DE69922592T2

DE69922592T2 - Verfahren zum Effektivwertmessen von Signalen mit breitem dynamischen Bereich

Info

Publication number: DE69922592T2
Application number: DE69922592T
Authority: DE
Inventors: Steven D. Everett Swift
Original assignee: Fluke Corp
Current assignee: Fluke Corp
Priority date: 1998-07-30
Filing date: 1999-07-28
Publication date: 2005-12-08
Anticipated expiration: 2019-07-29
Also published as: US6392402B1; DE69922592D1; EP0977043B1; JP4298075B2; JP2000055943A; EP0977043A1

Description

Diese Erfindung betrifft Messungen elektrischer Spannungen und insbesondere das Messen von Effektivwerten zeitvariabler Spannungen.
Beim Messen der Spannung eines elektrischen Signals ist es nützlich, den Spannungswert durch eine einzige Zahl darzustellen, obwohl die Spannung zeitlich schnell variieren kann. Eine übliche Messung ist die „Spitzenspannung", welche die maximale Stärke darstellt, die in dem Signal präsent ist. Bei einem Sinuswellensignal zum Beispiel, beträgt die Spitzenspannung eine Hälfte des Spannungsunterschieds zwischen einem Minimum und einem Maximum der Sinuskurve.
Oft ist es nützlicher, eine zeitvariable Spannung durch eine Art von Durchschnittswert darzustellen, der einer äquivalenten Gleichstromspannung entsprechen würde, denn der äquivalente Gleichstrom bestimmt den Energieverlust oder das Erhitzen, das durch Anlegen einer Spannung an einer Widerstand verursacht wird. Ein einfacher arithmetischer Durchschnitt der Spannung über die Zeit ist typisch nicht nützlich, weil zeitvariable Signale, wie zum Beispiel ein Wechselstromsignal, bei dem die Spannung sinusförmig zwischen positiven und negativen Werten variiert, oft eine mittlere Spannung über Zeit von etwa gleich Null haben. Ein nützlicherer Wert zum Darstellen der zeitvariablen Spannung ist der Effektivwert („rms"), der die Quadratwurzel der Integralen des Quadrats der Spannung über die Zeit ist. Das Verhältnis der Spitzenspannung zu dem effektiven Mittelwert der Spannung eines Signals ist als der „Spitzenfaktor" bekannt.
Systeme zum Bestimmen eines effektiven Mittelwerts der Spannung eines zeitvariablen Eingangssignals sind als Effektivwertwandler bekannt, von welchen ein gewöhnlicher Typ der Log-Antilog-Effektivwertwandler ist, der im U.S.-amerikanischen Patent Nr. 4 389 708 beschrieben ist, das auf den Abtretungsempfänger der vorliegenden Erfindung übertragen wurde.
Elektrische Messgeräte sind typischerweise über einen eingeschränkten Bereich präzis, zum Teil, weil die Schaltkreisbauteile in den Geräten nur über einen eingeschränkten Bereich linear sind. Daher haben Messgeräte Schwierigkeiten beim Messen von Signalen, die einen hohen Spitzenfaktor haben, das heißt von Signalen, die Spitzenspannungswerte umfassen, die signifikant größer sind als der Effektivwert. Ungenaue Messungen der hohen Spitzenspannungen wirken sich auf die Präzision des berechneten Effektivwerts negativ aus.
Das Verhältnis der höchsten Spitze, die genau gemessen werden kann, zum maximalen Effektivwert, wird Spitzenfaktoreinschränkung des Messgeräts genannt. Bekannte Methoden zum Steigern der Spitzenfaktoreinschränkung durch Schrumpfen des Eingangssignals, so dass es für die Kapazität des Geräts passt, arbeiten durch Verzicht auf Messgenauigkeit bei niedrigeren Spannungen. Das gemessene Signal hat jedoch typisch über den größten Teil des Messintervalls eine niedrige Spannung, und niedrige Spannungen tragen daher zum größten Teil der Effektivwertberechnung bei.
Analoge Verstärkungskorrekturmethoden sind zum Erweitern der Spitzenfaktoreinschränkung bekannt, solche Verfahren erfordern jedoch das Umschalten der Verstärkung am Frontende des analogen Effektivwertwandlers. Dieses Verstärkungsumschalten erzeugt Probleme mit der Ausregelzeit, Überschwingen und Präzision bei niedrigeren Spannungen. Das Erweitern sowohl des Bereichs als auch der Präzision des Messgeräts erfordert weitere komplexe und kostspielige Bauteile und Schaltkreise.
Ein weiteres Verfahren besteht im Einsatz von zwei Effektivwertwandlern, einer zum Verarbeiten hoher Eingangsspannungen und einer zum Verarbeiten niedriger empfangener Spannungen. Die Ausgänge der zwei Effektivwertwandler werden dann in einem Analogaddierer mit entsprechendem Skalieren kombiniert. Der Einsatz von zwei Effektivwertwandlern steigert die Kosten und die Größe des daraus hervorgehenden Geräts.
Das Problem mit der Spitzenfaktoreinschränkung ist insbesondere bei Effektivwertwandlern akut, die das Eingangssignal in Digitalwerte umwandeln, bevor sie den Effektivwert bestimmen. Die zusätzliche Leistung, die zum digitalen Verarbeiten einer hohen Spitze und zu deren Umwandlung von einem analogen Signal in einen digitalen Wert erforderlich ist, ist kostspielig und wird selten verwendet, denn der größte Teil des Signals liegt weit unter der maximalen erwarteten Spitze.
US 3 657 528 betrifft ein Effektivwert-Voltmeter und einen logarithmischen Wandler, die elektronische mathematische Operatoren zum Bestimmen des Effektivwerts und seines Logarithmus eines Eingangssignals verwenden.
US 3 807 816 betrifft eine Quadrierungsschaltung mit einem breiten dynamischen Bereich, der drei Wege hat, einer mit einem Effektivwertmodul mit eingeschränktem Bereich und die anderen mit Verstärkern und Dämpfern, die mit einem Effektivwertmodul in Serie geschaltet sind. Eine Wählschaltung wählt das maximale Signal von den drei Wegen aus.
Sousa J.L.: „Voltage Limiter Restrains Fast OP Amps" EDN Electrical Design News, US, Cahners Publishing Co. Newton, Massachusetts, Band 33, Nr. 7, Seite 198, 200 XP000054261 ISSN: 0012-7515 betrifft eine Spannungsbegrenzungsschaltung zum Minimieren von Oszillation eines Hochgeschwindigkeitsbetriebsverstärkers.
