DE69835018T2

DE69835018T2 - Verfahren zur einstellung der leistungsregelungsschwelle in einem drahtlosen kommunikationssystem

Info

Publication number: DE69835018T2
Application number: DE69835018T
Authority: DE
Inventors: Mao Michael Champaign WANG; Fuyun Hoffman Estates Ling; T. Robert Barrington LOVE; Michael Lee Cary PROCTOR
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Mobility LLC
Priority date: 1997-07-25
Filing date: 1998-05-13
Publication date: 2006-11-16
Anticipated expiration: 2018-05-14
Also published as: EP1008240B1; JP3990864B2; EP1008240A4; JP2001511619A; BR9810815A; EP1008240A1; DE69835018D1; US6084904A; KR100331402B1; KR20010022192A; WO1999005808A1

Description

Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf drahtlose Kommunikationssysteme und im Spezielleren auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Abstimmen einer Leistungs-Steuerungs/Regelungs-Sollwertschwelle in einem drahtlosen Kommunikationssystem.
Verwandte Erfindungen
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf "Method and Apparatus for Power Control in a Communication System" (Anwalts-Aktenzeichen CE02994R) mit der Seriennummer 08/616,542, eingereicht am 15. März 1996, "Method and Apparatus for Rate Determination in a Communication System" (Anwalts-Aktenzeichen CE03142R) mit der Seriennummer 08/672,155, eingereicht am 27. Juni 1996, und "Method and Apparatus for Power Control in a Communication System" (An walts-Aktenzeichen CE02979R) mit der Seriennumer 08/616,797, eingereicht am 15. März 1996.
Hintergrund der Erfindung
Kommunikationssysteme, die codierte Kommunikationssignale verwenden, sind in der Technik bekannt. Ein solches System ist ein zellulares Kommunikationssystem mit Direktsequenz-Codevielfachzugriff (DS-CDMA), wie etwa im Telecommunications Industry Association Interim Standard 95A (TIA/EIA IS-95A), nachfolgend als IS-95A bezeichnet, bekannt gegeben ist. Entsprechend dem IS-95A weisen die in dem DS-CDMA-System verwendeten, codierten Kommunikationssignale Signale auf, die in einer gewöhnlichen 1,25 MHz-Bandbreite, folglich einer Bandspreizung, an Basisstationen des Systems von Kommunikationseinheiten, wie etwa von Mobiltelefonen oder tragbaren Funktelefonen, die in den Deckungsbereichen der Basisstationen kommunizieren, übertragen werden.
Von den Kommunikationssystemen, die codierte Kommunikationssignale verwenden, ist bekannt, dass sie Kanal-Leistungs-Steuerungs/Regelungsverfahren einsetzen, welche die Übertragungsenergie von mobilen Kommunikationseinheiten steuern. Bei der Rück-Verbindung (mobile Kommunikationseinheit zur Basisstation) variiert die Leistungs-Steuerungs-Regelung die durch die mobile Kommunikationseinheit übertragene Leistung, um sicherzustellen, dass die Leistung von jeder mobilen Kommunikationseinheit an der Basisstation mit dem minimal möglichen Leistungsniveau ankommt. Wenn die von den mobilen Kommunikationseinheiten übertragene Leistung zu niedrig ist, wird die Sprachqualität verschlechtert. Wenn die Leistung der mobilen Kommunikationseinheiten zu hoch ist, kann die mobile Kommunikationseinheit eine hohe Sprachqualität aufweisen, da jedoch jedes Signal der mobilen Kommunikationseinheit in einem Bandspreizungssystem typischerweise auf der gleichen Frequenz übertragen wird, wird die resultierende übermäßige Interferenz die Gesamtsystemkapazität vermindern. Die Stärke des Rauschens, welche umgekehrt proportional zur Bitenergie pro Rauschdichte ist, d.h. Eb/No, welche als das Energieverhältnis pro Informationsbit zur Rausch-Spektraldichte definiert ist, ist direkt auf die empfangene Signalleistung von jeder der Übertragungen der anderen Mobilkommunikationseinheiten bezogen. Folglich ist es für eine mobile Kommunikationseinheit vorteilhaft, auf dem niedrigsten Leistungsniveau zu übertragen, welches durch das Beibehalten der Integrität des Signals möglich ist, wobei die Integrität durch ihre Rahmenlöschrate (FER) gekennzeichnet ist.
Es ist auch wünschenswert, die Leistung aller mobilen Kommunikationseinheiten in solch einer Art und Weise dynamisch abzustimmen, dass ihre Übertragungen durch die Basisstation mit im Wesentlichen demselben Leistungsniveau empfangen werden. Um dies zu erreichen, ist es für die Sender, die am nächsten sind, notwendig, ihre Leistung um etwa 80 dB verglichen mit der Leistung der entferntesten Sender zu reduzieren.
Das derzeitige Verfahren zum Steuern der Rückkanalleistung in einem CDMA-Kommunikationssystem ist im Cellular System Remote Unit Base Station Compatibility Standard des Electronic Industry Association Interim Standards 95A (TIA/IS-95A) beschrieben. Wie im TIA/IS-95A beschrieben ist, wird eine Leistungs-Steuerungs-/Regelungsgruppe von der mobilen Kommunikationseinheit übertragen und durch die Basisstation empfangen. Die Basisstation vergleicht die Energie der Leistungs-Steuerungs-/Regelungsgruppe mit einer Sollwertschwelle und weist die mobile Kommunikationseinheit mittels Übertragung eines Leistungsabstimmungsbefehles an die mobile Kommunikationseinheit an, entsprechend hoch- oder herunterzufahren. Unter nominalen Bedingungen wird die Verwendung solch eines Leistungsregelungsverfahrens zu einer Sollwertschwelle führen, die den Eb/No des empfangenen Signals an einem im Wesentlichen festen Niveau aufrechterhält. Jedoch unter variierenden Bedingungen, beispielsweise wenn sich eine mobile Station mit variierenden Geschwindigkeiten bewegt, werden unterschiedliche Eb/No für einen gegebenen FER benötigt. Folglich kann das Beibehalten eines festen Eb/No in unterschiedlichen FERs für mobile Stationen unter unterschiedlichen Bedingungen resultieren.
