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Technisches
Gebiet
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Diese
Erfindung betrifft elektronische Schaltungen und insbesondere optoelektronische
Schaltungen, die einen Teil der Sensor-Komponente in Linear- oder
Rotationskodierern bilden, um Linear- beziehungsweise Winkelbewegungen
zu messen.
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Hintergrund
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Normalerweise
sind in solchen Kodierern eine oder mehrere feste Quellen elektromagnetischer
Strahlung (EMR) angeordnet, um eine mit Markierungen versehene,
planare oder zylindrische Fläche
zu beleuchten. Die Markierungen auf der mit Markierungen versehenen
Fläche
beinhalten Gebiete mit hohem und geringem Reflexionsvermögen (oder
alternativ, hohem und geringem Durchlassungsvermögen) hinsichtlich der EMR,
und die reflektierte (oder durchgelassene) Komponente der EMR ist
dazu ausgestaltet, um auf einen feststehenden optoelektronischen
Sensor aufzutreffen, der das zeitabhängige oder räumlich verteilte
Intensitätsmuster
der einstrahlenden EMR erfasst und somit einen Messwert hinsichtlich
der relativen Position der mit Markierungen versehenen Fläche zur
Verfügung
stellt. Sowohl "reflektierende" als auch "transmittierende" Kodierer-Versionen werden
heutzutage üblicherweise
in Industrie-Produkten
und Konsumenten-Produkten verwendet, um Linear- oder Winkelbewegungen
zu messen, obwohl die letztgenannte Anordnung häufiger verwendet wird.
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Der
optoelektronische Sensor, der in solchen Kodierern enthalten ist,
verwendet normalerweise vier Photodioden, und ein "Quadratur-Interpolations"-Verfahren, das in
der Technik allgemein bekannt ist, wird verwendet, um die Auflösung der
Positionsmessung zu erhöhen,
und zwar deutlich über
die Teilung der Markierungen auf der jeweiligen mit Markierungen
versehenen, planaren oder zylindrischen Fläche des Kodierers hinaus. In
den U.S. Patenten 4,410,798 (Breslow) und 5,235,181 (Durana et al.)
sind verschiedene Implementierungen beschrieben, bei denen die Auflösung der
Messung auf ein Vielfaches der Teilung der Markierungen erhöht wird,
was aber durch die Genauigkeit der Teilung der Markierungen, die
Breite und die Kantenqualität, die
Positionsgenauigkeit der Photodioden, die die Quadratur-Signale
liefern, und das Signal/Rausch-Verhältnis dieser Photodioden begrenzt
ist. Der Nachteil dieser Systeme besteht darin, dass, um eine Messgenauigkeit
in der Größenordnung
von Mikrometer zu erreichen, qualitativ sehr hochwertige Komponenten,
mechanische Toleranzen und Montage-Toleranzen mit "Mikrometer-Genauigkeit" und Markierungen
mit hoher Qualität erforderlich
sind. Zum Beispiel ist in den beiden obigen Patenten gemäß Stand
der Technik der Phasenfehler der Quadratur-Signale gleich dem Positions-Fehler
der diskreten Photodioden-Detektoren,
zuzüglich
dem Positions-Fehler der Markierungen, zuzüglich den Fehlern in Folge
elektrischen und optischen Rauschens, Fehlanpassung der Detektoren
und anderer Komponenten in dem Signalverarbeitungssystem.
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Die
elektronische Schaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung hat zur Aufgabe, einige dieser Nachteile zu überwinden,
und zwar durch extensive Überabtastung
der einfallenden EMR über
einen optoelektronischen Sensor, der ein oder mehrere Arrays aus
mehreren Photodioden-Detektoren aufweist, wobei jedes Array von
Photodioden-Detektoren gleichzeitig mehrere Abstufungen des Musters
der einfallenden EMR überspannt,
die auf das Array auftrifft. In dieser Beschreibung ist die "Teilung" des Musters als
der Abstand zwischen benachbarten Gebieten mit maximaler EMR-Intensität des Musters
der einfallenden EMR definiert, die auf das Array aus Detektoren
auftrifft, und bezieht sich direkt die Teilung der Markierungen
auf der mit Markierungen versehenen Fläche oder Flächen, von denen die EMR reflektiert
wird (für
einen reflektierenden Kodierer) oder durch die das EMR durchgelassen
wird (für
einen transmittierenden Kodierer). Als ein Ergebnis ist die Messgenauigkeit
höher als
die Positionsgenauigkeit von einem einzelnen Sensor in dem Array
und auch höher
als die Positionsgenauigkeit von einer einzelnen Muster-Teilung.
