DE69816975T2

DE69816975T2 - Taktleitungs-überstromschutz und industrielles steuerungssystem damit

Info

Publication number: DE69816975T2
Application number: DE69816975T
Authority: DE
Inventors: E. David CONNOR
Original assignee: Square D Co
Current assignee: Schneider Electric USA Inc
Priority date: 1997-12-23
Filing date: 1998-12-22
Publication date: 2004-07-22
Anticipated expiration: 2018-12-23
Also published as: WO1999032948A1; US5864456A; DE69816975D1; EP0968460B1; EP0968460A1; JP2002502580A

Description

Die Erfindung betrifft allgemein eine Überstromschutzeinrichtung und insbesondere eine Überstromschutzeinrichtung, die speziell zum Schutz eines Synchrontaktleitungsbusses geeignet ist, der bei industriellen Steuerungssystemen eingesetzt werden kann, und ein industrielles System, welche dieselbe verwendet.
Beschreibung des Standes der Technik einschließlich der in der 37 C.F.R. 1.97-1.99 offenbarten Lehre
Industrielle Steuerungssysteme, wie z.B. die digitalen Parallelbus-Steuerungssysteme, die in der US-Patentschrift 4,808,994, ausgestellt am 28. Februar 1989 auf Riley mit dem Titel „LOGIC INTERCHANGE SYSTEM" und in der US-Patentschrift 5,553,070, ausgestellt am 3. September 1996 auf Riley mit dem Titel „DATA LINK MODUL FOR TIME DIVISION MULTIPLEXING CONTROL SYSTEM", gezeigt sind, haben ausgedehnte Buskabel-Netzwerke. Diese Busse, Busleitungen oder Leitungen erstrecken sich bei einer industriellen Einrichtung am Fabrikboden zwischen einem Hauptcomputer oder einer anderen Datenanschlussstelle und mehreren Datenverbindungsmodulen. Die Datenverbindungsmodule sind wiederum mit einer oder mehreren, ihnen zugeordneten steuerbaren Einrichtungen verbunden, die zur Ausführung einer aktiven Funktion in Abhängigkeit von Daten auf der Datenleitung oder zum Übermitteln von Daten auf der Datenleitung gesteuert werden. Aufgrund des Umfeldes im Bereich des Fabrikbodens können derartige Netzwerk-Busleitungen leicht durchtrennt werden und dadurch Kurzschlüsse oder Fehlerströme erzeugen.
Daher sind bei derartigen Netzwerken üblicherweise Überstromschutzeinrichtungen vorgesehen. Diese Überstromschutzeinrichtungen erfassen den Strom im Datenbusleitungsschaltkreis und unterbrechen automatisch zum Schutz den Leitungsschaltkreis im Datenbus, wenn der Strom einen vorgegebenen maximalen Stromschwellwert übersteigt, um den Datenbus und die dazugehörigen Schaltkreise zu schützen.
Der Datenbus oder die Datenleitung ist ein Schaltkreis mit offenem Drain und leitet nur einen Strom, wenn er oder sie aktiv ist. Daher wird ein zu hoher Strom in der Datenleitung durch eine Stromabfalleinrichtung an einem Interfaceschaltkreis oder einer Interfacekarte nur während einer Taktsynchronisierungsperiode erfasst, wenn sämtliche Lasten auf der Datenleitung nicht aktiv sind und sämtliche Normallasten auf der Datenleitung bekannt ist. Dadurch ist es möglich, den genauen maximalen Stromschwellwert ungeachtet der Anzahl der Steuermodule oder der Netzstruktur, in der sie angeordnet sind, wie z. B. Kettenform, Sternform, Schleifenform, Schleifenform mit Verzweigungen, Sammelleitung, Sammelleitung mit Verzweigungen, einzelne Verzweigungen usw., auszuwählen.
Jedoch hat der Taktleitungsschaltkreis keinen offenen Drain-Anschluss sondern einen sog. „totem-pole"-Ausgang, der abfällt und einen Strom nur an der Taktsignalquelle an der Interfacekarte zuführt und mit Ausnahme während der periodischen Synchronisierungsimpulse frei fließt. Folglich verändert sich der Spitzenstrom beim Laden und Entladen der Netzwerktaktleitung entsprechend der verschiedenen Verdrahtungsstrukturen und den Veränderungen der Last. Das Verfahren zum Erfassen des maximalen Stromschwellwerts, das hinsichtlich der Datenleitung erfolgreich angewendet wird, ist daher nicht zum Schutz der Datenleitung gegen Überströme geeignet. Die Höhe, auf die der maximale Stromschwellwert eingestellt werden soll, ist undeterminiert, da das Abfallen des Stromes an mehreren Lasten auf der Leitung stattfindet.
Aus diesem Grund wird bei der bekannten Methode, die sich zur Erfassung eines Kurzschlusszustandes auf der Taktleitung auf absolute Stromwerte stützt, entweder fälschlicherweise ein Überstromzustand erfasst oder ein Überstromzustand so lange zugelassen, dass der Takttreiberschaltkreis belasten wird.
Zur Beseitigung dieses Problems ist es bekannt, eine weitere Technik anzuwenden, um Überstrombedingungen auf der Taktleitung zu vermeiden. Bei dieser Technik wird die Wellenform der Taktsignalspannung überwacht, um das „ankommende" Taktsignal mit dem „ausgehenden" Taktsignal zu vergleichen. Das ankommende Taktsignal ist das Signal, das auf dem Buskabel an der Taktsignalquelle auf der Interfacekarte 6 zu sehen ist. Das ausgehende Taktsignal ist das „erwartete" Taktsignal, wenn es erzeugt wird.
Nachteilhafterweise sind zur Durchführung dieser Vergleichstechnik eine komplizierte Hardware erforderlich, die Komponenten destruktiven Überströmen ausgesetzt oder zur Steuerung ein separater Mikroprozessor erforderlich. Diese Methode neigt darüber hinaus zu einem falschen Triggern durch elektrisches Rauschen.
Zusammenfassung der Erfindung
Es ist daher die Hauptaufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Taktleitungs-Überstromschutzeinrichtung zu schaffen, welche die Nachteile der bekannten Überstromschutzeinrichtungen beseitigt, insbesondere wenn sie zum Schutz von Netzwerk-Taktleitungen eines industriellen Steuerungssystems verwendet wird.
