der PA-Schaltkreis 140 ist
in der 12 dargestellt. Die Leistungseffizienz
des PA 140 ist 20% bei +20 dBm.
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Das
gemessene Verhalten, zusammengestellt in der Tabelle der 5,
demonstriert, daß ein Ein-Chip-CMOS-Transceiver 100 erfolgreich
den RF-Eingang zusammen mit Basisband-Analogschaltkreisen und einem wesentlichen
Umfang von digitalen Standartzellen- Schaltkreisen integrieren kann. 13 zeigt
die mikroskopische Aufnahme des Ein-Chip-CMOS-Transceivers 100.
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Die
graphische Darstellung der Intermodulation (IM) des gesamten Empfangspfades
ist in der 14 dargestellt. Die graphische
Darstellung wurde mittels Zuführen
von zwei Tönen,
welche sechs Kanäle
vom Träger
weg sind, und dem Aufzeichnen der Leistung des IM-Produktes am Ausgang
der Basisbandfilter erzeugt. Die Töne wurden so gewählt, daß die IM-Produkte
innerhalb der Bandbreite der Basisbandfilter 108 lagen.
Die Messungen umfassen den Einfluß von auf dem Chip angeordneten
Testpuffern auf die empfangene Linearität. Die Eingangssignalleistung
wurde am Eingang des Chips gemessen, und die LNA-Verstärkung lag
auf seiner „hoch"-Einstellung. Der
1-dB-Kompressionspunkt wird mittels der Schaltkondensator-Schaltkreise beschränkt und tritt
bei etwa SV differentieller Amplitude auf.
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Alle
Schaltkondensator-Stufen in den Basisbandfiltern 108 den,
Scheitelpunktdetektoren 146 und dem Demodulator 110 wenden
korrelierte Doppelabtastung (CDS – „correlated double sampling") an, um ihre Offsets
und ihren 1/f-Rauschen zu dämpfen.
Um Offsets aufgrund von Fehlanpassungen von Tastschaltern zu minimieren,
wurden NMOS- statt CMOS-Schalter verwendet. Die vier Taktsignale
umfassen Zweiphasen-, nicht überlappende
und verzögerte
Phasen, welche mittels Spannungsverdoppler angetrieben werden. Statische
Ladungspumpen treiben die Verstärkungs-Auswahlschalter
in den Basisbandfiltern 108 und dem VGA an. 15 zeigt
die gemessene Sprungantwort der Kanalfilter. 16 zeigt
eine Änderung
in den Ausgangspegeln der Kanalfilter als Reaktion auf eine Änderung
der Amplitude des empfangenen Bursts.
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Die
in der Tabelle der 5 gezeigte Selektivität wurde
mittels Anwenden eines gewünschten –3 dBm Signals
und anschließendem
Erhöhen
der Leistung eines Interferierers, bis die BER 10–3 erreicht
hat, gemessen. Die Differenz zwischen der Leistung des Interferierers
und –83
dBm ist die Selektivität.
Dieser Test wurde mit dem Interferierer innerhalb des gewünschten
Kanals sowie 1,5 MHz, 3 MHz und 4,5 MHz vom Träger weg durchgeführt. Wenn der interferierende
Ton 4,5 MHz vom Träger
weg ist, so ist die BER des Empfängers
durch die Linearität des
Eingangs begrenzt. Somit zeigt diese Messung das Blockierungs-Verhalten
des Empfängers
126.
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Die
vorangehende Beschreibung der beispielhaften Ausführungsformen
der Erfindung wurde zum Zwecke der Veranschaulichung und Beschreibung
dargelegt. Sie soll nicht erschöpfend
sein oder die Erfindung auf genau die offenbarte Form beschränken. Viele
Modifikationen und Variationen sind im Lichte der vorangehend dargelegten
Lehre möglich.