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Die vorliegende Erfindung bezieht
sich auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Messung der Schallgeschwindigkeit
eines Gases. Die Schallgeschwindigkeit eines Gases ist insbesondere
zur Bestimmung anderer Gascharakteristika einsetzbar.
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Genaue Messungen der Schallgeschwindigkeit
in einem Gas können
unter Verwendung eines Resonators durchgeführt werden, wie es in einem
Artikel mit dem Titel "Spherical
Acoustic Resonators" von
M. Bretz, M. L. Shapiro und M. R. Modover in Band 57, American Journal
of Physics, S. 129–133, Februar
1989, beschrieben ist. Der Resonator, der eine Probe eines Testgases
enthält,
hat in seiner Wand einen akustischen Sender und einen akustischen
Empfänger
eingebaut. Der akustische Sender (Transmitter) wird über einen
Frequenzbereich angesteuert und die Amplitude des Signals, das durch
den akustischen Empfänger
bereitgestellt wird, wird für jede
Frequenz, bei der der akustische Transmitter angesteuert wird, detektiert.
Die Frequenz, bei der der akustische Empfänger das stärkste, schärfste Signal aufnimmt, d. h.
der erste Resonanzradialmodus, wird detektiert. Da die Resonanzfrequenz
eine lineare Funktion der Schallgeschwindigkeit des Testgases im
Resonator ist, kann die Schallgeschwindigkeit des Testgases bestimmt
werden.
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Für
einen sphärischen
Resonator mit gegebenem Radius wird das eingeschlossene Gas eine Reihe
von akustischen Resonanzen aufweisen. Die Resonanzen sind das Resultat
dreidimensionaler stehender Wellen. Für ein perfektes System werden die
Resonanzfrequenzen (f) eine Funktion der Wurzel einer sphärischen
Bessel-Funktion (z), der Schallgeschwindigkeit (c) und dem Radius
der Kugel (r), angegeben durch: f = cz/(2πr)
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Der radiale Modus wird verwendet,
da bei diesem Modus Schall im rechten Winkel auf die Wand der Kugel
auftritt und somit keinen Energieverlust infolge des viskosen Widerstands
erleidet und somit einen scharten Resonanzpeak produziert, der nicht
schwer genau nachzuweisen ist.
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Frühere Untersuchungen unter Verwendung eines
mathematischen Grundmodells für
akustische sphärische
Resonatoren beschreiben eine Genauigkeit von 0,02% bei Messungen
der Schallgeschwindigkeit.
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Da allerdings die Resonanzfrequenz
des sphärischen
Resonators umgekehrt proportional zum Radius der Kugel ist, hat
der Resonator normalerweise einen Durchmesser von mindestens 12
cm, um einen ersten radialen Resonanzmodus innerhalb des Frequenzbereichs
der akustischen Transducer zu produzieren. Allerdings ist ein Resonator
dieser Größe zu groß, um in
einer Son de verwendet zu werden, die zweckdienlicherweise in eine
Gasquelle, z. B. eine Gasleitung, eingesetzt werden soll oder in
einem zweckdienlichen und kompakten Gehäuse verwendet werden soll.
Wenn der Resonator auf eine Kugel mit einem Durchmesser von z. B.
3 cm reduziert werden sollte, würde
der erste radiale Resonanzmodus bei etwa 18 kHz auftreten, was außerhalb
des Bereichs akustischer Transducer (bzw. Umformer) (20 Hz bis 13
kHz) liegen würde.
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Nach einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung
umfasst eine Vorrichtung zur Bestimmung der Schallgeschwindigkeit
von Gas:
einen im wesentlichen sphärischen Resonator, der das
Gas enthält,
das getestet werden soll;
einen akustischen Sender zur Übersendung
eines akustischen Signals in das Innere des Resonators;
einen
akustischen Empfänger
zur Ermittlung des Ausschlags (bzw. der Amplitude) des akustischen
Signals im Inneren des Resonators; und
Kontrollmittel zur Bestimmung
der Schallgeschwindigkeit eines Testgases aus der Frequenz eines
ermittelten Resonanzmodus;
wobei der ermittelte Resonanzmodus
ein nicht-radialer Resonanzmodus ist und der innere Radius des Resonators
im wesentlichen 5 cm oder weniger beträgt.
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Nach einem weiteren Aspekt der vorliegenden
Erfindung umfasst ein Verfahren zur Bestimmung der Schallgeschwindigkeit
eines Gases:
Beaufschlagung eines akustischen Signals in das
Innere eines im wesentlichen sphärischen
Resonators, der ein Gas enthält,
dessen Geschwindigkeit bestimmt werden soll;
Ermittlung der
Amplitude eines akustischen Signal im Inneren des Resonators; und
Bestimmung
der Schallgeschwindigkeit des Gases innerhalb des Resonators aus
der Frequenz eines ermittelten Resonanzmodus;
wobei der ermittelte
Resonanzmodus ein nicht-radialer Resonanzmodus ist und der innere
Radius des Resonators im wesentlichen 5 cm oder weniger beträgt.
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Der Erfinder verwendet eine erste
nicht-radiale Resonanz, die bei einer Frequenz unter der des früher verwendeten
ersten radialen Resonanzmodus auftritt. Dieser erste nicht-radiale
Resonanzmodus kann verwendet werden, um die Schallgeschwindigkeit
mit Resonatoren kleinerer Größe als die
früheren nachzuweisen,
während
die Resonanzfrequenz noch innerhalb des Bereichs der Tranducer gehalten
wird. Folglich kann ein kompakterer Resonator z. B. als Sonde verwendet
werden und kann in existierende Gasrohre eingesetzt werden oder
in ein kompakteres Gehäuse
zur größeren Zweckdienlichkeit
eingebaut werden, während
noch genaue Resultate erzielt werden.