Die Positionsgenauigkeit der resultierenden Quadratur-Paar-Signale
wird nicht durch mechanische Toleranzen oder Montage-Toleranzen bestimmt,
sondern durch die Positionsgenauigkeit von dem "Größtintegration" (VLSI) Prozess,
der für
die Herstellung der Photodioden-Arrays verwendet wird, und kann
mit heutigen Silicium-Herstellungsprozessen auf wirtschaftliche
Weise eine Größenordnung
von weniger als 0,1 μm
erreichen. Gemäß der vorliegenden
Erfindung basiert die optoelektronische Schaltung für die Sensor-Komponente
des Kodierers nicht auf der Verwendung von teuren und sehr genauen
Markierungsprozessen für
die Herstellung des Kodierers und ist in der Lage, lokale Ungenauigkeiten
in der mit Markierungen versehenen Fläche(n) des Kodierers zu tolerieren,
und zwar auch dann, wenn Gebiete von Markierungen beschädigt sind
oder vollständig
fehlen.
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Ein
Ziel der Erfindung besteht darin, eine sehr genaue optoelektronische
Schaltung zur relativen Positionsmessung zur Verfügung zu
stellen, die weniger genaue (und somit preiswertere) Elemente enthält. Eine Sensor-Komponente
von einem Kodierer, bei dem die optoelektronische Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung
verwendet wird, hat normalerweise eine mehr als hundert Mal höhere Auflösung als
die Teilung der Markierungen auf der mit Markierungen versehenen
Fläche,
deren relative Position gemessen werden soll, eine mehr als zehn
Mal höhere
Auflösung
als die Teilung von dem Array aus Photodioden-Detektoren, und eine mehr
als zehn Mal höhere
Messgenauigkeit als die Positionsgenauigkeit von irgendeinem der
einzelnen Detektoren in dem Array.
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Extensive Überabtastung
des einstrahlenden EMR-Musters, das auf das Array auftrifft, und
stark parallele gemeinsame Berechnung in der optoelektronischen
Schaltung führen
dazu, dass die relative Auflösung der
Positionsmessung durch die Genauigkeit der Teilung des Detektor-Arrays
bestimmt wird, statt durch die Genauigkeit der Teilung der Markierungen
des Kodierers. Durch Messen einiger Teilungen des einstrahlenden EMR-Musters
ist die Genauigkeit der Messung der relativen Position außerdem theoretisch
Mal höher als die Positionsgenauigkeit
von einer einzelnen Teilung des einstrahlenden EMR-Musters, wobei n
p die Anzahl von Muster-Teilungen ist, die
durch das Detektor-Array abgetastet werden. Der Vorteil dieses Lösungsansatzes
besteht darin, dass kein teurer Markierungsprozess erforderlich
ist, um bei der Messung der relativen Position eine Auflösung der
Sensor-Komponente von "unter
einem Mikrometer" zu
erreichen. Außerdem
wird, unter der Annahme, dass analoge Detektoren (zum Beispiel eine
Photodiode) in dem Array verwendet werden, durch die Messtechnik
eine Auflösung
von unter einem Mikrometer erreicht, und es kann auf wirtschaftliche
Weise eine Auflösung
erreicht werden, die 10-100 Mal höher ist als die Teilung des
Detektor-Arrays. Das Signal/Rausch-Verhältnis der relativen Positionsmessung
ist normalerweise mehr alsVerhältnis
der einzelne
Mal größer alstektoren, wobei
Signal/Rausch die Anzahl
von Detektoren in dem Array ist. Dies ist ein deutlicher Vorteil,
da bei Verwendung heutiger VLSI-Silicium-Fabrikationsprozesse, ein
oder mehrere Arrays, die tausende von Detektoren aufweisen, auf ökonomische
Weise auf einem einzelnen Chip implementiert werden können.
