DE69918027T2 - Eingangsfilterschaltung für ein doppelbandiges gsm/dcs zellulartelefon - Google Patents

Eingangsfilterschaltung für ein doppelbandiges gsm/dcs zellulartelefon Download PDF

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Description

  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • 1. Gebiet der Erfindung
  • Die vorliegende Erfindung, betrifft allgemein Hochfrequenz-Systeme und insbesondere eine verbesserte Konfiguration des Eingansfilters für Hochfrequenz-Schaltkreise wie sie in Zellulartelefonen eingesetzt werden.
  • 2. Beschreibung des Stands der Technik
  • Die vorgeschlagenen abwärtskonvertierenden Doppelband-GSM/DCS Zellulartelefon-Systeme verwenden eine Eingangs-Konfiguration die einen Doppelseitenband-Mischer und vier Filter mit einem Preis von zwei Dollar pro Filter aufweisen. Die Kosten für diese Filter sind erheblich, wenn berücksichtigt wird, dass die Produktion eine Größenordnung von einer Million oder mehr Einheiten aufweisen kann.
  • ZIELE UND ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Es ist daher ein Ziel der Erfindung, RF-Systeme zu verbessern;
    Ein weiteres Ziel der Erfindung ist den Eingansfilterschaltkreis für RF-Empfänger zu verbessern; und
    Noch ein weiteres Ziel der Erfindung ist es, die Zahl der Komponenten, den Platzbedarf und die Kosten eines Eingansfilterschaltkreises in GSM/DCS Zellulartelefon-Systemen zu reduzieren.
  • Diese und andere Ziele und Vorteile werden gemäß der Erfindung durch den Einsatz eines Hochpass-Filters und eines SAW-Filters (surface acoustic wave-filter:
    Oberflächenwellenfilter) für den DCS-Kanal zusammen mit einem Einseitendand-Mischer (SSB) erreicht. Die Verwendung eines Einseitenband-Mischers führt zur Elimination zweier Filter, die gemäß mit anderen vorgeschlagenen Ansätzen erforderlicher waren. Die Elimination dieser beiden Filter reduziert den benötigten Platz für diesen Schaltkreis, genauso wie die Kosten des Telefons. Der Hochpass-Filter liefert eine zusätzliche Unterdrückung der Seitenband-Frequenz des SSB-Mischers, ohne welche ein solcher Mixer nicht verwendet werden könnte.
  • In einem Ausführungsbeispiel gemäß der Erfindung war der Hochpass-Filter ein elliptischer Hochpass-Filter fünfter Ordnung, der eine Unterdrückung von 20 dB bei der Bildfrequenz bereitstellte. Diese Bildfrequenz liegt 800MHz unterhalb des DCS Bandes von 1805 bis 1880MHz (1005 bis 1080MHz). Somit erfüllt der Schaltkreis die Unterdrückungs-Anforderungen für Störungen die in den GSM Spezifikationen festgelegt sind. Die Implementierung des bevorzugten Ausführungsbeispiels führt gegenüber anderen vorgeschlagenen Lösungen hinweg zu einer Reduzierung der Kosten von $4.00 pro Schaltkreis.
  • KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • Die Ziele und Merkmale der vorliegenden Erfindung, von denen angenommen wird, dass sie neu sind, werden im Folgenden, insbesondere in den beigefügten Ansprüchen beschrieben. Die vorliegende Erfindung, kann in ihrem Aufbau und Art und Weise der Funktion, zusammen mit weiteren Zielen und Vorteilen, am besten in Bezug auf die folgende Beschreibung und in Verbindung mit den beigelegten Zeichnungen verstanden werden, wobei:
  • 1 ein Schaltkreis ist, der den vorgeschlagenen Doppelband-Telefon Eingangsfilter-Schaltkreis schematisch darstellt;
  • 2 ein Schaltkreis ist, der einen Eingangs-Schaltkreis eines Doppelbandigen Telefons gemäß dem bevorzugten Ausführungsbeispiel schematisch erläutert;
  • 3 eine schematische Darstellung eines Schaltkreises eines elliptischen Filters ist, der für das bevorzugte Ausführungsbeispiel nützlich ist;
  • 4 ein Diagramm ist, welches eine exemplarischen Filter-Charakteristik einer Kombination eines Hochpass-Filters mit einem SAW-Filter gemäß 3 skalierte darstellt;
  • 5 ein Schaltkreis ist, der den Schaltkreis eines Einseitenband-Mischers schematisch erläutert.
  • DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
  • Die folgende Beschreibung soll jeden Fachmann dazu befähigen diese Erfindung herzustellen und zu nutzen, und führt die besten Ausführungsformen zum Ausführen der Erfindung auf, die der Erfinder in Erwägung gezogen hat, um sein Erfindung auszuführen. Jedoch sind den Fachleuten verschiedene Modifikationen unmittelbar offensichtlich, da die allgemeinen Prinzipien der vorliegenden Erfindung hier genau definiert worden sind, um einen Eingangsfilter-Schaltkreis für Doppelband-Telefon-Anwendungen mit besonders großer Leistungsfähigkeit und geringen Kosten bereit zu stellen.
  • Ein vorgeschlagener DCS/GSM Doppelband-Telefon-Eingangsschaltkreis ist in 1 dargestellt. Wie gezeigt wird, ist das von einer Antenne 12 empfangenen Signal mit einem Schalter oder einem Verteiler SW1 zwischen einem ersten und einem zweiten SAW-Filters 13, 15 schaltbar. Der erste SAW-Filter 13, der eine Bandbreite von 1805 bis 1880 MHz aufweist, liefert eine Ausgabe an einen ersten geräuscharmen Verstärker (low noise amplifier: LNA) 17, während der zweite SAW-Filter 15 eine Bandbreite von 935 bis 960 MHz aufweist und eine Ausgabe an einen zweiten geräuscharmen Verstärker 19 liefert. Die Ausgänge der jeweiligen Verstärker 17, 19 sind mit einem dritten Filter 21 und einem vierten Filter 23 verbunden, welche eine Bandbreite von 1805 bis 1880 MHz bzw. 935 bis 960 MHz aufweisen. Die Ausgabe des dritten Filters 21 und des vierten Filters 23, wird mittels eines Schalters oder Kombinierers SW2 einem Verstärker 25 und dann einem zweiseitigen Band-Mischer 26 zugeführt. Der zweiseitige Band-Mischer 26, empfängt eine zweite Eingabe von einem Lokal-Oszillator 29, zugeführt mittels eines Verstärkers 27, und gibt eine Ausgabe an einen IF-Filter aus.
  • Die Ausgabe des Filters 31 wird dann dem Rest des Doppelband-Telefon-Schaltkreises zugeführt. Die Baugruppe innerhalb der gestrichelten Linie 101 der 1 kann ein handelsübliches Teil, wie das No.TQ9222, aufweisen, welches von der "Triquint Semiconductor, Inc., Hillsboro, Oregon" hergestellt wird.
  • Der verbesserte Eingangsfilter-Schaltkreis gemäß der bevorzugten Ausführungsform, ist in 2 dargestellt. In diesem Schaltkreis, ist der Ausgang des jeweiligen geräuscharmen Verstärkers 17, 19 direkt mit dem Eingang des Verstärkers 125 verbunden, dessen Ausgang mit einem Eingang eines Einseitenband-Mischer-Schaltkreises 46 verbunden ist. Der Einseitenband-Mischer-Schaltkreis 46 erhält die Ausgabe eines Lokal-Oszillators 29 als seine zweite Eingabe und gibt wieder eine Ausgabe an den IF-Filter 31 aus. Zusätzlich wird ein Hochpass-Filter 48 in den Signalpfad zwischen dem Schalter SW1 und dem SAW-Filter 13 eingefügt. Der Schaltkreis innerhalb der gestrichelten Linie 103 der 2 kann das Rockwell-Teil No.RF210 aufweisen.
  • Der bevorzugte Hochpass-Filter 48, ist, wie in 3 gezeigt ist, ein elliptischer Hochpass-Filter fünfter Ordnung. Im Schaltkreis der 3 ist der zweite Anschluss einer Kapazität C1 jeweils mit dem ersten Anschluss einer Kapazität C2 und einer Kapazität C3 verbunden. Der zweite Anschluss der Kapazität C2 ist mit dem ersten Anschluss einer Induktivität L1 verbunden, wobei deren zweiter Anschluss geerdet ist. Der zweite Anschluss der Kapazität C3 ist mit dem ersten Anschluss einer Kapazität C4 und mit dem ersten Anschluss einer Kapazität C5 verbunden. Der zweite Anschluss der Kapazität C4 ist mit dem ersten Anschluss einer zweiten Induktivität L2 verbunden, wobei deren zweiter Anschluss geerdet ist. Der zweite Anschluss der Kapazität C5 ist mit dem ersten Eingang des SAW-Filters 13 verbunden.
