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Die Erfindung bezieht sich auf eine
Verstärkerstufe
für Hochfrequenz-
und Zwischenfrequenzsignale.
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Für
Verstärkungsketten
im Hochfrequenz- oder Zwischenfrequenzbereich verwendet man im allgemeinen
Verstärker,
deren Eingangsimpedanz möglichst
niedrig und genau definiert ist, da der Verstärker hinsichtlich der Eingangsimpedanz
an die Ausgangsimpedanz eines Signalgenerators angepaßt sein
muß, der
an den Eingang des Verstärkers angeschlossen
ist.
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Andrerseits möchte man für die Eingangsstufe des Verstärkers einen
niedrigen Rauschfaktor und einen hohen Kompressionspunkt erzielen,
um die besten Verstärkungseigenschaften
zu erreichen. Die Dynamik des an die Eingangsstufe des Verstärkers angelegten
Signals ist nämlich
in den Bereichen schwacher Eingangssignale durch das Eigenrauschen
der Stufe und im Bereich starker Signale durch die Nichtlinearitäten des
Verstärkers
begrenzt.
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In der bipolaren Technologie eignet
sich eine Eingangsstufe in Basisschaltung am besten für solche
Anwendungen. Hierbei enthält
die Eingangsstufe einen Transistor in Basisschaltung. Das Eingangssignal
wird an den Emitter des Transistors angelegt, die Basis liegt auf
einem festen Potential und der Emitter wird durch einen konstanten
Strom beschickt. Das Ausgangssignal ist ein Spannungssignal und wird
am Kollektor des Transistors über
einem Lastwiderstand abgenommen.
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Die Eingangsstufe in Basisschaltung
besitzt natürlich
eine niedrige Eingangsimpedanz, einen geringen Rauschfaktor und
ein breites Durchlaßband. Der
Schwachpunkt einer solchen Stufe ist die nur mäßige Linearität. Trotz
dieses Nachteils bietet eine Basisschaltung die beste nutzbare Dynamik.
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Es ist bekannt, daß die Eingangsimpedanz Zin
der Stufe in Basisschaltung für
ein schwaches Signal folgenden Wert hat: Zin
= (k·T/q)/(1/ICO)
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Hierbei ist k die Boltzmann-Konstante (1,38·10–23),
q ist die Ladung eines Elektrons (1,6·10–19),
T ist die absolute Temperatur des Transistors, und ICO ist
der Kollektor-Ruhestrom.
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Der Spannungsverstärkungsgrad
Av bei schwachem Signal hat den Wert Av = VS1/VE1 = RC·ICO/(k·T/q)
Hierbei ist VE1 die Eingangsspannung der
Stufe und VS1 ist die Ausgangsspannung der
Stufe. RC ist der Wert des Lastwiderstands,
der zwischen dem Kollektor des Transistors und einer Speisespannung
VCC liegt.
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Der Ausdruck für die Ausgangsspannung abhängig von
der Eingangsspannung für
ein starkes Signal lautet: VS1 =
VCC – RC·ICO·exp[–Vin/(k·T/q)]Vin ist die Eingangsspannung für ein starkes
Signal.
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Die Ausgangsspannung variiert exponentiell mit
der Eingangsspannung. Dies zeigt deutlich die schlechte Linearität dieser
Stufe. Die "lineare" Zone am Eingang
liegt bei einigen k·T/q,
als bei höchstens einigen
10 mV. Außerdem
erzeugt die nichtlineare Transfercharakteristik am Ausgang Oberwellen
und eine Intermodulation.
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Zwei bekannte Lösungen erlauben eine Verbesserung
der Linearität
der Stufe in Basisschaltung:
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Die erste unter dem Namen "Degeneration" bekannte Lösung besteht
darin, einen Serienwiderstand (Degenerationswiderstand) zwischen
den Eingang der Verstärkerstufe
und den Emitter des Transistors in Basisschaltung einzufügen.
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Die Eingangsimpedanz erhöht sich
dadurch um den Wert dieses Widerstands, was zu einer Vergrößerung des
Ruhestroms des Transistors führt,
da die Eingangsimpedanz des Emitters sich umgekehrt zum Ruhestrom
verhält.