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Die
Berechnung, die für
die relative Positionsmessung erforderlich ist, ist im Wesentlichen
ein Vorgang, der innerhalb des Produkts stattfindet und der sehr
effizient durch eine kapazitive Schaltung durchgeführt wird.
Die kapazitiven Korrelator-Schaltungen gemäß der vorliegenden Erfindung
führen
die erforderliche Berechnung in einem stark parallelen Einzelbetrieb
durch, wodurch die höchstmögliche Verarbeitungsgeschwindigkeit
und somit die minimale Verarbeitungszeit erreicht werden. Die Berechnungsgenauigkeit
steht mit der Genauigkeit der Kondensatoren in den kapazitiven Korrelator-Schaltungen
in Beziehung, was der am besten gesteuerte Parameter von VLSI-Schaltungen
ist, wodurch die beste gebietseffiziente Auflösung für diesen Typ von Schaltungsarchitektur
erreicht wird. Durch den stark parallelen analogen Berechnungsblock
innerhalb des Produkts wird außerdem
die Energie minimiert, die erforderlich ist, um die Berechnung durchzuführen, wobei
nur etwa 0,1 % des Energieverbrauchs von entsprechenden digitalen
Mikroprozessor-Lösungen benötigt werden.
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Die
elektronische Schaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung ist für
relative Positionsmessung mit sehr hoher Auflösung über einen Bereich geeignet,
der einer Teilung des einstrahlenden EMR-Musters entspricht. Um
eine absolute Positionsmessung mit hoher Auflösung zu erhalten, die über diesem
Bereich einer Teilung liegt, kann die Schaltung in Kombination mit
einfachen, absoluten Strichcode-Messtechniken mit geringerer Auflösung verwendet
werden. Beispielsweise können
die Markierungen unter Verwendung von Markierungen mit variabler
Breite verschlüsselt
sein (z.B. eine binäre
Dick/Dünn-Markierung),
oder es kann alternativ eine separate Strichcode-Markierung auf
der planaren oder zylindrischen Fläche des Kodierers vorgesehen
sein. Allgemein werden bei Industrieprodukten und Konsumentenprodukten
viele verschiedene Strichcode-Markierung-Verschlüsselungstechniken verwendet.
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Zusammenfassung
der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine elektronische Schaltung, die
ein in Längsrichtung
angeordnetes Array aus Detektoren für elektromagnetische Strahlung
(EMR), zwei oder mehr Korrelator-Einheiten und eine Phasenwinkel-Berechnungseinheit
aufweist, wobei die Schaltung die Messung der relativen Position
von einem räumlich
periodischen Intensitätsmuster
von einstrahlender EMR ermöglicht,
die auf das Array aus Detektoren auftrifft, dadurch gekennzeichnet,
dass die Teilung von dem Array aus EMR-Detektoren ausgestaltet ist,
um kleiner zu sein als die Teilung des räumlich periodischen Intensitätsmusters
der einstrahlenden EMR, dass jede Korrelator-Einheit ein Array aus
Kondensatoren aufweist, die mit einem Puffer verbunden sind, dass jeder
Detektor einen Ausgang hat, der von der einstrahlenden EMR abhängig ist,
die auf diesen Detektor auftrifft, dass der Ausgang zu jeweils einem
oder mehreren Kondensatoren in jeder der zwei oder mehr Korrelator-Einheiten
kommuniziert wird, dass durch die Kapazitäten von dem einen oder den
mehreren Kondensatoren ein Korrelator-Koeffizienten für diesen
Detektor in Relation zu der jeweiligen Korrelator-Einheit bestimmt wird,
dass die Höhe
der Korrelator-Koeffizienten ausgestaltet ist, um periodisch in
der Längsrichtung
entlang der Länge
des Arrays zu variieren, und zwar entsprechend einer vorbestimmten
periodischen Gewichtungsfunktion, dass jede Korrelator-Einheit analog
die gewichtete Summe der jeweiligen Detektor-Ausgänge entsprechend
der jeweiligen vorbestimmten periodischen Gewichtungsfunktion für diese
Korrelator-Einheit berechnet und eine analoge Darstellung von dieser
gewichteten Summe an ihren zugehörigen
Puffer ausgibt, dass die Gewichtungsfunktionen von den zwei oder
mehr Korrelator-Einheiten gegenseitig um einen vorbestimmten Phasenwinkel
versetzt sind, dass die Phasenwinkel-Berechnungseinheit mit den
Puffern von jeder Korrelator-Einheit verbunden ist, und dass die
Berechnung des relativen Phasenwinkels des räumlich periodischen Intensitätsmusters
der einstrahlenden EMR und somit die relative Position davon ermöglicht wird,
ausgerückt
als der relative Phasenwinkel des Musters.