US 5,386,589 gibt vor, ein Übertragungsleistungs-Steuerungs/Regelungssystem zu beschreiben, welches in der Lage ist, eine Signalqualität konstant zu halten. Eine durchschnittliche Bitfehlerrate y wird an einer Empfangsseite in Verbindung mit einem sich in Verwendung befindlichen Kommunikationskanal gemessen. Wenn die durchschnittliche Bitfehlerrate y nicht größer als ein erster Ratenschwellenwert LV1 ist, wird die Übertragungsleistung durch einen vorbestimmten Wert an einer Übertragungsseite verringert. Wenn die durchschnittliche Bitfehlerrate y nicht weniger ist als ein zweiter Schwellenwert LV2, der größer als der erste Ratenschwellenwert LV1 ist, wird die Übertragungsleistung durch den vorbestimmten Wert an der Übertragungsseite erhöht. Ein durchschnittliches Empfangsniveau wird zusätzlich gemessen, um die Übertragungsleistung abzu stimmen, wenn die Bitfehlerrate geringer oder größer als der erste oder der zweite Ratenschwellenwert ist. Der erste und/oder der zweite Ratenschwellenwert werden/wird adaptiv durch das Zählen, wie oft die Bitfehlerrate eine vorbestimmte, maximal erlaubte Rate überschreitet, abgestimmt.
Daher besteht ein Bedarf für ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Abstimmen einer Leistungs-Steuerungs/-Regelungs-Sollwertschwelle in einem drahtlosen Kommunikationssystem, das die Leistungsniveaubedürfnisse des mobilen Kommunikationssystems abstimmt, während die Zeitperiode verringert wird, in der die Schwellenwertabstimmungen stattfinden.
Zusammenfassung der Erfindung
In einem ersten Aspekt bietet die vorliegende Erfindung ein Verfahren zum Abstimmen einer Leistungs-Steuerungs/Regelungs-Sollwertschwelle nach Anspruch 1.
Weitere Aspekte ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 ist ein Blockdiagramm eines typischen drahtlosen Kommunikationssystems.
2 ist ein Blockdiagramm eines Senders der Basisstation des Standes der Technik zum Erzeugen einer Kommunikationssignalwellenform.
3 ist ein Diagramm eines digital codierten und verschachtelten Rahmens des Standes der Technik, das durch den in 2 dargestellten Sender erzeugt wird.
4 ist ein Teilblockdiagramm eines Empfängers zum Empfangen der durch den in 2 dargestellten Sender erzeugten Kommunikationssignalwellenform.
5 ist eine Darstellung eines Sollwertschwellenmusters des äußeren Regelkreises des Standes der Technik, das durch die in 4 dargestellte Vorrichtung zum Empfangen des Kommunikationssignals erzeugt wird.
6 ist ein Blockdiagramm einer Sollwertsteuerung des äußeren Regelkreises, wie in 4 gezeigt ist, gemäß der vorliegenden Erfindung.
7 ist eine Darstellung einer zweiten Signalqualitätsindikatorreferenz, die in 6 durch die Sollwertsteuerung des äußeren Regelkreises erzeugt wird.
8 ist eine Darstellung eines Vergleichs zwischen einem Leistungs-Steuerungs-/Regelungs-Sollwertschwellenmusters gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung und eines in 5 dargestellten Sollwertschwellenmusters des äußeren Regelkreises des Standes der Technik.
Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform
Ein Verfahren zum Abstimmen einer Leistungs-Steuerung/Regelungs-Sollwertschwelle in einem drahtlosen Kommunikationssystem ist vorgesehen. Das Verfahren umfasst die Schritte Empfangen eines Kommunikationssignals von einer mobilen Kommunikationseinheit an einen Empfänger, um ein empfangenes Kommunikationssignal zu bilden, Erzeugen eines ersten Signalqualitätsindikators auf der Grundlage des empfangenen Kommunikationssignals, Erzeugen eines zweiten Signalqualitätsindikators auf der Grundlage des empfan genen Kommunikationssignals, und Erzeugen eines geschätzten Signal-Rausch-Verhältnisses. Das Verfahren umfasst weiterhin das Einstellen eines um die zweite Signalqualitätsindikatorreferenz zentrierten, vorbestimmten Referenzgebiets, wobei sich die zweite Signalqualitätsindikatorreferenz auf den ersten Signalqualitätsindikator bezieht, und das Abstimmen der Leistungs-Steuerung/Regelungs-Sollwertschwelle auf der Grundlage eines Vergleichs zwischen dem zweiten Qualitätsindikator und dem vorbestimmten Referenzgebiet.
Eine Steuerung, die auf einen Decoder anspricht, ist vorgesehen. Allgemein gesagt, umfasst die Steuerung Mittel zum Empfangen eines ersten Signalqualitätsindikators auf der Grundlage eines decodierten, empfangenen Kommunikationssignals und Mittel zum Empfangen eines zweiten Signalqualitätsindikators, basierend auf dem decodierten, empfangenen Kommunikationssignal. Die Steuerung umfasst weiterhin Mittel zum Erzeugen einer zweiten Signalqualitätsindikatorreferenz, wobei sich die zweite Signalqualitätsindikatorreferenz auf den ersten Signalqualitätsindikator bezieht, Mittel zum Einstellen eines um die zweite Signalqualitätsindikatorreferenz zentrierten vorbestimmten Referenzgebiets, und Mittel zum Abstimmen einer Leistungs-Steuerung/Regelungs-Sollwertschwelle auf der Grundlage eines Vergleichs zwischen dem zweiten Signalqualitätsindikator und dem vorbestimmten Referenzgebiet.
Wendet man sich nun den Zeichnungen zu, worin gleiche Bezugsziffern gleiche Komponenten bezeichnen, stellt 1 ein drahtloses Kommunikationssystem 100 dar, wie etwa ein digitales Funktelefonsystem mit Codevielfachzugriff (CDMA). Basisstationen 810, 812 und 814 kommunizieren mit einer mobilen Station 816, welche innerhalb eines durch die Basis station 812 bedienten Bereiches 820 betrieben wird. Bereiche 822 und 824 werden entsprechend durch die Basisstationen 814 und 810 bedient. Basisstationen 810, 812 und 814 sind mit einer zentralisierten Steuerung, wie etwa der Basisstationsteuerung 850, gekoppelt, welche neben anderen Dingen einen Prozessor 862 und einen Speicher 864 umfasst, und welche im Wechsel mit einem mobilen Schaltcenter 860 gekoppelt ist, welches auch einen Prozessor 862 und einen Speicher 864 umfasst.