KURZDARSTELLUNG DER ERFINDUNG
Erfindungsgemäß kann ein zeitvariables Signal mit hohem Spitzenfaktor leicht und präzis in einen Effektivwert umgewandelt werden.
Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein verbessertes Verfahren und ein Gerät zum Bestimmen eines Effektivwerts eines Eingangssignals bereitzustellen.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Bereitstellung eines solchen verbesserten Verfahrens und Geräts, die präzis Eingangssignale mit hohen Spitzenfaktoren messen können.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Bereitstellung eines solchen Verfahrens und Geräts, die Bauteile mit eingeschränktem dynamischem Bereich verwenden können.
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und ein Gerät zum Verarbeiten eines an dem Frontende eines Effektivwertwandlers eintreffenden Signals sowie ein Verfahren und ein Gerät zum Bestimmen eines Effektivwerts eines zeitvariablen elektrischen Signals. Erfindungsgemäß wird ein zeitvariables Eingangssignal durch einen Verstärker verarbeitet, der eine Transferfunktion hat, die eine nicht gleichförmige Steigung hat. Abschnitte mit höherer Spannung des Eingangssignals werden weniger verstärkt als Abschnitte mit niedrigerer Spannung, so dass die maximale Spannung des aus dem Verstärker ausgegebenen Signals reduziert wird.
Wenn das ausgegebene Signal verarbeitet wird, um einen Effektivwert zu bestimmen, umfasst das Verarbeiten das Ausgleichen der bekannten nicht gleichförmigen Steigung der Transferfunktion. Durch Einsetzen einer Transferfunktion mit nicht gleichförmiger Steigung und Ausgleichen der Nichtgleichförmigkeit in dem Verarbeitungsschritt, wird der Spitzenfaktor des Messgeräts ohne die Notwendigkeit des Steigerns des dynamischen Bereichs der auf den Verstärker folgenden Bauteile gesteigert.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform umfasst die Transferfunktion eine Zeile, die eine Steigungsänderung bei einer Spannung mit vorausbestimmter Größe hat. Die Steigung der Zeile sinkt über der vorausbestimmten Größe, wodurch der Verstärkerausgangsspannungswert für breite Signale reduziert wird. Der Verstärkerausgang wird in einen Analog-Digitalwandler eingespeist und wird dann digital verarbeitet, um einen Effektivwert zu ergeben. Das digitale Verarbeiten umfasst das Gewichten der Signale in Übereinstimmung mit dem entsprechenden Verstärkungsfaktor, so dass jeder Teil des zeitvariablen Signals entsprechend zu der Effektivwertberechnung beiträgt.
Die Erfindung berücksichtigt daher die seltenen Spitzen von Signalen mit hohen Spitzenfaktoren, während sie gleichzeitig die Präzision bei niedrigeren Spannungsniveaus des Überwiegens des Eingangssignals aufrecht erhält. Die Einfachheit und Kostengünstigkeit der Lösung zum Messen des Effektivwerts mit hohem Spitzenfaktor, die die vorliegende Erfindung bereitstellt, macht sie besonders zur Anwendung in Palmtop-Geräten oder kleinen Tisch-Multimetern geeignet.
Der Gegenstand der vorliegenden Erfindung wird insbesondere in dem Schlussfolgerungsteil dieser Spezifikation dargelegt und eindeutig beansprucht. Sowohl die Organisation als auch das Verfahren des Betriebs gemeinsam mit den weiteren Vorteilen und deren Gegenständen können jedoch am besten unter Bezugnahme auf die folgende Beschreibung gemeinsam mit den begleitenden Zeichnungen verstanden werden, wobei sich gleiche Bezugszeichen auf gleiche Elemente beziehen.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 zeigt ein Messgerät, das eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung umfasst.
2 ist ein Blockdiagramm einer Schaltung, die bei der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet wird.
3 ist ein Flussdiagramm, das die Schritte einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
4 ist ein Beispiel einer Transferfunktion eines bevorzugten Verstärkers, der bei einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet wird.
5 ist ein Schaltbild, das die Konzepte der vorliegenden Erfindung darlegt.
6 ist ein funktionales aber vereinfachtes Schaltbild einer Schaltung, die in der vorliegenden Erfindung verwendet werden könnte.
7 zeigt eine ideale Transferfunktion der Schaltung der 6.
8 ist ein Schaltbild eines Effektivwertwandlers, der bei einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet wird.
9 ist ein Schaltbild eines alternativen Effektivwertwandlers, der bei einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet wird, und
10 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm des Effektivwertwandlers, der bei einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet wird.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung umfasst ein System zum Bestimmen eines Effektivwerts eines zeitvariablen elektrischen Signals.
1 ist eine Zeichnung (nicht maßstabgerecht) eines Messgeräts 4, das über Testleiter 6a und 6b mit einer Spannungsquelle 8 gekoppelt ist, um ein Eingangssignal zu erzielen. Das Messgerät 4 ist konzipiert, um in Betriebs-, Installations- und Wartungsumgebungen verwendet zu werden, in welchen eine Vielzahl von Eingangssignalen eine Vielzahl von Wellenformen haben können. Der Fachmann erkennt, dass die Eingangssignalquelle nicht eine Spannungsquelle sein muss, sondern jede Signalquelle sein könnte, zum Beispiel eine Stromquelle, vorausgesetzt, dass das Eingangssignal entsprechend aufbereitet ist. Das Messgerät 4 kann in der Form eines digitalen Multimeters, eines Oszilloskops oder anderen Messgeräts zum Messen von Eingangssignalspannungen implementiert werden.
2 zeigt ein Blockdiagramm eines Abschnitts eines Messgeräts 4, das eine Verstärkerschaltung 14, einen Analog-Digitalwandler 16, eine Ausgleichschaltung 18, einen Effektivwertwandlerrechner 20 und ein Display 22 umfasst.
3 ist ein Flussdiagramm, das die Schritte einer bevorzugten Ausführungsform des Verfahrens der vorliegenden Erfindung zeigt. Schritt 30 zeigt, dass ein zeitvariables elektrisches Signal an einen Eingang der Verstärkerschaltung 14 angelegt wird. Schritt 32 zeigt, dass das zeitvariable elektrische Signal gemäß der Transferfunktion des Verstärkers 14 verstärkt wird. Die Schritte 32A, 32B und 32C zeigen detaillierter wie das zeitvariable elektrische Signal gemäß einer bevorzugten Transferfunktion verstärkt wird.