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Der Resonator kann einen inneren
Radius von im wesentlichen 4 cm oder weniger, 3 cm oder weniger,
2 cm oder weniger oder vorzugsweise im wesentlichen 1,5 cm oder
weniger haben, damit er zweckdienlich kompakt gemacht wird.
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Für
einen im wesentlichen sphärischen
Resonator mit einem Radius von 1,5 cm wurde festgestellt, dass der
erste nicht-radiale Modus in einem Gas bei etwa 9 kHz auftritt,
was gut im Frequenzbereich von akustischen Transducern (20 Hz bis
13 kHz) liegt.
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Die Verwendung sphärischer
Resonatoren liefert die genauesten Messungen der Schallgeschwindigkeit.
Da die Kugel in allen Ebenen durch ihre Mitte symmetrisch ist, können Korrekturen
infolge einer thermischen Ausdehnung usw. relativ einfach angewendet
werden. Zusätzlich
können
der akustische Sender und der akustische Empfänger außerhalb des Resonatorhohlraums
angebracht sein und daher das Resonanzsystem nicht merklich stören. Bei
Verwendung eines Zylinders dagegen beeinträchtigen der akustische Sender
und der akustische Empfänger
die Weglänge
und eine Ausdehnung beim Sender und Empfänger auch bei einer Expansion
des Zylinders müssen
berücksichtigt
werden.
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Es wurde festgestellt, dass die relative
lineare Position des akustischen Senders und Empfängers bei
Erzielung einer scharfen Resonanzkurve für den ersten nicht-radialen
Resonanzmodus kritisch ist, um eine genaue Resonanzfrequenz zu liefern
und damit Messungen der Schallgeschwindigkeit bereitzustellen. Es
wurde gefunden, dass diese relative Position infolge von Konstruktionsvariationen
für jeden
Resonator leicht unterschiedlich sein kann. Um dies zu berücksichtigen,
sind der akustische Sender und der Empfänger vorzugsweise so an den
Resonator montierbar, dass ihre relative Trennung variabel ist.
Ihre relativen Positionen können
dann während einer
Kalibrierung variiert werden, um eine optimale Peakschärfe zu erreichen.
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Wenn der Resonator im wesentlichen
sphärisch
geformt ist, werden für
den ersten nicht-radialen Modus der akustische Sender und Empfänger vorzugsweise
im wesentlichen einander gegenüber
angeordnet, d. h. so, dass sie für
die größte Amplitude des
nachgewiesenen Peaks im wesentlichen 180° voneinander entfernt sind.
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Frühere akustische Sender wurden
bei hohen Spannungen, z. B. 150 Volt, für den Sender in dem Artikel
von M. Bretz et al., der oben genannt wurde, betrieben. Allerdings
kann dies möglicher weise
gefährlich
sein, wenn der Resonator mit einem hochbrennbaren Gas wie z. B.
Methan oder Naturgas arbeitet. Der kleinere Resonator der vorliegenden
Erfindung kann für
eine größere Sicherheit
mit einem Miniatursender niedriger Spannung, z. B. 5 Volt, wie er
z. B. als Hörapparaturlautsprecher
verwendet wird, eingesetzt werden.
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Die Erfindung wird beispielhaft unter
Bezugnahme auf die beigefügten
Zeichnungen beschrieben; in welchen:
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1 ein
Blockdiagramm ist, das den gesamten Betrieb eines Systems zur Messung
der Schallgeschwindigkeit eines Gases unter Verwendung eines Resonators
darstellt;
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2 einen
im wesentlichen sphärischen Resonator
zeigt, der in dem System eingesetzt werden kann;
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3 zeigt,
wie der akustische Empfänger an
den Resonator montiert ist;
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4 zeigt,
wie der akustische Sender an den Resonator montiert ist;
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5 die
Amplitude eines Signals zeigt, das über einen Frequenzbereich durch
den akustischen Empfänger
detektiert wird;
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6 erläutert, wie
ein Taktsignal verwendet wird, um in der Pulsbreite modulierte Signal
zu erzeugen, die kombiniert werden, um eine Annäherung (approximation) an eine
Sinuswelle zu erreichen;
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7 ein
elektronisches System zur Durchführung
des in 6 dargestellten
Arbeitsgangs zeigt;
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8 einen
Spannungs-kontrollierten Oszillator zeigt, um das Taktsignal zu
dem in 6 gezeigten System
zu führen;
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9 eine
Sequenz von Arbeitsgängen zeigt,
um die Resonanzfrequenz zu bestimmen;
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10 die
Verknüpfung
mit Verarbeitungsmittel zur Bestimmung der Resonanzfrequenz zeigt und
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11 ein
Verfahren zur Berücksichtigung der
begrenzten Hardware-Reaktionszeit zeigt.
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Wie in 1 dargestellt
ist, ist ein elektronischer Antriebsstromkreis 1, der in
Form eines Mikroprozessors vorliegen kann oder diesen umfassen kann,
so angeordnet, dass ein sinusförmiges
Signal über
einen geeigneten Frequenzbereich produziert wird, um einen Lautsprecher 2 anzusteuern.