Diese Aufgabe wird durch das Schaffen einer Taktleitungs-Überstromschutzeinrichtung mit einem Schalter zum selektiven Verbinden einer Taktsignalquelle mit der Taktleitung und einer Einrichtung zum Steuern des Schalters, um die Verbindung von der Taktsignalquelle zur Taktleitung in Abhängigkeit einer Differenz der Taktleitungs-Stromstärke während Taktphasen entgegengesetzter Polarität, die einen vorgegebenen Schwellwert übersteigt, zu unterbrechen, gelöst.
Bei der bevorzugten Ausführungsform umfasst die Taktleitungs-Überstromschutzeinrichtung eine Einrichtung zum Erzeugen eines Stromsensorsignals, welches charakteristisch für die Stromstärke durch den Schalter ist, wenn er einen Taktleitungsstrom führt.
Bei der bevorzugten Ausführungsform umfasst die Einrichtung zum Steuern des Schalters einen Detektorschaltkreis zum Integrieren des Stromsensorsignals, um ein Überstromdetektorsignal einer Größe zu erzeugen, die sich im Bezug auf einen vorgegebenen Referenzwert mit dem Integral des Stromsensorsignals über wenigstens einen vollen Zyklus des Stromssensorsignals verändert. Die Überstromschutzeinrichtung umfasst einen ersten Integrier-Schaltkreis zum Erzeugen eines positiven Integralsignals bzgl. des Referenzwertes, das für das Integral des Sensorsignals charakteristisch ist, während der Übergänge zu einer ersten Polarität des Stromsensorsignals, einen zweiten Integrier-Schaltkreis zum Erzeugen eines negativen Integralsignals bzgl. des Referenzwertes, das für das Integral des Sensorsignals charakteristisch ist, während der Übergänge zu einer zweiten Polarität des Stromsensorsignals, die entgegengesetzt zur ersten Polarität ist, und eine Einrichtung zum Summieren des positiven Integralsignals und des negativen Integralssignals, um das Überstrom-Detektorsignal zu bilden. Das Überstrom-Detektorsignal verändert sich oberhalb und unterhalb des Referenzwertes in einem solchen Maß, bis das positive Integralssignal größer und kleiner als das negative Integralssignal ist.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
Die zuvor genannten Aufgaben und vorteilhaften Merkmale der vorliegenden Erfindung werden durch die bevorzugte Ausführungsform der lastunabhängigen Taktleitungs-Überstromschutzeinrichtung und des industriellen Steuerungssystems, welches diese verwendet, anhand der beigefügten Zeichnungen näher beschrieben, in denen:
1 ein Funktionsschaltbild eines industriellen Steuerungssystems oder Netzwerks ist, bei dem die bevorzugte Ausführungsform der lastunabhängigen Taktleitungs-Überstromschutzeinrichtung der vorliegenden Erfindung in vorteilhafter Weise verwendet wird;
2 ein Funktionsschaltbild des Interfacekarten-Funktionsblocks in 1 ist, das die lastunabhängige Taktleitungs-Überstromschutzeinrichtung in Form eines Funktionsblocks zeigt;
3 ein Schaltbild der bevorzugten Ausführungsform des Stromssensor-Funktionsblocks in 2 ist;
4 ein Schaltbild der bevorzugten Ausführungsform des Überstromdetektor-Funktionsblocks in 2 ist;
5 ein Schaltbild der bevorzugten Ausführungsform des Taktschaltersteuerungs-Funktionsblocks in 2 ist; und
6 ein Schaltbild der bevorzugten Ausführungsform des Taktsignal-Unterbrechungsschalter-Funktionsblocks in 2 ist.
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform
In Bezug auf 1 umfasst die bevorzugte Ausführungsform des lastunabhängigen, gegen einen Taktleitungsüberstrom geschützten Steuerungssystems 10 der vorliegenden Erfindung einen Hauptcomputer 12, der mit mehreren im Wesentlichen identischen Datenverbindungsmodulen 14 durch ein Computer-Verbindungskabel 15 und eine Interfacekarte 16 mit einem oder einer lastunabhängigen Taktleitungs-Überstrom-Schutzeinrichtung bzw. -Schutzschaltkreis 16 verbunden ist. Die Datenverbindungsmodule 14 sind wiederum mit ihnen zugeordneten Steuerungseinrichtungen 18, wie oben beschrieben, wie z. B. Temperatursensoren, Betätigungs einrichtungen und dgl. verbunden. Es gibt N Datenverbindungsmodule 14 mit wenigstens einer gesteuerten Einrichtung 16, die jedem Modul zugeordnet ist, wobei N eine positive Zahl vom Typ Integer ist.
Bei einer großen industriellen Anordnung ist N eine Zahl in einer Größenordnung von mehreren Hundert. Bei einer Automobilanordnung ist N eine Zahl in einer Größenordnung von Zehn. In beiden Fällen ist jedes Datenverbindungsmodul 14 an vier Busleitungen oder Leitungen parallel angeschlossen: eine Taktleitung 20, eine DC-Stromersorgungsleitung 22, eine DC-Masseleitung 24 und eine Datenleitung 26. Diese Busleitungen verlaufen des Öfteren über mehrere hundert Meter am Fabrikboden und sind, wie zuvor angegeben, der Gefahr des Durchtrennens ausgesetzt. Die Module 14 sind in einer oder in einer Kombination von verschiedenen Topologien, wie z. B. kettenförmig, sternförmig, einzelne Verzweigung, Sammelleitung mit Verzweigungen, Schleife mit Verzweigungen usw. angeordnet, durch die die Längen der Busleitungen bestimmt werden. Durch die Anzahl der Datenverbindungsmodule 14 und ihrer relativen Position wird die Länge der Busleitungen bestimmt. Eine Veränderung der Anzahl, der relativen Position und des topologischen Aufbaus der Datenverbindungsmodule 14 führt daher zu einer Veränderung der Last auf und des normalen Strombereichs durch die Busleitungen einschließlich der Taktleitung 20.