Die drahtlose Kommunikation mit Mehrfachzugriff zwischen Basisstationen 810, 812 und 814 und der mobilen Station 816 findet über Funkfrequenz (RF)-Kanäle statt, welche physikalische Pfade bieten, über welche digitale Kommunikationssignale, wie etwa Sprache, Daten und Video, übertragen werden. Von den Kommunikationen von der Basisstation zur mobilen Station ist bekannt, dass sie sich auf einen Vorwärts-Verbindungskanal ereignen, während Kommunikationen von der mobilen Station zur Basisstation als Kommunikationen, auf einem Rückverbindungskanal bezeichnet werden. Zusätzlich wird die Kanalleistungs-Steuerung/-Regelung der mobilen Kommunikationseinheiten auf der Rückverbindung erreicht. Ein Kommunikationssystem, welches die CDMA-Kanalisierung verwendet, ist im Detail im TIA Interim Standard IS-95A, Mobile Station-Base Station Compatibility Standards for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular Systems, Telecommunications Industry Association, Washington, D.C., Juli 1993 [IS-95A] und im "TIA Telecommunications Systems Bulletin: Support for 14.4 kbps Data Rate and PCS Interaction for Wideband Spread Spectrum Cellular Systems", Februar 1996 [the Bulletin], beschrieben, und sowohl IS-95A als auch das Bulletin werden hierin durch Bezugnahme aufgenommen.
Wie in 1 gezeigt ist, wurde das Vorwärts-Kommunikationssignal 813 auf einem IS-95 – Vorwärts-Verbindungskanal, wie etwa einem Paging-Kanal oder einem Verkehrskanal durch die Basisstation 812 zu der mobilen Station 816 übertragen. Ein Rück-Kommunikationssignal 815 wurde über einen IS-95 – Rückverbindungskanal, wie etwa einen Zugriffskanal oder einen Verkehrskanal durch die mobile Station 816 zu der Basisstation 812 übertragen.
Zusätzlich zu Daten und Sprache trägt das Vorwärts-Kommunikationssignal 813 ein Leistungs-/Steuerungs-Regelungsbit (PCB), welches die Übertragungsleistung der mobilen Station 816 über einen Rückkopplungsalgorithmus (nachfolgend erörtert) in Abhängigkeit zu dem Rayleigh/-Rician-Fading, den Interferenzniveauveränderungen (z.B. Sprachaktivität oder Laden), den Unterschieden im Übertragen und Empfangen von Antennenverstärkung und anderen dazugehörigen Verlusten modifiziert. Die Übertragungsleistung der mobilen Station 816 wird beim Empfang eines übertragenen PCB verändert, das auf das Sende-Kommunikationssignal 813 an einer Quellenbasisstation, wie etwa der Basisstation 812, gemultiplext wird.
2 ist ein Blockdiagramm eines Senders 10 zur Verwendung in einer mobilen Station, wie etwa der mobilen Station 816, zum Erzeugen eines Rück-Kommunikationssignals 815. Ein Datenbitstrom 17, welcher Sprache, Video oder eine andere Art von Information sein kann, geht in einen variablen Ratencodierer 19 ein, der ein Signal 21 erzeugt, welches von einer Reihe von Übertragungskanalrahmen mit variierenden Übertragungsdatenraten umfasst wird. Die Übertra gungsdatenrate jedes Rahmens hängt von den Eigenschaften des Datenbitstroms 17 ab.
Der Codierblock 28 beinhaltet einen Konvolutionscodierer 30 und einen Interleaver 32. Am Konvolutionscodierer 30 kann der Übertragungskanalrahmen durch einen Raten-1/3-Codierer unter Verwendung bekannter Algorithmen, wie etwa Konvolutions-Codier-Algorithmen, codiert werden, was die nachfolgende Decodierung der Rahmen erleichtert. Der Interleaver 32 dient dazu, die Inhalte der Rahmen unter Verwendung herkömmlicher bekannter Techniken, wie etwa Block-Interleaver-Techniken, zu verschachteln.
Wie in 3 gezeigt ist, beinhaltet jeder Rahmen 34 der digital codierten und interleavten Bits sechsundneunzig Gruppen von sechs codierten Bits, für eine Gesamtzahl von 576 Bits. Jede Gruppe von sechs codierten Bits stellt einen Index 35 mit einem der vierundsechzig Symbole, wie etwa Walsh-Codes, dar. Ein Walsh-Code gehört zu einer einzelnen Reihe oder Spalte einer Vierundsechzig – mal – Vierundsechzig -Hadamard-Matrix, einer Rechteckmatrix von Bits mit einer Dimension, die eine Zweierpotenz ist. Typischerweise werden die Bits, welche einen Walsh-Code umfassen, als Walsh-Chips bezeichnet.
Wiederum Bezug nehmend auf 2, werden jeder der sechsundneunzig Walsh-Code-Indizes 35 im Rahmen 34 in einen M-stufigen, orthogonalen Modulator 36 eingegeben, welcher vorzugsweise ein vierundsechzig-stufiger, orthogonaler Modulator ist. Für jeden eingegebenen Walsh-Code-Index 35 erzeugt der M-stufige, orthogonale Modulator 36 am Ausgang 38 einen entsprechenden vierundsechzig-Bit-Walsh-Code W 39. Folglich wird eine Reihe von 96 Walsh-Codes W 39 für jeden Rahmen 34, der zu dem M-stufigen, orthogonalen Modulator 36 eingegeben wird, erzeugt.
Der Scrambler/Spreader-Block 40 legt neben anderen Dingen eine pseudo-zufällige Rausch- (PN) Sequenz an die Reihe der Walsh-Codes W 39 unter Verwendung gut bekannter Verschlüsselungstechniken an. Im Block 42 werden die verschlüsselnden Reihen von Walsh-Codes W 39 unter Verwendung eines versetzten, quaternären Phasenmodulations-(OQPSK)-Verfahrens oder eines anderen Modulationsverfahrens phasenmoduliert, hoch konvertiert und als Kommunikationssignal S(T) 12 von der Antenne 46 übertragen.
4 ist ein Teilblockdiagramm eines Empfängers 60 innerhalb einer Basisstation, wie etwa der Basisstation 812 (gezeigt in 1), zum Empfangen eines Kommunikationssignals R(T) 18, welches original durch die mobile Station 816 als Kommunikationssignal (S(T) 12 (gezeigt in 2) übertragen wird. Das Kommunikationssignal S(T) 12 kann Mehrweg-Fading, Pfadverlust und Schattenabbildung ausgesetzt sein, welches im empfangenen Kommunikationssignal R(T) 18 resultiert. Der Empfänger 60 ist vorzugsweise ein RAKE-Empfänger mit einer Anzahl von Fingern, obwohl nur ein einzelner Finger gezeigt ist. Der Empfänger 60 kann kohärent, nichtkohärent oder quasi-kohärent sein.
Die Antenne 62 empfängt das Kommunikationssignal R(T) 18, welches eine Anzahl von empfangenen Rahmen umfasst. Eine Eingangsverarbeitung, wie etwa das Filtern, das Nachuntenkonvertieren der Frequenz und die Phasendemodulation des Kommunikationssignals R(T) 18 wird durch gut bekannte Verfahren und Schaltungen in Block 64 ausgeführt.