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Die lineare Zone am Eingang einer
solchen Stufe liegt etwa beim Produkt aus dem Strom mit dem Degenerationswiderstand
plus einige k·T/q.
Sie ist also größer als
die der nicht degenerierten Stufe.
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Dagegen verschlechtert sich der Rauschfaktor.
Die Erhöhung
der zulässigen
Pegel ist geringer als die Verschlechterung des Rauschens. Die Nutzdynamik
nimmt damit ab. Diese Lösung
wird jedoch eingesetzt, wenn man den zulässigen Pegel erhöhen will
und wenn der Rauschpegel nicht kritisch ist.
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Die zweite Lösung besteht darin, zwei Transistoren
in einer Differentialschaltung anzuordnen, von denen jeder in Basisschaltung
arbeitet. In dieser Konfiguration werden die Emitter der Transistoren durch
ein Eingangssignal differentieller Form angesteuert und auch der
Ausgang der Stufe liegt in differentieller Form an den Kollektoren
der beiden Transistoren vor.
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Die Bildung der Eingangsstufe in
differentialer Form erlaubt es, die Eingangsimpedanz der Stufe zu
verdoppeln. Man kann den Ruhestrom jedes Transistors verdoppeln,
wenn man die gleiche Eingangsimpedanz beibehalten will.
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Die lineare Zone am Eingang ist verglichen mit
der einfachen Stufe mit nur einem Transistor aufgrund der Kompensation
der Kennlinie eines Transistors durch den anderen mehr als verdoppelt.
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Der Rauschfaktor ist geringfügig schlechter als
bei der Bezugsstufe. Die Zunahme des zulässigen Pegels ist größer als
die Verschlechterung des Rauschens. Die Nutzdynamik wird also etwas
verbessert. Die Transfercharakteristik ist ungerade, was bedeutet,
daß das
Ausgangsspektrum kaum Oberwellen zweiter Ordnung enthält und daß der Intermodulationspegel
geringer ist.
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Diese Stufe in differentialer Form
ist wie die degenerierte Stufe nützlich
für die
Erhöhung
des nützlichen
Pegels, wenn die Rauscheigenschaften nicht allzu kritisch sind.
Der Nachteil dieser Stufe ist es, daß ein Signal in differentieller
Form nötig
ist, was in den Hochfrequenzsystemen selten vorkommt, in denen das
Signal meist auf Masse bezogen ist.
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In gleicher Weise wie im Fall einer
Stufe mit einem einzigen Transistor in Basisschaltung kann die Differentialstufe
auch durch die Einfügung
eines Serienwiderstands zwischen jedem differentiellen Eingang der
Stufe und dem Emitter je einer der beiden Stufen degeneriert werden.
Dies erlaubt es, den Linearitätsbereich
der Stufe zu erweitern, jedoch zu Lasten des Rauschfaktors. In dieser
Konfiguration nimmt der zulässige
Pegel des Eingangssignals zu, aber die Nutzdynamik verringert sich.
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Um die Nachteile des Standes der
Technik zu beheben, schlägt
die Erfindung eine Verstärkerstufe
vor, deren allgemeine Struktur die folgende Form hat:
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Der Eingang ist nicht differentiell,
sondern auf ein Bezugspotential (zum Beispiel Masse) bezogen. Der
Eingang ist in Basisschaltung, das heißt, daß das Eingangssignal an den
Emitter eines Eingangstransistors gelangt. Dieser erste Transistor wandelt
die Schwankungen der Eingangsspannungen in Stromschwankungen über eine
nichtlineare Transferkennlinie um, im Prinzip eine exponentielle Kennlinie
für die
bipolaren Transistoren und eine quadratische Kennlinie für die Feldeffekt-Transistoren.
Diese Stromschwankungen werden ihrerseits mit einem Vorzeichenwechsel
in einen Zweig mit einem zweiten und einem dritten Transistor kopiert
und dann vom dritten Transistor in Spannungsschwankungen mit einer
nichtlinearen Transferkennlinie umgewandelt, die zur vorigen Kennlinie
reziprok ist, im Prinzip logarithmisch beziehungsweise gemäß einer Quadratwurzel.
Die Spannung an den Ausgängen des
dritten Transistors wird als Rückkopplung
an die Basis des ersten Transistors zurückgeschleift.
