DE69932638T2

DE69932638T2 - Robuste struktur für einen faseroptischen kreisel

Info

Publication number: DE69932638T2
Application number: DE69932638T
Authority: DE
Inventors: W. Andrew Phoenix KALISZEK; A. Glen Scottsdale SANDERS; E. Clarence Scottsdale LASKOSKIE
Original assignee: Honeywell Inc
Current assignee: Honeywell Inc
Priority date: 1998-12-31
Filing date: 1999-09-10
Publication date: 2007-08-09
Anticipated expiration: 2019-09-11
Also published as: EP1171753B1; DE69932638D1; JP4716572B2; JP2002534667A; EP1171753A1; CA2358072A1; US6320664B1; WO2000040924A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft faseroptische Kreisel mit Vibrationsfehlerreduzierungsverfahren, die insbesondere Fehlanzeigen einer Rotationsrate aufgrund einer Berichtigung einer Vibration bei Vibrationsfrequenzen in der Kreiselarbeitsumgebung lindern.
Faseroptische Kreisel stellen ein attraktives Mittel dar, mit dem die Drehung eines einen derartigen Kreisel tragenden Objekts erfaßt werden kann. Solche Kreisel können recht klein ausgeführt werden und können so konstruiert werden, daß sie einem erheblichen mechanischen Schock, einer Temperaturveränderung und anderen extremen Umweltbedingungen standhalten können. Wegen des Fehlens beweglicher Teile können sie fast wartungsfrei sein, und sie besitzen das Potential, hinsichtlich der Kosten wirtschaftlich zu werden. Sie können auch gegenüber geringen Rotationsraten empfindlich sein, die bei anderen Arten optischer Kreisel ein Problem darstellen können.
Ein faseroptischer Kreisel wie in 1 gezeigt weist eine aufgewickelte optische Faser, die auf einen Kern und um die Achse davon aufgewickelt ist, um die herum eine Drehung erfaßt werden soll. Die optische Faser ist in der Regel ungefähr 50 bis 2 000 Meter lang und ist Teil eines geschlossenen Lichtwegs, in den eine elektromagnetische Welle oder Lichtwelle eingeführt und in ein Paar derartiger Wellen aufgeteilt wird, die sich im Uhrzeigersinn (cw – clockwise) und entgegen dem Uhrzeigersinn (ccw – counterclockwise) durch die Spule ausbreiten, um schließlich auf einem Fotodetektor aufzutreffen. Die Rotation Ω um die Erfassungsachse des Kerns oder die aufgewickelte optische Faser liefert eine effektive Lichtweglängenvergrößerung in einer Drehrichtung und eine Lichtweglängenverlängerung in der anderen Drehrichtung für eine dieser Wellen. Zum entgegengesetzten Ergebnis kommt es bei einer Rotation in der anderen Richtung. Durch solche Weglängendifferenzen zwischen den Wellen wird eine Phasenverschiebung zwischen diesen Wellen für eine der beiden Rotationsrichtungen eingeführt, d.h. der wohlbekannte Sagnac-Effekt. Dieser Kreisel ist als der interferometrische faseroptische Kreisel (IFOG – Interferometric Fiber Optic Gyroscope) bekannt. Der Einsatz einer aufgewickelten optischen Faser ist wünschenswert, weil das Ausmaß der auf Rotation zurückgehenden Phasendifferenzverschiebung und so das Ausgangssignal von der Länge des gesamten Lichtwegs durch die Spule abhängt, der von den zwei sich in entgegengesetzte Richtung ausbreitenden elektromagnetischen Wellen zurückgelegt wird, und somit kann eine große Phasendifferenz in der langen optischen Faser erhalten werden, aber in dem relativ kleinen Volumen, das von ihr eingenommen wird, weil sie aufgewickelt ist.
Die auf den Fotodetektor auftreffende Intensität des Ausgabelichts und somit der aus der Fotodetektorsystemfotodiode (PD) als Reaktion darauf austretende Strom, daß die sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden elektromagnetischen Wellen darauf auftreffen, nachdem sie durch die aufgewickelte optische Faser hindurchgetreten sind, folgt einer angehobenen Kosinusfunktion. Das heißt, der Ausgangsstrom 32 hängt von dem Kosinus der Phasendifferenz ϕ(Ω) zwischen diesen beiden Wellen ab, wie in 2 gezeigt. Da eine Kosinusfunktion eine gerade Funktion ist, liefert eine derartige Ausgabefunktion keinen Hinweis über die relativen Richtungen der Phasendifferenzverschiebung und somit keinen Hinweis über die Rotationsrichtung um die Spulenachse. Außerdem ist die Änderungsrate einer Kosinus-Funktion in der Nähe einer Phase von Null sehr klein, und somit liefert eine derartige Ausgabefunktion eine sehr geringe Empfindlichkeit für niedrige Rotationsraten.
Wegen dieser nicht zufriedenstellenden Charakteristiken wird die Phasendifferenz zwischen zwei sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden elektromagnetischen Wellen üblicherweise moduliert, indem in den Lichtweg auf einer Seite oder neben einer Seite der aufgewickelten örtlichen Faser ein optischer Phasenmodulator, der manchmal als Biasmodulator bezeichnet wird, eingefügt wird. Um eine empfindliche Detektion einer Rotation zu erhalten, wird das Sagnac-Interferometer in der Regel mit einer Frequenz f_b durch eine Sinus- oder Rechteckwellenmodulation der Differenzphase zwischen den sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Strahlen innerhalb der Interferometerschleife vorgespannt. Infolgedessen läuft eine dieser sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Wellen durch den Modulator auf dem Weg in die Spule, während die andere Welle, die die Spule in der entgegengesetzten Richtung durchquert, bei Austritt aus der Spule den Modulator durchläuft.
Außerdem ist ein phasenempfindlicher Detektor PSD, der als Teil eines Demodulatorsystems oder eines digitalen Demodulators dient, bereitgestellt, um ein den Fotodetektorausgangsstrom darstellendes Signal zu empfangen. Sowohl der Phasenmodulator als auch der phasenempfindliche Detektor können von dem Modulationssignalgenerator oder einer synchronisierten Ableitung davon mit der sogenannten „Eigenfrequenz" betrieben werden, um eine modulatorinduzierte Amplitudenmodulation zu reduzieren oder zu eliminieren.
Die 3a, 3b, 4a und 4b zeigen den Effekt von Modulation und Demodulation über der exponierten Kosinus-Funktion. In den 3a und 3b werden die Phasendifferenz Δϕ der Lichtwellen des Kreisels für die Fälle Ω = 0 beziehungsweise Ω ≠ 0 mit einer Sinuswellenbiasmodulation 33 moduliert. Die resultierende modulierte Intensitätsausgabe 34 des Fotodetektors über der Zeit wird auf der rechten Seite der potenzierten Kosinus-Funktion gezeigt. Wie die 3a und 3b zeigen, wird die Phasenmodulation für Ω = 0 symmetrisch um die Mitte der potenzierten Kosinus-Funktion und für Ω ≠ 0 asymmetrisch angewendet. Im ersten Fall ist die Ausgabe die gleiche, wenn der Sensor am Punkt A vorgespannt wird, wie wenn er am Punkt B vorgespannt wird, wodurch man nur geradzahlige Oberschwingungen von f_b auf dem Fotodetektorausgangssignal erhält. Im zweiten Fall sind die Ausgaben bei A und B ungleich, wodurch man einen signifikanten Fotodetektorsignalgehalt bei f_b erhält, was die Rotationsraten anzeigt. Dieser Signalgehalt bei f_b, von dem phasenempfindlichen Demodulator (PSD) wiederhergestellt, ist proportional zu der Rotationsrate Ω. Das Signal ändert auch das Vorzeichen für eine entgegengesetzt gerichtete Rotationsrate.
Die 4a und 4b zeigen den Fall einer Rechteckwellenmodulation 36 für Ω = 0 beziehungsweise Ω ≠ 0. In der Praxis erzeugt die Rechteckwellenmodulation hier Modulationsübergänge 38 durch den Wert des Umschaltens von Δϕ von Punkt A zu Punkt B auf der angehobenen Kosinus-Funktion. Gezeigt werden diese durch die vertikalen Linien in dem resultierenden modulierten Fotodetektorstrom über der Zeit, der für einen idealen Fotodetektor proportional ist zu der auf dem Fotodetektor auftreffenden Lichtintensität. Bei Abwesenheit einer Rotation sind wieder der Ausgang 37 an den Punkten A und B gleich, während die Anwesenheit einer Rotation den Ausgang ungleich macht für die „A"-Halbperioden und „B"-Halbperioden.
Bei dem in 5a, 5b und 5c dargestellten Rechteckwellendemodulationsprozeß wird die zu der Biasmodulationsfrequenz f_b synchrone Signalkomponente aus dem Fotodetektorsignal wiederhergestellt durch Multiplizieren mit einer Rechteckwellendemodulatorreferenzwellenform 39 vom Mittelwert Null, synchronisiert auf die Biasmodulation. Der Durchschnitt beziehungsweise die DC-Komponente 41 der resultierenden demodulierten Ausgabe 40 ist proportional zur Rotationsrate.
Ein weiteres Verfahren zum wiederherstellen der Rotationsrate, in 6 gezeigt, ist das eines digitalen Demodulationsverfahrens, wo das Ausgangssignal 37 des Fotodetektors in einem rechteckwellenmodulierten System an Punkten A_i während des ersten Halbzyklus und Punkten B_i während des zweiten Halbzyklus abgetastet wird. Das Abtastereignis wird durch einen Pfeil dargestellt. Jeder Abtastwert 42 wird von einem analogen Signal in ein digitales umgewandelt, und die Differenz zwischen der digitalen Summe der A_i's und der digitalen Summe der B_i's ist proportional zu Ω.
In allen diesen Fällen ist das Ausgangssignal des PSD/digitalen Demodulators eine ungerade Funktion mit einer großen Änderungsrate bei einer Phasenverschiebung von Null und verändert somit das algebraische Vorzeichen auf beiden Seiten der Phasenverschiebung von Null. Somit kann das Signal des phasenempfindlichen Detektors PSD/digitalen Demodulators einen Hinweis darauf liefern, in welche Richtung eine Rotation um die Achse der Spule vorliegt und kann die große Änderungsrate eines Signalwerts als Funktion der Rotationsrate in der Nähe einer Rotationsrate von Null liefern, d.h., der Detektor weist eine hohe Empfindlichkeit für Phasenverschiebungen nahe Null auf, so daß sein Ausgangssignal gegenüber niedrigen Rotationsraten recht empfindlich ist. Dies ist natürlich nur möglich, wenn auf andere Quellen, d.h. Fehler, zurückzuführende Phasenverschiebungen ausreichend klein sind. Außerdem ist dieses Ausgangssignal unter diesen Umständen bei relativ niedrigen Rotationsraten fast linear. Solche Charakteristiken für das Ausgangssignal des Demodulators/PSD stellen eine erhebliche Verbesserung im Vergleich zu den Charakteristiken des Ausgangsstroms des Fotodetektors ohne optische Phasenmodulation dar.