Der Lautsprecher ist so angeordnet, dass er ein akustisches Signal
in das Innere eines Resonators 3 abgibt. Mikrofron 4 ist
so angeordnet, dass es die Größenordnung
des akustischen Signals im Resonator aufnimmt. Das Signal aus dem
Mikrofon wird filtriert und durch einen geeigneten elektronischen
Schaltkreis 5 verstärkt,
und ein Verarbeitungsmittel 6 bestimmt die Resonanzfrequenz,
die sich auf das Gas innerhalb des Resonators bezieht, um seine
Schallgeschwindigkeit zu bestimmen.
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Der Resonator 3, der in 2 gezeigt ist, ist in diesem
Fall eine starre Kugel. Der dargestellte Resonator ist aus zwei
CNC-(numerisch Computer-gesteuerten)maschinell bearbeiteten Metallhalbkugeln 31, 32 geformt,
wobei diese in diesem Fall aus Kupfer bestehen, einen Innenradius
von 1,5 cm und eine Wanddicke von 3 mm haben, und unter Bildung
der Kugel zusammengeschweißt
sind.
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Die Scheitel der Kugeln 31, 32 tragen
den Lautsprecher 2 bzw. das Mikrofon 4, die, wenn
die Halbkugeln zusammengefügt
sind, wie es in 2 gezeigt
ist, im wesentlichen 180° voneinander
entfernt sind, um so das Mikrofonsignal mit größter Amplitude bereitzustellen.
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Der Resonator ist mit einer Reihe
von Gasdiffusionsdurchgängen 33 ausgestattet,
von denen nur einer in 2 gezeigt
ist, die es dem Gas ermöglichen,
in den Resonator 3 einzudiffundieren und wieder auszudiffundieren.
Jede Halbkugel 31, 32 ist vorzugsweise mit vier
Gasdiffusionsdurchgängen 33 ausgestattet,
die 90° voneinander
entfernt sind. Gasdiffusionsdurchgänge 33 sind vorzugsweise
durch das Resonatorgehäuse
gebohrt und Späne
sind entfernt, um eine regelmäßige, reproduzierbare
Oberfläche
ins Innere des Resonators zu präsentieren.
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Alternativ könnte die Resonanzkugel aus
einem porösen
Material wie z. B. einem Sintermaterial hergestellt sein. Gasdiffusionslöcher 33,
die in der Kupferresonanzkugel von 2 gezeigt
sind, wären dann
nicht erforderlich und würden
so Störungen
in der Resonanzfrequenz infolge der Löcher 33 reduzieren.
Das verwendete poröse
Material hätte
vorzugsweise eine geringere Wärmeausdehnung
als Kupfer, was das Korrekturausmaß, das zur Variation bei der
Größe des Resonators
bei Änderungen
der Umgebungstemperatur notwendig ist, reduziert. Der Lautsprecher 2 ist
in diesem Fall ein Miniaturlautsprecher, wie er in einem Hörgerät verwendet
werden kann, und zwar mit einer Versorgungsspannung von 5 V und
einem Leistungsgrad von etwa 33 mW, und das Mikrofon 4 ist
ein Subminiaturmikrofon.
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3 zeigt,
wie das Mikrofon 4 an den Resonator 3 montiert
ist. Der Resonator ist mit einem Durchgang 41 mit einem
Durchmesser von etwa 1,5 mm versehen, welcher vorzugsweise ge bohrt
ist und wobei Späne
entfernt sind. Eine zylindrische Spindel 42 ist an der
Außenseite
des Resonators montiert oder als Teil desselben ausgebildet und
ist zu dem Durchgang 41 konzentriert angeordnet. Die Spindel 42 hat
vorzugsweise eine Länge
von etwa 10 mm und hat einen Innendurchmesser, der ausreicht, um das
Mikrofon 4 anzupassen, in diesem Fall etwa 5 mm. Die Position
des Mikrofons 4 in der Spindel ist entlang ihrer Länge variabel,
so dass es an dem optimalen Punkt, an dem der schärfste Ausgangssignalpeak
produziert wird, wenn der Lautsprecher die Resonanzfrequenz auf
den Resonator anwendet. Das Mikrofon 4 ist innerhalb der
Spindel 42 unter Verwendung eines Klebstoffs 43 in
der optimalen Position gesichert. Vorzugsweise wird verhindert,
dass der Klebstoff in den Resonatorhohlraum eintritt, da er in unregelmäßigen Formen
trocknen könnte,
die Störungen
bei der Resonanzfrequenz verursachen können. Das Mikrofon 4 ist
vorzugsweise mit einem Rand 45 versehen, dessen Außendurchmesser
im wesentlichen derselbe ist wie der Innendurchmesser der Spindel 42,
um so zu verhindern, dass Klebstoff in den Resonator eintritt. Alternativ
könnte
das Mikrofon 4 dicht in die Spindel 42 eingepasst
sein. Das Mikrofon 4 ist mittels einer elektrischen Verbindung
46 mit der Ansteuerungselektronik 1 verbunden.
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Der Lautsprecher 2 kann
in der gleichen Weise wie das Mikrofon 4 montiert sein,
was in 3 gezeigt ist,
allerdings ist er in diesem Beispiel in einem besonderen Abstand
von der Innenseite des Resonators fixiert, wie es in 4 dargestellt ist.