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Die Kopie des Stroms (mit gleicher
Amplitude oder auch nicht) ergibt sich vorzugsweise, indem der erste
Transistor durch einen Sollstrom i gespeist wird und indem an den
Klemmen einer Serienschaltung aus einem Widerstand mit dem Wert
R1, durch den der Strom i fließt,
einem Emitter/- Basisübergang des
zweiten Transistors, einem Widerstand des Werts R2 und dem dritten
als Diode geschalteten Transistor gebildeten Serienschaltung eine
Speisespannung des Werts [Vbe2 + Vbe3 +( R1 + k·R2)·i] angelegt wird, wobei Vbe2 und Veb3 die
Spannungsabfälle zwischen
den Basis/Emitteranschlüssen
des zweiten und des dritten Transistors sind, die als von einem Strom
k·i durchflossen
angenommen werden (k ist ein gewünschtes
Stromverhältnis).
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Das Anlegen einer solchen Speisespannung an
diese Serienschaltung bewirkt nämlich
den Durchgang eines Stroms i durch den zweiten Widerstand, und jede
Veränderung
des Stroms i im ersten Widerstand mit dem Wert R1 führt zu einem
Signal mit entgegengesetztem Vorzeichen (mit einer gleichen oder proportionalen
Amplitude) im zweiten Widerstand des Werts R2.
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Andere Merkmale und Vorzüge der Erfindung
sowie von bestimmten Varianten werden nun anhand der beiliegenden
Zeichnungen näher
erläutert.
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1 zeigt
eine erfindungsgemäße Verstärkerstufe
mit einem unsymmetrischen Ausgang.
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2 zeigt
eine erste Variante der Verstärkerstufe
mit einem differentiellen Ausgang.
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3 zeigt
eine zweite Variante der Verstärkerstufe
in Kaskodeschaltung.
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4 zeigt
eine dritte Variante der Verstärkerstufe
mit einer GILBERT-Mischstufe.
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1 zeigt
eine Verstärkerstufe
gemäß der Erfindung
mit zwei Zweigen, von denen der erste mindestens einen ersten Widerstand 11 des
Werts R1 in Reihe mit einem ersten Transistor 21 und einer Stromquelle 30 des
Werts i enthält,
während
die zweite mindestens einen zweiten Transistor 22 in Reihe
mit einem zweiten Widerstand 12 des Werts R2 und einem
dritten Transistors 23 enthält, wobei der Emitter des dritten
Transistors 23 mit einem Bezugspotential Vo verbunden ist,
während
der Eingang E des Verstärkers
an den Emitter des ersten Transistors 21 über beispielsweise
einen Kondensator Cin angeschlossen ist. Mittel 40 legen
an die beiden Zweige ein gleiches Potential V1 mit einem Wert bezogen
auf das Bezugspotential Vo von [Vbe2 + Vbe3 + ( R1 + k·R2)·i] an. Vbe2 und
Vbe3 sind die Spannungsabfälle zwischen
Basis und Emitter des zweiten beziehungsweise dritten Transistors,
wenn diese von einem Strom k·i
durchflossen werden. k ist ein beliebiges gewünschtes Verhältnis zwischen
dem den zweiten Zweig durchfließenden
Strom und dem den ersten Zweig durchfließenden Strom. Die Basis des zweiten
Transistors 22 ist an den Kollektor des ersten Transistors 21 angeschlossen,
die Basis des zweiten Transistors 22 ist an den Kollektor
des ersten Transistors 21 angeschlossen und die Basis des
ersten Transistors 21 ist mit der Basis und dem Kollektor
des dritten Transistors 23 verbunden.
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Wenn der zweite Transistor 22 und
der dritte Transistor 23 einander gleichen, ergibt sich
das gleiche Potential V1 an den beiden Zweigen mit folgendem Wert: [2·Vbe3 + (R1 + k·R2)·i].
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Geht man weiter davon aus, daß die Widerstände 11 und 12 den
gleichen Wert R1 besitzen, dann ist das an die beiden Zweige angelegte
Potential gleich und hat den Wert [2·Vbe3 + ( 1 + k)·R1·1].