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Es
ist bevorzugt, dass jedes Array aus Kondensatoren von jeder Korrelator-Einheit
ein erstes und ein zweites Kondensator-Sub-Array aufweist, wobei
jedes der Kondensator-Sub-Arrays
eine gemeinsame Platte und eine Vielzahl von oberen Platten aufweist,
wobei die gemeinsame Platte des ersten Kondensator-Sub-Arrays mit
dem positiven Eingang des Puffers der Korrelator-Einheit verbunden
ist, die gemeinsame Platte des zweiten Kondensator-Sub-Arrays mit
dem negativen Eingang des Puffers der Korrelator-Einheit verbunden
ist, und jeder Detektor mit der oberen Platte des jeweiligen Kondensators
des ersten Kondensator-Sub-Arrays der Korrelator-Einheit und mit
der oberen Platte des jeweiligen Kondensators des zweiten Kondensator-Sub-Arrays
der Korrelator-Einheit verbunden ist.
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Es
ist bevorzugt, dass der Ausgang von jedem Detektor eine Spannung
ist, wobei der Detektor-Spannungsausgang als ein Eingang zu dem
jeweiligen Kondensator von jedem von den ersten und zweiten Kondensator-Sub-Arrays
von jeder der zwei oder mehr Korrelator-Einheiten über ein
Array aus Schaltern zugeführt wird,
wobei jeder Schalter zumindest zwei Zustände hat, einschließlich ein
Kallibrierungszustand, in dem die oberen Platten der jeweiligen
Kondensatoren mit einer Referenzspannung verbunden sind und der
Puffer-Ausgang auf Null gesetzt ist, und ein Funktionszustand, in
dem die oberen Platten der jeweiligen Kondensatoren mit der Detektor-Ausgangsspannung
verbunden sind.
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Es
ist bevorzugt, dass der Eingang, der dem Kondensator des ersten
Kondensator-Sub-Arrays zugeführt
wird, gleich dem Eingang ist, der dem Kondensator des zweiten Kondensator-Arrays für jede Korrelator-Einheit
zugeführt
wird, wobei der Eingang einen Spannungsübergang von einer vordefinierten
Referenzspannung zu der jeweiligen Detektor-Ausgangsspannung beinhaltet,
und die Korrelator-Koeffizienten für jeden Detektor in Relation
zu der jeweiligen Korrelator-Einheit daher die Differenz der Kapazitäten der
jeweiligen Kondensatoren der ersten und zweiten Kondensator-Sub-Arrays
ist.
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Es
ist alternativ bevorzugt, dass für
jede Korrelator-Einheit
ein positiver Korrelator-Koeffizient erzeugt wird, wenn der Eingang
zu einem gegebenen Kondensator des ersten Kondensator-Sub-Arrays
ein Spannungsübergang
von einer vordefinierten Referenzspannung zu der jeweiligen Detektor-Ausgangsspannung
ist und der Eingang zu dem jeweiligen Kondensator des zweiten Kondensator-Sub-Arrays
ein Spannungsübergang
von der jeweiligen Detektor-Ausgangsspannung zu der vordefinierten
Referenzspannung ist, ein negativer Korrelator-Koeffizient erzeugt
wird, wenn der Eingang zu einem gegebenen Kondensator des ersten
Kondensator-Sub-Arrays ein Spannungsübergang von der jeweiligen
Detektor-Ausgangsspannung zu der vordefinierten Referenzspannung
ist und der Eingang zu dem jeweiligen Kondensator des zweiten Kondensator-Sub-Arrays
ein Spannungsübergang
von der vordefinierten Referenzspannung zu der jeweiligen Detektor-Ausgangsspannung
ist, und der absolute Wert des Korrelator-Koeffizienten daher die
Summe der Kapazitäten
der jeweiligen Kondensatoren der ersten und zweiten Kondensator-Sub-Arrays
ist.