Vorteilhafterweise ist die Taktleitungs-Überstromschutzeinrichtung 28 der vorliegenden Erfindung, in 2 zu sehen, funktionsfähig, ungeachtet derartiger Lastveränderungen und des normalen Betriebsbereichs des Stroms durch die Taktleitung. Wie im Folgenden detaillierter beschrieben, wird die Lastunabhängigkeit durch das Integrieren des Taktleitungsstroms über einen vollen Zyklus oder einer Periode des Taktsignals erreicht. Durch dieses Integrieren wird ein durchschnittliches Überstrom-Detektorsignal in Bezug auf einen vorgegebenen Referenzwert gleich null erreicht, es sei denn in der Taktleitung tritt ein Kurzschluss auf.
Es wurde festgestellt, dass sich im Falle eines Taktleitungskurzschlusses der Strom bei einem positiven Taktflankenübergang von dem Strom bei einem negativen Taktflankenübergang während des freilaufenden Betriebs des Taktes zwischen Synchronisierungsimpulsen unterscheidet. Vorzugsweise wird das Ergebnis einer Umwandlung eines Taktflankenstroms in eine Spannung in einem Kondensator während des positiven Übergangs des Taktsignals gespeichert und mit dem Ergebnis einer entgegengesetzten Umwandlung eines Taktflankenstroms in eine Spannung, das in einem weiteren Kondensator während der negativen Übergänge gespeichert wird, verglichen, um festzustellen, ob ein Überspannungszustand in der Taktleitung 20 vorliegt. Folglich werden die kapazitiven Lade- und Entladeeigenschaften der Übertragungskabel der Taktleitung, die sich bei Veränderungen der Normallast nicht wesentlich verändern, genutzt. Ein Abgleichen des Ladestroms und des Entladestroms durch einen Reihenwiderstand in der Taktleitung hat die Bildung eines Differenzsignals zur Folge, das sich von einem vorgegebenen Referenzwert nicht unterscheidet. Eine positive Abweichung vom Referenzwert wird hervorgerufen, wenn die Stromstärke während des Taktleitungs-Ladezyklus größer als während des Taktleitungs-Entladezyklus ist. Eine negative Abweichung vom Referenzwert wird hervorgerufen, wenn die Stromstärke während des Entladezyklus größer als während des Ladezyklus ist. Es wird eine Schaltkreisempfindlichkeit von in etwa 12 mV/mA. oder zwölf Ohm erreicht.
In Bezug auf 2 umfasst die Interfacekarte 16, die in 1 als Funktionsblock gezeigt ist, neben anderen bekannten Elementen, die lastunabhängige Taktleitungs-Überstromschutzeinrichtung 28 der vorliegenden Erfindung. Durch die Schutzeinrichtung 28 ist die Taktausgangsleitung 20 mit einem Überstromschutz versehen. Die Taktausgangsleitung 20 ist an einem CLKOUT-Ausgang 30 eines Optokoppler-Schaltkreises 32 angeschlossen, der eines der bekannten Elemente der Interfacekarte 16 ist. Ein digitaler Steuerungs- und Speicherschaltkreis 34 umfasst einen (nicht gezeigten) Taktsignalgenerator, der ein verhältnismäßig unverstärktes, im Wesentlichen rechteckförmiges Taktsignal an einem Ausgangsanschluss 36 erzeugt, der an einem Eingang des Optokopplers 32, der mit dem CLKOUT-Anschluss 30 verbunden ist, zugeführt wird.
Der Optokoppler-Schaltkreis 32 koppelt das Eingangstaktsignal vom digitalen Steuerungs- und Speicherschaltkreis 34 mit dem CLKOUT-Anschluss 30 während darüber hinaus eine elektrische Isolation zwischen dem digitalen Steuerungs- und Speicherschaltkreis 34 und der Taktleitung 20 und den verschiedenen Lasten, die an der Taktleitung 20 angeschlossen sind, geschaffen wird. Ein Hauptcomputerinterface-Logikschaltkreis 38, der eine Schnittstelle zwischen dem digitalen Steuerungs- und Speicherschaltkreis 34 und dem Hauptcomputer 12, wie in 1 zu sehen ist, über ein Hauptplatinen-Interface oder ein Computerkabel 15 bildet, ist ebenso durch die elektrische Isolierung geschützt, die durch den Optokoppler-Schaltkreis 32 geschaffen wird.
Andere herkömmliche Elemente der Interfacekarte 16 umfassen einen Taktsignal-Konditionierschaltkreis 40, einen Leistungsregler 42, einen Daten-Überstromschutzschaltkreis 44 und einen Datensignal-Konditionierschaltkreis 46. Diese bekannten Elemente der Interfacekarte bzw. die Elemente 32, 34, 38, 40, 42, 44 und 46 sind in den zuvor genannten Patentschriften von Riley gezeigt und beschrieben und folglich durch Bezugnahme enthalten. Darüber hinaus sind Interfacekarten für das Seriplex-System mit diesen bekannten Elementen von der Firma Square D Company oder ihren Lieferanten käuflich erhältlich. Im Hinblick auf detaillierte Information betreffend die Systemelemente 12, 14 und 18, wie in 1 gezeigt, die Form des Taktsignals und des Datensignals, und des durch das System ausgeführte digitale Kommunikationsverfahren, den Betrieb des Taktsignal-Konditionierschaltkreises 40, des Daten-Überstromschutzschaltkreises 44 und des digitalen Signalkonditionierschaltkreises 46 wird auf die zuvor genannten Patentschriften von Ryan und auf „Seriplex Design, Installation and Troubleshooting Guide", veröffentlicht im Februar 1997 von Square D Company, Bezug genommen, so dass sie durch Bezugnahme enthalten sind.