  • Typische Werte der Bauelemente für den Hochpass-Filter-Schaltkreis 48 der 3 sind wie folgt:
    C1 2,7pF
    C2 5,6pF
    C3 1,8pF
    C4 3,3pF
    C5 3,3pF
    L1 4,7nH
    L2 4,7nH
  • Eine Filter-Charakteristik für einen Prototypen des Filter-Schaltkreises (Hoch-Pass 48 plus SAW 13) der 3, ist in der 4 dargestellt, wobei die vertikale Achse in 10 dB Schritte unterteilt ist und die horizontale Achse bei 0,5 GHz beginnt und sich in 0,15 GHz Schritten bis auf 2 GHz erstreckt. Wie ersichtlich ist, weist die Filter-Charakteristik einen wohl definierten Durchlassbereich zwischen 1805 und 1880 MHz auf, und liefert jeweils mit 51,578 dB und 53,587 dB bei 1.08 GHz und 1.005 GHz für eine vollständige Unterdrückung (Punkte 3 und 4). Diese Unterdrückung wird in Verbindung mit dem Einseitenband-Mischer benötigt, um die Spezifikationen zu erfüllen.
  • In der Ausführungsform der 2, können die SAW-Filter 13, 15 jeweils handelsübliche Teile wie FUJITSU Teile-Nummer No.FARF6CElG8425L2YB und Teile-Nummer No.FARF5CH947M50-L2EV, aufweisen.
  • Die Spezifikationen für diese beiden Filter sind wie folgt:
  • Teile-Nummer: FAR-F6CB-1G8425-L2YB
    Figure 00060001
  • GSM/NMT (Rx) Hoher Dämpfungs-Typ Teile-Nummern FAR-F6CS-1G8425-L2YB
    Figure 00060002
  • In der 5 ist insbesondere ein Einseitenband-Mischer Schaltkreis 46 dargestellt, der in der bevorzugten Ausführungsform für den DCS-Modus eingesetzt wurde. Wie es dargestellt ist, wird das Radiofrequenz- (RF) Signal einem ersten Mischer 131 und einem Phasenschieber-Schaltkreis 133 zugeführt. Der Phasenschieber 133 dreht das RF-Signal um 90° gegen den Uhrzeigersinn (+90°) und führt das phasenverschobene Signal einem zweiten Mischer 135, zu. Der ersten und der zweiten Mischer empfangen jeweils eine zweite Eingabe von einem Lokal-Oszillator LO. Die Ausgabe des ersten Mischers 131 wird um 90° gegen den Uhrzeigersinn (+90°) von einem zweiten Phasenschieber 137 phasenverschoben und mit der Ausgabe des zweiten Mischers 135 summiert, so dass das IF-Signal gebildet wird, um es dem IF-Filter zu zuführen.
  • Der SSB-Mischer, der in 5 gezeigt ist, unterdrückt das untere Seitenband (LO-Frequenz minus IF-Frequenz) und ist für den DCS-Kanal geeignet. Im Gegensatz dazu erzeugt der zweiseitige Band-Mischer (konventioneller Typ) eine IF-Frequenz, immer wenn der RF-Anschluss entweder die (LO-Frequenz plus IF-Frequenz) oder die (LO-Frequenz minus IF-Frequenz) erhält.
  • Ein ähnlicher SSB-Mischer-Schaltkreis wird verwendet um das IF-Signal für den GSM-Modus zu erzeugen. Solch ein Schaltkreis kann die beiden Mischer 131, 133 aus 5 mit einer geeigneten Lokal-Oszillator-Frequenz und verschiedenen Phasenverschiebungen verwenden, welche an bestimmten Punkten in den Schaltkreis hineingeschaltet werden. Solche Einschaltungen können zum Beispiel durch integrierte Schalter ausgeführt werden, die auf ein Mikrokontroller-Signal reagieren, welches einen GSM- oder DCS-Frequenz-Modus anzeigt. Wie die Fachleute erkennen, können viele weitere SSB-Mischer-Konfigurationen, zum Beispiel mit Phasenschiebern an weiteren Punkten im Schaltkreis, für den DCS- oder GSM-Modus verwendet werden.
  • Zusammenfassend ist gemäß der obigen bevorzugten Ausführungsform, dem Eingang des SAW-Filters 13 ein Hochpass-Filter 48 zusammen mit einem Einseitenband-Mischer-Schaltkreis 46 hinzugefügt. Dadurch werden die Filter 21, 23 des Schaltkreises der in der 1 dargestellt ist, vollständig eliminiert. Kosten werden gespart und die Größe ist reduziert. Der Hochpass-Filter 48 ist notwendig um die im GSM/DCS Standard festgelegten Spezifikationen zur Frequenzunterdrückung, bei gegebenen Einschränkungen der Frequenzunterdrückung (Seitenband-Abschwächung) des Einseitenband-Mischer-Schaltkreises 46 bei der Bild-Frequenz von 1.005 GHz, einzuhalten. Ohne den Hochpass-Filter 48 könnte der Standard nicht erfüllt werden, da kein SAW der gegenwärtig hergestellt wird, die Bild-Unterdrückungs-Anforderungen erfüllen würde.