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In 4 ist
eine Spindel mit einer Länge
von etwa 2 mm an die Außenwand
des Resonators 3 montiert oder als Teil der Außenwand
des Resonators 3 ausgebildet, und ein Durchgang 22 mit
1,5 mm ist durch die Spindel 21 und die Resonatorwand gebohrt,
wobei Späne
entfernt sind. Der Lautsprecher 2 ist an der Außenseite
der Spindel 21, die den Durchgang 22 bedeckt,
montiert. Der Lautsprecher ist unter Verwendung eines Klebstoffs
an der Spindel 21 befestigt, wobei sichergestellt ist,
dass kein Klebstoff in den Durchgang 22 eintritt, und er
ist durch eine elektrische Verbindung 23 an die Filter-
und Verstärkungselektronik
angeschlossen.
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Die Position von Mikrofon und Lautsprecher kann
variabel sein, um den schärfsten
Ausgangspeak zu erzielen, oder alternativ können entweder das Mikrofon
oder der Lautsprecher fixiert sein, wobei die Position des anderen
variabel ist.
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Wegen geringer Variationen bei jeder
Resonanzkugel infolge von Verarbeitungstoleranzen beispielsweise,
die verschiedene effektive Radii erzeugen, wird jeder Resonator
einzeln unter Verwendung des folgenden Ausdrucks kalibriert: c = f × K
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Jeder Resonator wird unter Verwendung
eines Gases mit bekannter Schallgeschwindigkeit (c) kalibriert,
wobei dieses unter Verwendung eines Computermodells zur Voraussage
von Gascha rakteristika, z. B. GASVLE, oder durch Messung unter Verwendung
eines geeigneten Verfahrens gefunden wird. Die Resonanzfrequenz
(f) wird dann für
das Gas mit bekannter Schallgeschwindigkeit in dem Resonator, der
kalibriert wird, gemessen und die Konstante K gefunden. Unter Verwendung
des kalibrierten Resonators zusammen mit der dazugehörigen Konstanten
K kann die Schallgeschwindigkeit für ein beliebiges Gas aus gemessenen
Resonanzfrequenz bestimmt werden. Dies liefert Genauigkeiten von etwa
0,1%. Durch Kompensierung verschiedener Schwankungen bei der Umgebungstemperatur,
die das Volumen des Resonators beeinflussen, kann die Schallgeschwindigkeit
eines Gases mit noch besserer Genauigkeit von etwa 0,05 bestimmt
werden.
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Der Lautsprecher wird durch einen
elektronischen Schaltkreis 1, der schematisch in 1 gezeigt ist, angesteuert,
wodurch sinusförmige
Signale über
einen Frequenzbereich erhalten werden, der geeignet ist, die Frequenz
des ersten nicht-radialen Resonanzpeaks des Resonators 3 zu
umfassen. Der Lautsprecher wird in Frequenzhüben gesteuert. Das Mikrofron
liefert eine Ausgangsspannung, die gefiltert und amplifiziert wird,
und zwar entsprechend der Frequenz, bei der der Lautsprecher typischerweise betrieben
wird, wie es in 5 mit
einer geringen Verschiebung bezüglich
der Elektronik dargestellt ist. Die Frequenz, bei der das Mikrofron
die höchste
Ausgangsspannung produziert, wird als die nicht-radiale Resonanzfrequenz
bestimmt, die in 5 bei
20°C 8.860
Hz ist.
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Die Erzeugung von Annäherungen
an Sinuswellen über
einen kontinuierlichen Frequenzbereich wird nachfolgend beschrieben.
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Wie in den 6 und 7 dargestellt
ist, wird ein Taktsignal 101 auf einen Prozessor 110 durch
Leitung 111 aus einem spannungskontrollierten Oszillator
angewendet. Es kann ein beliebiger geeigneter Mikroprozessor verwendet
werden, z. B. ein Hitachi HD6463048F16. Der Mikroprozessor 110 verarbeitet das
Eingangstaktsignal 101 aus Leitung 111 unter Erzeugung
von in der Pulsbreite modulierten Signalen (PWM-Signalen) 102, 103 und 104,
die in 6 gezeigt sind,
jedes mit derselben Frequenz bei den Leitungen 112, 113 bzw. 114.
Die PWM-Signale 102, 103, 104 werden
unter Verwendung einer gewichteten Summierungsanordnung kombiniert,
in diesem Fall bestehend aus den Widerständen 115, 116, 117, um
die Näherung
an eine Sinuswelle in Leitung 118 zu erzeugen. Die Näherung an
eine Sinuswelle 105, die in 6 dargestellt
ist, hat dieselbe Frequenz wie die PWM-Signale 102, 103, 104,
die jeweils fixierte Arbeitszyklen haben (prozentualer Zeitanteil "An" zu prozentualem
Zeitanteil "Aus").
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In diesem Beispiel entspricht jeder
Zyklus der synthetisierten Annäherung
an eine Sinuswelle 105 16 Zyklen des Taktsignals 101,
könnte
aber auch 18 oder 32 oder eine andere beliebige geeignete Zahl sein.
Die ansteigenden 121 und abfallenden 122 Ränder des
PWM-Signals 102 werden durch die Beendigung des sechsten
bzw. zehnten Zyklus des Taktsignals 101 ausgelöst. Die ansteigenden 131 und
abfallenden 132 Ränder
des PWM-Signals 103 werden durch die Beendigung des vierten
bzw. zwölften
Zyklus des Taktsignals 101 ausgelöst. Die ansteigenden 141 und
abfallenden 142 Ränder
des PWM-Signals 104 werden durch Beendigung des zweiten
bzw. vierzehnten Zyklus des Taktsignals 101 ausgelöst.