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Es
ist bevorzugt, dass die elektronische Schaltung zwei Korrelator-Einheiten
aufweist.
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Es
ist bevorzugt, dass die Korrelator-Koeffizienten sinusförmig entlang
der Länge
des Arrays variieren, eine Teilung haben, die gleich der Teilung
des räumlich periodischen
Intensitätsmusters
der einstrahlenden EMR ist, die erste Korrelator-Einheit einen Phasenwinkel
von null Grad hat und die sinus-gewichtete Summe der Detektor-Ausgänge berechnet,
und die zweite Korrelator-Einheit einen Phasenwinkel von 90 Grad
hat und die cosinus-gewichtete Summe der Detektor-Ausgänge berechnet.
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Es
ist bevorzugt, dass die oberen Platten der Kondensatoren eine gleiche
Breite, und zwar gemessen in Längsrichtung
des Arrays, und eine variierende Länge haben, gemessen senkrecht
zu dieser Richtung.
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Es
ist alternativ bevorzugt, dass die oberen Platten der Kondensatoren
die gleiche Länge
und eine variierende Breite haben.
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Es
ist bevorzugt, dass die Teilung von dem Array aus Detektoren und
die Gewichtungsfunktionen von jeder der Korrelator-Einheiten so
ausgestaltet sind, dass jede der Gewichtungsfunktionen in der Mitte
zwischen verschiedenen benachbarten Paaren von Detektoren des Arrays
Null ist.
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Es
ist bevorzugt, dass die Teilung der Gewichtungsfunktionen von jeder
der Korrelator-Einheiten ausgestaltet ist, um gleich der Teilung
des räumlich
periodischen Intensitätsmusters
der einstrahlenden EMR zu sein.
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Es
ist bevorzugt, dass die elektronische Schaltung eine integrierte
Schaltung ist.
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Kurzbeschreibung
der Zeichnungen
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1 ist
ein Blockdiagramm von einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der elektronischen
Schaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung;
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2 ist
eine schematische Darstellung der in 1 gezeigten
elektronischen Schaltung;
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3a ist
eine Darstellung der Detektor-Ausgänge der in 1 gezeigten
elektronischen Schaltung;
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3b ist
eine Darstellung der Korrelator-Koeffizienten der Sinus-Korrelator-Einheit
der in 1 gezeigten elektronischen Schaltung;
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3c ist
eine Darstellung der Korrelator-Koeffizienten der Cosinus-Korrelator-Einheit
der in 1 gezeigten elektronischen Schaltung;
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4 ist
eine grafische Darstellung von der Berechnung der relativen Position
(oder relativen Phase α)
der Sinus- und Cosinus-Korrelator-Einheiten der in 1 gezeigten
elektronischen Schaltung;
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5 ist
eine schematische Schaltungsdarstellung von einer kapazitiven Korrelator-Einheit
von dem Typ, wie er in der in 1 gezeigten
elektronischen Schaltung verwendet wird;
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6 ist eine grafische Darstellung von zwei
Abtast-Strategien
für Gewichtungsfunktionen;
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7 ist
eine grafische Darstellung der Abtast-Strategie für eine verbesserte Gewichtungsfunktion
unter Verwendung von Fensterbildung;
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8 ist
ein Beispiel von einem Bild, in dem eine Messauflösung von "unter ein Mikrometer" (normalerweise 0,01 μm) und Genauigkeit
(normalerweise 0,1 μm)
gemäß der vorliegenden
Erfindung erreicht wird, und zwar trotz der relativ schlechten Musterqualität der einstrahlenden
EMR, die auf das Array aus Detektoren auftrifft, und einer niedrigen
Positionsgenauigkeit (10 μm)
der Kanten der einzelnen Markierungen auf der mit Markierungen versehenen
Fläche
des jeweiligen reflektierenden Kodierers.