Wie weiterhin in Bezug auf 2 zu sehen ist, ist der lastunabhängige Schutzschaltkreis 28 der vorliegenden Erfindung vorgesehen, um eine Taktsignal-Treiberstufe 48, vorzugsweise ein von Telcom Semiconductor Inc. hergestellten TC4426-Verstärker oder dgl., zu schützen. Der Ausgang der Taktgeber-Treiberstufe wird an einen Stromsensor-Reihenwiderstand 50 der Schutzeinrichtung 28 angeschlossen. Der Stromsensor-Reihenwiderstand 50 ist vorzugsweise ein 23,7 Ohm, ½ Watt-Widerstand 50 des Keramiktyps. Ein elektronischer Taktsignal-Unterbrechungsschaltkreis 52, der im Folgenden in Bezug auf 6 detailliert beschrieben wird, ist zwischen dem Reihenwiderstand 50 und der Ausgangstaktleitung 20 am Ausgang der Schaltsteuereinrichtung in Reihe geschaltet. Der Taktsignal-Unterbrechungsschaltkreis 52 hat einen Eingang 53, der zum Empfangen von generierten Eingangstaktsignalen einer Taktgeber-Treiberstufe 48 angeschlossen ist, die wiederum durch ein Signal vom CLKOUT-Anschluss 30 gesteuert wird. Der Taktsignal-Unterbrechungsschaltkreis 52 wird von einem Taktschalter-Steuerschaltkreis 54 von Steuersignalen an einem Schalter-Steuerausgang 56, der an einen Steuereingang des Taktsignal-Unterbrechungsschaltkreises 52 angeschlossen ist, gesteuert. Die Steuersignale am Ausgang 56 bestimmen, ob das Eingangstaktsignal am Eingang 53 zum Ausgang des Taktsignal-Unterbrechungsschaltkreises 52 und somit zur Taktausgangsleitung 20 durchgeschalten wird und umgekehrt. Der Taktsignal-Unterbrechungsschaltkreis 52 bildet, wenn er durch das Taktsteuersignal am Ausgang 56 betätigt wird, einen offenen Schaltkreis zwischen dem Taktverstärker 48 und der Taktausgangsleitung 20. Das Steuersignal betätigt den Taktsignal-Unterbrechungsschaltkreis 52 in Abhängigkeit eines Überstromzustandes, der von einem Überstrom-Detektorschaltkreis 58 erfasst wird.
Durch das Erfassen eines Überstromzustandes wird ein Detektorsignal an einem Steuerausgang 60, der an einem Detektoreingang des Taktschalter-Steuerschaltkreises 54 angeschlossen ist, erzeugt. Der Überstrom-Detektorschaltkreis 58 empfängt Stromsignale von einem Ausgang 62 eines Stromsensor-Schaltkreises 64, die charakteristisch für die Höhe des Taktleitungsstroms durch den Reihenwiderstand 50 sind. Die gegenüberliegenden Enden des Reihenwiderstands 50 sind jeweils an ein entsprechendes Eingangsanschlusspaar 66 und 68 des Stromssensor-Schaltkreises 64 angeschlossen, der einen Strom an seinem Ausgang 62 erzeugt, der vorzugsweise proportional der Veränderung des Stroms durch den Reihenwiderstand 50 ist.
In Bezug auf 3 ist die Taktleitungs-Treiberstufe 48, vorzugsweise ein MOSFET-Treiber für hohe Ströme mit einer maximalen Ausgangsimpedanz von sechs Ohm gezeigt. Dieser besitzt ein maximales Schaltintervall von dreißig Nanosekunden, wenn eine kapazitive Last von bis zu tausend Picofarad gesteuert wird. Vorzugsweise ist der Verstärker ein von Telcom Semiconductor hergestellter TCA4426A-Verstärker des MOSFET-Typs. Die Taktausgangsleitung 20 hat eine maximale verteilte Kapazität von 50.000 Picofarad, jedoch des Öfteren auch weitaus weniger. Der Reihenwiderstand hat vorzugsweise einen Widerstandswert von 23,7 Ohm.
Ein Differenzverstärker 70, vorzugsweise ein LM6132-Differenzverstärker, hergestellt von National Semiconductor, wird verwendet, um den Strom durch den Reihenwiderstand 50 zu erfassen. Der Differenzverstärker 70 ist durch die Widerstände 72, 74, 76 und 78 so eingestellt, dass er eine gleichmäßige Spannungsverstärkung hat. Die Widerstände 72 und 74 haben jeweils einen Widerstandswert von zehn Kohm und sind zwischen dem Eingang 66 an einem Ende des Serienwiderstandes 50 und einer positiven Fünf-Volt-Gleichspannungsversorgung 80 in Reihe geschalten. Die Verbindungsstelle 82 zwischen den Widerständen 72 und 74 ist mit einem nichtinvertierenden Eingang 84 des Differenzverstärkers 70 verbunden. Der Widerstand 76 ist zwischen dem Eingang 68 am anderen Ende des Reihenwiderstands 50 und einem invertierenden Eingang 86 des Differenzverstärkers 70 angeschlossen. Der Widerstand 76 bildet einen Spannungsteiler mit dem Widerstand 78, der zur Bildung einer Rückkopplung zwischen dem Differenzverstärker- und Stromsensorausgang 62 und der Verbindungsstelle des Widerstands 76 mit dem invertierenden Eingang 86 angeschlossen ist. Jeder der Widerstände 76 und 78 hat einen Widerstandswert von zehn Kohm. Jeder der Verstärker 48 und 70 wird von einer 13,3 Gleichspannungsversorgung 88 gegen ein Masse-Referenzpotential 90 mit Energie versorgt.
Die Höhe der Ausgangsspannung am Ausgang 62 des Differenzverstärkers 70 ist zu jedem Zeitpunkt gleich des Spannungsabfalls am Reihenwiderstand 50 bezogen auf die positive fünf-Volt-Referenz, die von der Gleichspannungsversorgung 80 zur Verfügung gestellt wird. Während der Leitungsintervalle des Taktsignals, das auf der Taktleitung 20 erscheint, wenn kein Kurzschluss auf der Taktleitung 20 vorliegt, ist die Höhe des Taktleitungsstroms durch den Reihenwiderstand 50 gleich der Taktsignalspannung geteilt durch den Wellenwiderstand der Leitung. Dieser Taktleitungsstrom ist in etwa gleich und entgegengesetzt für jeden Halbzyklus des Taktsignals. Folglich ist der Netz-Taktleitungsstrom für einen ganzen Zyklus oder eine Periode des Taktsignals unter normalen Betriebsbedingungen im Wesentlichen null.