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Jedes der PWM-Signale 102, 103 und 104 wird
dann durch einen gewichteten Widerstand 115, 116 bzw. 117 geführt. Das
Verhältnis
der Werte der Widerstände 115, 116, 117 wird
so gewählt,
dass die beste gesamte Sinuswellenannäherung erreicht wird, die in
diesem Fall so ist, dass Widerstand 115 51 kΩ, Widerstand 116 36
kΩ ist
und Widerstand 117 51 kΩ ist.
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Um eine Approximation bzw. Annäherung an eine
Sinuswelle aus PWM-Quadratwellen zu erzeugen, ist es wünschenswert,
die erste Oberschwingung beizubehalten, während die dritte, fünfte, siebte usw.
Oberschwingung unterdrückt
werden. Unter Verwendung des obigen Verfahrens, wie es in 6 dargestellt ist, werden
die erste und fünfte
Oberschwingung im wesentlichen von anderen Resteffekten durch Widerstandstoleranzen
entfernt. Im vorliegenden Beispiel wird in Betracht gezogen, dass
die Sinuswellen-erzeugende Vorrichtung verwendet wird, um Sinuswellen
im Bereich von 7,5 kHz bis 11,8 kHz zu erzeugen, um den Lautsprecher 2 und
das übertragene
Signal vom Lautsprecher, das durch das Mikrofon 4 detektiert
wird, zu steuern. Bei einer derartigen Verwendung werden die siebte
und die anschließenden
Oberschwingungen auf solche Level reduziert, dass kein weiteres
Filtern oder Konditionieren notwendig sein sollten, um die Wirkung
dieser Oberschwingungen zu entfernen, da das übertragene Signal infolge dieser
Oberschwingungen außerhalb
der Bandpassgrenzen des Mikrofons liegen sollte. Wenn die Vorrichtung
verwendet wird, um Sinuswellen mit niedrigeren Frequenzen zu erzeugen, könnte die
Wirkung der siebten und nachfolgenden Oberschwingungen durch Niedrigpassfilter
oder durch Verwendung stärker
in der Pulsbreite modulierte Signal entfernt oder verringert werden,
um eine bessere Approximation an eine Sinuswellen zu produzieren.
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Der Ausgang aus jedem Widerstand 115, 116, 117 wird
in der gemeinsamen Leitung 118 kombiniert, um die Approximation
an eine Sinuswelle 105 zu produzieren, was in 6 gezeigt ist. Das Signal 105 wird
durch Herausfiltern der niedrigen Frequenz an Teile mittels Kondensator 119,
der zwischen die gemeinsame Leitung 118 und Erde geschaltet
ist, unterzogen und wird am Verbindungspunkt 120 detektiert.
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8 zeigt
einen spannungskontrollierten Oszillator 160, der einen
oszillierenden Ausgang bei 161 produziert, dessen Frequenz
von der Spannung eines Steuerungssignals, die am Eingang 162 angelegt
wird, abhängig
ist. Allerdings ist jede Vorrichtung, deren Ausgangsfrequenz von
dem analogen Wert eines Eingangs anhängig ist, geeignet.
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Das vorliegende Beispiel der Erfindung
verwendet Analogvorrichtungen AD654-Spannungs-zu-Frequenz-Umwandler. Das AD654-Blockdiagramm
ist in 8 gezeigt. Ein
vielseitiger Operationsverstärker 163 dient
als Eingangsstufe; seine Funktion besteht in der Umwandlung und
Skalierung des Eingangsspannungssignals 162 zu einem Ansteuerstrom.
Ein Ansteuerstrom wird einem Strom-zu-Frequenz-Umformer 165 (ein
astabiler Multivibrator) zugeführt.
Der Ausgang des Umformers 165 steuert den Transistor 164.
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Im Anschlussschema von 8 zeigt der Eingangsverstärker 163 eine
sehr hohe Impedanz (250 MΩ) für die Eingangsspannung bei 162,
die in den geeigneten Ansteuerstrom durch den Skalierungswiderstand 167 bei
Pin 3 umgewandelt wird. In diesem Fall haben die Widerstände 167 und 168 1,2 kΩ.
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Die Frequenz der Approximation an
eine Sinuswelle, die am Ausgangsanschlusspunkt 120 produziert
wird, wie es in 7 gezeigt
ist, kann nicht immer genau aus der Spannung des Steuerungssignals,
das am Eingang 162 beaufschlagt wird, wie es in 8 gezeigt ist, abgeleitet
werden, und zwar infolge von Schwankungen bei der Temperatur und
der Leistungsfähigkeit
elektrischer Bauteile beispielsweise. Folglich kann der Mikroprozessor 110 auch
an eine der Leitungen 112, 113 oder 114,
die die PWM-Signale 102, 103 bzw. 104 tragen,
welche dieselbe Frequenz wie die Ausgangsapproximation für eine Sinuswelle
haben, wie es später
beschrieben wird, angeschlossen werden. Der Mikroprozessor zählt die
Anzahl der Zyklen des ausgewählten PWM-Signals über einen
gegebenen Zeitraum, z. B. 1 Sekunde. Die tatsächliche Ausgangsfrequenz der Sinuswelle
kann dann genau bestimmt werden. Der Mikroprozessor 110 zählt eher
die Zyklen eines PWM-Signals 102, 103, 104 als
die Zyklen der Approximation an eine Sinuswelle 105 über einen
gegebenen Zeitraum, da die PWM-Signale genauer definierte, klarere
An/Aus-Zustände
haben, die einfacher zu zählen
sind, was bessere Resultate liefert.