Ein Beispiel für ein derartiges System aus dem Stand der Technik ist in 1 gezeigt. Der optische Abschnitt des Systems enthält mehrere Merkmale entlang der Lichtwege, um sicherzustellen, daß dieses System reziprok ist, d.h. daß es für jede der sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden elektromagnetischen Wellen mit Ausnahme der spezifischen Einführung von nicht-reziproken Phasendifferenzverschiebungen zu fast identischen Lichtwegen kommt, wie unten beschrieben wird. Die aufgewickelte optische Faser bildet eine Spule 10 um einen Kern oder einen Spulenkern, wobei eine optische Einmodenfaser verwendet wird, die um die Achse gewickelt ist, um die herum eine Rotation erfaßt werden soll. Durch die Verwendung einer Einmodenfaser können die Wege der elektromagnetischen oder Lichtwellen eindeutig definiert werden und können weiter auf die Phasenfronten einer derartigen geführten Welle einzigartig definiert werden. Dies unterstützt sehr das Aufrechterhalten der Reziprozität.
Außerdem kann die optische Faser eine sogenannte polarisationserhaltende Faser sein, weil eine sehr signifikante Doppelbrechung in die Faser konstruiert ist, so daß Polarisationsfluktuationen, die von unvermeidbaren mechanischen Beanspruchungen eingeführt werden, wie etwa durch den Faraday-Effekt in magnetischen Feldern, oder von anderen Quellen, die zu variierenden Phasendifferenzverschiebungen zwischen den sich entgegengesetzt ausbreitenden Wellen führen könnten, relativ insignifikant werden. Somit wird je nach den anderen optischen Komponenten in dem System die Achse mit dem hohen Brechungsindex, d.h. die Achse mit der langsameren Ausbreitung, oder die Achse mit dem niedrigen Index zum Ausbreiten der elektromagnetischen Wellen verwendet.
Die elektromagnetischen Wellen, die sich in entgegengesetzten Richtungen durch die Spule 10 ausbreiten, werden von einer Quelle elektromagnetischer Wellen oder Lichtquelle 11 in 1 geliefert. Diese Quelle ist eine breitbandige Lichtquelle, in der Regel eine Halbleitersuperlumineszenzdiode oder eine seltenerddotierte Faserlichtquelle, die elektromagnetische Wellen, in der Regel im Nahinfrarotteil des Spektrums, über einen Bereich typischer Wellenlängen zwischen 830 Nanometer (nm) und 1550 nm liefert. Die Quelle 11 muß eine kurze Kohärenzlänge für emittiertes Licht aufweisen, um Phasenverschiebungsdifferenzfehler zwischen diesen Wellen aufgrund von Rayleigh- und Fresnel-Streuung an Streustellen in der Spule 10 zu reduzieren. Die breitbandige Quelle hilft auch durch die Ausbreitung von Licht im falschen Polarisationszustand verursachte Fehler zu reduzieren.
Zwischen der Lichtquelle 11 und der faseroptischen Spule 10 ist eine Lichtweganordnung in 1 gezeigt, ausgebildet durch die Verlängerung der Enden der die Spule 10 bildenden optischen Faser zu gewissen optischen Kopplungskomponenten, die den Gesamtlichtweg in mehrere Lichtwegabschnitte unterteilen. Ein Abschnitt der optischen Faser ist an der Lichtquelle 11 an einem Punkt optimaler Lichtemission davon positioniert, einem Punkt, von dem aus sie sich zu einem ersten optischen Richtkoppler 12 erstreckt, der auch als ein optischer Lichtstrahlkoppler oder Wellenkombinierer und Splitter bezeichnet werden kann.
Im optischen Richtkoppler 12 befinden sich Lichtübertragungsmedien, die sich zwischen vier Ports erstrecken, zwei an jedem Ende dieser Medien, und die an jedem Ende des Kopplers 12 in 1 gezeigt sind. Bei einem dieser Ports erstreckt sich die optische Faser von der dagegen positionierten Lichtquelle 11. Am anderen Port an dem Erfassungsende des optischen Richtkopplers 12 ist eine weitere optische Faser gezeigt, die dagegen positioniert ist und die sich so erstreckt, daß sie gegen eine Fotodiode 13 positioniert ist, die elektrisch mit einem Fotodetektionssystem 14 verbunden ist.
Die Fotodiode 13 detektiert elektromagnetische Wellen oder Lichtwellen, die darauf von dem Abschnitt der optischen Faser auftreffen, der dagegen positioniert ist, und liefert einen Fotostrom als Reaktion auf ein Signalkomponentenauswahlmittel 35. Dieser Fotostrom folgt, wie oben im Fall von zwei darauf auftreffenden fast kohärenten Lichtquellen angedeutet, einer angehobenen Kosinus-Funktion beim Bereitstellen einer Fotostromausgabe, die von dem Kosinus der Phasendifferenz zwischen einem derartigen Paar von im wesentlichen kohärenten Lichtwellen abhängt. Diese Fotodetektoreinrichtung arbeitet in eine sehr niedrige Impedanz, um den Fotostrom zu liefern, der eine lineare Funktion der auftreffenden Strahlung ist, und kann in der Regel eine pin-Fotodiode sein.
Der optische Richtkoppler 12 weist eine weitere optische Faser an einem Port an dem anderen Ende davon auf, die sich zu einem Polarisator 15 erstreckt. An dem anderen Port auf der gleichen Seite des Kopplers 12 befindet sich eine einen anderen Abschnitt einer optischen Faser involvierende nicht reflektierende Abschlußanordnung 16.
Der optische Richtkoppler 12 überträgt beim Empfangen elektromagnetischer Wellen oder von Licht an einem beliebigen Port davon dieses Licht so, daß etwa die Hälfte davon an jedem der zwei Ports des Kopplers 12 an dem Ende davon gegenüber dem Ende mit dem ankommenden Port erscheint. Andererseits werden keine derartigen Wellen oder Licht zu dem Port übertragen, der sich an dem gleichen Ende des Kopplers 12 wie der Port für das ankommende Licht befindet.
Der Polarisator 15 wird verwendet, weil Licht sogar in einer Faser mit einzelnem Raummodus sich in zwei Polarisationsmodi durch die Faser ausbreiten kann. Somit wird der Polarisator 15 zum Zweck bereitgestellt, sich von einer Polarisation ausbreitendes Licht derart durchzulassen, daß die Wellen im Uhrzeigersinn (cw) und entgegen dem Uhrzeigersinn (ccw) der gleichen Polarisation in die Erfassungsschleife 10 eingekoppelt werden und nur Licht von der Erfassungsschleife der gleichen Polarisation für die cw- und die ccw-Wellen am Detektor interferieren. Der Polarisator 15 blockiert jedoch Licht in dem einen Polarisationszustand, das er blockieren soll, nicht völlig. Dies wiederum führt zu einer kleinen Nichtreziprozität zwischen zwei dort hindurchlaufenden, sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden elektromagnetischen Wellen, und so kommt es zwischen ihnen zu einer kleinen nicht-reziproken Phasenverschiebungsdifferenz, die mit den Umgebungsbedingungen variieren kann, in denen sich der Polarisator 15 befindet. In dieser Hinsicht unterstützt wiederum die hohe Doppelbrechung in der verwendeten optischen Faser oder die breite Bandbreite der verwendeten Lichtquelle das Reduzieren dieser resultierenden Phasendifferenz, wie oben angegeben.
Der Polarisator 15 weist einen Port an beiden Enden davon auf, wobei das darin enthaltene Übertragungsmedium für elektromagnetische Wellen dazwischen positioniert ist. An dem Port am einen Ende davon gegenüber dem, der mit dem optischen Richtkoppler 12 verbunden ist, ist ein weiterer faseroptischer Abschnitt positioniert, der sich zu einem weiteren optischen bidirektionalen Koppler 17 erstreckt, der die gleichen Wellenübertragungseigenschaften wie der Koppler 12 aufweist.
Der Port an dem gleichen Ende des Kopplers 17, von dem aus ein Port an den Polarisator 15 gekoppelt ist, ist wiederum unter Verwendung eines weiteren faseroptischen Abschnitts mit einer nicht reflektierenden Abschlußanordnung 18 verbunden. Bei Betrachtung der Ports am anderen Ende des Kopplers 17 ist einer mit weiteren optischen Komponenten in den Lichtwegabschnitten verbunden, die sich von einem Ende der optischen Faser in der Spule 10 dorthin erstrecken. Der andere Port im Koppler 17 ist direkt mit dem verbleibenden Ende der optischen Faser 10 verbunden. Zwischen Spule 10 und Koppler 17 ist auf der Seite der Spule 10 gegenüber der direkt angeschlossenen Seite davon ein optischer Phasenmodulator 19 vorgesehen. Der optische Phasenmodulator 19 weist zwei Ports an beiden Enden der darin enthaltenen Übertragungsmedien auf, die an den gegenüberliegenden Enden davon in 1 gezeigt sind. Die optische Faser von der Spule 10 ist gegen einen Port des Modulators 19 positioniert. Die sich vom Koppler 17 aus erstreckende optische Faser ist gegen den anderen Port des Modulators 19 positioniert.
Der optische Modulator 19 kann elektrische Signale empfangen, um zu bewirken, daß er eine Phasendifferenz in elektromagnetische Wellen einführt, die dort hindurch übertragen werden, indem entweder der Brechungsindex oder die physische Länge des Übertragungsmediums geändert wird, darin, um dadurch die Lichtweglänge zu ändern. Solche elektrischen Signale werden dem Modulator 19 von einem Biasmodulationssignalgenerator 20 geliefert, der entweder ein sinusförmiges Spannungsausgangssignal mit einer Modulationsfrequenz f_b liefert, das gleich C₁sin(ω_bt) sein soll, wobei ω_b das Kreisfrequenzäquivalent der Modulationsfrequenz f_b ist, oder ein Rechteckwellenmodulationssignal bei f_b, und C₁ ist die Amplitude der Modulation. Alternativ könnten andere geeignete periodische Wellenformen verwendet werden.
Dies beendet die Beschreibung des optischen Abschnitts des Systems von 1, entlang dem Lichtweg ausgebildet, dem die elektromagnetischen Wellen oder Lichtwellen folgen, die von der Quelle 11 emittiert werden. Solche elektromagnetischen Wellen werden von dieser Quelle 11 durch den faseroptischen Abschnitt zum optischen Richtkoppler 12 gekoppelt. Ein Teil dieser in den Koppler 12 von der Quelle 11 eintretenden Welle geht in einer nicht reflektierenden Abschlußanordnung 16 verloren, die an einen Port am gegenüberliegenden Ende davon gekoppelt ist, doch der Rest dieser Welle wird durch den Polarisator 15 zum optischen Richtkoppler 17 übertragen.