Ein von Block 64 verarbeitetes Signal 65 geht in einen Entscrambler/Entspreader-Block 66 ein. Der Entscrambler/-Entspreader-Block 66 entfernt neben anderen Dingen den PN-Code, der durch den Scrambler-Block 44 (in 2 gezeigt) zu den Reihen der Walsh-Codes W 39 (auch in 2 gezeigt) angelegt wurde. In dem IS-95-Rück-Verbindungskanal beinhaltet ein empfangener Rahmen des empfangenen Signals 18 96 empfangene Signale oder Walsh-Codes, von denen jedes vierundsechzig Bits lang ist. Die empfangenen Walsh-Codes wurden jedoch während der Übertragung durch verschiedene Kanalparameter modifiziert und erscheinen einfach am Empfänger 60, als wären sie empfangene Abtastsignale. Dennoch werden die empfangenen Walsh-Codes hierin als empfangene Walsh-Codes RW 68 bezeichnet.
Wiederum Bezug nehmend auf 4 wird jeder empfangene Walsh-Code RW 68, nach dem Verlassen des Entscramblers/-Entspreaders 66, in einen orthogonalen Demodulator 70, wie etwa einen schnellen Hadamard-Transformator (FHT), eingegeben. Der FHT 70 kann unter Verwendung im Handel erhältlicher Hardware als ein Array von Addierern oder als Multiplexaddierer abhängig von seiner Größe implementiert werden. Alternativ kann der FHT 70 implementiert werden, wobei er einen herkömmlichen, digitalen Signalprozessor (DSP), wie etwa ein Motorola DSP, Teile-Nr. 56166, oder eine anwendungsspezifische integrierte Schaltung (ASIC) verwendet.
Beim Empfangen eines empfangenen Walsh-Codes RW 68 erzeugt der FHT 70 eine Anzahl von Ausgangssignalen 72. Vierundsechzig Ausgangssignale 72 werden durch den FHT 70 per Walsh-Code RW 68 erzeugt. Jedes Ausgangssignal 72 hat einen Index, welcher einen der vierundsechzig möglichen Walsh-Codes W 39 bezeichnet, die durch den M-stufigen orthogona len Modulator 36 (gezeigt in 2) erzeugt wurden. Folglich werden, in dem IS-95 Rück-Verbindungskanal, wenn eine empfangene Walsh-Codegruppe RW 68 in den FHT 70 eingegeben wird, vierundsechzig Ausgangssignale 72 erzeugt, welche mit vierundsechzig möglichen übertragenen Walsh-Codes 39 korrelieren. Es sollte verständlich sein, dass zusätzlich zu einem Index jedes Ausgangssignal 72 auch eine zugehörige Komplexnummer C (nicht gezeigt) hat. Sieben Bits werden vorzugsweise den realen beziehungsweise imaginären Teilen der komplexen Zahl zugeordnet, obwohl weniger oder mehr Bits möglich sind. Aus Gründen der Einfachheit werden der Index und die komplexe Zahl gemeinsam als Ausgangssignal 72 bezeichnet.
Jedes Ausgangssignal 72 hat weiterhin einen dazugehörigen Energiewert C2 (nicht gezeigt), welcher als ein Walshsymbolenergiewert bezeichnet werden kann, wobei er gewöhnlich durch die Quadratur der Größe der komplexen Zahl C berechnet wird, die dem Ausgangssignal 72 zugeordnet ist. Der Walsh-Symbolenergiewert C2 entspricht im Allgemeinen einer Vertrauensmaßnahme oder einer Wahrscheinlichkeit, wobei das Ausgangssignal 72 einen Walsh-Code W 39 indiziert, welcher einer in dem FHT 70 eingegebenen Gruppe von empfangenen Walsh Codes RW 68 entspricht. Der Index des Ausgangssignals 72 mit dem größten Walsh-Symbolenergiewert kann als ein Gewinner-Walsh-Index mit einem dazugehörigen Energiewert bezeichnet werden, welches als ein Gewinner-Walsh-Symbolenergiewert 74 bezeichnet wird. Der Gewinner-Walsh-Symbolenergiewert 74 kann jede geeignete Bitweite haben und kann beispielsweise vierzehn Bits breit sein.
Durch Einwirken auf das Ausgangssignal 72 demoduliert ein Decoder 76, der einen Ent-Interleaver 78 und einen Konvolutions-Decoder 80 beinhaltet, weiterhin das empfangene Signal R(T) 18, wobei das übertragene Kommunikationssignal S(T) 12 geschätzt wird. Elemente des Decoders 76 sind in der Technik gut bekannt und können auf einer Vielzahl von Wegen implementiert werden. Nach dem Demodulationsverfahren kann ein Rück-Codierer (nicht gezeigt), der im Wesentlichen der gleiche dem in 2 gezeigten Codierer 28 sein kann, die in 3 dargestellten, übertragenen, digital codierten und interleavten Bits wieder herstellen und diese zum BSC 850 zur weiteren Verarbeitung entsprechend der in der Technik bekannten Verfahren weiterleiten.
Wiederum Bezug nehmend auf 1, beschreibt IS-95A eine Regelschleife, welche Signalenergievariationen erkennt und jene Variationen durch das Abstimmen der Übertragungsleistung der mobilen Station 816 unter Verwendung gut bekannter Leistungs-Steuerung/Regelungs-Algorithmen des offenen Regelkreises ebenso wie Leistungs-Steuerung/Regelungs-Algorithmen des geschlossenen Regelkreises kompensiert. Die Leistungs-Steuerung-/Regelung des offenen Regelkreises, welche in der mobilen Station 816 durchgeführt wird, versucht gewöhnliche oder symmetrische Verluste zu verrechnen, die durch das Rück-Kommunikationssignal 815 und durch das Sende-Kommunikationssignal 813 infolge des Pfadverlustes unter Streuung erfahren werden. Die Leistungs-Steuerung/-Regelung des geschlossenen Regelkreises, welcher aus einem inneren Regelkreis und einem äußeren Regelkreis besteht, ist ausgebildet, um das schnelle (Rayleigh/Rician)-Fading, das durch das Rück-Kommunikationssignal 815 wahrgenommen wird, und die asymmetrischen Verluste zwischen dem Sende- Kommunikationssignal 813 und dem Rück-Kommunikationssignal 815 auszugleichen. Der innere Regelkreis ist zwischen der mobilen Station 816 und der Basisstation 812 verteilt und bietet einen Rückkopplungsmechanismus über das Senden von Leistungs-Steuerung/Regelungsbits (nachfolgend erörtert). Die Leistungs-Steuerung/Regelungsbits werden durch das Punktuieren der Symbole ab Sende-Kommunikationssignal 813 gesendet. Die Leistungs-Steuerung/Regelungsbits variieren die Übertragungsleistung der mobilen Station 816, um das optimale Signal-Rausch-Verhältnis an der Basisstation 820 zu erhalten. Die Bestimmung, ob ein Leistungs-Steuerungs/-Regelungsbit einen wert von Eins oder Null erhalten soll, basiert auf dem Ausgang von einem Komparator des inneren Regelkreises (nachfolgend erörtert).