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Durchführung der
Erfindung
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Unter
Bezugnahme auf 1 und 2 ist die
elektronische Schaltung in Form einer anwendungsspezifischen integrierten
Schaltung (ASIC) gezeigt und weist ein Array 1 aus EMR-Detektoren, eine
Sinus-Korrelator-Einheit 2, eine Cosinus-Korrelator-Einheit 3 und
eine inverse Tangenten-Berechnungseinheit 4 auf. Das Array 1 beinhaltet
eine Vielzahl von identischen EMR-sensitiven Photodioden-Detektoren 11,
die jeweils einen analogen Spannungsausgang haben, der proportional
zur Intensität
der einstrahlenden EMR ist, die auf den jeweiligen Detektor auftrifft.
Ein "Array-Index" 50 ist gezeigt,
der bei "1" am linken Ende des
Arrays 1 beginnt und auf "n" am
rechten Ende des Arrays 1 ansteigt.
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Die
gleiche Array-Index-Konvention findet Anwendung bei dem Kondensator-Sub-Array 12 von
positiven Kondensatoren und bei dem Kondensator-Sub-Array 13 von
negativen Kondensatoren von sowohl der Sinus-Korrelator-Einheit 2 als
auch der Cosinus-Korrelator-Einheit 3. Puffer 14 von
jeder Korrelator-Einheit
puffern den Ausgang der jeweiligen Kondensator-Sub-Arrays 12 und 13 mit
einer einheitlichen Spannungsverstärkung. Das Kondensator-Sub-Array 12 von
jeder Korrelator-Einheit beinhaltet eine positive gemeinsame Platte 20 und
eine Vielzahl von positiven oberen Platten 16. Das Kondensator-Sub-Array 13 von
jeder Korrelator-Einheit beinhaltet eine negative gemeinsame Platte 19 und
eine Vielzahl von negativen oberen Platten 15. Die positive
gemeinsame Platte 20 von jeder Korrelator-Einheit ist mit
dem positiven Eingang des jeweiligen Puffers 14 verbunden,
und die negative gemeinsame Platte 19 von jeder Korrelator-Einheit
ist mit dem negativen Eingang des jeweiligen Puffers 14 verbunden.
Jeder Detektor 11 ist mit jeweiligen positiven und negativen
oberen Platten 16 und 15 der Sinus- und Cosinus-Korrelator-Einheiten 2 und 3 über ein
Array von Schaltern 17 und direkten Verbindungen 18 verbunden.
Somit kann der Ausgang von jedem Detektor 11 individuell
auf vier obere Platten (d.h. zwei positive obere Platten 16 und
zwei negative obere Platten 15) des gleichen Array-Index über einen
einzigen Schalter geschaltet werden.
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Die
Kapazität
von jeder oberen Platte ist proportional zu ihrer Fläche. Eine "periodische Gewichtungsfunktion" wird erhalten, indem
die jeweiligen Flächen
der oberen Platten als eine Funktion ihres Array-Index moduliert
werden, wie in 2 gezeigt ist. Für die schematische
Layout-Anordnung, die in 2 gezeigt ist, kann ein Korrelator-Koeffizient
für jede
Array-Index-Position für
jede Korrelator-Einheit berechnet werden, der numerisch gleich der
Differenz der entsprechenden Kapazitäten der positiven und negativen
oberen Platten ist. Es ist bevorzugt, dass die Breite der oberen
Platten 16 und 15 (gemessen in Längsrichtung
des Arrays 1) gleich ist und lediglich deren Länge (gemessen
senkrecht zu dieser Richtung) variiert, und zwar als eine Funktion
des erforderlichen Korrelator-Koeffizienten. Diese differentielle
Anordnung gewährleistet,
dass unvorhersehbare Randkapazitäten
beseitigt werden und dass für
die Sinus-Korrelator-Einheit 2 und die Cosinus-Korrelator-Einheit 3 der
entsprechende Korrelator-Koeffizient für jeden Detektor 11,
und somit die gesamte periodische Gewichtungsfunktion für diese
Korrelator-Einheit,
genau durch die Variation hinsichtlich der Längendimension der entsprechenden
positiven und negativen oberen Platten 16 und 15 gesteuert
wird.