Der Koppler 17 dient als eine Strahlteilvorrichtung, in der in den Port davon eintretende, vom Polarisator 15 empfangene elektromagnetische Wellen etwa in die Hälfte aufgeteilt werden, wobei ein Teil davon aus jedem der beiden Ports an den gegenüberliegenden Enden davon austritt. Aus einem Port an dem gegenüberliegenden Ende des Kopplers 17 läuft eine elektromagnetische Welle durch die faseroptische Spule 10, dem Modulator 19 und zurück zum Koppler 17. Dort geht ein Teil dieser zurückkehrenden Welle in der nicht reflektierenden Anordnung 18 verloren, die mit dem anderen Port am Polarisator-15-Verbindungsende des Kopplers 17 verbunden ist, doch läuft der Rest dieser Welle durch den anderen Port des Kopplers 17 zum Polarisator 15 und zum Koppler 12, wo ein Teil davon zur Fotodiode 13 übertragen wird. Der andere Teil der Welle, der vom Polarisator 15 zur Spule 10 weitergelaufen ist, verläßt den anderen Port an dem Spule-10-Ende des Kopplers 17, läuft durch den Modulator 19 und die faseroptische Spule 10, um wieder in den Koppler 17 einzutreten und wieder mit einem Teil davon, dem gleichen Weg wie der andere Teil folgend, schließlich auf die Fotodiode 13 aufzutreffen.
Wie oben angegeben liefert die Fotodiode 13 einen Ausgabefotostrom i proportional zu der Intensität der darauf auftreffenden beiden elektromagnetischen Wellen oder Lichtwellen, und es wird deshalb erwartet, daß er dem Kosinus der Phasendifferenz zwischen diesen beiden auf dieser Diode auftreffenden Wellen folgt. Für eine sinusförmige Biasmodulation ist das Fotodiodensignal durch die folgende Gleichung gegeben:
wobei I_o die Lichtintensitätsgröße am Fotodetektor 13 bei Abwesenheit irgendeiner Phasendifferenz zwischen ccw-Wellen und η der Detektoransprechvermögenskoeffizient ist, und zwar weil der Strom auf der resultierenden optischen Intensität der auf der Fotodiode 13 auftreffenden beiden im wesentlichen kohärenten Wellen ist, eine Intensität, die von einem Spitzenwert von I_o in Abhängigkeit davon zu einem kleineren Wert variiert, wieviel konstruktive oder destruktive Interferenz zwischen den beiden Wellen auftritt. Diese Interferenz von Wellen ändert sich mit der Rotation der die Spule 10 bildenden aufgewickelten optischen Faser um ihre Achse, da eine derartige Rotation zwischen den Wellen eine Phasenverschiebung von ϕ_R einführt. Weiterhin wird eine zusätzliche variable Phasenverschiebung in diesen Fotodiodenausgabestrom vom Modulator 19 mit einem Amplitudenwert von ϕ_b eingeführt, der als cos(ω_bt) variieren soll.
Für den Fall der Rechteckwellenmodulation wird der Photodiodenstrom dargestellt durch
Wobei die Amplitude der Phasendifferenzmodulation wie folgt lautet
wobei n = 0, 1, 2, 3 ..., und wobei T die Biasmodulationsperiode ist. Der optische Phasenmodulator 19 ist von der oben beschriebenen Art und wird in Verbindung mit einem PSD oder digitalen Demodulator 23 als Teil eines Gesamtdetektionssystems zum Konvertieren des Ausgangssignals des Fotodetektionssystems 14 gemäß einer Kosinus-Funktion wie oben angegeben in eine Signalfunktion verwendet, die in diesem Ausgangssignal wie oben angegeben Informationen sowohl über die Rotationsrate als auch die Richtung dieser Rotation über die Achse der Spule 10 liefert.
Somit wird das Ausgangssignal von dem Fotodetektionssystem 14 einschließlich Fotodiode 13 in eine Spannung konvertiert und durch einen Verstärker 21 geliefert, wo es verstärkt und an das PSD/digitale Demodulatormittel 23 weitergeleitet wird. Das Fotodetektionssystem 14, der Verstärker 21, das Filter 22 und der PSD/digitale Demodulator 23 stellen Signalkomponentenauswahlmittel 35 bereit. Der PSD/digitale Demodulator 23 dient als Teil eines Phasendemodulationssystems. Ein derartiger PSD/digitaler Demodulator 23 extrahiert die Amplitude der Grundfrequenz f_b des Fotodioden-13-Ausgangssignals oder der Grundfrequenz des Modulationssignalgenerators 20 plus höherer ungerader Oberschwingungen, um einen Hinweis über die relative Phase der auf die Fotodiode 13 auftreffenden elektromagnetischen Wellen zu liefern. Diese Information wird vom PSD/digitalen Demodulator 23 geliefert. Der Biasmodulatorsignalgenerator 20 führt beim Modulieren des Lichts im Lichtweg mit der oben beschriebenen Frequenz f_b auch dazu, daß Oberschwingungskomponenten von den rekombinierten elektromagnetischen Wellen im Fotodetektionssystem 14 erzeugt werden.
Beim Betrieb ändern sich die Phasendifferenz in den durch die Spule 10 im Lichtweg hindurchlaufenden zwei sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden elektromagnetischen Wellen, weil die Rotation im Vergleich zu den auf den Modulator 19 zurückgehenden Phasendifferenzänderungen relativ langsam variiert.
Alle Phasendifferenzen aufgrund von Rotationen oder dem Sagnac-Effekt verschieben lediglich die Phasendifferenzen zwischen den beiden elektromagnetischen Wellen. Es wird erwartet, daß die Amplitude der Modulationsfrequenzkomponente des Ausgangssignals des Fotodetektionssystems 14 durch die Größe dieser Phasendifferenz eingestellt wird, weiter modifiziert nur durch die folgenden Faktoren: a) den Amplitudenwert der Phasenmodulation dieser Wellen aufgrund des Modulators 19 und des Generators 20 und b) eine Konstanten, die die verschiedenen Verstärkungsfaktoren im ganzen System darstellt. Dann wird erwartet, daß die periodischen Effekte dieser sinusförmigen Modulation aufgrund des Generators 20 und des Modulators 19 in dieser Signalkomponente durch Demodulation in dem System entfernt werden, das den PSD/digitalen Demodulator 23 enthält, wodurch ein Demodulatorsystem-(Detektor)-Ausgangssignal zurückbleibt, das lediglich von dem Amplitudenskalierfaktor davon abhängt.
Somit erscheint die Spannung am Ausgang des Verstärkers 21 in der Regel als:
für eine Sinuswellenmodulation. Die Konstante k stellt die Verstärkungsfaktoren im ganzen System und zum Ausgang des Verstärkers 21 dar. Das Symbol θ stellt eine zusätzliche Phasenverzögerung im Ausgang des Verstärkers 21 bei ω_b bezüglich der Phase des Signals bei ω_b auf dem Fotostrom dar. Diese Phasenverschiebung wird somit in das Fotodetektionssystem 14 eingeführt. Die anderen, in der vorausgegangenen Gleichung verwendeten Symbole haben die gleiche Bedeutung wie in der ersten Gleichung oben.
Die vorausgegangene Gleichung kann in einer Bessel-Reihenentwicklung entwickelt werden, damit man folgendes erhält:
Dieses Signal am Ausgang des Verstärkers 21 wird an den Eingang von PSD 23 angelegt, so wie das Signal vom Biasmodulatorgenerator 20, wobei letzteres wieder gleich C₁sin (ω_bt) sein soll, wobei ω_b das Kreisfrequenzäquivalent der Modulationsfrequenz f_b ist. Unter der Annahme, daß PSD 23 nur das relevante Signal bei ω_b herausgreift, wird die Ausgabe dieses Detektors mit einem derartigen Generator-20-Ausgangssignal dann folgendes sein: V23-out = Ioηk' J1(φb)sinφR
Die Konstante k' berücksichtigt die Systemverstärkungsfaktoren von dem Fotodetektor-13-Ausgangsstrom durch den PSD/digitalen Demodulator 23.
Ein ähnliches Ergebnis erhält man für eine Rechteckwellenbiasmodulation, wo der Fotostrom wie folgt ist:
wobei t1 = nT t2 = (n + 1/2)T t3 = (n + 1)Tund n = 0, 1, 2, ...
und die Ausgabe von PSD 23 wird lauten V23-out = K'' Ioη sinϕR sin|Δϕb|wobei K'' eine Proportionalitätskonstante ist, die die Verstärkerverstärkungsfaktoren zwischen dem Fotodetektor-14-Stromausgang und dem PSD-23-Ausgang ist. Wie man diesen Gleichungen entnehmen kann, hängt die Ausgabe des PSD/digitalen Demodulators 23 von der Rotationsrate ab.
Es können jedoch Fehlerterme vorliegen, die verhindern können, daß die Einrichtung die erwarteten Ergebnisse in dem System von 1 erzielt. Ein Grund, weshalb die erwarteten Ergebnisse nicht erzielt werden, besteht darin, daß der Biasmodulationssignalgenerator 20 beim Modulieren des Lichts im Lichtweg mit der Frequenz f_b wie oben beschrieben durch den Phasenmodulator 19 nicht nur dazu führt, daß Oberschwingungskomponenten in dem Fotodetektionssystem 14 durch die rekombinierten elektromagnetischen Wellen erzeugt werden, sondern auch einige Oberschwingungskomponenten wegen Nichtlinearitäten, die sowohl im Generator 20 als auch im Modulator 19 auftreten, direkt in der variierenden Lichtwegphase liefert.
Das heißt, als eine erste Möglichkeit kann das vom Modulationsgenerator 20 an seinem Ausgang bereitgestellte Ausgangssignal möglicherweise nicht nur ein Grundsignal mit der Frequenz f_b enthalten, sondern auch signifikante Oberschwingungen davon. Selbst wenn ein von solchen Oberschwingungen freies Signal bereitgestellt werden könnte, können nichtlineare Komponentencharakteristiken und eine Hysterese im Phasenmodulator 19 dazu führen, daß solche Oberschwingungen in die dadurch bereitgestellte variierende Phase in dem Lichtweg eingeführt werden. Solche Oberschwingungen können zu signifikanten Ratenbiasfehlern in dem Ausgangssignal des faseroptischen Kreisels führen. Deshalb wird ein interferometrischer faseroptischer Kreisel gewünscht, bei dem solche Fehler aufgrund des Modulationssystems reduziert oder eliminiert werden.