Zurückkehrend zu 4, stellen sechs Gewinner-Walsh-Symbolenergiewerte eine Leistungs-Steuerungs/-Regelungsgruppe alle 1,25 ms dar. Die Akkumulation von sechs Gewinner-Walsh-Symbolen wird in Akkumulator 75 ausgebildet, wobei sich eine Metrik der Leistungs-Steuerungs/-Regelgruppe 98 ergibt, die repräsentativ für einen geschätzten Eb/No ist.
Die Metrik der Leistungs-Steuerungs/Regelungsgruppe 98 wird durch einen Komparator des inneren Regelkreises 95 mit dem Ausgang 93 von einer Sollwertsteuerung 300 des äußeren Regelkreises verglichen. Die Sollwertsteuerung 300 des äußeren Regelkreises empfängt von dem Decoder 76 Rahmenqualitätsinformation 92 beispielsweise im Rahmenlöschungs-(FE)-Ausgang, welcher im Allgemeinen als die harte Rahmenqualitätsinformation bezeichnet wird, wobei geläufige Verfahren verwendet werden. Eine Sollwertschwelle 93 des äußeren Regelkreises (nachfolgend erörtert), der von der Soll wertsteuerung 300 des äußeren Regelkreises ausgegeben wird, wird alle 20 ms aktualisiert, um signifikante Veränderung in der Rahmenqualität zu verhindern, um eine beständige Rufqualität der mobilen Station 816 beizubehalten.
5 zeigt ein Sägezahnmuster 500 nach dem Stand der Technik, welches durch das Abstimmen der Sollwertschwelle 93 des äußeren Regelkreises über die Zeit implementiert in der Sollwertsteuerung des äußeren Regelkreises 300 wie folgt erzeugt wird. Eine anfängliche Sollwertschwelle wird auf der Grundlage eines erwarteten, nominalen Bedienungspunktes entsprechend der Sensitivität des Empfängers 60 ausgewählt und über die Zeit verändert, wobei sie durch eine Periode mit schnellem Anstieg und langsamem Abfall gekennzeichnet ist. Die Abfallgeschwindigkeit wird durch einen benötigten Wert für FER bestimmt. Die Sollwertsteuerung 300 des äußeren Regelkreises reduziert die Sollwertschwelle 93 des äußeren Regelkreises 93 um einen im Wesentlichen kleinen, vorbestimmten Betrag für jeden vollständigen Ratenrahmen, der empfangen wurde, während eine Rahmenlöschung(en) stattfindet. Wenn eine Rahmenlöschung(en) stattfindet, wird die Sollwertschwelle 93 des äußeren Regelkreises um die Größe einiger Stufen erhöht. Die Stufengröße ist vorbestimmt und hängt davon ab, ob das Löschen als Rahmen mit einer voller Rate oder als Rahmen mit einer Unterrate betrachtet wird. Über die Zeit variiert die resultierende Sollwertschwelle 93 des äußeren Regelkreises dynamisch in der Form eines großen Anstiegs, dem viele kleine Absenkungen folgen, welche konsequenterweise das Aussehen eines in 5 dargestellten Sägezahnmusters 500 annehmen.
In 4 wird die Sollwertschwelle 93 des äußeren Regelkreises an den Komparator 95 des inneren Regelkreises mit der Metrik der Leistungs-Steuerungs/Regelungsgruppe 98 verglichen, wobei die Komparatoren in der Technik gut bekannt sind. Wenn der resultierende Wert eines Komparatorausgangs 94 des inneren Regelkreises negativ ist, sendet dann der Komparator 95 des inneren Regelkreises ein Leistungs-Steuerungs/Regelungsbit von 1 an den Multiplexer 105, der, wenn er durch die mobile Station 816 empfangen wird, die Übertragungsleistung der mobilen Station 816 um 1 dB verringert. Wenn der resultierende Wert des Komparatorausganges 94 positiv ist, sendet der Komparator 95 des inneren Regelkreises ein Leistungs-Steuerungs/Regelungsbit von 0 an den Multiplexer 105, der, wenn er von der mobilen Station 816 empfangen wird, die Übertragungsleistung der mobilen Station 816 um 1 dB anhebt. Folglich bietet die Antwort der mobilen Station 816 an den PCB, welche durch den Empfänger 60 in Reaktion auf die Metrik der Leistungs-Steuerungs/Regelungsgruppe 98 erzeugt wurde, die aus der über ein PCG gemessene Gewinner-Walsh-Symbolenergie und dem FER des empfangenen Kommunikationssignals R(T) 18 zusammengesetzt ist, den Rückkopplungsmechanismus, um die nachfolgende Übertragungsleistung der mobilen Station 816 abzustimmen.
Während dieser Algorithmus des Standes der Technik anstrebt, sicher zu stellen, dass das Schwellenniveau nicht zu langen Läufen von Rahmenfehlern beiträgt, d.h. wo die mobile Station 816 nicht an einem genug hohen Leistungsniveau überträgt, oder überträgt, während sie sich schnell verändernden Bedingungen ausgesetzt ist, kann das Übertragungsleistungsniveau der mobilen Station 816 während länge rer Zeitperioden höher als notwendig bleiben, wobei es unnötigerweise zum Systemrauschen beiträgt.
In einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt 6 ein Blockdiagramm einer Sollwertsteuerung 300 des äußeren Regelkreises, wie in 4 gezeigt ist, gemäß der vorliegenden Erfindung. Der Decoderblock 76 empfängt ein Kommunikationssignal, wie etwa das empfangene Signal 72, von dem Demodulator 70. Zusätzlich zum Erzeugen eines ersten Signalqualitätsindikators 193, wie etwa das Rahmenlöschen FE (erörtert in Verbindung mit 4), erzeugt der Decoderblock 76 einen zweiten Signalqualitätsindikator 194, q, beispielsweise eine Symbollöschrate, SER, für jeden Rahmen, welche gewöhnlich als ein weicher Rahmenqualitätsindikator bezeichnet wird.