Schritt 32A zeigt, dass der Spannungswert des zeitvariablen Signals mit einem vorausbestimmten Wert v_pre verglichen wird. Schritt 32B zeigt, dass, wenn die Größe der Signalspannung kleiner ist als v_pre, das Signal mit einem ersten Verstärkungsfaktor G₁ verstärkt wird. Schritt 32C zeigt, dass, wenn die Größe der Signalspannung größer ist als v_pre das Signal mit einem zweiten Verstärkungsfaktor G₂ verstärkt und die Größe durch eine Konstante K gesteigert wird.
4 zeigt eine Transferfunktion 34 eines bevorzugten Verstärkers 14. Für Eingangsspannungen mit einer Amplitude, die kleiner ist als die vorausbestimmte Spannung v_pre, hat die Transferfunktion eine Steigung ml gleich dem Verstärkungsfaktor G₁. Für positive Eingangsspannungen mit einer Größe, die größer ist als die vorausbestimmte Spannung v_pre, ist die Transferfunktion eine Affinfunktion, die eine Steigung m₂ gleich dem zweiten Verstärkungsfaktor G₂ und ein Y-Achsen-Interzept gleich einer Konstanten K hat, die durch Multiplizieren von v_pre mit dem Unterschied der Steigungen (m₂ – m₁) berechnet wird. Die so ausgewählte Konstante stellt sicher, dass die Transferfunktion kontinuierlich ist und eine Umkehrfunktion hat, das heißt, dass jeder Ausgangswert des Verstärkers einem und nur einem Eingangswert entspricht. Die Transferfunktion ist für positive und negative Spannungen symmetrisch, so dass das Y-Interzept für den Abschnitt der Transferfunktion für negative Eingangsspannungen kleiner als –V_pre –k beträgt.
Bei einer Ausführungsform beträgt die erste vorausbestimmte Spannung v_pre 1,0V, der erste Verstärkungsfaktor 1,0, der zweite Verstärkungsfaktor 0,2 und die Konstante kann auf 0,8 V berechnet werden. Bei diesem Beispiel ist die Verstärkerausgangsspannung für eine Eingangsspannung von 0,5 V, die kleiner ist als die vorausbestimmte Spannung von 1,0 V, gleich 0,5 V multipliziert mit 1,0, dem ersten Ver stärkungsfaktor, für einen daraus hervorgehenden Ausgang von 0,5 V. Beträgt die Eingangsspannung 3,0V, was größer ist als die vorausbestimmte Spannung, wird die Ausgangsspannung 3,0V mit dem zweiten Verstärkungsfaktor, nämlich 0,2 multipliziert, plus der Konstanten, 0,8 V, um eine Verstärkerausgangsspannung von 1,4 V zu ergeben. Beträgt die Eingangsspannung genau die vorausbestimmte Spannung, 1,0 V, ergibt der Ausgang unter Einsatz einer der zwei Berechnungen 1,0V.
Schritt 40 zeigt, dass der Ausgang der Verstärkerschaltung 14 von dem Analog-Digital-Wandler (ADC) 16 in ein digitales Signal umgewandelt wird. Der ADC 16 tastet den Ausgang der Verstärkerschaltung 14 ab und wandelt ihn in digitale Werte um, die den Spannungswert des Verstärkerausgangs während kleiner Abtastintervalle darstellen.
Schritt 50 zeigt, dass die Ausgleichschaltung 18 eine Umgekehrte der Verstärkertransferfunktion verwendet, um die Verstärkerausgangswerte digital in Werte zurückzuverwandeln, die die tatsächlichen Werte des zeitvariablen elektrischen Signals, das gemessen wird, präzis darstellen. Die Schritte 50A, 50B und 50C zeigen detaillierter wie Schritt 50 durchgeführt wird. Schritt 50A zeigt, dass bestimmt wird, ob das Eingangssignal größer war als v_pre. War das Eingangssignal kleiner als v_pre, zeigt Schritt 50B, dass der digitale Wert durch den ersten Verstärkungsfaktor geteilt wird. War das Eingangssignal größer als v_pre, zeigt Schritt 50C, dass die Konstante von dem digitalen Wert abgezogen und das Ergebnis durch den zweiten Verstärkungsfaktor geteilt wird.
In dem oben stehenden Beispiel wurden Eingangsspannungswerte, die kleiner waren als v_pre, von der Transferfunktion nicht geändert (die eine Steigung von 1,0 hatte), so dass die Ausgleichschaltung lediglich durch 1,0 teilt und keine Änderungen an diesen digitalen Werten vornimmt. Bei zeit variablen Signalwerten, die größer waren als v_pre, wurden die Werte durch die Verstärkungsschaltung 14 geändert, und die Ausgleichschaltung 18 wandelt die geänderten Werte digital in die ursprünglichen Werte des zeitvariablen Signals zurück. Bei dem Beispiel wandelt die Ausgleichschaltung die Werte um, indem sie die Konstante (0,8) abzieht und dann durch den zweiten Verstärkungsfaktor (0,2) teilt.
Wenn der ADC zum Beispiel einen digitalen Wert von 1,4 V für ein Abtastintervall des Verstärkerausgangs speichert, wäre der tatsächlich Eingangssignalspannungswert 1,4V abzüglich der Konstanten 0,8 V und geteilt durch den zweiten Verstärkungsfaktor, nämlich 0,2, um eine tatsächliche Eingangsspannung von 3,0 V zu ergeben. Schritt 58 zeigt, dass der Eingangsspannungswert dann in den Berechnungen des Effektivwerts verwendet wird. Schritt 60 zeigt, dass die berechneten effektiven Mittelwerte der Spannungen zum Beispiel für einen Benutzer auf einem Display präsentiert werden.
Die Spitzenwerte, die gemessen werden, sind durch den Eingangsbereich des ADC 16 eingeschränkt. Die vorliegende Erfindung erweitert die Spitzenwerte, die zum Bestimmen des Effektivwerts verwendet werden können, indem sie die in den ADC eingegebenen Spannungen senkt. In dem oben stehenden Beispiel und angenommen, dass der ADC eine maximale Eingangsspannung von 2,0 V hat, könnten tatsächliche Spitzenwerte von bis zu 6,0 V ohne Überschreiten der maximalen Eingangsspannung des ADC gemessen werden.