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Verwendet man identische zweite und
dritte Transistoren, die von gleichen Strömen in den beiden Zweigen durchflossen
werden (k = 1), dann gilt das gleiche Potential mit dem Wert [2·Vbe3 + (R1 + R2)·i].
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In dem besonderen Fall gleicher Widerstände 11 und 12 des
Werts R1 und für
k = 1 ergibt sich das gleiche Potential V1, das an die beiden Zweige angelegt
wird, zu 2[Vbe3 + R1·i].
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In diesem letzten besonderen Fall,
wenn der Strom im ersten Transistor 21 den Ruhewert i besitzt, ist
die Summe der Kollektorströme
des ersten und des dritten Transistors 21, 23 konstant.
Im Ruhezustand ist die Spannung am Kollektor des ersten Transistors
dann gleich V1 – R1·i.
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Die Spannung am Emitter des zweiten
Transistors 23 hat den Wert V1 – R1·i – Vbe3.
Die Spannung an den Klemmen des zweiten Widerstands 12 hat
den Wert V1 – 2·Vbe3 – R1·i. Da
V1 den Wert 2·(Vbe3 + R1·i) besitzt, hat die Spannung
an den Klemmen des zweiten Widerstands 12 den Wert R1·i. Der Strom
im zweiten Widerstand 12 und damit auch im dritten Transistor 23 stellt
sich auf den Wert i ein.
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Legt man ein schwaches Eingangssignal
des Werts Ve an den Eingang E des Verstärkers an, dann nimmt die Spannung
am Kollektor des ersten Transistors 21 um einen Wert R1·Δi ab, wenn
der Kollektorstrom des ersten Transistors 21 um einen Wert Δi zunimmt.
Entsprechend nimmt die Spannung an den Klemmen des zweiten Widerstands
12 im gleichen Maß ab.
Der Strom im dritten Transistor 23 nimmt um den Wert Δi ab. Die
Summe der Kollektorströme
des ersten und des dritten Transistors 21 und 23 ist
also konstant. Die Zunahme der Spannung am Eingang E erhöht den Kollektorstrom
i des ersten Transistors 21 um den Wert Δi und führt so zu
einer Verringerung der Spannung zwischen Basis und Emitter Vbe3 des dritten Transistors 23 um
denselben Betrag.
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Die Spannung an der Basis des ersten
und des dritten Transistors variiert also gemäß der Hälfte des Eingangssignals Ve
in erster Näherung,
vorausgesetzt, daß die
Transistoren 21 und 23 identisch sind.
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Die Zunahme des Stroms um Δi hat also
folgenden Wert: Δi
= (gm1)/2, sodaß die
Spannungsverstärkung
Av sich wie folgt ergibt: Av = (gm1·R1)/2. Die Größe gm1 ist
die Transkonduktanz des ersten Transistors 21.
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Die Eingangsimpedanz Zin des Verstärkers hat
dann folgenden Wert: Zin = (2·k·T/q)·(1/i).
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Wenn das Eingangssignal Ve einen
hohen Pegel hat, gibt es, da die Summe der Kollektorströme in den
Transistoren 21 und 23 konstant ist, symmetrische
Begrenzungen des Signals, wenn der Strom im Kollektor eines der
Transistoren 21 oder 23 den Wert 2·i erreicht.
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Zwischen diesen beiden Extremwerten
variiert das Ausgangssignal, wie eine vollständige Berechnung zeigt, in
Abhängigkeit
vom Eingangssignal gemäß einem
Gesetz, das dem Gesetz einer hyperbolischen Tangente der Differentialverstärker nahekommt.
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Im Frequenzbereich zeigt eine vollständige Berechnung
Kompensationseffekte, die einen Betrieb der Gegenkopplungsschleife
ohne die Gefahr von Schwingungen gewährleistet.
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Die Transfercharakteristik ist ungerade,
was einen niedrigen Pegel für
geradzahlige Oberwellen gewährleistet.
Dieses Merkmal ist linear über
einen ziemlich großen
Bereich, was einen geringen Intermodulationspegel gewährleistet.
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Das Ausgangssignal des Verstärkers kann entweder
an einem ersten Ausgang Se, der an den Verbindungspunkt
zwischen dem zweiten Widerstand 12 und dem Emitter des
zweiten Transistors 22 angeschlossen ist, oder an einem
zweiten Ausgang Sc an einem Verbindungspunkt
zwischen dem Kollektor des ersten Transistors und einem Ende des
ersten Widerstands 11 abgenommen werden.