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Das
Prinzip der Funktion der elektronischen Schaltung wird nun unter
Bezugnahme auf
3a-
3c und
4 näher erläutert. Unter
Bezugnahme auf
3a ist die Ausgangsspannung
der Detektoren
11, ausgedrückt als eine Funktion des Array-Index,
das Bild
31 des räumlich
periodischen Intensitätsmusters
der einstrahlenden EMR, die auf das Array
1 auftrifft.
Der relative Phasenwinkel α von
diesem Muster wird als ein Messwert seiner relativen Position berechnet.
Die Teilung
35 des Array
1 ist ausgestaltet, um
einige Male kleiner zu sein als die Teilung
34 des Bildes
31,
wobei Letztere der Teilung des Musters der einstrahlenden EMR ist,
die auf das Array
1 auftrifft. Es wird nun auf
3a,
3b,
3c Bezug
genommen, wobei das Bild
31 des einstrahlenden EMR-Musters
mit periodischen Gewichtungsfunktionen
32 und
33 korreliert, jeweils
mit einer Teilung
37, die ausgestaltet ist, um gleich der
Teilung
34 des Bildes
31 zu sein (und somit der Teilung
des räumlich
periodischen Intensitätsmusters
des einstrahlenden EMR auf dem Array
1), aber mit verschiedenen
Phasen. In diesem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden
Erfindung sind die periodischen Gewichtungsfunktionen
32 und
33 jeweils
um 90 Grad voneinander versetzt, daher werden durch die Korrelation
des Bildes
31 mit diesen periodischen Gewichtungsfunktionen
auf effektive Weise orthogonale Vorsprünge des Bildes
31 erzeugt,
die in
4 ausgedruckt sind. Die Sinus-Projektion durch
eine ideale Sinus-Korrelator-Einheit ist das innere Produkt der
Detektor-Ausgänge und
der zugehörigen
Korrelator-Koeffizienten und ist gegeben durch:
wobei
- Vaus,Sinus
- der Ausgang der Sinus-Korrelator-Einheit
ist,
- Vn
- der n-te Detektor-Ausgang
ist, und
- Cn,Sinus
- der n-te Korrelator-Koeffizient
der Sinus-Korrelator-Einheit
ist.
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Auf ähnliche
Weise ist die Cosinus-Projektion gegeben durch:
wobei
- Vaus,Cosinus
- der Ausgang der Cosinus-Korrelator-Einheit
ist,
- Vn
- der n-te Detektor-Ausgang
ist, und
- Cn,Cosinus
- der n-te Korrelator-Koeffizient
der Cosinus-Korrelator-Einheit
ist.
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Der
Muster-Phasenwinkel wird durch Berechnung der inversen Tangente
von dem Verhältnis
aus Sinus-Projektion und Cosinus-Projektion
erhalten:
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Eine
einfache kapazitive Korrelator-Einheit-Schaltung ist in
5 gezeigt
und führt
die folgenden Berechnung durch:
wobei
- Vaus
- die Ausgangsspannung
des jeweiligen Kondensator-Sub-Arrays an entweder dem positiven
oder dem negativen Eingang des Puffers 14 ist,
- Vn
- der n-te Detektor-Ausgang
ist,
- Cn
- die Kapazität von dem
n-te Kondensator in dem jeweiligen Kondensator-Sub-Array ist,
- C0
- die parasitäre Kapazität an dem
Additionsknoten ist, und
- CAlle
- die Summe von allen
Kapazitäten
für das
Kondensator-Sub-Array
ist.
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Im
Vergleich zu dem idealen Fall von Gleichung 1 finden wir hier ein
proportionalen Term 1/C
Alle. Der berechnete
Phasenwinkel α wird
nur dann korrigiert, wenn dieser proportionale Term für zwei Korrelator-Einheiten
gleich ist. Wenn dies der Fall ist, dann wird dieser Term weggelassen,
wenn das Verhältnis
von Sinus-Projektion und Cosinus-Projektion
berechnet wird, und wir erhalten das gleiche Ergebnis wie in Gleichung 3:
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Es
wird nun auf 6a Bezug genommen, wobei es
bevorzugt ist, dass die Korrelator-Koeffizienten erhalten werden,
indem die Sinus- (oder Cosinus-) Gewichtungsfunktion 61 in
einer solchen Weise abgetastet wird, dass der Nulldurchgang der
Sinus-Gewichtungsfunktion genau in der Mitte zwischen zwei Abtastungen liegt.