Bezug nehmend auf 6, wird der Ausgang, der dem ersten Signalqualitätsindikator 193, FE, zugeordnet ist, verwendet, um eine durchschnittliche Rahmenlöschrate (FER) über eine vorbestimmte Anzahl von Rahmen am Filterblock f₃ (FE) 202 zu berechnen, wobei sich ein gemittelter (FER) 204 ergibt. Der gemittelte FER 204 wird verwendet, um eine zweite Signalqualitätsindikatorreferenz 206, q_r, abzustimmen. Die Abstimmung basiert auf dem Unterschied zwischen dem gemittelten FER 204, welcher über einen Filterblock f₃ (FE) 202 gemessen wird, und einen Soll-FER 207, welcher beispielsweise auf 0,01 vorbestimmt ist.
Die Variable δ stellt den Unterschied der geschätzten Durchschnittszeit zwischen den Löschungen und der Soll-Zeit zwischen Löschungen dar und kann durch δ = FER^–1 – 0,01^–1 dargestellt werden.
Wenn δ < 0, wird q_r um α₁|FER^–1 – 0,01^–1|^β1 verringert.
Wenn δ > 0, wird q_r durch α₂|FER^–1 – 0,01^–1|^β2 angehoben, wo αs und βs vorherbestimmte Konstanten sind. Demzufolge erhöht und verringert sich der Wert der zweiten Signalqualitätsindikatorreferenz 206, q_r, über die Zeit, abhängig von dem FER, welcher vom ersten Signalqualitätsindikator 193 geschätzt wird, der von dem Decoder 76 ausgegeben wird.
Im Wesentlichen gleichzeitig zum Erzeugen des ersten Signalqualitätsindikators 193 erzeugt der Decoderblock 76 einen zweiten Qualitätsindikator 194, q. Der zweite Signalqualitätsindikator 194 wird in den Filterfunktionsblock 196, f₁(q) eingegeben. Ein Ausgang f₁(q) 198, der einen Wert auf Grundlage der durchschnittlichen zweiten Signalqualitätsindikatoren 194 gemittelt über den Strom und die vorherigen Rahmen darstellt, wird vom Filterfunktionsblock 196 ausgegeben und wird in den Komparator 200 eingegeben.
Der Komparator 200 vergleicht den Wert des Ausgangs f₁(q) 198 mit dem Wert von q_r am Ausgang 208, wobei sich der Komparatorausgang Δ 210 ergibt. Der Komparatorausgang 210 kann durch die Gleichung Δ = f1(q) – qr dargestellt werden.
Der Komparatorausgang Δ 210 wird in die Sollwertsteuerung f₂(Δ) 212 eingegeben, wobei sich ein Sollwertsteuerungs-f₂(Δ)-Ausgang 214 ergibt. Wenn der Komparatorausgang Δ 210 kleiner als ein vorbestimmter Wert 604 (erörtert in Verbindung mit 7), σ, ist, d.h. |Δ| < σ, dann ist der Sollwertsteuerung f₂(Δ)-Ausgang 214 = 0, sodass er eine Leistungs-Steuerungs/Regelungs-Sollwertschwelle 216 nicht variiert. Wenn der Komparatorausgang 210 größer als der vorbestimmte Wert 604, σ, d.h. Δ > σ ist, dann bewirkt der Sollwertsteuerung f₂(Δ)-Ausgang 214, dass eine Leistungs-Steuerungs/Regelungs-Sollwertschwelle 216 um f₂(Δ) = κ₁Δ erhöht wird, wobei κ₁ eine vorbestimmte Konstante ist, sodass die Leistungs-Steuerungs/Regelungs-Sollwertschwelle 216 erhöht wird. Wenn der Komparatorausgang 210 niedriger als der vorbestimmte Wert 604, σ, ist, d.h., Δ < –σ, dann verursacht der Sollwertsteuerungs-f₂(Δ)-Ausgang 214, dass die Leistungs-Steuerungs/Regelungs-Sollwertschwelle 216 um f₂(Δ) = κ₂Δ verringert wird, wobei κ₂ eine vorbestimmte Konstante ist, sodass die Leistungs-Steuerungs/Regelungs-Sollwertschwelle 216 verringert wird.
In 7 wird der vorbestimmte Wert 604, σ, äquidistant oberhalb und unterhalb der zweiten Signalqualitätsindikatorreferenz 206 gezeigt, wobei ein vorbestimmtes Referenzgebiet 605, 2σ, gebildet wird. Wie in Verbindung mit 6 erörtert ist, ist der Wert der zweiten Signalqualitätsindikatorreferenz 206, q_r, über die Zeit variabel, welcher von dem FER abhängt, welcher durch den Filterblock f₃(FE) 202 geschätzt wird, wobei hierbei die zweite Signalqualitätsindikatorreferenz 206, q_r, nach oben oder unten abgestimmt wird. Der Ausgang f₁(q) 198, welcher einen Wert auf der Grundlage eines durchschnittlichen zweiten Signalqualitätsindikators 194 darstellt, ist auch gezeigt.
Folglich ergibt der Sollwertsteuerungs-f₂(Δ)-Ausgang 214 die Leistungs-Steuerungs/Regelungs-Sollwertschwelle 216, welche verglichen mit dem Sägezahnmuster 500 im Wesentlichen glatt ist. 8 zeigt einen Vergleich zwischen einem Beispiel eines Musters, das durch die Leistungs-Steuerungs/Regelungs-Sollwertschwelle 218 gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung er zeugt wird, und eines Sägezahnmusters 500, das gemäß Verfahren des Standes der Technik erzeugt wird.
Der Filterblock f₃(FE) 202, der Filterfunktionsblock f₁(q) 196 und die Sollwertsteuerung f₂(Δ) 212 können unter Verwendung eines digitalen Signalprozessors (DSP) implementiert werden oder sie können als anwendungsspezifischer integrierter Schaltungs-(ASIC) Betrieb vorgesehen werden.