5 zeigt eine idealisierte Schaltung, die die Konzepte der vorliegenden Erfindung darlegt. Der Fachmann erkennt, dass die vereinfachte Schaltung der 4 als solche nicht funktioniert, jedoch Konzepte darstellt, aufgrund welcher der Fachmann in der Lage ist, eine funktionstüchtige Schaltung zu schaffen. Die Verstärkerschaltung 14 umfasst einen Eingangswiderstand R_in in einem Betriebsverstärker 80, der drei Feedback-Wege zu dem Umkehreingang hat.
Ein erster Feedbackweg 80 umfasst einen ersten Feedback-Widerstand R_f1. Ein zweiter Feedback-Weg 82 umfasst einen zweiten Widerstand R_f2 und eine Zenerdiode 84. Ein dritter Feedback-Weg 88 umfasst einen dritten Feedback-Widerstand R_f3 und eine zweite Zenerdiode 92. Die Zenerdioden 84 und 92 leiten in entgegengesetzte Richtungen. Wenn eine kleine positive oder negative Spannung an den Eingangswiderstand R_in angelegt wird, leitet keine der Zenerdioden, so dass nur der Feedback-Weg 80 das Fließen des Stroms erlaubt. Der Verstärkungsfaktor beträgt daher –R_f1/R_in. Wenn V_in einen bestimmten positiven Schwellenspannungswert überschreitet, beginnt die Zenerdiode 84 zu leiten und der Verstärkungsfaktor beträgt –1/R_in × (R_f1 × R_f2)/(R_f1 + R_f2).
Gleichermaßen, wenn V_in einen vorausbestimmten negativen Spannungswert überschreitet, bewirkt die Spannung an der Zenerdiode 92 deren Leiten und der Verstärkungsfaktor beträgt –1/R_in × (R_f1 × R_f3)/(R_f1 + R_f3). Die Punkte 96 und 98 auf der Transferfunktionskurve 34 zeigen die die Punkte, an welchen die Zenerdioden 84 und 92 jeweils zu leiten beginnen.
6 zeigt eine funktionstüchtige aber vereinfachte Verstärkungsschaltung 120, die die Konzepte der vorliegenden Erfindung weiter vorführt. 7 zeigt die Transferfunktion des Verstärkers der 6. Der Fachmann erkennt, dass die Schaltung der 5 durch einen Schaltkreis-Designer in Abhängigkeit von den Erfordernissen einer bestimmten Anwendung geändert wird.
Die Verstärkungsschaltung 120 umfasst eine Schaltung 124, die den negativen Unterbrechungspunkt steuert, und eine Schaltung 126, die den positiven Unterbrechungspunkt steuert. Die Schaltung 124 umfasst einen Betriebsverstärker 130 mit einer Diode 134 zwischen seinem Ausgang und seinem Umkehreingang. Die Widerstände 136, 138 und 140 haben alle den gleichen Widerstandswert, R1, und eine Klemme jedes Widerstands ist an den Summierungsknoten des operationellen Verstärkers 130 angeschlossen. Die zweite Klemme des Widerstands 136 ist über eine Diode 144 an den Ausgang des Betriebsverstärkers 130 angeschlossen. Die zweite Klemme des Widerstands 138 ist an das Eingangssignal angeschlossen, und die zweite Klemme des Widerstands 140 ist durch die mittlere Klemme eines variablen Widerstands 146 angeschlossen, der zwischen der Spannungsquelle, –v_c und der Erde angeschlossen ist. Der Spannungsabfall an dem Teil des Widerstands 146 zwischen dem Widerstand 140 und –v_c bestimmt den negativen Unterbrechungspunkt 146 auf der Transferfunktion 148.
Die Schaltung 126 umfasst einen Betriebsverstärker 149 und ist der Schaltung 124 ähnlich, die Spannungsquelle ist jedoch +v_c und die Dioden 150 und 152 sind hinsichtlich der Richtung der Dioden 134 und 144 umgekehrt. Die Widerstände 154, 156 und 158 haben einen Widerstandswert von R₁, den gleichen Wert wie die Widerstände 136, 138 und 140. Ein variabler Widerstand 162 bestimmt den positiven Unterbrechungspunkt 166 der Transferfunktion 148. Alternativ kann statt des Einstellens des variablen Widerstands 62 zum Erzeugen eines vorausbestimmten Unterbrechungspunkts ein fixer Widerstand mit einem Widerstand innerhalb eines vorausbestimmten Bereichs verwendet werden. Der tatsächliche Unterbrechungspunkt der Schaltung mit dem fixen Widerstand wird dann gemessen und für den späteren Gebrauch in Berechnungen, die den Unterbrechungspunkt benutzen, gespeichert.
Der Ausgang der Schaltung 120 wird von der Ausgangsklemme eines dritten Betriebsverstärkers 168 abgenommen. An den Summierknoten des Betriebsverstärkers 168 ist ein Feedback-Widerstand R_F angeschlossen, der mit dem Ausgang des Be triebsverstärkers 168 verbunden ist, und ein Widerstand 160, der mit der Spannung des Eingangssignals verbunden ist. Der Widerstand 160 hat ebenfalls einen Widerstand von R₁.
Ein variabler Widerstand R₄ zwischen der Schaltung 124 und dem Summierungsknoten des Betriebsverstärkers 168 bestimmt die Steigung eines Segments 174 der Transferfunktion 148 nach dem Unterbrechungspunkt 146. Die Steigung des Segments 174 beträgt (R_F/R₁) – (R_F/R₄) . Ein variabler Widerstand R₃ zwischen der Schaltung 126 und dem Summierungsknoten des Betriebsverstärkers 172 bestimmt die Steigung eines zweiten Segments 184 der Transferfunktion 148 vor dem Unterbrechungspunkt 166. Die Steigung des Segments 184 beträgt (R_F/R₁) – (R_F/R₃). Die Steigung eines mittleren Segments 190 der Transferfunktionskurve 184 beträgt (R_F/R₁).