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Alternativ könnte der Mikroprozessor 110 die Anzahl
der Zyklen des Taktsignals 101 über einen gegebenen Zeitraum
zählen
und daraus die Sinuswellenfrequenz bestimmen, indem durch die Anzahl
der Taktsignalzyklen geteilt wird, die notwendig sind, jeden PWM-Signalzyklus
zu produzieren.
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Alternativ oder zusätzlich kann
der Mikroprozessor die Zeit messen, die zur Erzeugung einer vorbestimmten
Anzahl von Taktzyklen oder PWM-Zyklen gebraucht wird und daraus
die Frequenz der Approximation an eine Sinuswelle errechnen.
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Wenn der Oszillator 160 ein Oszillationssignal
mit einem kontinuierlichen Frequenzbereich erzeugt, können Sinuswelllen
mit einem kontinuierlichen Frequenzbereich erzeugt werden.
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Die Verwendung eines Oszillators,
der eine Quadratwelle variabler Frequenz erzeugt und der leicht
verfügbar
ist, klein ist (9,91 mm × 7,87
mm × 4,57
mm in 8-Pin-Kunststoff-DIP-Form oder 4,90 mm × 3,91 mm × 2,39 mm in 8-Pin-SOIC-Form
für AD 654),
eine billige Vorrichtung ist, in Verbindung mit einem Mikroprozessor
zur Erzeugung zur Approximationen für eine Sinuswelle ermöglicht die
Herstellung einer Vorrichtung, die fähig ist, Approximationen für Sinuswellen über einen
kontinuierlichen Frequenzbereich zu erzeugen und die kompakt ist
und so an eine kompakte Sonde beispielsweise oder in ein kompaktes
Gehäuse
montiert werden kann. Da ein Mikroprozessor im allgemeinen in vielen
Sonden oder elektronischen Systemen für andere Zwecke verwendet wird,
ist der einzige zusätzliche
Raum, der zur Erzeugung von Approximationen für Sinuswellen über einen
kontinuierlichen Frequenzbereich erforderlich ist, der für den kompakten
Oszillator, der Quadratwellen variabler Frequenz erzeugt.
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Der Oszillator braucht kein spannungsgesteuerter
Oszillator zu sein, sondern kann eine beliebige Vorrichtung sein,
die so angeordnet ist, dass sie ein Signal mit einem kontinuierlichen
Frequenzbereich liefert.
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Die Approximation an eine Sinuswelle
muss nicht aus drei PWM-Signalen erzeugt werden, sondern kann auch
aus einer beliebigen geeigneten Zahl, die von dem geforderten Level
der Approximation an eine Sinuswelle abhängt, gebildet werden. Darüber hinaus
muss nicht jeder Zyklus der Sinuswelle 16 Taktzyklen entsprechen,
sondern könnte
8, 32 oder eine beliebige Zahl sein.
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Um die Resonanzfrequenz (die Frequenz, bei
der die Amplitude des Signals, das durch das Mikrofon erzeugt wird,
maximal ist) schnell und genau zu bestimmen, wird ein anfänglicher
schneller, grober Frequenzhub durchgeführt (in diesem Fall Schritte von
10 bis 15 Hz), und zwar über
den Frequenzbereich, in dem die Resonanz auftreten kann, wie es durch
S1 in 9 gezeigt wird.
Ein Kontrollmittel, z. B. ein Mikroprozessor, identifiziert einen
engeren Frequenzbereich innerhalb des anfänglichen groben Frequenzhubs,
in dem ein Maximum auftritt. Ein weiterer Frequenzhub S2 wird mit
kleineren Frequenzschritten (in diesem Fall 1 Hz) innerhalb dieses
identifizierten engeren Frequenzbereiches durchgeführt, um
die Frequenz, bei der das Maximum auftritt, genau zu bestimmen,
wodurch die Resonanzfrequenz identifiziert wird.
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Unter Anwendung der obigen Kombination aus
groben, dann feinen Frequenzhüben über einen engeren
Frequenzbereich kann ein genauer Wert für die Resonanzfrequenz schnell
bestimmt werden, beispielsweise in einem Bruchteil einer Sekunde.
Ein Kontrollmittel, wie z. B. ein Mikroprozessor, kann anschließend detektierte
Frequenzwerte S3 mitteln, um Fehler infolge von Geräuschen zu
reduzieren. Die Frequenz des PWM-Signals kann dann als S4 bestimmt
werden, um die Frequenz der erzeugten Sinuswelle anzugeben, welche
den Lautsprecher 2 bei Resonanz ansteuert.
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Nachfolgend wird die Bestimmung der
Resonanzfrequenz nun detailliert erläutert.
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Ein Mikroprozessor, der in diesem
Fall der früher
beschriebene Mikroprozessor 110 ist, der auch die PWM-Signale
erzeugt, wird verwendet, um einen Algorithmus zur Bestimmung der
Resonanzfrequenz des Gases im Resonator durchzuführen. Anstelle des Mikroprozessors 100 könnte ein
PC mit einer geeigneten Einsteck-Datenerfassungskarte verwendet werden.
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Zur Bestimmung der Resonanzfrequenz,
wie es in 10 dargestellt
ist, hat der Mikroprozessor einen Analogausgang 201, einen
Digitaleingang 202 und einen Analogeingang 203.
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Der Analogausgang 201 ist
mit Eingang 162 des Spannung-zu-Frequenz-Umformers 160,
der in 8 gezeigt ist,
verbunden, um die Frequenz zu steuern, die Lautsprecher 2 zugeführt wird.