Unter der Annahme einer Ausgangsimpedanz Zo von in etwa einhundert Ohm und einer Taktsignalamplitude von in etwa zwölf Volt ergibt sich ein Taktleitungsstrom in beiden Polaritätsrichtungen von in etwa einhundert Milliampere. Die Ausbreitungszeit des Taktsignals entspricht in etwa einem Viertel einer Taktperiode von in etwa 1,25 bis 25 Mikrosekunden über den möglichen Taktgeschwindigkeitsbereich. Die Spitzenspannung am 23,7 Ohm Reihenwiderstand 50 ist daher in etwa gleich +/-2,4 Volt, wobei die Netzspannung für eine ganze Taktperiode null ist.
Weiterhin in Bezug auf 3 ist der Verstärker 48 ein Treiber für hohe Ströme, der der Last bis zu 1,5 Ampere zuführen kann. Der Reihenwiderstand 50 führt in vorteilhafter Weise eine Dualfunktion aus. Erstens bildet er eine ausreichende Quellenimpedanz, um die reflektierende Energie auf der Taktleitung 20 vom Netzwerk der Datenverbindungsmodule 14, 1 zu steuern. Zweitens arbeitet der Reihenwiderstand 50 als Sensorelement, das dem Stromsensorschaltkreis 64 zur indirekten Messung des Taktleitungs-Ladestroms und des Taktleitungs-Entladestrom dient. Diese Messung erfolgt durch die Verwendung des Verstärkers 70, der als ein echter Differenzverstärker mit einer einheitlichen Spannungsverstärkung bezogen auf +5,0 Volt Gleichspannung aufgebaut ist.
Das Taktspannungssignal, ein im Wesentlichen rechteckförmiges Wellensignal mit einer Frequenz von in etwa zehn bis zweihundert KHz, wird am Reihenwiderstand 50 gebildet und durch den Differenzverstärker 70 invertiert und nachgesteuert. 48 betrifft im Wesentlichen den Reihenwiderstand 50 in Reihe mit der am Ausgang des Verstärkers gesehenen Übergangsleitungs-Wellenimpedanz der Taktleitung 20, wenn sich die Ausschalteinrichtung in einem eingeschalteten Zustand befindet. Die Wellenimpedanz der Taktübertragungsleitung entspricht in etwa einhundert Ohm. Folglich beträgt die Gesamtlast, die am Ausgang des Verstärkers 48 zusehen ist, in etwa 124 Ohm. In einem verhältnismäßig nicht leitenden Zustand befindet sich der Ausgang des Verstärkers 48 sehr nahe an Vcc, d. h. der +13,3 Volt Gleichspannung der Gleichspannungsversorgung 88. Dieser Spannungspegel erzeugt einen Ladestrom im eingeschwungenen Zustand von in etwa 105 mA, der vom Verstärker 48 der Last auf der Taktleitung 20 zugeführt wird.
Im leitenden Zustand ist der Ausgang 62 des Verstärkers 70 im Wesentlichen mit dem Masse-Referenzpotential der Massereferenz 90 verbunden. Während dieser Zeitperiode fließt ein Entladestrom der gleichen Höhe wie der Ladestrom in den Treiberverstärker 48 von der verteilten kapazitiven Last der Taktleitung 20 bei normalen Betriebsbedingungen.
Der Ladestrom von 105 mA bewirkt einen Spannungsabfall von 2,5 Volt am Reihenwiderstand 50 in einer Polaritätsrichtung betrachtet vom Ausgang des Treiberverstärkers 48. Umgekehrt bewirkt der Entladestrom einen gleichen Spannungsabfall am Reihenwiderstand 50, jedoch mit entgegengesetzter Polarität.
Die Spannung am Ausgang des Differenzverstärkers 70 entspricht der Referenz-Gleichspannung von +5,0 Volt der Gleichspannungsversorgung 80, wenn kein Strom durch den Reihenwiderstand 50 fließt. Der Ladestrom von 105 mA bewirkt, dass sich die Spannung am Ausgang 62 des Differenzverstärkers 70 um den Betrag des Spannungsabfalls am Reihenwiderstand 50 bzw. 2,5 DC-Volt auf eine Spannung von +7,5 DC-Volt erhöht. Der Entladestrom durch den Reihenwiderstand 50 bewirkt eine gleiche jedoch entgegengesetzte Auslenkung von +5,0 DC-Volt auf +2,5 DC-Volt. Der Taktleitungsstrom fließt durch den Reihenwiderstand 50 nur für die Zeitdauer, während der die Taktleitung 20 geladen oder entladen wird. Außerhalb der Lade- und Entladezeiten stellt die Taktleitung 20 einen virtuell geöffneten Schaltkreis am Ausgang des Treiberverstärkers 48 dar. Folglich ist während dieser Zeiten der Strom durch den Reihenwiderstand 50 in etwa null.
Die tatsächliche Taktleitungs-Ladezeit und -Entladezeit hängt in erster Linie von der Länge der Taktleitung 20 und der Ausbreitungsgeschwindigkeit auf der Taktleitung 20 ab. Im Falle einer relativ kurzen Taktleitung 20 mit einer Gesamtlänge von einigen hundert Feets (wobei 1 Foot = 30,48 cm ist) oder weniger ist der Abschnitt jedes Halbzyklus des Taktsignals, während dem ein Strom durch den Reihenwiderstand 50 fließt, von relativ kurzer Dauer. Im Falle einer relativ langen Taktleitung 20 mit einer Gesamtlänge von in etwa mehreren tausend Feets kann der Laststrom durch den Reihenwiderstand 50 über die gesamte Zeitdauer des Halbzyklus des Ausgangs-Taktsignals fließen. Der tatsächliche prozentuale Anteil der Taktperiode, während der ein Lade- oder Entladestrom fließt, wird selbstverständlich durch die Taktfrequenz bestimmt. Eine Frequenz im Bereich von zehn KHz bis zweihundert KHz ist für die Verwendung bei der bevorzugten Ausführungsform des Schutzschaltkreises 28 geeignet.
Wie zuvor festgestellt, bewirkt das Laden und Entladen einer nominellen Übertragungsleitung einen Spannungsbereich am Ausgang des Differenzverstärkers 70 von +7,5 Volt beim Laden bis +2,5 Volt beim Entladen. Am Ausgang liegen +5,0 Volt, wenn der Laststrom durch den Reihenwiderstand 50 gleich null ist.