Die Verstärkerschaltung 120 liefert präzise Unterbrechungspunkte und Steigungen und reagiert auf Temperaturänderungen relativ unempfindlich. Die Widerstände 146, 162, R₃ und R₄ werden als variable Widerstände gezeigt, um zu betonen, dass der Wechsel des Werts dieser Widerstände die Steigung der Segmente 174 und 184 sowie die Unterbrechungspunkte 146 und 166 ändert. Diese variablen Widerstände werden vorzugsweise mit fixen Widerständen ersetzt, sobald die gewünschten Eigenschaften der Schaltung festgelegt und die Widerstandswerte berechnet sind. Wie oben unter Bezugnahme auf den variablen Widerstand 162 beschrieben, können fixe Widerstände mit Widerständen innerhalb beschränkter Wertebereiche an Stelle von Widerständen verwendet werden, die genaue Werte haben, die erforderlich sind, um vorausbestimmte Unterbrechungspunkte und Steigungen zu erzeugen. Die tatsächlichen Schaltungseigenschaften werden dann gemessen, um die Transferfunktion zu charakterisieren, und die gemessenen Steigungs- und Unterbrechungspunktwerte werden für den späteren Gebrauch in Berechnungen gespeichert.
Der Effektivwertrechner 20 wird vorzugsweise unter Gebrauch einer Quadrierungsschaltung gefolgt von einem digitalen Effektivwertfilter und einer Quadratwurzelschaltung implementiert. Jede digitale Stichprobe des ADC wird quadriert und dann einem digitalen Filter präsentiert, in dem sie kontinuierlich gefiltert wird, um Effektivwerte zu ergeben.
Die Transferfunktion des digitalen Effektivwertfilters wird gemäß den thermodynamischen Konzepten des Anlegens eines Signals an einen temperaturempfindlichen Widerstand wie ein thermischer Effektivwertwandler modelliert. So kann man den Effektivwert erzielen, indem man einen Strom digitaler Stichproben eines Signals ungeachtet der Periode des Signals verwendet, während man die Schwierigkeiten des Bereitstellens entsprechender wärmeisolierter Widerstände oder der Auswahl einer Integrationsperiode zum Berechnen des Effektivwerts vermeidet.
Gemäß dem thermodynamischen Modell erhitzt sich der Widerstand gemäß der Leistung in dem Signal, das an ihn angelegt wird, so dass die in dem Widerstand abgeleitete Leistung proportional zum Quadrat der Signalspannung ist. Der Widerstand erhitzt sich bis zu einem Gleichgewichtspunkt, bei dem die hinzugefügte Energie gleich der verlorenen Energie ist. Der Effektivwert des Signals an diesem Gleichgewichtspunkt ist gleich wie die Amplitude eines Gleichstromsignals, das den Widerstand auf die gleiche Temperatur erhitzt. Daher wirkt der Widerstand als Filter für die Energie, die an ihn angelegt wird, und die Signalperiode ist für seinen Betrieb nicht relevant. Es ist nicht erforderlich, dass das Signal periodisch ist, denn diese Filteraktion findet ständig statt.
Beim Modellieren des thermodynamischen Verhaltens des Widerstands kann das digitale Effektivwertfilter in seiner einfachsten Form als ein Filter mit unendlicher Impulsant wort (IIR) gemäß der folgenden allgemeinen Gleichung implementiert werden, Yn = aXn 2 + bYn–1 wobei die Filterkonstanten a und b so ausgewählt werden, dass a + b = 1.
Das digitale Effektivwertfilter wird dann gemäß der folgenden Gleichung implementiert: Yn = a (Xn)2 – aYn–1 + Yn–1 wobei:

Y_n: die gegenwärtige gefilterte digitale Stichprobe,
Y_n–1: die vergangene gefilterte digitale Stichprobe,
X_n: die gegenwärtige digitale Stichprobe ist.

In einem Gleichgewichtszustand, ist Y_n = Y_n – 1 und hinzugefügte Energie, dargestellt durch a(x_n)², gleich dem Energieverlust, dargestellt durch aY_n–1, werden Y_n und X_n zu stationären Werten. X_n entspricht daher einem stationären Gleichstromwert, der die Quadratwurzel von Y_n ist und daher den Effektivwert darstellt.
Das digitale Effektivwertfilter innerhalb des Effektivwertwandlers erweitert dieses grundlegende Konzept, indem es eine Transferfunktion hat, die im Wesentlichen ein Tiefpassfilter ist, das den Effektivwert aus dem Strom digitaler Stichproben kontinuierlich extrahiert, so dass keine Kenntnis der Periode des Signals erforderlich ist. Die Operationen des Quadrierens und der digitalen Effektivwertfilterung finden in Echtzeit statt, wobei jeder digitale Messwert bei seiner Ankunft verwendet wird. Danach wird die Quadratwurzel der digitalen Messwerte gebildet, vorzugsweise nur, wenn eine Aktualisierung des Displays erfolgt, um den gegenwärtigen Effektivwert von dem Effektivwertfilter zu erhalten. Zusätzlich wird das digitale Effektivwertfilter hinsichtlich der Ausregelzeit, der Stoppbandfrequenz und Dämpfung der Durchlassbereichswelligkeit und anderer Filterparameter unter Einsatz von Optimierungstechniken gemäß dem Stand der Technik optimiert. Für eine gegebene Präzision und Auflösung kann das digitale Effektivwertfilter optimiert werden, um schnellere Antworten zu geben als Effektivwertwandler des Stands der Technik.
Eine Messungsbandbreite, die typisch als eine Konzeptionsforderung für das Messgerät festgelegt wird, bestimmt die Mindestabtastrate, die für das Abtastsystem erforderlich ist. Frequenzkomponenten in dem Eingangssignal, die über die Messungsbandbreite hinausgehen, würden. nicht gemessen. Das Abtastsystem kann einen Sigma-Delta-Umwandler gefolgt von einem Dezimationsfilter oder alternativ einem herkömmlichen Effektivwertwandler umfassen. Das Abtastsystem tastet das Eingangssignal ab, das eine willkürliche Wellenform hat, um dem Effektivwertwandler digitale Stichproben mit einer Abtastrate zu liefern. Die Effektivwerte, die wie oben beschrieben von dem Effektivwertwandler entwickelt werden, werden typisch mit einer Aktualisierungsrate, die von einem Mikroprozessor festgelegt wird, zu einem Display auf dem Messgerät geliefert.