Als die „richtige" Frequenz wird jene Frequenz ausgewählt, die dazu führt, daß eine der Wellen um 180 Grad aus der Phase mit der Modulation der anderen moduliert wird. Diese Modulation, mit der man eine Phasendifferenz von 180 Grad zwischen den beiden Wellen erreicht, hat den Effekt, daß die modulatorinduzierte Amplitudenmodulation des resultierenden Fotodetektorsignals eliminiert wird. Der Wert der „richtigen" Frequenz kann anhand der Länge der optischen Faser und des äquivalenten Brechungsindexes dafür bestimmt werden.
Das resultierende, vom PSD 23 ausgegebene Signal folgt einer Sinusfunktion, d.h., das Ausgangssignal hängt von dem Sinus der Phasendifferenz zwischen den beiden auf der Fotodiode 13 auftreffenden elektromagnetischen Wellen ab, und zwar in erster Linie die auf eine Rotation um die Achse der Spule 10 zurückzuführende Phasenverschiebung. Eine Sinusfunktion ist eine ungerade Funktion mit ihrer maximalen Änderungsrate bei Null und ändert so das algebraische Vorzeichen auf beiden Seiten von Null. Das phasenempfindliche Demodulatorsignal kann somit sowohl eine Anzeige darüber, in welcher Richtung eine Drehung um die Achse der Spule 10 auftritt, als auch die maximale Änderungsrate des Signalwerts als Funktion der Rotationsrate in der Nähe einer Rotationsrate von Null liefern, d.h. weist eine maximale Empfindlichkeit in der Nähe von Phasenverschiebungen von Null auf, so daß sein Ausgangssignal gegenüber geringen Rotationsraten recht empfindlich ist. Dies ist natürlich nur möglich, wenn auf andere Quellen, d.h. Fehler, zurückzuführende Phasenverschiebungen ausreichend klein gemacht werden. Dieses Ausgangssignal ist unter diesen Umständen außerdem sehr nahe dabei, bei relativ niedrigen Rotationsraten linear zu sein. Solche Charakteristiken für das Ausgangssignal des phasenempfindlichen Demodulators 23 stellen eine wesentliche Verbesserung gegenüber den Charakteristiken des Ausgangsstroms des Fotodetektors 14 dar.
Dennoch führt die Ausgabe des phasenempfindlichen Demodulators 23 durch das Folgen einer Sinusfunktion zu einer Ausgabe, die bei Rotationsraten weiter weg von Null immer weniger linear ist. Die Ausgabe wird erst dann wieder linear, wenn es zu Rotationsraten kommt, die groß genug sind und Differenzverschiebungen der optischen Phase von ϕ_R = ±mπ liefern, wobei m eine ganze Zahl ist. Tatsächlich ist die Ausgabe des Demodulators 23 Null bei ϕ_R = 0 oder ϕ_R = ±mπ und linear in Gebieten in der Nähe dieser Werte. Es besteht ein starker Wunsch, den Kreisel bei Null zu betreiben, wodurch man einen Kreiselskalierungsfaktor erhält, der von der Größe des Ausgangssignals und Verstärkungsfaktoren der Elektronik unabhängig ist und bei dem der phasenempfindliche Demodulator 23 innerhalb seines linearen Arbeitsgebiets in der Nähe seines Nullzustands bleibt.
Bewerkstelligt werden kann dies durch Hinzufügen eines weiteren Phasenmodulators 19 oder Frequenzschiebers in der Nähe des Endes der Spule 10 in einem Abschnitt des optischen Wegs, der von den sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden elektromagnetischen Wellen verwendet wird, die die aufgewickelte optische Faser 10 durchlaufen, um den Fotodetektor 13 zu erreichen. Dieser Phasenmodulator 19 oder Frequenzschieber wird in einer Rückkopplungsschleife vom Fotodetektorsystem 14, der sogenannten Ratenschleife, betrieben und liefert ausreichend negative Rückkopplung, so daß eine vom Phasenmodulator 19 eingeführte Phasenänderung ϕ_f gerade ausreicht, um die Phasenverschiebungsdifferenz zwischen den sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden elektromagnetischen Wellen, die sich aus einer Rotation um die Achse der aufgewickelten optischen Faser 10 ergibt, aufzuheben, oder ausreichend, daß ϕf = –ϕR ± mπ.
Der resultierende Strom des Fotodetektors 13 in einem derartigen System mit geschlossenem Kreis kann nun für das über eine Sinuswelle modulierte System dargestellt werden als
und somit kann gezeigt werden, daß V_23-out = 0, wenn ϕ_f = –ϕ_R ± mπ. Analog gilt im Fall einer Rechteckwellendemodulation
und V_23-out = 0, wenn das System mit geschlossener Schleife ϕ_R = –ϕ_R ± mπ einstellt.
Infolge der Ratenschleife tritt am Fotodetektor 13 mit Ausnahme von vorübergehenden Rotationsratenänderungen kaum eine mittlere Nettophasenverschiebung ϕ_N = ϕ_f + ϕ_R von 0 ± mπ auf, und deshalb wird von dem phasenempfindlichen Demodulator kaum eine mittlere Nettophasenverschiebung erfaßt. Somit wird das DC-gemittelte Ausgangssignal dieses phasenempfindlichen Demodulators 23 stets in der Nähe von oder bei Null sein. Dies gilt, weil der Rückkopplungsverstärkungsfaktor einer typischen Servoschleife in der Nähe von Frequenzen nahe bei Null extrem hoch ist. Das Signal von einem Generator 20, der an den phasenempfindlichen Demodulator 23 angeschlossen ist, um diesen zusätzlichen Phasendemodulator 19 zu betreiben, durch Bereitstellen eines Signals, das den Modulator anweist, eine bestimmte Phasenverschiebung bereitzustellen, die ausreicht, um die auf Rotation zurückzuführende Phasenverschiebung aufzuheben oder ϕ_f = –ϕ_R ± mπ zu machen, enthält somit innerhalb sich selbst oder einem verwandten Signal die Informationen hinsichtlich der Größe und Richtung der Rotationsrate und des Werts von m.
Zum Betreiben dieses zusätzlichen optischen Phasenmodulators 19 sind verschiedene Formen für das Ausgangssignal von den an den phasenempfindlichen Demodulator 23 in der Ratenrückkopplungsschleife angeschlossenen Generator 20 vorgeschlagen worden. Eine übliche und gute Wahl ist die Verwendung eines Serrodyn-Generators, der an den optischen Phasenmodulator 19 ein sägezahnartiges Signal anlegt. Ein Sägezahn- oder sägezahnartiges Signal wird gewählt, weil gezeigt werden kann, daß ein ideales Sägezahnsignal mit 2π-Phasenamplitude das liefert, was einer reinen Frequenzumsetzung für die modulierten elektromagnetischen Wellen gleichkommt, einen Einseitenbandmodulator. Infolgedessen wird Licht, das den mit einem Sägezahnsignal betriebenen Phasenmodulator durchläuft, den Modulator 19 so verlassen, daß seine Frequenz um eine Größe verschoben ist, die gleich der Frequenz des Sägezahnsignals ist. Ein nicht-ideales Sägezahnsignal wird nicht zu einer reinen Frequenzumsetzung führen, es werden statt dessen zusätzliche Oberschwingungen erzeugt, die klein gehalten werden können, indem eine fast ideale Sägezahnwellenform mit einer 2π-Amplitude bereitgestellt wird, und indem der Modulator sorgfältig ausgelegt wird.
Eine weitere Art von Modulationswellenform wird als Doppelrampenwellenform bezeichnet, die aus einer linearen Rampe positiver Steigung, gefolgt von einer Rampe negativer Steigung besteht. In diesem Fall synchronisiert sich die Rückkopplungsschleife abwechselnd auf ϕ_N = –π und ϕ_N = +π oder allgemein auf ϕ_N = mπ und ϕ_N = (m + 2)π. Bei fehlender Rotation sind die Steigungsgrößen der Aufwärtsrampe und der Abwärtsrampe gleich. Bei vorliegender Rotation sind die Steigungsgrößen verschieden, wobei die Größe der Differenz bei den Steigungen zwischen den beiden Rampen proportional zu der Rotationsratengröße ist. Ob die Aufwärtsrampe oder die Abwärtsrampe die größere Steigungsgröße aufweist, ist eine Anzeige von Rotationsrichtungen. Diese Technik hat den Leistungsvorteil, daß in der Phasenschieberspannung kein schneller Rücklauf erforderlich ist, wie im Fall mit der Serrodyn-Wellenform.
Bei der folgenden Erörterung wird der Einsatz einer Serrodyn-Rückkopplungsmodulation zu Veranschaulichungszwecken angenommen, doch könnten auch Doppelrampen- oder andere Modulationsverfahren verwendet werden. Außerdem wird erkannt, daß die Biasmodulation und die Rückkopplungsrampe miteinander gekoppelt und auf einen Ein- oder Mehrphasenmodulator angewendet werden können.
Da sich der so betriebene optische Phasenmodulator 19 auf einer Seite der aufgewickelten optischen Faser 10 befinden wird, wird die Frequenz einer der elektromagnetischen Wellen beim Eintritt in die Spule 10 umgesetzt, während die Frequenz der anderen erst nach Austritt aus der Spule umgesetzt wird. Somit durchquert eine Welle die Schleife mit einer höheren Frequenz als die andere (obwohl beide beim Erreichen des Fotodetektors die gleiche Frequenz aufweisen), und zwar mit dem Ergebnis, daß bei einer festen Modulator-(oder Serrodyn-Generator-)Frequenz eine Phasenverschiebung bezüglich der anderen am Fotodetektor 13 in einem Ausmaß aufweisen wird, das durch die Frequenz des Sägezahns und die optische Länge der Faser von 2πτΔf bestimmt wird. Hier ist Δf die Frequenz des Modulators 20 oder Generators, und τ ist die Laufzeit der Lichtquellen durch die Spule. Diese Phasenverschiebung wirkt dahingehend, daß sie der Phasenverschiebung zwischen den Lichtwellen, durch Rotation verursacht, entgegenwirkt, und zwar aufgrund der negativen Rückkopplungsschleife, in der der Modulator bereitgestellt ist. Somit ist die Frequenz des Sägezahn- oder sägezahnartigen Generatorausgangssignals eine Anzeige der Rotationsrate, und die Polarität des Sägezahns gibt die Rotationsrichtung an.