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Wenn das Ausgangssignal am Emitter
des zweiten Transistors 22 entnommen wird, ist die Ausgangsimpedanz
deutlich geringer, als wenn das Signal am Kollektor des ersten Transistors 21 abgenommen
wird, und die Last beeinflußt
nur wenig das Durchlaßband.
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Die Mittel 40, die ein gleiches
Potential V1 an die beiden Zweige anlegen, und die Stromquelle 30, die
den Strom i vorgibt, können
auf verschiedene bekannte Arten realisiert werden. In einem monolithischen
Schaltkreis kann man die gute gegenseitige Abstimmung der Komponenten
sowie die Tatsache nutzen, daß alle
Komponenten die gleiche Temperatur haben, um das Potential V1 mithilfe
einer Regelschleife zu erzeugen. Das Ergebnis ist etwas komplexer
als eine einfache Stromquelle, aber dies betrifft nur die Gleichspannungen
und die Gleichströme
und nicht das Hochfrequenzsignal.
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Eigenschaften
des erfindungsgemäßen Verstärkers
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Wenn man die Verstärkerstufe
gemäß 1 so dimensioniert, daß sie eine
Eingangsimpedanz von 50 Ω und
einen Verstärkungsgrad
von 25 dB besitzt, dann erhält
man einen Rauschfaktor in der Größenordnung
von 6 dB und einen Pegel des Eingangssignals, um einen Kompressionspunkt
von 1 dB zu erzielen, der mit dem der bekannten Verstärkerstufe in
Basisschaltung vergleichbar ist.
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Der Intermodulationspegel der Ordnung
3 am Ausgang der Stufe ist um 36 dB geringer als für die bekannte
Stufe, und der Eingangspegel zur Erzeugung des gleichen Intermodulationspegels
ist um 12 dB höher
als für
die bekannte Stufe.
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In allen Fällen, und insbesondere für hohe Pegel
des Eingangssignals enthält
das Spektrum des Ausgangssignals der neuen linearisierten Stufe
wesentlich weniger Oberwellen. Der Pegel der Oberwelle der Ordnung
zwei liegt in der neuen Stufe um 30 dB niedriger, und der Pegel
der anderen Oberwellen, insbesondere der Ordnung drei, ist sehr
gering.
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Die neue Stufe bietet also eine deutliche
Verbesserung der Eigenschaften im Vergleich zum Stand der Technik.
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2 zeigt
eine erste Variante der Basisstufe aus 1.
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Die Kollektorströme des ersten Transistors 21 und
des zweiten Transistors 22 sind in Gegenphase. Diese Besonderheit
kann genutzt werden, um das Signal in differentialer Form zu gewinnen.
Für diese neue
Konfiguration enthält
der zweite Zweig einen dritten Widerstand 13 mit dem Wert
n·R1
(n < 1). Ein Ende
des Widerstands ist mit dem Kollektor des zweiten Transistors 22 und
das andere ist mit dem Potential V1 des Werts [2·Vbe3 +
(R1 + k·R2)·i] verbunden.
Der erste Widerstand 11 mit dem Wert R1 wird von der Summe
eines Widerstands 11a des Werts (1 – n)·R1, der an den Kollektor
des ersten Transistors 21 angeschlossen ist, und eines
dazu in Reihe liegenden Widerstands 11b des Werts n·R1 gebildet.
Der Verstärker
enthält
zwei Differential-Ausgänge,
nämlich
einen ersten Sd1, der an den Verbindungspunkt
der beiden letztgenannten Widerstände angeschlossen ist, und
einen zweiten Sd2, der an den Kollektor
des zweiten Transistors 22 angeschlossen ist.
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3 zeigt
die Stufe aus 1 in Kaskode, um
die Eingangs- und Ausgangskapazitäten des Verstärkers zu
verringern. In dieser Variante wird das Potential [2·Vbe3 + ( R1 + k·R2)·i] an die beiden Zweige über die
Emitter eines vierten Transistors 24 und eines fünften Transistors 25 angelegt,
deren Basiselektroden an ein Basispotential Vb des
Werts [Vbe4 + 2·Vbe3 +
(R1 + k·R2)·i] angeschlossen
sind. Vbe4 ist der Spannungsabfall zwischen
Basis und Emitter des vierten Transistors 24, wenn dieser
vom Strom i durchflossen wird.