Das von der Spannungsquelle 8 gelieferte Eingangssignal kann ein Wechselstromsignal sein, ein Gleichstromsignal oder eine Kombination aus Wechselstrom und Gleichstrom mit der gleichen Wellenform. Das Eingangssignal kann eine Sinuswellenform mit stationärer Periode haben oder kann einfach statisches Rauschen ohne Periode oder erkennbare Wellenform sein. Es ist wünschenswert, dass das Messgerät 4 den Effektivwert (den quadratischen Mittelwert) des Ein gangssignals ohne Kenntnis seiner Periode oder Wellenform innerhalb einer wünschenswerten Messungsbandbreite anzeigen kann.
8 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm des Messgeräts 4 (gezeigt in 1) gemäß der bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Spannungsquelle 8 wird über die Testleiter 6a und 6b mit einem Frontende 116 innerhalb des Messgeräts 4 gekoppelt. Das Frontende 216 umfasst den Verstärker 14, der eine nicht gleichförmige Transferfunktion hat und Überspannungs- und Überstromschutzschaltungen, weitere Verstärker, Dämpfer und Filter enthalten kann, um ein skaliertes Eingangssignal mit geeignetem Amplitudenniveau und Bandbreite zur Umwandlung in digitale Stichproben zu liefern.
Der Sigma-Delta-Umwandler 218 ist ein Analog-Digital-Wandler (ADC) des Oversampling-Typs, der. Rohstichprobendaten mit einer Abtastrate erzeugt, die wesentlich höher ist als die Nyquist-Rate für eine ausgewählte Messungsbandbreite, wie im Stand der Technik bekannt. Die Rohstichprobendaten können in digitale Stichproben bei Basisband umgewandelt werden, indem ein Dezimationsfilter 220 ebenfalls gemäß dem Stand der Technik verwendet wird. Bei der bevorzugten Ausführungsform wurde als Messungsbandbreite 500 Kilohertz ausgewählt, wobei der Sigma-Delta-Umwandler 118 mit einer Abtastrate von 10 Megastichproben pro Sekunde (10 MS/s) für ein Verhältnis 20:1 funktioniert. Der Sigma-Delta-Umwandler 218 erzeugt die Rohstichprobendaten mit einer Auflösung von 5 Bit, die dem Dezimationsfilter 220 zugeführt werden, welches die Rohstichprobendaten tiefpassfiltert, um digitale Stichproben zu 2,5 MS/s mit einer Auflösung von 13 Bit zu liefern (gemeinsam mit einem zusätzlichen Vorzeichenbit).
Das Dezimationsfilter 220 kann als Filter mit endlicher Impulsantwort (FIR), als Filter mit unendlicher Impulsant wort (IIR) oder als Hybrid aus FIR- und IIR-Filtern implementiert werden, wobei die Filterkonstanten und Struktur ausgewählt werden, um eine wünschenswerte Transferfunktion zu erzielen. Die Sigma-Delta-Umwandler-Topologie ist wünschenswert, weil in dem Umwandler keine Präzisionskomponenten erforderlich sind, so dass die Schaltung leicht als integrierte Monolith-Schaltung gemäß dem Stand der Technik implementiert werden kann. Der Sigma-Delta-Umwandler 218 und das Dezimationsfilter 220 enthalten gemeinsam ein Abtastsystem 221, das das Eingangssignal in einen Strom digitaler Stichproben gemäß einer Stichprobenrate verwandelt.
Die digitalen Stichproben werden einem Effektivwertwandler 220 als kontinuierlicher Datenstrom mit einer Rate von 2,5 MS/s zugeführt. Die Funktion der Ausgleichschaltung 18, die die digitalen Stichproben neu skaliert, um den nicht linearen Ausgang des Verstärkers 14 des Frontendes 216 auszugleichen, wird im Effektivwertwandler 222 durchgeführt. Der Effektivwertwandler verarbeitet jede der digitalen Stichproben in dem kontinuierlichen Datenstrom bei ihrer Ankunft, ohne die Periode oder Wellenform des Eingangssignals zu kennen, wie weiter unten detaillierter beschrieben. Ein Mikroprozessor 224 empfängt die Effektivwerte, die von dem Effektivwertfilter erzeugt werden und liefert die Effektivwerte selektiv zu dem Display 226, wo sie nach Belieben in Zahlen- oder Grafikform angezeigt werden können. Die Effektivwerte können kontinuierlich oder als Reaktion auf ein Aktualisierungssignal des Mikroprozessors 224 geliefert werden.
Der Effektivwertwandler 222 bietet eine Anzahl von Vorteilen gegenüber dem Stand der Technik, insbesondere wenn er an das Messgerät 210 als Palmtop-Gerät, batteriebetriebenes Element angewandt wird. Der Sigma-Delta-Umwandler 218, das Dezimationsfilter 220 und der Effektivwertwandler 222 können alle als integrierte Monolith-Schaltungen imple mentiert werden, mit einem Minimum an externen Präzisionskomponenten, so dass die Kosten, der Leiterplattenplatz, der Stromverbrauch und die Komplexheit der Herstellung. minimiert werden.
Der Effektivwertwandler 222 bietet ferner wesentliche Leistungsvorteile gegenüber dem Stand der Technik. Der Spitzenfaktor, eine wesentliche Einschränkung bei Monolith-Effektivwandlern, ist bei der vorliegenden Ausführungsform nur durch das Abtastsystem 221 und die Wortlänge des digitalen Effektivwertfilters 232 eingeschränkt. Gleichzeitig ist die Wechselstrombandbreite des Effektivwertwandlers 222 konstant, da sie gemäß den Filterkonstanten definiert wird, die in dem digitalen Effektivwertfilter 232 angewandt werden. Ferner ist die Leistung des Effektivwertwandlers 222, die hinsichtlich der Transferfunktion und der Wechselstrombandbreite festgelegt ist, im Wesentlichen über einen weiten Bereich von Amplituden des Eingangssignals konstant. Das digitale Effektivwertfilter 232 kann so viele Pole und Nullen wie erforderlich haben, um entsprechende Stoppbandunterdrückung von Wechselstrom-Welligkeitskomponenten zu erzielen, während eine wünschenswerte Ausregelzeit und kein Überschwingen bei seiner Impulsantwortcharakteristik aufrecht erhalten werden.