Ein Beispiel für eine Ratenrückkopplungsschleife ist in 7 gezeigt. Statt zu dem Rotationsratenindikator von 1 zu gehen, geht das Signal vom phasenempfindlichen Detektor 23 zu der Servoelektronik 24, die in 7 integriert ist. Als Reaktion auf eine derartige Phasedifferenz gibt die Servoelektronik 24 ein Phasenrampensignal 25 aus, bereitgestellt von einem Schleifenschließungswellenformgenerator 29, der die Phasenrampe an den Modulator 19 liefert, in Form eines Signals 28 zum Phasenverschieben eines Strahls relativ zu dem anderen Strahl, um die Strahlen in Phase miteinander zu bringen. Ein Signal entweder von der Servoelektronik 24 oder dem Schleifenschließungswellenformgenerator 29 enthält Größe und Vorzeichen der Phasendifferenz zwischen optischen Wellen. Ein Summierungsverstärker 27 liefert auch im Signal 28 das Biasmodulationssignal an diesen Phasenmodulator 19. Das Rückkopplungssignal, das erforderlich ist, um Strahlen in Phase zurückzuschicken, wie etwa die Frequenz des Sägezahns im Fall der Serrodyn-Modulation, ist eine Anzeige der Rotationsrate der Erfassungsschleife. In diesem Fall einer geschlossenen Schleife ist der Modulation der Wahl in der Regel ein Phasenmodulator 19 auf einem in 7 gezeigten integrierten Optikchip (IOC) 30, um den erforderlichen Hochfrequenzgehalt des gewünschten Phasenrampensignals zu berücksichtigen, das eine Sägezahn- oder eine Dreieckswelle vom Doppelrampentyp sein kann. Das eine Rotation anzeigende Signal 25 wird dann an einen Rotationsratenindikator 26 geliefert, der eine zweckmäßige und ohne weiteres nützliche Anzeige der Rotationsrate der Schleife liefert. Falls ein Phasenmodulator 19 auf einem integrierten Optikchip (IOC) 30 verwendet wird, ist es auch zweckmäßig, eine Kopplerfunktion 17 von 1 als einen y-Übergang 31 am IOC zu implementieren und den Polarisator 15 auf dem IOC-Chip zu implementieren oder die IOC-Wellenleiter unter Verwendung eines Designs mit einzelner Polarisation zu konstruieren. Der Y-Übergang 31 kann als ein Teiler/Kombinierer für optische Lichtwellen oder Strahlen wie der von Koppler 12 angesehen werden.
Im allgemeinen kann es Gründe geben, weshalb der faseroptische Kreisel nicht die erwartete Rotationserfassungsgenauigkeit liefert. Einer dieser Gründe ist auf die Anwesenheit von Schwingungen zurückzuführen. Es kann eine vibrationsinduzierte periodische Dehnung der Faser oder eine periodische Beanspruchung in der Interferometerschleife vorliegen, nachdem das Licht in zwei Wellen aufgeteilt ist, um sich um die Erfassungsspule 10 entgegengesetzt auszubreiten, die eine periodische Phasendifferenzmodulation zu den beiden Lichtwellen verursachen kann, wenn die Beanspruchungsantwort auf Schwingungen nicht gleichermaßen auf alle Faserpunkte einwirkt, die symmetrisch in der Erfassungsschleife liegen; d.h., symmetrisch von der Mitte der Schleife liegende Punkte. Diese mit der Zeit variierende Phasendifferenzverschiebung δ bei der Schwingungsfrequenz f_v der Amplitude Δϕ_v kann geschrieben werden als δ = Δϕrcos (ωrt + ε)wobei ω_v = 2 πf_v und ε eine willkürliche Phase ist. In diesem Fall ist der auf δ selbst zurückzuführende Fehler eine schnell variierende Funktion mit einem Durchschnitt von Null und mittelt auf Null und bewirkt keinen zeitlich gemittelten Fehler. Solange Δϕ_v klein ist, bewirkt dieser Fehler an sich bei den meisten Anwendungen kein großes Problem. Eine weitere Ursache für eine optische Phasendifferenzverschiebung δ bei der Winkelfrequenz ω_v aufgrund von Schwingungen ist die einer tatsächlichen Winkel- oder Torsionsschwingung, die eine wirkliche AC-Rotationsrate induziert. Dieser Effekt nimmt die gleiche Funktionsform für eine vibrationsinduzierte Phasendifferenzmodulation δ = Δϕvcos (ωvt + ε)an und die Ausgabe des Kreisels zeigt korrekt die tatsächliche Rotationsratenumgebung an, indem ihre Ausgabe geeignet bei ω_v variiert. Es muß hier wieder angemerkt werden, daß ein idealer Kreiselbetrieb keine DC- oder mittlere Rotationsrate anzeigen würde, wenn für diesen Fall angenommen würde, daß die Eingaberate ein AC-Phänomen ist. In jeder der beiden obigen Situationen jedoch kann das Vorliegen von anderen synchron induzierten Schwingungseffekten im Kreisel (in Kombination mit der Phasendifferenzmodulation δ) einen berichtigten Fehler mit einem von Null verschiedenen Mittelwert verursachen, der fälschlicherweise als Anzeige für eine eingeschwungene Rotationsrate erscheint. Ein derartiger sekundärer Effekt ist der einer vibrationsinduzierten Phasenmodulation der zweiten Oberschwingung in der optischen Schaltung, die synchron zu der Phasenmodulation δ bei ω_v in Beziehung steht. Dies kann auf die mechanische Anregung einer Faser zurückzuführen sein, die an zwei Enden fixiert ist, ähnlich der einer Gitarrensaite, bei der Schwingungen bei ω_v eine Dehnung der Faser innerhalb der Interferometerschleife bei ω_v und 2ω_v gleichzeitig anregt. Wenn dies auf Fasersegmente angewendet wird, die bezüglich der Mitte der Schleife asymmetrisch angeordnet sind, treten Phasendifferenzmodulationen zwischen Lichtwellen, die sich im Uhrzeigersinn und entgegen dem Uhrzeigersinn ausbreiten, sowohl bei ω_v als auch bei 2ω_v auf, was dargestellt werden kann durch δ1 = Δϕvcos (ωvt) δ2 = Δϕ2vcos (2ωvt + ε)
Unter Vernachlässigung der eingeschwungenen oder DC-Rotationsrate, um die mathematische Analyse zu vereinfachen, kann der auf Schwingungen zurückzuführende Fehler hergeleitet werden durch Anmerken, daß die Ausgabe des Vorverstärkers für ein Rechteckwellenbiasmodulationssystem gegeben ist durch:
wobei V_o eine zu dem Vorverstärkerverstärkungsfaktor und der optischen Leistung in Beziehung stehende Konstante ist. In der obigen Gleichung ist T die Periode des Biasmodulationssignals, das sich auf einer Frequenz f_b und Amplitude von π/2 befand. Es kann gezeigt werden, daß die Eingabe zum Demodulator 23, der die Signalkomponente bei f_b auswählt, in der folgenden Form vorliegt: Vi = Vpcos (ωbt) sin (δ1 + δ2)wobei δ₁ und δ₂ dargestellt werden können als δ1 = Δϕvsin [sinωvτ/2] cos [ωvt] δ1 = Δϕvsin [sin2ωvτ/2] cos [2ωvt + ε]
Die Ausgabe des Demodulators wählt die Frequenzkomponente bei f_b des Signals V_i aus. Gezeigt werden kann dies durch VI (ωb) = Viocos (ωbt) (cosε) Δϕ2v (Δϕv)2 wobei V_io eine Proportionalitätskonstante ist. Falls Δϕ_2v und (Δϕ_v)² von Null verschieden sind, gibt es somit einen berichtigten Biasfehler, d.h. eine fehlerhafte Anzeige der Rotationsrate.
Der berichtigte Fehler oder das berichtigte Bias ist ein Ergebnis der Phasendifferenzmodulation der Amplitude Δϕ₁ bei ϖ_v und der Phasendifferenzmodulation bei 2ϖ_v der Amplitude Δϕ_2v. Man beachte, daß bei einer typischen Kreiselanwendungseinrichtung Bandbreiten von etwa einigen wenigen hundert Hertz erforderlich sind. Lediglich durch Tiefpaßfilterung der Ausgabe können alle Terme im kHz-Bereich gedämpft werden. Der berichtigte Fehler jedoch aufgrund von Schwingungen im kHz- oder höheren Bereich wird nicht entfernt und verursacht Fehler.
Der Biasfehler steht zur dynamischen Differentialbeanspruchung (Schwingung) in Beziehung. Umgebungsfaktoren beeinflussen die Genauigkeit der gemessenen Rotationsrate durch den faseroptischen Kreisel. Zu solchen Umgebungseffekten zählen die Vibration. Mit der Zeit variierende, vibrationsinduzierte mechanische Beanspruchungsgradienten, hinsichtlich der optischen Mitte der Interferometerschleife asymmetrisch, beeinflussen die optischen Weglängen von zwei sich entgegengesetzt ausbreitenden Wellen, wodurch eine Phasenverschiebung erzeugt wird. Dieser Phasenverschiebungsfehler, der von einem rotationsinduzierten Signal nicht unterschieden werden kann, führt einen Biasfehler ein. Der vibrationsinduzierte Phasenfehler in dem faseroptischen Kreisel mit offener Schleife kann direkt aus der Shupe-Gleichung (Bezug [1]) in der hier angemerkten Form hergeleitet werden. (Siehe D.M. Shupe, „Thermally induced nonreciprocity in the fiber-optics interferometer", Applied Optics, Band 19(5), 1980
wobei:

ΔΦ: – Phasenverschiebungsfehler (Biasfehler)
n: – Berechnungsindex
λ: – Lichtwellenlänge
ε: – Längsbeanspruchung in der Faser
c: – Lichtgeschwindigkeit im Vakuum
l: – Abstand der infinitesimalen Länge vom Ende der Interferometerschleife
L: – Gesamtlänge der Interferometerschleife
t: – Zeit
ω: – Winkelfrequenz der Vibration

Eine Analyse der obigen Gleichung ergibt, daß der vibrationsinduzierte Phasenfehler zu dem Auftreten der differentialen dynamischen Längsbeanspruchung in zwei infinitesimalen Längen der Faser äquidistant von der Mitte der Interferometerschleife auftritt.
Aus EP-A-0699893 ist ein faseroptischer Rotationssensor bekannt.
In faseroptischen Kreiseln gibt es in der Regel mehrere Elemente in der Interferometerschleife. Diese Elemente und ihre Kapselung können aufgrund ihrer Bewegung relativ zueinander Fehler im Kreisel erzeugen. In der Vergangenheit wurde der mechanischen Kapselung des entpolarisierten Kreisels keine Aufmerksamkeit gewidmet. Eine herkömmliche Kapselung für einen entpolarisierten Kreisel 45 mit einem Entpolarisierer 43 ist in 8b gezeigt. Die Kapselung kann mehrere Kapselungsports aufweisen, die aneinandergeschraubt oder aneinander befestigt sind; einen Spulenkörper 46 zum Halten der Spule 10; eine Basis oder Basisplatte 47 zum Halten mehrerer Elemente einschließlich IOC 30, Quelle 11, Koppler 12 und die Bündeln von Fasern, die den Entpolarisator 43 umfassen; eine Abdeckung 48 und ein separates Stück, um Entpolarisiererfasern oder andere Elemente zu halten.