  • Wie die Fachleute erkennen, können verschiedene Anpassungen und Modifikationen der eben beschriebenen bevorzugten Ausführungsform konfiguriert werden, ohne dabei vom Schutzbereich der Erfindung abzuweichen. Daher soll verstanden werden, dass innerhalb des Schutzbereiches der beigefügten Ansprüche, die Erfindung anders implementiert werden kann, als sie hierin speziell beschrieben wurde.

Claims (25)

  1. Hochfrequenzschaltkreis, aufweisend: einen Hochpass-Filter (48) mit einem Eingang und einem Ausgang; einen ersten SAW-Filter (13) mit einem Ausgang und einem Eingang, der mit dem Ausgang des Hochpass-Filters (48) verbunden ist; einen zweiten SAW-Filter (15) mit einem Eingang und einem Ausgang; Mittel (103) zum Verstärken und Kombinieren der jeweiligen Ausgaben des ersten bzw. zweiten SAW-Filters (13, 15) zum Bilden eines Ausgabesignals; und einen Einseitenband-Mischer (46) mit einem Eingang, wobei der Eingang des Einseitenband-Mischers (46) so verbunden ist, dass das Ausgangssignal empfangen wird.
  2. Schaltkreis gemäß Anspruch 1, wobei der Hochpass-Filter (48) Mittel zum Kompensieren einer ungenügenden Einseitenband-Unterdrückung des Einseitenband-Mischers (46) aufweist.
  3. Schaltkreis gemäß Anspruch 1, wobei der Hochpass-Filter (48) und der erste SAW-Filter (13) zusammen ein Frequenz-Durchlass-Band zwischen 1805 und 1880 Mhz definieren.
  4. Schaltkreis gemäß Anspruch 1, wobei der zweite SAW-Filter (15) ein Frequenz-Durchlass-Band zwischen 935 und 960 MHz aufweist.
  5. Schaltkreis gemäß Anspruch 4, wobei der Hochpass-Filter (48) ein Ellipsen-Hochpass-Filter ist.
  6. Schaltkreis gemäß Anspruch 1, wobei der Hochpass-Filter (48) ein Ellipsen-Hochpass-Filter ist.
  7. Schaltkreis gemäß Anspruch 1, wobei die Kombination des Hochpass-Filters (48) und des ersten SAW-Filters (13) für eine Gesamtunterdrückung von 54 dB bei 1,005 GHz und 52 dB bei 1,08 GHz sorgt.
  8. Schaltkreis gemäß Anspruch 1, wobei die Kombination des Hochpass-Filters (48) und des ersten SAW-Filters (13) für eine Gesamtunterdrückung von 50 dB oder mehr bei 1,005 GHz und 50 dB oder mehr bei 1,08 GHz sorgt.
  9. Schaltkreis gemäß Anspruch 2, wobei die Kombination des Hochpass-Filters (48) und des ersten SAW-Filters (13) für eine Gesamtunterdrückung von 54 dB bei 1,005 GHz und 52 dB bei 1,08 GHz sorgt.
  10. Schaltkreis gemäß Anspruch 3, wobei die Kombination des Hochpass-Filters (48) und des ersten SAW-Filters (13) für eine Gesamtunterdrückung von 54 dB bei 1,005 GHz und 52 dB bei 1,08 GHz sorgt.
  11. Schaltkreis gemäß Anspruch 2, wobei die Kombination des Hochpass-Filters (48) und des ersten SAW-Filters (13) für eine Gesamtunterdrückung von 50 dB oder mehr bei 1,005 GHz und 50 dB oder mehr bei 1,08 GHz sorgt.
  12. Schaltkreis gemäß Anspruch 3, wobei die Kombination des Hochpass-Filters (48) und des ersten SAW-Filters (13) für eine Gesamtunterdrückung von 50 oder mehr dB bei 1,005 GHz und 50 dB oder mehr bei 1,08 GHz sorgt.
  13. Schaltkreis gemäß Anspruch 1, der ferner ein Mittel zum abwechselnden Verbinden einer Antenne mit dem Eingang des Hochpass-Filters (48) oder dem Eingang des zweiten SAW-Filters (15) aufweist.