In Bezug auf 4 hat die bevorzugte Form des Überstrom-Detektorschaltkreises 58 in 2 einen Eingang 92, der mit dem Ausgang 62 des Stromsensorschaltkreises 64 in 3 verbunden ist, und einen Ausgang 60, um der Taktschalt-Steuereinrichtung 54, 2, ein Überstrom-Detektorsignal zuzuführen. Wenn die Spannung am Ausgang 62 des Stromsensorschaltkreises 64 +5,0 Volt beträgt, wird ein Kondensatorpaar 94 und 96 asymptotisch auf +5,0 Volt aufgeladen. Der Ladestrom fließt jeweils durch Verbindungen mit dem Ausgang 62 über zwei Dioden 98 und 100, wobei deren gegenüberliegende Enden auf das Masse-Referenzpotential 90 gelegt sind. Während des Ladezyklus wird der Kondensator 94 auf einen Wert von +7,5 DC-Volt Spitze weniger dem Spannungsabfall an der Diode 98 von in etwa 0,7 DC-Volt gleich einem Nennwert von in etwa +6,8 DC-Volt aufgeladen. Während des Entladezyklus entlädt sich der Kondensator 96 auf einen Wert von +2,5 DC-Volt Spitze plus dem Spannungsabfall an der Diode 100 von 0,7 DC-Volt gleich einem Nennwert von in etwa 3,2 DC-Volt.
Zwei Widerstände 102 und 104 sind jeweils zwischen dem Ausgang 60 und der Verbindungsstelle der Diode 98 und des Kondensators 94 und der Verbindungsstelle der Diode 100 und des Kondensators 96 angeschlossen. Die Kondensatoren 94 und 96 haben jeweils eine Kapazität von 0,01 Mikrofarad. Die Widerstände 102 und 104 haben einen gleichen Widerstandswert von in etwa 20 Kohm, um einen Spannungsteiler zu bilden, der an ihrer Verbindungsstelle, die mit dem Ausgang 60 verbunden ist, eine Spannung gleich der Spannung am Kondensator 96 plus der Hälfte der Differenzspannung zwischen den Kondensatoren 94 und 96 bewirkt. Die mathematische Berechnung von 3,2 Volt + (6,8 V – 3,2 V)/2 ergibt einen Wert von +0,5 Volt. Folglich kompensiert die Überstrom-Detektorschaltung 58 in wirksamer Weise die Lade-/Entladeströme der Taktleitung 20 und bewirkt eine Ausgangs-Detektorspannung am Ausgang 60, die proportional der Differenz in den Lade- und Entladeströmen ist.
Wird eine Spannungsquelle von +13,3 Volt an die Taktleitung während jedes Halbzyklus, bei dem der Ausgang des Treiberverstärkers 48, 3, hoch ist, angeschlossen, wird der Strom im Reihenwiderstand 50 auf 43 mA reduziert [(13V-12 V)/23,7 Ohm]. Während des Halbzyklus beträgt, wenn der Ausgang des Treiberverstärkers 48, 2, niedrig ist, der Strom im Reihenwiderstand 50 gleich in etwa 500 mA [13,3 V/23,7 Ohm]. Das Spannungssignal, das an den Eingängen des Differenzverstärkers 70 gesehen wird, beträgt dann +1,0 Volt und –12,0 Volt. Die Spannung am Ausgang 62 des Differenzverstärkers 70 bewegt sich in einem Bereich von +6,0 Volt während der Spitze der Ladeperiode bis zu null Volt oder Masse-Referenzpotential am Ende der Entladeperiode. Die entsprechende Spannung an der Verbindungsstelle der Widerstände 102 und 104 beträgt +3,0 Volt.
Wenn der Differentialverstärker 70 über den gesamten Bereich der Eingangsspannung linear bliebe, ergäbe sich ein Spannungspegel am Ausgang 60 an der Verbindungsstelle der Widerstände 102 und 104 von –0,5 Volt. Der Verstärkerausgang 62 ist jedoch für negative Übergänge nur von +5,0 Volt bis Masse in der Lage und kann nur von +5,0 Volt bis Vcc bzw. die +13,3 Volt der Energieversorgung 88 positiv werden.
Im linearen Arbeitsbereich verändert sich die Verstärkerausgangsspannung um in etwa 25 mV pro 1 mA Veränderung des Stroms im Reihenwiderstand 50 und die Spannung am Detektorausgang 60 verändert sich um in etwa 12 mV pro 1 mA der Veränderung des Stroms im Reihenwiderstand 50. Folglich hat das lineare Verhalten einen Laststrombereich von in etwa 200 mA in beiden Polaritätsrichtungen vor dem Auftreten einer Ausgangsklemmung.
Wenn der Ausgang des Treiberverstärkers 48, 3, auf die Masse-Referenz 90 gelegt ist, ist der Laststrom praktisch null und es wird keine Spannung am Reihenwiderstand 50 bewirkt. Während des Halbzyklus ist, wenn der Treiberverstärker 48 seinen Ausgang in einem hohen Spannungszustand aussteuert, der Laststrom nur durch den Reihenwiderstand 50 auf einen Wert von in etwa 550 mA [13,3 V/23,7 Ohm] begrenzt. Die Ausgangsspannung des Verstärkers 48 ergibt +0,5 Volt für die Nullstromphase und eine Spannung gleich der +13,3 Volt der Energieversorgung 88 für die 550 mA der Stromphase. Die Ausgangsspannung am Ausgang 60 des Überstrom-Detektorschaltkreises 48, 4, beträgt +9,0 Volt.
Insgesamt bewirkt ein Kompensieren des Ladestroms und des Entladestroms durch den Serienwiderstand 50 ein Differenzsignal am Ausgang 60 an der Verbindungsstelle der Widerstände 102 und 104, das nicht vom Referenzspannungspegel von +0,5 Volt abweicht. Eine positive Auslenkung des Spannungspegels am Ausgang 60 vom Referenzpegel wird bewirkt, wenn die Taktleitungs-Stromstärke während des Ladezyklus größer ist als während des Entladezyklus beim Auftreten eines Kurzschlusses in der Taktleitung 20. Andererseits wird eine negative Auslenkung der Spannung am Ausgang 60 vom Referenzpegel von fünf Volt bewirkt, wenn die Taktleitungs-Stromstärke während des Entladezyklus größer ist als während des Ladezyklus, was ebenfalls bei Einsetzen eines Kurzschlusses in der Taktleitung 20 auftritt. Die Empfindlichkeit des Überstrom-Detektorschaltkreises beträgt in etwa 12 mV/mA oder zwölf Ohm.