Das Problem ist hier, daß zwischen den Strukturen, die den IOC 30, die Spule 10 und den Entpolarisierer 43 in einer Schwingungsumgebung halten, keine Relativbewegung vorliegen sollte. Dieses Relativbewegung bewirkt, daß Fasern dazwischen sich mit einer Vibrationsfrequenz und potentiell mit dem Doppelten der Vibrationsfrequenz dehnen. Dies verursacht einen Fehler bei DC, als Bias bekannt, oder eine falsche Anzeige der Rotationsrate. Unterschiedliche Resonanzen von komponentenmontierenden Strukturen können dieses Problem hervorrufen.
Die Erfindung besteht dementsprechend in einem vibrationsgehärteten faseroptischen Kreisel, der folgendes umfaßt:
eine Stützstruktur;
eine an der Stützstruktur angebrachte faseroptische Erfassungsspule;
eine integrierte optische Schaltung, die optische Komponenten enthält und an der Stützstruktur befestigt ist;
gekennzeichnet durch Befestigungseinrichtungen zum Anbringen der faseroptischen Erfassungsspule und der integrierten optischen Schaltung an der Stützstruktur, wobei die Befestigungseinrichtungen so ausgelegt sind, daß die Komponenten bei Vibration eine gemeinsame Auslenkung erfahren, so daß eine Relativbewegung zwischen den Komponenten bei benachbarten Schwingungsfrequenzoberschwingungen unterdrückt wird.
Mehrere strukturelle Merkmale lösen das fehlererzeugende Bewegungsproblem. Zuerst sind der IOC, die Entpolarisatoren und die Spule an einer Kapselung befestigt, die bewirkt, daß diese Elemente mit einem gemeinsamen Auslenkmodus vibrieren. Dies gilt für die Zuleitungen zwischen ihnen. Dies eliminiert eine Relativbewegung und auf Relativbewegung zwischen ihnen zurückzuführende Fehler. Zweitens sollte die Servoschleife einen hohen Verstärkungsfaktor nicht nur bei der relevanten Vibrationsfrequenz, sondern auch den doppelten dieser Frequenz haben. Drittens sollte Dämpfungsmaterial auf alle Zuleitungen zwischen dem IOC, der Spule und dem Entpolarisator angewendet werden. Übergänge zwischen Komponenten sollten nicht das Handbonden von Faserzuleitungen zwischen an zwei getrennten Punkten gestatten, die ein Knicken der Faser unter Vibration und einer Modulation bei der zweiten Oberschwingung verursachen.
Ausführungsformen der Erfindung werden nun ausführlich unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben, die wie folgt umrissen werden:
1 zeigt einen grundlegenden interferometrischen faseroptischen Kreisel.
2 ist eine graphische Darstellung detektierter optischer Intensität oder eines detektierten Ausgangsstroms eines Fotodetektors als Funktion der Phasendifferenz von sich entgegengesetzt ausbreitenden Lichtwellen in der Erfassungsspule eines faseroptischen Kreisels.
3a und 3b zeigen die Phasendifferenzen der optischen Lichtwellen und Ausgänge des Kreisels für Rotationsraten von Null beziehungsweise Nicht-Null.
4a und 4b offenbaren die Fasendifferenzen der optischen Wellen und Ausgaben des Kreisels für Rotationsraten von Null beziehungsweise Nicht-Null bei Rechteckwellenmodulation.
5a, 5b und 5c zeigen Signalkomponenten synchron mit dem Biasmodulationssignal.
6 offenbart ein Abtastverfahren für eine Photodetektorausgabe.
7 zeigt einen interferometrischen faseroptischen Kreisel mit einer Ratenrückkopplungsschleife und einer polarisationserhaltenden Faserspule.
8a ist eine Darstellung eines entpolarisierten interferometrischen faseroptischen Kreisels mit faseroptischen Entpolarisatoren, einer Einmodenspulenfaser und einer Ratenservoschleife.
8b ist ein Querschnitt durch eine typische Kapselung eines entpolarisierten Kreisels.
9 zeigt eine herkömmliche Kapselung für einen Kreisel unter Verwendung einer polarisationserhaltenden Faserspule.
10 zeigt eine herkömmliche Kapselung für einen entpolarisierten Kreisel unter Verwendung von Faserentpolarisierern und einer Einmodenfasererfassungsspule.
11a, 11b, 12a und 12b zeigen verbesserte Kapselungskonfigurationen für einen entpolarisierten Kreisel.
13a und 13b offenbaren eine verbesserte Kapselung für einen polarisationserhaltenden faseroptischen Kreisel.
14 zeigt die Bandbreitenüberlegungen für den Ratenservo eines herkömmlichen faseroptischen Kreisels und die erforderlichen Verbesserungen für reduzierte Vibrationsberichtigungsfehler.
15a, 15b, 15c und 15d zeigen Beispiele zum Minimieren und Eliminieren einer Vibration von faseroptischen Zuleitungen.
Die vorliegende Erfindung betrifft die Unterdrückung von Vibrationen und ihren Effekten in faseroptischen Kreiseln. 89 zeigt ein Basisschemadiagramm eines entpolarisierten faseroptischen Kreisels. Quelle 11 schickt Licht 61 durch den Koppler 12 zum Teiler 31 einer integrierten optischen Schaltung 30. Der Teiler teilt das Licht 61 in Strahlen 62 und 63, die sich in einer Erfassungsschleife 10 entgegensetzt ausbreiten. Die Strahlen 62 und 63 kehren von der Schleife 10 zurück und werden am Teiler 31 zu einem Strahl 64 kombiniert. Mindestens ein Teil des Strahls 64 läuft zum Fotodetektor 13, Strahl 64, oder ein Teil von ihm wird in ein elektrisches Signal konvertiert, das für den Lichtstrahl 64 repräsentativ ist, das eine Intensität aufweist, die die Phasenbeziehung der Strahlen 62 und 63 anzeigt. Das Ausgangssignal des Fotodetektors 13 geht zu einer Elektronikschaltung 59, die einen Biasmodulationsgenerator enthält. Die Elektronikschaltung 59 kann eine geschlossene oder offene Schleifenelektronik enthalten. Das Ausgangssignal der Schaltung 59 ist möglicherweise nur ein Biasmodulationssignal für eine offene Schleifenkonfiguration oder ein Rückkopplungssignal, mit der Biasmodulation, der Phasenmodulator 19. Der Modulator 19 moduliert Strahl 62 bei seiner Rückkehr von der Schleife 10 und moduliert Strahl 63 bei seinem Eintritt in Schleife 10. Der IOC 30 enthält auch einen Polarisator zum Polarisieren der Lichtstrahlen 61 und 63. Der Entpolarisator 43 entpolarisiert die Strahlen 62 und 63. Bei diesen Entpolarisierern kann es sich um Lyot-Entpolarisierer handeln.
Die vorliegende Erfindung betrifft die Dämpfung des berichtigten Biasfehlers durch Reduzierung der Vibrationseffekte, die Phasenmodulation gleichzeitig bei ω_v und 2ω_v induzieren. Bewerkstelligt werden kann dies effektiv durch den Einsatz von Stützstrukturen und Befestigungstechniken im Kreisel, die nicht gleichzeitig Beanspruchungsvariationen in der Faserschleife bei benachbarten Oberschwingungen anregen, z.B. sowohl bei ω_v als auch bei 2ω_v. Zweitens ist die Stoßrichtung der vorliegenden Erfindung, sowohl die Nettophasendifferenzmodulation bei ω_v und 2ω_v zu dämpfen, durch Verbessern der Geschwindigkeit der Hauptservoschleife, die für geschlossenen Schleifenbetrieb verwendet wird. Dies ist besonders nützlich für, aber nicht begrenzt auf, entpolarisierte Kreisel, die mehrere Elemente, wie etwa Entpolarisierer in der Sagnac-Erfassungsschleife haben. Das Problem mit herkömmlichen faseroptischen Kreiseln besteht darin, daß Kapselungstechniken sich bisher nicht spezifisch und adäquat mit dem Vibrationsberichtigungsfehler beschäftigt haben, der durch das Mischen der Phasendifferenzmodulation bei der ersten und zweiten Oberschwingung verursacht wird.
Die in 9 und 10 für PM- beziehungsweise entpolarisierte Kreisel gezeigten herkömmlichen Kapselungen weisen optische Elemente auf, die sich in der interferometrischen Schleife befinden, die sich an Kapselungselementen befindet, die mit verschiedenen Frequenzen in einer Vibrationsumgebung schwingen können, was zwischen ihnen eine Relativbewegung verursacht. Dies kann in den sie verbindenden Fasern eine Beanspruchung erzeugen. Je nach der Geometrie dieser Fasern kann eine Phasendifferenzmodulation sowohl der ersten Oberschwingung als auch der zweiten Oberschwingung erzeugt werden. Ordnungsgemäße Befestigung und Dämpfung der Fasern kann diese Effekte mildern, aber sie nicht ausreichend eliminieren.
Weit bessere Designs sind der Gegenstand der vorliegenden Erfindung, bei denen Komponenten einschließlich der Spule 10 auf einem Spulenkörper 46, der integrierten optischen Schaltung 30, der Entpolarisierer 43 (im entpolarisierten Fall) und der sie verbindenden Zuleitungen sich auf einer gemeinsamen einzelnen Struktur 47 mit einer Hülle 48 innerhalb der Kreiselkapselung befinden. Auf diese Weise erfahren alle Elmente eine gemeinsame Auslenkung bei Vibration, und es gibt keine Relativbewegung zwischen den Hauptelementen. Dennoch ist es immer noch wichtig, die Zuleitungen mit Biegungen und Dämpfungsmaterial zu befestigen, um eine Bewegung bei den geraden Oberschwingungen 2ω_v, der Vibrationsfrequenz ω_v, wobei n = 1, 2, 3 ..., zu unterbinden. Solche verbesserten Strukturen sind in den 11a, 11b, 12a und 12b für den entpolarisierten Fall und in 13a und 13b für den PM-Fall gezeigt.
Diese Figuren zeigen drei Beispiele von modularen Interferometerschleifendesigns, die für reduzierte Empfindlichkeit gegenüber Vibration optimiert sind. Die 11a und 11b offenbaren eine Einmodenkreiselarchitektur 47 mit einem Entpolarisierer 43, axial an den oberen Oberflächen einer Spule 10 montiert, wobei eine IOC 30 an einem starren Träger 51 angebracht ist. Die 12a und 12b zeigen eine Einmodenkreiselarchitektur 48 mit einem Entpolarisierer 43, der als eine Spulenschicht gewickelt ist, wobei die IOC 30 direkt an der Nabe 50 montiert ist. 13a und 13b zeigen eine PM-Kreiselarchitektur 49 mit einer Spule 10 und einer an dem gleichen Träger 50 angebrachten IOC 30. Diese Architekturen sind jeweils an einem Kreiselchassis 53 montiert. Innerhalb der Interferometerschleife liegt kein Entpolarisierer vor.