  14. Schaltkreis gemäß Anspruch 1, wobei der Einseitenband-Mischer (46) Mittel zum Unterdrücken einer Frequenzkomponente eines unteren Seitenbands, die aus einer Frequenz eines lokalen Oszillators minus einer Zwischen (IF)-Frequenz besteht, aufweist.
  15. Schaltkreis gemäß Anspruch 1, wobei der Einseitenband-Mischer (46) erste und zweite Mischerschaltkreise aufweist, die mit ersten bzw. zweiten Phasenschieberschaltkreisen gekoppelt sind.
  16. Eingangs-Hochfrequenzempfängerschaltkreis, aufweisend: einen DCS-Frequenzkanal, der ein Hochpass-Filter-Mittel (48) mit einem Eingang und einem Ausgang und einen ersten SAW-Filter (13) mit einem Ausgang und einem mit dem Ausgang des Hochpass-Filter-Mittels (48) verbundenen Eingang aufweist, wobei der Ausgang des ersten SAW-Filters (13) ein Ausgabesignal liefert; und ein Mischer-Mittel (46) mit einem Eingang, wobei der Eingang des Mischer-Mittels (46) so verbunden ist, dass das Ausgangssignal empfangen wird, wobei das Mischer-Mittel (46) eine Frequenzkomponente, die aus einer Frequenz eines lokalen Oszillators minus einer IF-Frequenz besteht, unterdrückt, wobei das Hochpass-Filter-Mittel (48) für eine Kompensation einer ungenügenden Seitenband-Unterdrückung des Mischer-Mittels (46) sorgt.
  17. Schaltkreis gemäß Anspruch 16, wobei das Hochpass-Filter-Mittel (48) und der erste SAW-Filter (13) zusammen ein Frequenz-Durchlassband zwischen 1805 und 1880 MHz definieren.
  18. Schaltkreis gemäß Anspruch 16, wobei das Hochpass-Filter-Mittel (48) ein Ellipsen-Hochpass-Filter ist.
  19. Schaltkreis gemäß Anspruch 16, wobei die Seitenband-Unterdrückung bei einer Bildfrequenz in dem Bereich von 1005 bis 1080 MHz ist.
  20. Schaltkreis gemäß Anspruch 16, wobei die Kombination des Hochpass-Filter-Mittels (48) und des ersten SAW-Filters (13) für eine Gesamtunterdrückung von 54 dB bei 1,005 GHz und 52 dB bei 1,08 GHz sorgt.
  21. Schaltkreis gemäß Anspruch 16, wobei die Kombination des Hochpass-Filters (48) und des ersten SAW-Filters (13) für eine Gesamtunterdrückung von 50 dB bei 1,005 GHz und 50 dB bei 1,08 GHz sorgt.
  22. Verfahren zum Abwärtskonvertieren eines Dual-Band-Hochfrequenz (RF)-Signals, das die Schritte aufweist: Filtern eines ersten RF-Signals durch Verwenden eines Hochpass-Filters (48) und eines ersten SAW-Filters (13); Filtern eines zweiten RF-Signals durch Verwenden eines zweiten SAW-Filters (15); Verstärken des ersten und zweiten RF-Signals; Kombinieren des ersten und zweiten RF-Signals zum Bilden eines Ausgabesignals; und Mischen des Ausgabesignals und eines Signals eines lokalen Oszillators durch Verwenden eines Einseitenband-Mischers (46).
  23. Verfahren gemäß Anspruch 22, wobei der Schritt des Filterns des ersten RF-Signals ferner den Schritt der Kompensation für eine ungenügende Seitenband-Unterdrückung mittels des Einseitenband-Mischers (46) aufweist.
  24. Verfahren gemäß Anspruch 22, wobei der Mischschritt ferner den Schritt des Unterdrückens einer Frequenzkomponente eines unteren Seitenbands, die aus einer Frequenz eines lokalen Oszillators minus einer Zwischenfrequenz (IF) besteht, aufweist.
  25. Verfahren zum Abwärtskonvertieren eines Dual-Band-Hochfrequenz (RF)-Signals in einem DCS-Frequenzkanal, das die Schritte aufweist: Filtern eines RF-Signals durch Verwenden eines Hochpass-Filters (48) und eines ersten SAW-Filters (13); Sorgen für Kompensation für eine ungenügende Seitenband-Unterdrückung in dem RF-Signal; Mischen des RF-Signals und eines Signals eines lokalen Oszillators durch Verwenden eines Einseitenband-Mischers (46); und Unterdrücken einer Frequenzkomponente, die aus einer Frequenz eines lokalen Oszillators minus einer Zwischenfrequenz (IF) besteht.
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