In Bezug auf 5 umfasst der Taktschalter-Steuerschaltkreis 54 drei Komparatorverstärker 106, 108 und 110, die alle vorzugsweise von National Semiconductor hergestellte LM2903-Komparatoren sind. Diese drei Komparatorverstärker 106, 108 und 110 bilden zusammen einen „Window"-Komparatorschaltkreis mit Hysterese, der eine Fehlerspannungs-Schwellspannung in Abhängigkeit des Überstrom-Detektorsignals, das am Ausgang 60 des Überstrom-Detektorschaltkreises 58 erzeugt wird, bildet.
Der Eingang 112 des Taktschalter-Steuerschaltkreises 54 ist an den Ausgang 60 des Überstrom-Detektorschaltkreises 58 angeschlossen. Folglich entspricht das Detektor-Spannungssignal am Eingang 112, wenn kein Überstromzustand vorliegt, in etwa dem +5,0 Volt Referenzpegel. Ein Ladestromfehlerschwellwert von +6,0 Volt wird durch eine Spannungsteilung gebildet, die durch die Widerstände 114 und 116, die zwischen der Massereferenz 90 und einer +7,5 Volt Energiequellen-Referenzspannung 117 in Reihe geschalten sind, durchgeführt. Der Widerstand 114 hat einen Widerstandswert von 10 Kohm und der Widerstand 116 hat einen Wert von 40,2 Kohm, um eine Gleichspannung von +4 Volt an ihrer Verbindungsstelle 118, die an den nichtinvertierenden Eingang 120 des Komparatorverstärkers 106 angeschlossen ist, zu erzeugen.
Ein Entladestrom-Schwellwert von +4,0 Volt wird folglich durch den Spannungsteilerschaltkreis erzeugt, der von den Widerständen 122, 124 und 126 in Verbindung mit der Energiequellen-Referenzspannung 117 von +7,5 Volt gebildet wird. Der Widerstand 122 hat 15 Kohm und der Widerstand 124 hat 10 Kohm. Sie sind zwischen der +7,5 Volt Referenzspannung 117 und der Massereferenz 90 in Reihe geschalten, wobei ihre Verbindungsstelle 128 mit dem invertierenden Eingang 130 des Komparatorverstärkers 108 verbunden ist. Der Widerstand 126 hat einen Widerstandswert von 47,5 Kohm und ist zwischen dem Ausgang 132 und einem nichtinvertierenden Eingang 134 des Komparatorverstärkers 110 angeschlossen, der wiederum mit der Verbindungsstelle 128 und dem invertierenden Eingang 130 des Komparatorverstärkers 108 verbunden ist. Die Ausgänge 136 und 138 der Komparatorverstärker 106 und 107 sind jeweils miteinander sowie an den invertierenden Eingang 140 des Komparatorverstärkers 110 angeschlossen. Ein Einstellwiderstand 142 mit einem Widerstandswert von 84,5 Kohm verbindet die Verbindungsstelle 118 über eine Diode 144 mit den beiden Ausgängen 136 und 138, um Hysterese-Schwellwerte zu bilden.
Ein Lastwiderstand 146 mit einem Widerstandswert von 10 Kohm koppelt die 13,3 Volt – Energiequelle 88 mit einer gemeinsamen Ausgangsverbindung 148, die an den Ausgängen 136 und 138 verbunden ist, um sie normalerweise in einem positiven Spannungszustand zu halten. Dieses normalerweise positive Ausgangssignal am gemeinsamen Ausgang 148 ist an einen Steuereingang 150 eines Transistors 152 angeschlossen, um ihn normalerweise in einem „Ein"-Zustand zu halten, um die Masse-Referenz 90 mit dem Ausgang 56 zu verbinden, um ein normalerweise niedriges Ausgangssignal am Schaltsteuerausgang 56 aufrechtzuerhalten. Wenn jedoch das Fehlerdetektorsignal, das dem Eingang 112 vom Detektorschaltkreisausgang 60 zugeführt wird, die +6,0 Volt Fehlerdetektorschwellspannung übersteigt, schaltet der Ausgang des Komparatorverstärkers 106 in einen niedrigen Spannungszustand. Eine niedrige Spannung am Gate 150 des Transistors 152 schaltet ihn aus und ein Lastwiderstand 154, der die 13,3 Volt der Energiequelle 88 mit dem Ausgang 56 verbindet, hebt die Steuersignalspannung am Steuerausgang 56 auf einen hohen Spannungspegel an.
Ein niedriger Spannungszustand am Ausgang 136, der mit dem invertierenden Eingang 140 des Komparatorverstärkers 110 verbunden ist, schaltet den Widerstand 126 in eine andere Spannungsteilerbeziehung mit dem Spannungsteiler der Widerstände 114 und 116, um die Fehlerschwellspannung, die an der Verbindungsstelle 118 gebildet wird, von +6,0 Volt auf +5,5 Volt durch das Verändern der Spannung am Ausgang 136, die über den Widerstand 142 auf die Verbindungsstelle 118 gegeben wird, zu verändern. Dadurch wird der Taktschalter-Steuerschaltkreis 54 mit einer Hysterese versehen; nachdem das Überstrom-Detektorsignal am Eingang 112 über den anfänglichen Schwellwert gestiegen ist, muss es unter diesen Pegel auf 5,5 Volt abfallen, bevor der Ausgang 56 in den normalen niedrigen Spannungszustand zurückkehrt.