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Der Verstärker enthält weiter
- – einen
vierten Widerstand 14, der zwischen den Kollektor des vierten
Widerstands und eine Spannungsquelle V3 eingefügt ist,
- – einen
fünften
Widerstand 15, der zwischen den Kollektor des fünften Transistors 25 und
die Spannungsquelle V3 eingefügt
ist,
- – und
zwei Differential-Ausgänge
Sd3 und Sd4, die an
den Kollektor des vierten beziehungsweise des fünften Transistors angeschlossen
sind.
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Es ist auch möglich, eine GILBERT-Mischstufe
von den beiden Stromausgängen
der beiden Zweige ansteuern zu lassen, ohne eine Strom/Spannungsumwandlung
durchzuführen,
was zu einer deutlichen Verringerung des Rauschens führt.
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4 zeigt
ein Schaltbild mit einer stromsparenden GILBERT-Eingangsmischstufe.
In dieser Schaltung wird das Potential [2·Vbe3 +
(R1 + k·R2)·i] an
die beiden Zweige von den Emittern eines vierten Transistors 24 und
eines fünften
Transistors 25 angelegt, deren Basiselektroden miteinander
verbunden sind. Der Verstärker
enthält
weiter:
- – einen
vierten Widerstand 14, der zwischen den Kollektor des vierten
Widerstands 24 und eine Spannungsquelle V4 eingefügt ist,
- – einen
fünften
Widerstand 15, der zwischen den Kollektor des fünften Transistors 25 und
die Spannungsquelle V4 eingefügt
ist,
- – einen
sechsten Transistor 26, dessen Emitter an den Emitter des
vierten Transistors 24 und dessen Kollektor an den Kollektor
des Transistors 25 angeschlossen ist,
- – einen
siebten Transistor 27, dessen Emitter an den Emitter des
fünften
Transistors 25 und dessen Kollektor an den Kollektor des
vierten Transistors 24 angeschlossen ist, wobei die Basiselektroden
des sechsten und des siebten Transistors miteinander verbunden sind.
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Differentialausgänge Sd5 und
Sd6 sind an die Kollektoren des vierten
beziehungsweise des fünften Transistors
angeschlossen. Die Basis des vierten Transistors und die Basis des
sechsten Transistors empfangen Differential-Wechselspannungen V01 und
V02 mit einem Gleichtakt-Potential V5 des Werts [Vbe4 +
2·Vbe3 + (R1 + k·R2)·i]. Vbe4 ist
der Spannungsabfall zwischen der Basis und dem Emitter des vierten
Transistors 24, wenn er von einem Strom i durchflossen
wird.
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In allen oben beschriebenen Schaltungen
ist die Stromquelle 30 am Ende des ersten Zweigs an ein
Potential Vd angeschlossen, das unter dem
Bezugspotential Vo liegt, das am anderen Ende des ersten Zweigs
angelegt wird.
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Die in den oben beschriebenen Schaltungen verwendeten
Transistoren sind NPN-Transistoren. Identische Schaltungen könnten mit
PNP-Transistoren verwirklicht werden, indem die Polaritäten der Versorgungsspannungen
umgekehrt werden.
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Die oben beschriebenen Schaltungen
verwenden bipolare Transistoren. Sie sind aber auch in die MOS-Technik übersetzbar,
wobei dann alle Transistoren durch Feldeffekt-Transistoren ersetzt werden müssen. Die
Basis, der Emitter und der Kollektor der Transistoren müssen dann
so interpretiert werden, daß sie
entweder Basis, Emitter und Kollektor, wenn die Transistoren bipolar
sind, oder Gate, Source und Drain bezeichnen, wenn die Transistoren Feldeffekt-Transistoren sind.
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Die Betriebsweise ist praktisch die
gleiche mit Ausnahme der Tatsache, daß die Spannungs/Strom-Umwandlung,
die für
einen bipolaren Transistor exponential ist, für eine FET quadratisch wird.