Zurückkehrend zu 6 werden der Leistungs-Steuerungs/Regelungs-Sollwertschwellenausgang 218 und die Metrik der Leistungs-Steuerungs/Regelungsgruppe 98, welche ein geschätztes Signal-Rausch-Verhältnis von wenigstens einem empfangenen Gewinner-Walsh-Symbol oder einer Gewinner -Walsh-Energie, die über einen PCG gemessen wurde, darstellt, verwendet, um einen Leistungs-Steuerungs/Regelungsbefehl 219 zu erzeugen, welcher nachfolgend bestimmt, ob oder ob nicht der Wert von PCB 230 1 oder 0 ist. Die Leistungs-Steuerungs/Regelungs-Sollwertschwelle 216 und die Metrik der Leistungs-Steuerungs/Regelungsgruppe 98 werden am Komparator 95 des inneren Regelkreises verglichen, welches im Leistungs-Steuerungs/Regelungsbefehl 219 resultiert. Wenn der resultierende Wert des Leistungs-Steuerungs/Regelungsbefehles 219 negativ ist, sendet dann der Komparator 95 des inneren Regelkreises einen Leistungs-Steuerungs/Regelungsbit 230-wert von 1 an den Multiplexer 105, der, wenn er durch die mobile Station 816 (1) empfangen wird, die Übertragungsleistung der mobilen Station 816 um 1 dB verringert. Wenn der resultierende Wert des Leistungs-Steuerungs/Regelungsbefehles 219 positiv ist, sendet dann der Komparator 95 des inneren Regelkreises einen Leistungs-Steuerungs/Regelungsbit 230-Wert von 0 an den Multiplexer 105, der, wenn er durch die mobile Station 816 empfangen wird, die Übertragungsleistung der mobilen Station 816 um 1 dB anhebt. Folglich bietet die Antwort der mobilen Station 816 an den PCB, welche durch den Empfänger 60 in Reaktion auf die Metrik der Leistungs-Steuerungs/-Regelungsgruppe 98 erzeugt wurde, die aus der über einen PCG gemessenen Gewinner-Walsh-Symbolenergie, und dem ersten Signalqualitätsindikator 193 und einem zweiten Signalqualitätsindikator 194 des empfangenen Kommunikationssignals R(T) 18 zusammengesetzt ist, den Rückkopplungsmechanismus, um die nachfolgende Übertragungsleistung der mobilen Station 816 abzustimmen.
In einer alternativen Ausführungsform kann der zweite Signalqualitätsindikator 194 ausgewählt werden, um eine totale Metrik (TM) oder andere weiche Qualitätsindikatoren zu sein. Zusätzlich zum Erzeugen eines ersten Signalqualitätsindikators 193, wie etwa der Rahmenlöschung FE (erörtert in Verbindung mit 4), erzeugt der Decoderblock 76 einen zweiten Signalqualitätsindikator 194, q, beispielsweise eine totale Metrik, TM, die auch als ein weicher Rahmenqualitätsindikator bezeichnet wird, für jeden Rahmen.
Wiederum Bezug nehmend auf 6, wird der dem ersten Signalqualitätsindikator 193, FE, zugeordnete Ausgang verwendet, um einen gemittelten FER über eine vorbestimmte Anzahl von Rahmen am Filterblock f₃(FE) 202 zu berechnen, wobei sich eine gemittelte Rahmenlöschrate (FER) 204 ergibt. Die gemittelte FER 204 wird verwendet, um eine zweite Signalqualitätsindikatorreferenz 206, q_r, abzustimmen. Die Abstimmung basiert auf dem Unterschied zwischen dem gemittelten FER 204, der gemessen wird, und einem Soll-FER 207, welcher vorherbestimmt ist, beispielsweise 0,01.
Die Variable δ stellt den Unterschied zwischen der geschätzten Durchschnittszeit zwischen den Löschungen und der Soll-Zeit zwischen den Löschungen dar und kann als δ = FER^– ¹ – 0,01^–1 dargestellt werden.
Wenn δ < 0, wird q_r um α₁|FER^–1 – 0,01^–1|^β1 erhöht.
Wenn δ > 0, wird q_r um α₂|FER^–1 – 0,01^–1|^β2 verringert, wobei αs und βs vorbestimmte Konstanten sind. Demzufolge erhöht und verringert sich der Wert der zweiten Signalqualitätsindikatorreferenz 206, q_r, über die Zeit in Abhängigkeit von dem FER, dem geschätzten ersten Signalqualitätsindikator 193, der von dem Decoder 76 ausgegeben wird.
Im Wesentlichen gleichzeitig mit dem Erzeugen des ersten Signalqualitätsindikators 193 erzeugt der Decoderblock 76 einen zweiten Qualitätsindikator 194, q. Der zweite Signalqualitätsindikator 194 wird in den Filterfunktionsblock 196, f₁(q) eingegeben. Ein Ausgang f₂(q) 198, welcher einen Wert auf der Grundlage der gemittelten, zweiten Signalqualitätsindikatoren 194 darstellt, die über den Strom und der vorhergehenden Rahmen gemittelt sind, wird von dem Filterfunktionsblock 196 ausgegeben und in den Komparator 200 eingegeben.
Der Komparator 200 vergleicht den Wert des Ausgangs f₁(q) 198 mit dem Wert von q_r am Ausgang 208, wobei sich der Komparatorausgang Δ 210 ergibt. Der Komparatorausgang 210 kann durch die Gleichung Δ = f1(q) – qr dargestellt werden.
Der Komparatorausgang Δ 210 wird in die Sollwertsteuerung f₂(Δ) 212 eingegeben, wobei sich ein Sollwertsteuerung-f₂(Δ)-Ausgang 214 ergibt. Wenn der Komparatorausgang Δ 210 kleiner als ein vorbestimmter Wert 604 (erörtert in Verbindung mit 7), σ, ist, d.h., |Δ| < σ, dann ist der Sollwertsteuerungs-f₂(Δ)-Ausgang 214 = 0, sodass eine Leistungs-Steuerungs/Regelungssollwertschwelle 216 nicht variiert wird. Wenn der Komparatorausgang 210 größer als der vorbestimmte Wert 604, σ, ist, d.h. Δ > σ, dann bewirkt der Sollwertsteuerungs-f₂(Δ)-Ausgang 214, dass die Leistungs-Steuerungs/Regelungs-Sollwertschwelle 216 um f₂(Δ) = κ₁Δ verringert wird, wobei κ₁ eine vorbestimmte Konstante ist, sodass die Leistungs-Steuerungs/Regelungs-Sollwertschwelle 216 verringert wird. Wenn der Komparatorausgang 210 geringer als der vorbestimmte Wert 604, σ, ist, d.h., Δ < –σ, dann bewirkt der Sollwert-Steuerungs-f₂(Δ)-Ausgang 214, dass die Leistungs-Steuerungs/Regelungs-Sollwertschwelle 216 um f₂(Δ) = κ₂Δ erhöht wird, wobei κ₂ eine vorbestimmte Konstante ist, sodass die Leistungs-Steuerungs/Regelungs-Sollwertschwelle erhöht wird.