In diesem Fall besteht der Analogausgang 201 aus zwei Ausgängen (nicht
gezeigt), die beide an den Eingang 162 des Spannung-zu-Frequenz-Umformers 160 angeschlossen
sind. Ein Ausgang steuert den groben Frequenzhub und der andere
steuert den feinen Frequenzhub. Jeder der zwei Ausgänge wird
durch einen Digital-zu-Analog-Umformer geführt, der in diesem Fall im
Mikroprozessor 110 selbst angeordnet ist, und durch einen
geeigneten Widerstand geführt, um
den erforderlichen Auflösungsgrad
bereitzustellen. In diesem Fall ist der Widerstand für die grobe Frequenzkontrolle
36 kΩ und
ist der Widerstand für die
feine Frequenzkontrolle 2,2 MΩ.
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Wie bereits vorher erläutert wurde,
kann die Frequenz der Approximation an ein Sinuswellensignal, das
den Lautsprecher steuert, nicht immer genau aus der Spannung des
Steuerungssignals aus dem Analogausgang 201 abgeleitet
werden, und zwar infolge der Temperaturschwankungen und der Leistungsfähigkeit
elektrischer Komponenten beispielsweise. So wird eines der PWM-Signale 102, 103, 104,
die jedes dieselbe Frequenz wie die Approximation an eine Sinuswelle,
die den Lautsprecher 2 oder das Taktsignal 101 steuert,
haben, bei Digitaleingang 202 für den Mikroprozessor 110 angewendet,
um die Frequenz der Approximation auf eine Sinuswelle 105 zu
erreichen, wie es früher
beschrieben wurde.
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Der Analogeingang 203 stellt
die Amplitude des Signals, das durch das Mikrofon erhalten wird, dar
und ist mit dem Mikroprozessor 110 über einen externen Analog-zu-Digital-Umformer
angeschlossen. Der Prozess der Lokalisierung der Resonanzfrequenz
ist einer zur Identifizierung der Frequenz, bei der der Analogeingang 203 maximal
ist.
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Der Prozess einer Lokalisierung der
Resonanzfrequenz kann in vier Stufen aufgeteilt werden. Die ersten
drei Stufen S1, S2, S3 beinhalten jede eine Änderung der Lautsprecherfrequenz,
um nach der Resonanz zu suchen. Wenn die Resonanz lokalisiert worden
ist, misst die Endstufe S4 die Resonanzfrequenz.
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Die erste Stufe S1 ist ein schnelles
Abtasten durch den zulässigen
Frequenzbereich, wobei etwa eine Ablesung des Analogeingangs 203 für jeden Schritt
der Analogausgangsspannung 201 vorgenommen wird. Der zulässige Frequenzbereich
wird ausgewählt,
um das Abtasten auf jene Frequenzen zu beschränken, bei denen die nicht-radiale
Resonanz für
die erwartete Kombination aus Gaszusammensetzung, Temperatur und
Druck auftreten sollte. Die Grenzen des zulässigen Bereichs sind so erstellt, dass
die Zeit verringert wird, die zur Lokalisierung der Resonanzfrequenz
benötigt
wird, und auch die Gefahr einer Lokalisierung eines unerwünschten
Resonanzpeaks reduziert wird. Obgleich die genaue Beziehung zwischen
der Kontrollspannung aus einem Analogausgang 201 und der
Mikrofonfrequenz nicht bekannt ist, kann sie ausreichend gut geschätzt werden,
um verwendet werden zu können,
um die Frequenzgrenzen des zulässigen
Bereichs festzulegen, innerhalb dem nach der Resonanz gesucht wird.
Im erfindungsgemäßen Beispiel
ist der Frequenzbereich 7,5 kHz bis 11,8 kHz (4,3 kHz) bei einer
Frequenzabtastrate von 86 kHz/s und einer Mikrofonprobenentnahmerate
von 100.000 Proben/s, wobei insgesamt 5.100 Mikrofonproben in jeder
Richtung erzeugt werden.
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Um die Resonanzfrequenz zu lokalisieren, ist
der Prozessor so angeordnet, dass er bei der Amplitude eines Signals
aus dem Mikrofon am Eingang 203 nach einem Peak sucht und
dann die Frequenzkontrollspannung, die zu dieser Zeit verwendet
wurde, bestätigt.
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Um die begrenzte Zeit zu berücksichtigen, die
die Hardware benötigt,
um eine Änderung
in der Amplitude des Signals aus dem Mikrofon bei Eingang 203 als
Resultat einer Veränderung
bei der Frequenzkontrollspannung am Ausgang 201 zu produzieren,
beinhaltet das schnelle Abtasten der ersten Stufe S1 ein erstes
Abtasten durch den Bereich der Analogausgangsspannungen 201 und
ein zweites Abtasten nach unten durch denselben Bereich der Analogausgangsspannungen.
Das erste Abtasten könnte
alternativ abwärts
durch den Bereich der Analogausgangsspannungen erfolgen und das
zweite Abtasten könnte
durch den Bereich nach oben erfolgen. Beim Abtasten nach oben wird
die Frequenzkontrollspannung 101, die angelegt wird, wenn
der Peak detektiert wird, infolge der Antwortzeit etwas höher sein
als die Spannung, die das Auftreten des Peaks verursacht. Beim Abtasten
nach unten wird die Frequenzkontrollspannung 201 etwas
niedriger sein als die Peakspannung. Unter der Annahme, dass die Antwortzeit
für beide
Abtastrichtungen dieselbe ist, wird der Durchschnitt der zwei Spannungen
die wahre Spannung bei der Resonanz angeben.