Jede Packung eines entpolarisierten Einachsen-Kreisels weist eine Nabe 50, eine Erfassungsspule 10, einen Entpolarisierer 43, eine integrierte Optikschaltung 30 und eine magnetische Abschirmung 44 auf. Die magnetische Abschirmung liegt anstelle einer Hülle 48 vor. Die Nabe 50 der Erfassungsspule 10 ist ein dick wandiger Zylinder mit einer inneren Montageebene oder -platte 52 in einer gleichen Entfernung von den beiden Enden der Spule 10. Die Geometrie dieser Nabe 50 ist so ausgewählt, daß axiale thermische Gradienten in der Erfassungsspule 10 auf ein Minimum reduziert und die überlegene Leistung des Kreisels während thermischer Übergänge sichergestellt wird. Die Nabe 50 ist als eine resonanzfreie Struktur innerhalb eines Arbeitsfrequenzbereichs ausgelegt. Eine selbsttragende Erfassungsspule 10 ist über den Einsatz einer sehr dünnen Schicht aus schwingungsdämpfendem Kleber an die Nabe 50 gebondet. Der Entpolarisierer ist in Form einer selbsttragenden Spule 43 gekapselt, die am flachen Ende der Erfassungsspule 10 angebracht ist (11a und 11b). Alternativ kann der Entpolarisierer als eine Fortsetzung des Wickelmusters der Erfassungsspule 10 in Form einer oder mehrerer Spulenschichten gewickelt sein, die an die äußere Oberfläche der Spule 10 gebondet sind (12a und 12b). Der IOC-Chip 30 ist an einen Träger 51 montiert. Wie in 12a und 12b gezeigt wird, kann der Träger als ein integraler Teil der Nabe 50 oder als eine separate starre resonanzfreie Halterung 51 ausgebildet sein, die fest an der Nabe 50 angebracht ist (11a und 11b). Alle die Komponenten in der Interferometerschleife sind in der Regel von einer magnetischen Abschirmung 44 (11a, 11b, 12a und 12b) umschlossen, um eine damit in Verbindung stehende Biasempfindlichkeit der Schleife zu reduzieren (d.h. den Faraday-Effekt).
Ein Beispiel für eine Kapselung für einen polarisationserhaltenden Kreisel ist in 13a und 13b gezeigt. Der Hauptunterschied zwischen diesem Design 49 und vorausgegangenen Designs 47 beziehungsweise 48, in den 11a, 11b, 12a und 12b gezeigt, ist der Mangel an Entpolarisiererfaser oder einer Entpolarisierermikrospule 43. Bei der PM-Kreisel-Konfiguration 49 ist die Erfassungsspule 10 direkt mit Faserzuleitungen 54 des integrierten Optikchips 30 verbunden.
Das ganze vorliegende Design gestattet eine signifikante Reduzierung differentieller dynamischer Beanspruchung in den verbindenden Faserabschnitten zwischen Spule 10, Entpolarisierer 43 (nur der SM-Kreisel) und IOC-Chip 30. Die Abschnitte verbindender Fasern 54 (d.h. Zuleitungen) sind so ausgelegt, daß sie sehr kurz sind, gleiche Längen aufweisen und zusammen an gemeinsame starre stützende Strukturen gebondet sind (d.h. Spule 10, Nabe 50 und IOC-Träger 30). Eine zusätzliche Verbesserung bei der Vibrationskreiselleistung erhält man durch die betrachteten Kreiselkapselungsbeispiele über eine Reduzierung der differentialen dynamischen Verschiebung der benachbarten Komponenten entlang des Verlegewegs einer verbindenden Faser. Ein vibrationsdämpfendes Gel wird aufgetragen und verwendet, um restliche dynamische Beanspruchungseffekte in einem Paar von Faserzuleitungen zu mildern, wenn sie Signale von einem zum anderen tragenden Element übertragen.
Einige Einrichtungen wie etwa eine Lichtquelle 68 in 15a mit einer faseroptischen Anschlußfaser 70 weisen ein Schutzgehäuse 69 auf, das die größte Starrheit an der Struktur 68 oder der Basis 71 des Schutzgehäuses 69 für die optische Faser 70 liefert. Die Starrheit klingt mit der Entfernung von der Struktur 68 ab. Zum Reduzieren der Vibration von Zuleitungen jedoch wird auf Zuleitung oder Zuleitungen 70 ein Epoxid-, Verguß- oder anderes haftendes Material 60 aufgebracht, um ihre Vibration relativ zu der Struktur 68 zu reduzieren, von der sie kommen, und auf die Stütze 67 der Struktur 68, wie in 15b gezeigt. Dieses Material wird in verjüngter Form umgekehrt proportional zur Entfernung von der Struktur 68 aufgebracht. Vibrierende faseroptische Zuleitungen 70 verursachen im allgemeinen eine Phasenverschiebung des sich in den faseroptischen Zuleitungen 70 ausbreitenden Lichts, die zu Fehlern, beispielsweise bei einer Kreiselausgabe, führen. Für einen Vibrationszyklus gibt es zwei Phasenverschiebungen, woraus sich ergibt, daß die Phasenverschiebung eine zweite Oberschwingung der mechanischen Vibration ist. Haftendes Material 60 weist zwei Materialeigenschaften auf – einen Energieableitungsfaktor und einen E-Modul. Material 60 weist auch eine Designeigenschaft auf, die ein Querschnitt 72 ist, der umgekehrt zu der Länge der Faser 70 von ihrer Verbindung zur Einrichtung 68 variiert. Wie durch 15b und Aufschnitt 73 von 15c gezeigt, ist der Querschnitt 72 senkrecht zu einer Längsachse 74 der optischen Faser 70. Der Ableitungsfaktor absorbiert die Bewegungsenergie, um die mechanische Gesamtenergie der faseroptischen Zuleitung oder Zuleitungen 70 zu reduzieren. Dies läuft auf ein Dämpfen der Leitung hinaus. Der E-Modul für das Material würde gewöhnlich unter 3,5 Millionen Pascal (≈ 500 psi) liegen, könnte aber für bestimmte Anwendungen bis zu 7,5 Millionen Pascal (≈ 1000 psi) betragen. Die Korrelation eines Ableitungsfaktors mit dem E-Modul variiert von einer Art von Material 60 zur anderen.
Es gibt eine spezielle Art zum Bonden einer Faser von Zuleitungen 70 zum Träger 67. Idealerweise sollte die Faser 70 kontinuierlich entlang ihrer Achse 74 mit verjüngten Abschnitten an die Faserzuleitungsenden 75 gebondet werden. Wenn statt dessen das diskrete Faserbondverfahren gewählt wird, um die Faserleitung 70 am Träger 67 anzubringen (um beispielsweise die thermische Leistung des Sensors zu verbessern), sollten die Bonds mit verjüngten Enden 75 entlang der Achse 74 der Faser 70 ausgebildet werden (symmetrische Träne). Es reduziert die dynamischen Kontaktbeanspruchungsgradienten an Grenzen der Kleber-60-Bindung und Faser 70.
Außerdem muß die ganze Länge der Faser 70 mit einem vibrationsdämpfenden Material 76 vergossen werden, um eine dynamische Verschiebung der Faser einzuschränken, wie in 15d gezeigt. Der E-Modul des Vergußmaterials sollte ausreichen, um durch die Masse des Vergußmaterials 76 und der Faser 70 induzierte Trägheitseffekte auf ein Minimum zu reduzieren. Der Ansatz wird verwendet, um eine an zwei starre mechanische Grenzflächen von Strukturen 68 und 77 gebondete Faserleitung 70 anzubringen, die eine relativ dynamische Verschiebung senkrecht zur Faserlängsachse 74 erfährt (z.B. Verlegen einer Faserleitung gerade durch die Lücke zwischen zwei mechanischen Grenzflächen, die unterschiedlicher Verschiebung oder Verformungen ausgesetzt sind). Ein bevorzugtes Leitungsbefestigungsmaterial 76 sollte vermeiden, die Faser 70 bei den Verschiebungsextremwerten zu dehnen. Es sollte auch das Mittel zum Reduzieren der Biegekontaktbeanspruchung an den Grenzen der mechanischen Grenzflächen bereitstellen, indem sie sie über einen längeren Abschnitt der Faserzuleitung 70 verteilt. Es kann durch das Kapseln der Faser 70 mit Material 76 bewerkstelligt werden, das Eigenschaften aufweist, die entlang der Bindungslänge variieren, das eine größere Starrheit in der Mitte einer verbindenden Mittelabschnittsfaser 70 aufweist (z.B. allmähliche Änderung des E-Moduls des UV-(Ultraviolett)-härtbaren Kapselungsmittels infolge des Variierens der UV-Lichtexposition entlang dem gebondeten Bereich). Ein weiteres Verfahren besteht in der Bereitstellung einer allmählichen Änderung der Querschnittsfläche des bondenden Materials entlang der Faser 70.
Bei der SM-Kreiselarchitektur ist die Entpolarisiererfaser oder Mikrospule 43 direkt an der Erfassungsspule 10 angebracht (11a, 11b, 12a und 12b). Diese Konfiguration erzeugt einen integrierten (und zuleitungslosen) Spule-Entpolarisierer-Baustein 47, 48, der praktisch frei ist von Vibrationsbiasfehlern bezüglich Spule-Entpolarisierer-Zwischenverbindungen.
Die obigen verbesserten SM- und PM-Kreiselkonfigurationen 47, 48 und 49 zeigen sehr niedrige Größen der dynamischen Beanspruchung sowohl der ersten als auch zweiten Oberschwingung in der Faser, was zu einer signifikanten Reduzierung der vibrationsinduzierten Phasendifferenzmodulation führt.
Ein weiteres, letztes Verfahren zum Reduzieren von Vibrationsberichtigungsfehlern besteht darin, die Bandbreite des Primärratenservos so zu erhöhen, daß der vibrationsinduzierten Phasenverschiebung δ bei der Frequenz f_v entgegengewirkt wird. 14, die eine graphische Darstellung des Schleifenservoverstärkungsfaktors als Funktion der Frequenz ist, zeigt die relativen relevanten Bandbreiten. Herkömmlicherweise lag der Primärzweck des Ratenservos darin, eine Rückkopplungsphasenverschiebung ϕ_f bereitzustellen, die der zu messenden Rotationsrate gleich und entgegengesetzt ist. Dies spiegelt sich in der folgenden Gleichung wider:
Die relevanten Rotationsraten ändern sich langsam, die Rotationsratenänderung 58 ist in der Regel bei Raten von unter 100 Hz, wie etwa 50 Hz. Somit beträgt die erforderliche herkömmliche Ratenschleifenbandbreite 55 höchstens einige wenige 100 Hz, wie in 14 gezeigt.