Auf diese Weise werden weder Null-Gewichtungen noch Gewichtungen
erhalten, die gleich dem Maximum der Gewichtungsfunktion sind, und
zwar durch Verwendung der Geometrie 62 der oberen Platten
der Kondensatoren. Dadurch wird der erforderliche Dynamikbereich
für Kondensatorgröße reduziert,
Null-Gewichtung von Abtastungen vermieden, das Layout vereinfacht,
das Verhältnis von
praktischer Kapazität
und gesamter Kapazität
verbessert und daher das Signal/Rausch-Verhältnis der Korrelator-Einheiten erhöht.
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Anhand
von Erläuterung
zeigt 6b den weniger bevorzugten Fall,
bei dem die Sinus- (oder Cosinus-) Gewichtungsfunktion 63 so
abgetastet wird, dass sowohl Null-Gewichtungen als auch Gewichtungen erhalten
werden, die gleich dem Maximum der Gewichtungsfunktion sind, und
zwar durch Verwendung der Geometrie 64 der oberen Platten
der Kondensatoren.
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7 zeigt
eine alternative Gewichtungsfunktion, wobei die ursprüngliche
Sinus- (oder Cosinus-) Gewichtungsfunktion 71 mit einer
Fenster-Funktion 72 multipliziert wird. Die resultierende
Netto-Gewichtungsfunktion 73 hat in Richtung auf die Ränder abnehmende
Elemente. Dies ist ein allgemein bekanntes Verfahren in der Signalverarbeitung,
um unerwünschte
Randeffekte zu vermindern. Solche Randeffekte gibt es beispielsweise
dann, wenn die Markierungen (und somit Muster) nicht vollständig regelmäßig sind
oder wenn die Markierungen (und somit Muster) in einer Weise moduliert
sind – zum
Beispiel dann, wenn eine Anordnung von Markierungen mit variierender
Dicke (z.B. Dick/Dünn-Strichcode)
verwendet wird, wie vorstehend beschrieben. In diesem Fall wurde
gezeigt, dass mit Hilfe der Fenster-Technik der Phasenwinkel-Messfehler
reduziert werden kann.
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8 zeigt
ein Beispiel von einem Bild 83 eines räumlich periodischen Intensitätsmuster
einstrahlender EMR, die auf ein Array aus Detektoren auftrifft,
und zwar gemäß der vorliegenden
Erfindung. Dieses Bild liefert eine Auflösung von etwa 0,01 μm und eine
Messgenauigkeit von 0,1 μm,
und zwar trotz der relativ schlechten Bildqualität und der großen (etwa
10 μm) Positionsunsicherheiten
der einzelnen Musterabschnitte, wie zum Beispiel Teilung 81 und
Breite 82 der Regionen mit hoher Intensität der einstrahlenden
EMR.
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Die
Quadratur-Interpolationstechnik, die unter Bezugnahme auf dieses
Ausführungsbeispiel
beschrieben wurde, arbeitet mit zwei um 90 Grad versetzten Gewichtungsfunktionen:
eine Sinus-Gewichtungsfunktion und
eine Cosinus-Gewichtungsfunktion. Jedoch kann diese Technik auf
mehr als zwei Gewichtungsfunktionen erweitert werden, was gewisse
Vorteile haben kann. Erstens, die Messgenauigkeit wird statistisch
erhöht,
und zwar durch Redundanz, die durch Verwendung von mehr als zwei
Gewichtungsfunktionen eingeführt
wird. Zweitens, die Messgenauigkeit der Sinus/Cosinus-Technik ist
bei 0, 90, 180, 270 Grad kleiner, da eine Korrelator-Einheit in
der Nähe
dieser Phasenwinkel einen sehr kleinen Ausgang erzeugt. Durch Verwendung
von drei oder mehr Gewichtungsfunktionen mit versetzter Phase kann
gewährleistet
werden, dass es immer zumindest zwei Korrelator-Einheiten mit einem
Ausgang ungleich Null gibt.