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Ein zweites Verfahren zur Berücksichtigung der
endlichen Antwortzeit der Hardware ist in 11 in Verbindung mit dem obigen Verfahren
des ersten und zweiten Abtastens in entgegengesetzten Richtungen
dargestellt. Das zweite Verfahren verwendet einen geschätzten Wert
für die
Antwortzeit T, um den Peak 301 der empfangenen Mikrofondatenwerte
M für die
Frequenzkontrollspannung V zu treffen, welche entsprechend der geschätzten Antwortzeit
T und dem Charakteristikum der Frequenzkontrollspannung mit der
Zeit 302 den Mikrofrondatenwert produzierte, wie er durch die
gebrochenen Linien 303 in 11 gezeigt
ist. Folglich fährt
das Mikrofon fort, Daten für
eine Zeit zu sammeln, nachdem die Frequenzkontrollspannung V das
Abtasten zur Zeit t1 beendet hat. Dieses
zweite Verfahren ermöglicht Peaks,
die in der Nähe
des Endes der Abtastgrenzen, z. B. Peak 301, beim Abtasten
der Frequenzkontrollspannung 302 nach oben in 11 liegen, um herauszufinden,
welche, wenn die Sammlung von Mikrofondaten M mit dem Abtasten der
Frequenzkontrollspannung 302 synchronisiert wurde, fehlen würden. Wenn
die geschätzte
Antwortzeit genau war, wären
die Werte X, Y, die für
die Spannungen gefunden werden und die den Resonanzpeak produzieren, im
Aufwärts-
und Abwärts-Abtasten
genau gleich. Wie allerdings in 11 gezeigt
ist, kann der geschätzte
Wert etwas ungenau sein, wobei in diesem Fall die Aufwärts- und
Abwärts-Werte
der Frequenzkontrollspannung leicht unterschiedlich sein werden und
dann gemittelt werden.
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Die zweite Stufe S2 verwendet das
Abtastverfahren der ersten Stufe, allerdings über einen kleineren Frequenzbereich,
der in der ersten Stufe als der identifiziert wurde, der den Resonanzpeak
enthält.
Die zweite Stufe verwendet den Wert für die Frequenzkontrollspannung
bei der Resonanz, die durch die erste Stufe erhalten wurde, als
Mittelpunkt für
den Abtastbereich mit kleinerer Frequenz. In diesem Beispiel ist
der Frequenzabtastbereich der zweiten Stufe 150,5 Hz.
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Allerdings kann das Resultat des
ersten Abtastens zu nahe an einer der Endgrenzen des Frequenzkontrollspannungsbereichs
für die
zweite Stufe liegen, um fähig
zu sein, sie als Mittelpunkt zu benutzen. In diesem Fall wird das
Abtasten der zweiten Stufe an der geeigneten Endgrenze des Frequenzkontrollspannungsbereichs
verankert. Die Frequenzkontrollspannungsschrittgröße unterscheidet
sich ebenfalls für
die zweite Stufe. Was die Geschwindigkeit angeht, so verwendet die
erste Stufe nicht die volle Frequenzkontrollspannungsauflösung, wohingegen
die zweite Stufe es tut, um einen präziseren Resonanzfrequenzwert
zu erzeugen.
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Die zweite Stufe verwendet auch eine
langsamere Änderungsrate
der Lautsprecherfrequenz mit der Zeit, in diesem Fall 2,15 kHz/s
anstatt 86,0 kHz/s, die in der ersten Stufe verwendet wurde. In
diesem Beispiel ist die Mikrofonprobennahmerate der zweiten Stufe
mit 25.000 Proben/s auch niedriger, wodurch insgesamt 1.800 Mikrofonproben
produziert werden.
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Der Endwert wird erhalten, indem
die dritte Stufe S3 verwendet wird, welche ein weiteres Abtasten
einsetzt, welches die Mikrofondaten mittelt und somit ein abhängiges Resultat
produziert. Wie die zweite Stufe, verwendet diese Stufe das Resultat, das
durch das vorangehende Abtasten erhalten wurde, als seinen Mittelpunkt.
Wenn das Resultat des zweiten Abtastens zu nahe an der Endgrenze
des Frequenzkontrollspannungsbereichs für die dritte Stufe S3 liegt,
um zur Verwendung als Mittelpunkt geeignet zu sein, könnte das
dritte Abtasten auch bei einer geeigneten Endgrenze seines Frequenzkontrollspannungsbereichs
verankert werden. Allerdings ist das Abtasten dieser dritten Stufe
langsamer und methodischer als das Abtasten der vorherigen Stufen. Daher deckt
es einen Bereich aus weniger Frequenzkontrollspannungswerten, im
allgemeinen 24 oder weniger, und in diesem Fall 21, ab.
Für jeden
Wert wird der Analogausgang 201 eingestellt und dann wird
sich der Kreis für
einige Millisekunden, in diesem 5 ms, einstellen gelassen. Wenn
die Einstellzeit vergangen ist, wird eine gegebene Zahl von Proben
der Mikrofonspannung genommen, in diesem 20, und summiert. Dieser
Prozess wird für
jeden Frequenzkontrollspannungswert wiederholt und der Peakwert wird
bestätigt.
Dies ist der Resonanzfrequenzkontrollspannungswert.
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Die abschließende vierte Stufe S4 umfasst Halten
der Frequenz beim Resonanzwert und Messen der Frequenz des Signals,
das den Lautsprecher 2 steuert, wobei ein PWM-Signal 102, 103, 104 oder das
Taktsignal 101, das dem Digitaleingang 202 zugeführt wird,
verwendet wird.