9 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm des Messgeräts 210 (gezeigt in 1) gemäß einer alternativen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, bei dem ein Abtastsystem 225 aus einem Analog-Digital-Wandler (ADC) 228 besteht. Die Spannungsquelle 8 ist über Testleiter 6a und 6b mit einem Frontende 216 innerhalb des Messgeräts 210 gekoppelt. Das Frontende 216 umfasst einen Verstärker 14 mit einer nicht gleichförmigen Transferfunktion und kann Überspannungs- und Überstromschutzschaltungen, Verstärker, Dämpfer und Filter enthalten, um für das Abtastsystem 221 das Eingangssignal mit geeignetem Amplitudenniveau und Bandbreite zu liefern.
Der ADC 218 erzeugt digitale Stichproben mit einer Abtastrate größer als die Nyquist-Rate, die gemäß dem Stand der Technik zweimal die Messungsbandbreite beträgt. Da die Messungsbandbreite auf 500 Kilohertz festgelegt wurde, muss der ADC 228 mit einer Abtastrate von mehr als 1 MS/s und vorzugsweise 10 MS/s funktionieren, wobei die tatsächliche Abtastrate von Aspekten der Umwandlungspräzision abhängig ist. Andere ADC-Techniken können jederzeit für den ADC 218 eingesetzt werden, wobei die Bauteilkosten, die maximale Abtastrate, der Stromverbrauch sowie die Umwandlerpräzision und Auflösung zu berücksichtigen sind, um digitale Stichproben, die für das Eingangssignal repräsentativ sind, an den Effektivwertwandler 222 zu liefern.
Die digitalen Stichproben werden als kontinuierlicher Datenstrom von dem ADC 228 an den Effektivwandler geliefert. Der Effektivwandler 222 verarbeitet jede der digitalen Stichproben in dem kontinuierlichen Datenstrom bei ihrer Ankunft ohne Kenntnis der Periode oder Wellenform des Eingangssignals, wie weiter unten detaillierter erklärt. Der Effektivwertwandler 222 gleicht für die nicht gleichförmige Transferfunktion des Verstärkers 14 aus. Ein Mikroprozessor 224 empfängt die Effektivwerte, die von dem Effektivwertwandler erzeugt werden und liefert die Effektivwerte selektiv an ein Display 226, wo sie in Zahlen- oder Grafikformat nach Wunsch angezeigt werden können. Die Effektivwerte können kontinuierlich oder als Reaktion auf ein Aktualisierungssignal des Mikroprozessors 224 zugeführt werden.

10 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm des Effektivwertwandlers 222 gemäß der vorliegenden Erfindung. Digitale Stichproben des Sigma-Delta-Umwandlers 218 und des Dezimationsfilters 220 wie in 8 gezeigt oder des ADC 228 wie in 9 gezeigt, kommen an dem Effektivwertwandler 222 an. Die digitalen Stichproben werden nach Bedarf in der Ausgleichschaltung 18 neu skaliert, um für die nicht gleichförmige Transferfunktion des Verstärkers 14 auszugleichen. Jede digitale Stichprobe wird dann in der Quadrierungsschaltung 230 quadriert, um quadrierte digitale Stichproben zu ergeben. Alternativ könnten die Stichproben vor dem Neuskalieren quadriert werden. Jede quadrierte digitale Stichprobe wird einem digitalen Effektivwertfilter 232 zugeführt, das Filterkoeffizienten hat, die ausgewählt werden, um es dem digitalen Effektivwertfilter 232 zu erlauben, als Tiefpassfilter zu funktionieren. Die Filterkoeffizienten und digitale Filtertopologie können gemäß den bekannten IIR- und FIR-Techniken konzipiert werden, oder gemäß einer Kombination von FIR- und IIR-Techniken, um ein Tiefpassfilter bereitzustellen, das die gewünschten Merkmale aufweist. Bei der bevorzugten Ausführungsform hat das digitale Effektivwertfilter 232 die folgenden Kenndaten:

Messungsbandbreite	maximal 500 Kilohertz
Stoppband zu -123 Dezibel	maximal 49,9 Hertz
Ausregelzeit auf 0,001 des endgültigen Werts	maximal 0,5 Sekunde
Sprungantwort Überschwingen	maximal 0,0
Erfassungsraten	0,125, 0,5, 2 und 1000 Hertz

Bei dem digitalen Effektivwertfilter 232 war es wichtig, dass kein Überschwingen in der Sprungantwort mit einer hohen Stoppbandunterdrückung der 50/60 Hertz-Welligkeit der Stromversorgungsleitungsfrequenzen bestand. Die von dem digitalen Effektivwertfilter 232 erzeugten gefilterten Effektivwerte werden einer Quadratwurzelschaltung 234 zugeführt, die die Effektivwerte erzeugt, indem sie die Quadratwurzel des gegenwärtigen gefilterten Effektivwerts entweder kontinuierlich oder nach Bedarf als Reaktion auf ein Aktualisierungssignal, das vom Mikroprozessor 224 her empfangen wird, bildet.
Die Quadrierungsschaltung 230, das digitale Effektivwertfilter 232 und die Quadratwurzelschaltung 234 können je nach den Erfordernissen der Anwendung in Material, Software oder einer Kombination beider implementiert werden. Die Transferfunktion des digitalen Effektivwertfilters 232 kann leicht auf eine andere Abtastrate und Präzisionserfordernisse angepasst werden. Das Abtastsystem 221 kann eine beliebige einer Vielzahl von Wandlertechniken enthalten, die zum Erzeugen digitaler Stichproben des Eingangssignals und mit der gewünschten Abtastrate und -Präzision geeignet sind.
Auch wenn eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gezeigt und beschrieben wurde, ist es dem Fachmann natürlich klar, dass viele Änderungen und Modifikationen ausgeführt werden können, ohne den Geltungsbereich der Erfindung in ihren weiteren Aspekten zu verlassen. Zum Beispiel kann eine Transferfunktion mit mehr als zwei Abschnitten mit unterschiedlichen Steigungen verwendet werden. Die Transferfunktion braucht nicht linear oder affin zu sein und könnte zum Beispiel logarithmisch sein. Ferner brauchen die Funktionen der Erfindung nicht in getrennten Schaltungen verwirklicht zu werden. Die Ausgleichschaltung könnte zum Beispiel mit dem Effektivwertwandler kombiniert werden. Die anliegenden Ansprüche sollen daher alle solche Änderungen und Modifikationen, die in den Geltungsbereich der Erfindung fallen, decken.