Durch Erweitern der Schleifenbandbreite auf eine verbesserte Schleifenbandbreite 57 mit erheblichem Verstärkungsfaktor bis zu Frequenzen (d.h. größer als 4 kHz) jenseits derer des erwarteten Vibrationsspektrums 56 kann man die Nettophasenverschiebung bei f_v und 2f_v und deshalb dem DC-Biasfehler dämpfen. Das heißt, der Fotodetektorstrom würde für ein geschlossenes Schleifensystem so modifiziert, daß man für den Fall einer sinusförmigen Modulation (als Beispiel)
erhält. Es ist möglich, einen Ratenservo zu konstruieren, der eine ausreichend hohe Bandbreite aufweist, so daß die Phasenverschiebung ϕ_f nicht nur eine niederfre quente Komponente ϕ_fo enthält, die ϕ_R gleich und entgegengesetzt ist, sondern auch eine Hochfrequenzkomponente Δϕ_f bei der Frequenz f_v und Δϕ_2f bei einer Frequenz 2f_v. Diese letzteren Terme erzeugen entgegengesetzt gerichtete Phasenverschiebungen zu jenen der vibrationsinduzierten Phasenmodulationen bei f_v und 2f_v. Somit kann der Fotodetektorstrom dargestellt werden als
wobei β₁ und β₂ den Phasenwinkel des Rückkopplungssignals von f_v beziehungsweise 2f_v darstellen. Die optische Nettophasenverschiebung Δϕ_nv bei f_v ist eine Kombination aus zwei in der obigen Gleichung gezeigten Termen. Δϕnv = Δϕv cos(ωvt + ε) + Δϕfcos(ωvt + β)
Eine ähnliche Gleichung unmittelbar darüber kann für die Nettophasenverschiebung bei 2f_v geschrieben werden. 30 Mit Erhöhung der Bandbreite der Ratenschleife nähern sich Δϕ_f und Δϕ_2f Werten von Δϕ_v beziehungsweise Δϕ_2v an; β₁ und β₂ nähern sich ε + π an. Somit nähern sich die Nettophasendifferenzmodulation Δϕ_nv bei f_v und Δϕ_n2v bei f_2v Null an. Durch Substituieren von Δϕ_nv für Δϕ_v und 35 Δϕ_n2v für Δϕ_2v in der unten stehenden Gleichung kann man erkennen, daß der Berichtigungsterm als Δϕ_nv, Δϕ_n2v → 0 verschwindet. VI (ωb) = Viocos (ωbt) cosεΔϕ2v (Δϕv)2
Somit besteht bei der vorliegenden Erfindung ein verwandtes Verfahren zum Eliminieren oder Reduzieren von Vibrationsberichtigungsfehlern darin, die Bandbreite der Ratenrückkopplungsschleife über die hinaus stark zu vergrößern, die für eine Rotationserfassung erforderlich ist, und zwar auf jenseits des erwarteten Vibrationsspektrums und sogar einen Verstärkungsfaktor bei Frequenzen jenseits des doppelten der Vibrationsfrequenz zu haben. Die Frequenzbeziehung ist in 14 gezeigt. Diese Technik kann in Kombination mit den obenerwähnten Kapselungs-, Verguß- und Dämpfungstechniken verwendet werden, die oben erörtert sind. Analog kann sie mit Rechteckwellenmodulationsverfahren verwendet werden. Schließlich sei angemerkt, daß sich die obige Erörterung der Einfachheit halber auf sinusförmige Vibrationseingaben konzentriert hat. In Wirklichkeit enthält eine reale Umgebung eine Überlagerung von sinusförmigen Vibrationseingaben, bekannt als ein zufälliges, oder präziser ein pseudo-zufälliges Vibrationsspektrum. In diesem Fall ist der kumulative berichtigte Fehler eine Kombination von Fehlerbeiträgen entstehend aus einer Vibration bei verschiedenen Frequenzen. Jeder Fehlerbeitrag ist ein Ergebnis einer von Null verschiedenen optischen Nettophasenverschiebung bei spezifischen Frequenzen und benachbarten Oberschwingungen, die durch das Spektrum der Vibrationsfrequenz angeregt werden. Die hier beschriebenen Techniken zum Eliminieren einer Berichtigung bei einzelnen Frequenzen gelten auch gleichzeitig für ein Spektrum von Frequenzen, d.h. eine Zufallsvibrationseingabe.

Claims

Vibrationsgehärteter faseroptischer Kreisel (48), der folgendes umfaßt: eine Stützstruktur; eine an der Stützstruktur angebrachte faseroptische Erfassungsspule (10); eine integrierte optische Schaltung (30), die optische Komponenten enthält und an der Stützstruktur befestigt ist; gekennzeichnet durch Befestigungseinrichtungen zum Anbringen der faseroptischen Erfassungsspule und der integrierten optischen Schaltung an der Stützstruktur, wobei die Befestigungseinrichtungen so ausgelegt sind, daß die Komponenten bei Vibration eine gemeinsame Auslenkung erfahren, so daß eine Relativbewegung zwischen den Komponenten bei benachbarten Schwingungsfrequenzoberschwingungen unterdrückt wird.
Faseroptischer Kreisel (48) nach Anspruch 1, wobei die benachbarten Schwingungsfrequenzoberschwingungen die erste und zweite Oberschwingung der Schwingungsfrequenz sind.
Faseroptischer Kreisel (48) nach Anspruch 1, wobei: die integrierte optische Schaltung (30) eine Lichtquelle (68) umfaßt, die einen einzelnen Lichtstrahl (61) erzeugt, einen Strahlteiler (31), der den einzelnen Lichtstrahl in zwei getrennte Strahlen (62, 63) aufteilt, die sich in der faseroptischen Erfassungsspule (10) entgegengesetzt ausbreiten, und einen Phasenmodulator (19), der in den beiden separaten Strahlen eine Phasenmodulation induziert, wobei die Phasenmodulation bei einer gegebenen Modulationsfrequenz eintritt; und die Befestigungseinrichtungen eine Starrheit aufweisen, die eine Relativbewegung zwischen Komponenten bei Schwingungsfrequenzen unterdrücken, die benachbarten Oberschwingungen der Modulationsfrequenz im wesentlichen gleich sind.
Faseroptischer Kreisel (48) nach Anspruch 1, der weiterhin folgendes umfaßt: eine Hülle, die die Stützstruktur, die faseroptische Erfassungsspule (10) und die integrierte optische Schaltung (30) umschließt; und ein Dämpfungsmaterial, das sich innerhalb der Hülle befindet und auf der Stützstruktur, der faseroptischen Erfassungsspule und der integrierten optischen Schaltung ausgebildet ist, wobei das Dämpfungsmaterial die Amplitude benachbarter Schwingungsfrequenzoberschwingungen begrenzt.
Faseroptischer Kreisel (48) nach Anspruch 4, wobei die benachbarten Schwingungsfrequenzoberschwingungen die erste und zweite Oberschwingung der Schwingungsfrequenz sind.
Faseroptischer Kreisel (48) nach Anspruch 1, weiterhin mit einem Entpolarisator (43).
Faseroptischer Kreisel (48) nach Anspruch 6, wobei der Entpolarisator (43) eine Entpolarisatorspule ist, die an der äußeren Oberfläche der Erfassungsspule (10) fixiert ist.
Faseroptischer Kreisel (48) nach Anspruch 1, weiterhin mit optischen Komponenten (68, 77), die in der integrierten optischen Schaltung (30) enthalten sind und faseroptische Zuleitungen (70) für optische Zwischenverbindungen enthalten, wobei jede faseroptische Zuleitung ein Ursprungsende und ein Verbindungsende aufweist, wobei das Ursprungsende mit einer jeweiligen optischen Komponente (68) verbunden ist und wobei die faseroptischen Zuleitungen ein aufgebrachtes Haftmaterial (60) aufweisen, das das Ursprungsende an der jeweiligen optischen Komponente fixiert und Schwingungen in der faseroptischen Zuleitung bei benachbarten Oberschwingungsfrequenzen im wesentlichen dämpft.
Faseroptischer Kreisel (48) nach Anspruch 8, wobei das Haftmaterial (60) eine Querschnittsfläche senkrecht zu einer Achse (74) definiert durch die Länge der faseroptischen Zuleitung (70) aufweist, wobei die Fläche am Ursprungsende der faseroptischen Zuleitung am größten ist und entlang der Länge der faseroptischen Zuleitung abnimmt und am Verbindungsende eine verjüngte Abdeckung (75) aufweist.
Faseroptischer Kreisel (48) nach Anspruch 9, wobei das Haftmaterial (60) die faseroptische Zuleitung (70) an der Stützstruktur fixiert.
Faseroptischer Kreisel (48) nach Anspruch 10, weiterhin mit faseroptischen Verbindern (70), die zwei faseroptische Zuleitungen verbinden, wobei jeder faseroptische Verbinder eine Mitte und zwei Enden aufweist.
Faseroptischer Kreisel (48) nach Anspruch 11, wobei die faseroptischen Verbinder (70) mit einem Schwingungsdämpfungsmaterial (76) vergossen sind.
Faseroptischer Kreisel (48) nach Anspruch 12, wobei das Schwingungsdämpfungsmaterial (76) eine größere Steifheit in der Mitte des faseroptischen Verbinders (70) als die beiden Enden des faseroptischen Verbinders aufweist.
Faseroptischer Kreisel (48) nach Anspruch 13, wobei die größere Steifheit in der Mitte des faseroptischen Verbinders (70) dadurch bewirkt wird, daß er eine größere Querschnittsfläche des Dämpfungsmaterials (76) in der Mitte des faseroptischen Verbinders aufweist, die zu den beiden Enden des faseroptischen Verbinders allmählich abnimmt.
Faseroptischer Kreisel (48) nach Anspruch 13, wobei das Schwingungsdämpfungsmaterial (76) ultraviolett härtbar ist und die größere Steifheit in der Mitte des faseroptischen Verbinders erreicht wird durch Variieren einer Ultraviolettlichtexposition entlang der vergossenen optischen Faser.
Faseroptischer Kreisel (48) nach Anspruch 1, weiterhin mit einer Ratenrückkopplungsschleife mit zwei Servoelektroniken, wobei die Servoelektroniken eine Schleifenbandbreite (57) mit Verstärkungsfaktoren hoch bis zu einer oberen Bandbreitengrenze aufweisen, wobei die obere Bandbreitengrenze größer ist als die zweite Oberschwingung der Schwingungsfrequenz.