Es ist vorgesehen, dass, obwohl die Sollwertsteuerung 300 des äußeren Regelkreises so gezeigt ist, dass sie mit dem an der Basisstation 812 angeordneten Empfänger 60 ( 4) angeordnet zu sein, die Sollwertsteuerung 300 des äußeren Regelkreises auch in einer zentralisierten Steuerung, beispielsweise BSC 850, verbleiben kann. Demzufolge können der erste Signalindikator 193- und der zweite Signalindikator 194-Ausgang vom Decoder 76 zu der Sollwertsteuerung 300 des äußeren Regelkreises am BSC 850 übertragen und verarbeitet werden, um den Leistungs-Steuerungs/Regelungsbefehl 219 zu ergeben.
Zusätzlich kann der Decoder 76 in einer zentralisierten Steuerung, wie etwa BSC 850, verbleiben. Demzufolge kann die Leistungs-Steuerungs/Regelungs-Sollwertschwelle 216, welche unter Verwendung des ersten Signalindikators 193 und des zweiten Signalindikators 194 berechnet wurde, zu der Basisstation 812 übertragen werden. Gleichzeitig zur Übertragung der Leistungs-Steuerungs/Regelungs-Sollwertschwelle 260 an die Basisstation 812 kann der Leistungs-Steuerungs/Regelungs-Befehl 219 gemäß dem in Verbindung mit 6 beschriebenen Verfahren erzeugt werden.
In jedem der obigen Fälle ergeben eine Mehrzahl der empfangenen Kommunikationssignale R(T) 18, die der mobilen Station 816 zugeordnet sind, eine Vielzahl von demodulierten, decodierten Signalen infolge der Mehrfachdecoder, wie etwa des Decoders 76, und anschließend eine Mehrzahl von ersten Signalqualitätsindikatoren und zweiten Qualitätsindikatoren. Die Sollwertsteuerung 300 des äußeren Regelkreises wird von der Vielzahl von Signalqualitätsindikatoren, ersten Signalqualitätsindikatoren 193 und zweiten Qualitätsindikatoren 94 mit den höchsten gewichteten und summierten Qualitätswerten ausgewählt.
Auf den IS-95A Rück-Verbindungskanal wurde hier spezifisch Bezug genommen, jedoch ist die vorliegende Erfindung auf irgendeinem digitalen Kanal anwendbar einschließlich aber nicht begrenzt auf den Vorwärts-Verbindungs-IS-95A-Kanal und auf alle Vorwärts- und Rück-Verbindungs-TDMA-Kanäle, in allen TDMA-Systemen, wie etwa Groupe Special Mobile (GSM), einem europäischen TDMA-System, dem Pacific Digital Cellular (PDC), einem japanischen TDMA-System und dem Interim Standard 54 (IS-54)-, einem US-TDMA-System.
Die Prinzipien der vorliegenden Erfindung sind anwendbar in auf Zellen basierenden, digitalen Kommunikationssystemen einschließlich jedoch nicht begrenzt auf Personenkom munikationssysteme, Fernleitungssysteme, Satellitensysteme und Datennetzwerke. Gleichermaßen kommen die Prinzipien der vorliegenden Erfindung, welche in allen Arten von digitalen Funkfrequenzkanälen zur Anwendung kommen, bei anderen Arten von Kommunikationskanälen, wie etwa Funkfrequenzsignalkanälen, elektronischen Datenbussen, Drahtleistungskanälen, optischen Glasfaserverbindungen und Satellitenverbindungen zur Anwendung.
Es wird darüber hinaus ersichtlich, dass andere Formen der Erfindung und andere Ausführungsformen als die oben beschriebenen spezifischen Ausführungsformen entwickelt werden können, ohne von dem Schutzumfang der abhängigen Ansprüche und ihren Äquivalenten abzuweichen. Beispielsweise werden hierin zwei Verfahren unter Verwendung der so genannten weichen Rahmenqualitätsindikatoren beschrieben.

Claims

Verfahren zum Abstimmen einer Leistungs-Steuerungs/-Regelungs-Sollwertschwelle, das die Schritte umfasst: Empfangen eines Kommunikationssignals (12) von einer mobilen Kommunikationseinheit (816), um ein empfangenes Kommunikationssignal (18) zu bilden; und Erzeugen eines ersten Signalqualitätsindikators (193) auf der Grundlage des empfangenen Kommunikationssignals, wobei das Verfahren gekennzeichnet ist durch: Erzeugen eines zweiten Signalqualitätsindikators (194) auf der Grundlage des empfangenen Kommunikationssignals; Erzeugen eines geschätzten Signal-Rausch-Verhältnisses (98) auf der Grundlage des empfangenen Kommunikationssignals; Einstellen eines um die zweite Signalqualitätsindikatorreferenz zentrierten vorbestimmten Referenzgebietes, wobei sich die zweite Signalqualitätsindikatorreferenz (206) auf den ersten Signalqualitätsindikator bezieht; und Abstimmen der Leistungs-Steuerungs/Regelungs-Sollwertschwelle auf der Grundlage eines Vergleichs zwischen dem zweiten Qualitätsindikator und dem vorbestimmten Referenzgebiet.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der erste Signalqualitätsindikator (193) eine Rahmenlöschinformation aufweist.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei die zweite Signalqualitätsindikatorreferenz (206), um die das Referenzgebiet zentriert ist, auf der Grundlage einer Eigenschaft der Rahmenlöschinformation variabel ist.
Verfahren nach Anspruch 3, wobei die Eigenschaft der Rahmenlöschinformation weiterhin eine Rahmenlöschrate aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der zweite Qualitätsindikator (194) aus einer Gruppe gewählt ist, die aus einem Symbolfehlerratenindikator, einer Gesamtmetrik und anderen Qualitätsindikatoren besteht.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei auf der Grundlage der Leistungs-Steuerungs/Regelungs-Sollwertschwelle und des geschätzten Signal-Rausch-Verhältnisses von wenigstens einem empfangenen Symbol ein Leistungs-Steuerungs/Regelungs-Befehl erzeugt wird.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei auf der Grundlage der Leistungs-Steuerungs/Regelungs-Sollwertschwelle und des geschätzten Signal-Rausch-Verhältnisses von Symbolen innerhalb einer Leistungs-Steuerungs/Regelungs-Gruppe ein Leistungs-Steuerungs/Regelungs-Befehl erzeugt wird.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das geschätzte Signal-Rausch-Verhältnis von einem Demodulator erzeugt wird.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der erste und zweite Qualitätsindikator aus einer Mehrzahl solcher Indikatoren ausgewählt wird, die aus einer Mehrzahl von demodulierten Kommunikationssignalen erhalten werden.
Verfahren nach Anspruch 9, wobei der erste und zweite Qualitätsindikator auf der Grundlage des besten kombinierten und gewichteten Qualitätswertes ausgewählt wird.