Claims

Verfahren zum Messen eines Effektivwerts eines zeitvariablen elektrischen Signals, umfassend: Verstärken des elektrischen Signals unter Verwenden eines Verstärkers (14), der eine Transferfunktion hat, die eine nicht gleichförmige Steigung hat, wobei die Steigung der Transferfunktion für größere eingehende Signale kleiner ist, wobei der Verstärker (14) aus dem zeitvariablen elektrischen Signal ein verstärktes Signal erzeugt; und ausgehend von dem verstärkten Signal Bestimmen eines Effektivwerts, der für das zeitvariable elektrische Signal repräsentativ ist, wobei das Bestimmen das geeignete Gewichten in Übereinstimmung mit der Transferfunktion des verstärkten Signals umfasst, um ein präzises Effektivwertsignal zu erzeugen, wobei das elektrische Signal Abschnitte unter einem vorausbestimmten Wert und Abschnitte über dem vorausbestimmten Wert umfasst, dadurch gekennzeichnet, dass das Verstärken des elektrischen Signals das Verstärken bei einer ersten Verstärkung (G1) der Abschnitte unter dem vorausbestimmten Wert und ein Verstärken bei einer zweiten Verstärkung (G2) der Abschnitte des elektrischen Signals über dem vorausbestimmten Wert umfasst, wobei die verstärkten Abschnitte der beiden Abschnitte gemeinsam ein verstärktes Signal umfassen.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem das Bestimmen eines Effektivwerts ausgehend von dem verstärkten Signal das Erzeugen digitaler Stichproben des verstärkten Signals unter Verwenden eines Abtastsystems (221) umfasst.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Bestimmen eines Effektivwerts ausgehend von dem verstärkten Signal weiter Folgendes umfasst: Quadrieren der digitalen Stichproben in einer Quadrierungsschaltung (230), um quadrierte digitale Stichproben zu erzeugen; kontinuierliches Filtern jeder der quadrierten digitalen Stichproben in einem digitalen Effektivwertfilter (232), wobei das digitale Effektivwertfilter (232) als Tiefpassfilter funktioniert, um gefilterte digitale Stichproben zu erzeugen; und Ziehen der Quadratwurzel der gefilterten digitalen Stichproben, um die Effektivwerte des Eingangssignals zu erzeugen.
Vorrichtung zum Bestimmen eines Effektivmesswerts eines zeitvariablen elektrischen Signals, umfassend: einen Verstärker (14), gekennzeichnet durch eine Transferfunktion, die eine nicht gleichförmige Steigung hat; einen Analog-Digitalumwandler (16) in elektrischer Verbindung mit dem Ausgang des Verstärkers (14); und einen digitalen Effektivmesswertrechner (18, 20) in elektrischer Verbindung mit dem Ausgang des Analog-Digitalumwandlers (16), wobei der digitale Effektivwertrechner (18, 20) den Quadratwurzelwert des zeitvariablen Signals durch Gewichten der Signale bestimmt, um die nicht gleichförmige Steigung der Transferfunktion auszugleichen, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkertransferfunktion für ein elektrisches Signal, das Abschnitte unter einem vorausbestimmten Wert und Abschnitte über dem vorausbestimmten Wert umfasst, derart ist, dass die Abschnitte unter dem vorausbestimmten Wert bei einer ersten Verstärkung (G1) und die Abschnitte des elektrischen Signals über dem vorausbestimmten Wert bei einer zweiten Verstärkung (G2) verstärkt werden, wobei die verstärkten Abschnitte beider Abschnitte gemeinsam ein verstärktes Signal umfassen.
Verfahren nach Anspruch 4, bei dem der digitale Effektivwertrechner (18, 20) einen digitalen Integrator umfasst, wobei der Integrator einen Gewichtungsfaktor verwendet, der der Verstärkung des Verstärkers entspricht.
Vorrichtung nach Anspruch 4, bei der die Transferfunktion eine erste Steigung für einkommende Signalwerte an oder unter einem vorausbestimmten Wert hat und eine zweite Steigung für eingehende Signalwerte an oder über einem vorausbestimmten Wert.
Vorrichtung nach Anspruch 4, wobei der digitale Effektivwertrechner Folgendes umfasst: eine Quadrierungsschaltung (230) zum Empfangen digitaler Stichproben eines Eingangssignals mit unbekannter Periode zum Erzeugen quadrierter digitaler Stichproben; ein digitales Effektivwertfilter (232) gekoppelt mit der Quadrierungsschaltung, um kontinuierlich quadrierte digitale Stichproben zu empfangen und gefilterte digitale Stichproben zu produzieren, wobei das digitale Effektivwertfilter als Tiefpassfilter funktioniert; und eine Quadratwurzelschaltung (234) zum Berechnen der Quadratwurzel der gefilterten digitalen Stichproben zum Erzeugen eines Effektivwerts des Eingangssignals.
Vorrichtung nach Anspruch 7, wobei das digitale Effektivwertfilter (232) ferner ein IIR-Filter umfasst.
Vorrichtung nach Anspruch 7, wobei das digitale Effektivwertfilter (232) ferner ein FIR-Filter umfasst.
Vorrichtung nach Anspruch 4 bis 7, umfassend: ein Stichprobennahmesystem (221), das mit dem Signal gekoppelt ist, um digitale Stichproben des Signals zu erzeugen; einen Mikroprozessor (224) zum Empfangen des Effektivwerts von dem Effektivwertrechner und zum Bestimmen einer Aktualisierungsrate; und ein Display (226), das mit dem Mikroprozessor gekoppelt ist, um den Effektivwert und die Aktualisierungsrate zu empfangen und anzuzeigen.
Vorrichtung nach Anspruch 10, die ferner eine Front-End-Schaltung (216) umfasst, die zwischen das Signal und das Stichprobensystem (221) geschaltet ist, um das Signal für das Stichprobensystem zu skalieren.
Vorrichtung nach Anspruch 10, wobei das Stichprobensystem (221) ferner umfasst: einen Sigma-Delta-Umwandler (218), der mit dem Signal gekoppelt ist, um unaufbereitete digitale Stichproben zu erzeugen, und ein Dezimationsfilter (220), das mit dem Sigma-Delta-Umwandler (218) gekoppelt ist, um unaufbereitete digitale Stichproben zu empfangen und digitale Stichproben zu erzeugen.
Vorrichtung nach Anspruch 10, wobei das Stichprobensystem (221) ferner einen Analog-Digital-Umwandler (228) umfasst.