In ähnlicher Weise wird, wenn das Überstrom-Detektorsignal unter den Schwellwert von +4,0 Volt fällt, der an der Verbindungsstelle 128 der Spannungsteilerwiderstände 122 und 124 gebildet wird, der Ausgang 138 des Komparatorverstärkers 108 in einen niedrigen Spannungszustand wechseln. Durch diesen niedrigen Spannungszustand am Ausgang 138, der über die gemeinsame Ausgangsverbindung 148 mit dem Gate 150 verbunden ist, wird der Transistor 152 ausgeschalten, um die Steuersignalspannung am Ausgang 56 auf einen hohen Spannungszustand anzuheben. Ein niedriger Spannungszustand am Ausgang 138, der mit dem nichtinvertierenden Eingang 140 des Komparatorverstärkers 110 verbunden ist, schaltet ihn aus. Dadurch verändert sich die Beziehung des Widerstandes 126 zu den Spannungsteilerwiderständen 122 und 124, um den Detektorspannungsschwellwert, der an der Verbindungsstelle 128 gebildet wird, von +4,0 Volt auf +4,5 Volt zu erhöhen. Dadurch wird wiederum eine Hysterese für den Schaltkreis während des anderen Halbzyklus des Taktsignals gebildet; fällt die Überstrom-Detektorspannung am Eingang 112 einmal unterhalb der anfänglichen Schwellwertspannung von 4,0 Volt, muss sie über diesen Pegel auf 4,5 Volt ansteigen, bevor der Ausgang 138 in den normalen hohen Spannungszustand zurückkehrt, um zu bewirken, dass die Steuersignalspannung am Ausgang 56 in den normalen hohen Spannungszustand geschalten wird.
In Bezug auf 6 umfasst der Taktsignal-Unterbrechungsschaltkreis 52 zwei Transistoren 156 und 158, die vorzugsweise von International Rectifier hergestellte IRF7102-Transistoren sind, wobei ihre querleitenden Anschlüsse zwischen dem Taktsignaleingang 51, der an den Reihenwiderstand 50, 2, angeschlossen ist, und dem Taktleitungsausgang 20 in Serie geschalten sind. Wenn diese Transistoren 156 und 158 eingeschalten werden in einen leitenden Zustand, wird das Taktsignal am Eingang 51 zum Taktleitungsausgang 20 durchgeschalten. Wenn die Transistoren 156 und 158 ausgeschalten werden in einen nicht leitenden Zustand, wird der Taktleitungsausgang 20 vom Taktsignaleingang 51, der Taktsignal-Treiberstufe 48 und dem übrigen Schaltkreis der Interfacekarte 16 isoliert. Die Gates der Widerstände 156 und 158 sind gemeinsam an einer Spannungsteiler-Verbindungsstelle 160 zwischen zwei Spannungsteilerwiderständen 162 und 164 angeschlossen. Die Widerstände 162 und 164 sind zwischen einer Gleichspannungsversorgung 165 von +25 Volt und der Massereferenz 90 in Reihe geschalten und haben jeweils Widerstandswerte von 10 Kohm und 39,2 Kohm. Ein Gate-Treibertransistor 166, vorzugsweise ein von Siemens hergestellter N-Kanal FET-Transistor BSS119, ist mit seinen querleitenden Anschlüssen zwischen der Verbindungsstelle 160 und den Gates der Transistoren 156 und 158 und der Massereferenz 90 angeschlossen. Das Gate des Transistors 166 ist an den invertierenden Ausgangsanschluss 168 eines D-Latches 170, vorzugsweise ein von Motorola hergestelltes D-Latch 14013, angeschlossen. Der Latch-Takteingangsanschluss 172 ist mit dem Schaltsteuerausgang 56 der Taktschalt-Steuereinrichtung 54 in den 2 und 5 verbunden und der Lösch- oder Resetanschluss des Latches 174 ist an den Takt-Ausschalteingang 176 angeschlossen, der wiederum an den System-Resetanschluss der Taktschalt-Steuereinrichtung 54 angeschlossen ist. Der Energieanschluss des Latches und der Dateneingangsanschluss des Latches 174 sind gemeinsam mit der Massereferenz 90 verbunden.
In Bezug auf 5 triggert ein positiv werdender Übergang am Drain-Anschluss des Transistors 152, der an den Schalt-Steuerausgang 56 angeschlossen ist, in Folge einer Überstrombedingung das D-Latch 174, um seinen nichtinvertierenden Ausgang auf einen hohen Spannungszustand 168 zu schalten. Durch diesen hohen Spannungszustand, der mit dem Gate-Anschluss des Transistors 166 gekoppelt ist, wird der Transistor eingeschalten, um die Massereferenz 90 mit den Gate-Anschlüssen der Transistoren 156 und 158 zu verbinden. Durch diese niedrige Spannung an den Gate-Anschlüssen der Transistoren 156 und 158 werden sie ausgeschalten in einen nichtleitenden Zustand. Durch diesen nichtleitenden Zustand wird die Eingangstaktleitung 51 und der restliche Teil der Interfacekarte 16 von der Überstrombedingung auf der Ausgangstaktleitung 20 schutzisoliert und darüber hinaus die Erzeugung von Taktsignalen auf der Ausgangstaktleitung 20 unterbunden.
Ist das D-Latch 174 einmal aufgrund einer Überstrombedingung gesetzt, bleibt es gesetzt, bis ein Reset-Signal auf den Lösch-Eingangsanschluss 174 gegeben wird. Dieses Reset-Signal wird durch die digitale Steuerungs- und Speichereinrichtung zugeführt und erscheint am Ausgangsanschluss 176 des Optokoppler-Schaltkreises 32, der mit dem Reset-Eingang 174 durch eine geeignete (nicht gezeigte) Verbindung verbunden ist. Ist der invertierende Ausgangsanschluss 168 einmal zurückgesetzt, schaltet er in einen niedrigen Spannungszustand, wodurch der Transistor 166 ausgeschalten wird. Wird der Transistor 166 ausgeschalten, werden die Gate-Anschlüsse der Transistoren 156 und 158 in einen hohen Spannungszustand gesteuert, wodurch sie eingeschalten werden in einen leitenden Zustand, um das Takteingangssignal am Eingang 51 wieder mit dem Taktleitungsausgang 20 zu verbinden. Wenn der Transistor 166 ausgeschalten ist, bilden die Widerstände 162 und 164 einen Spannungsteiler, der die Gate-Anschlüsse der Transistoren 156 und 158 auf in etwa +20 Volt einstellt. Diese Einstellspannung muss um wenigstens 4,5 Volt positiver als die maximale Taktsignalamplitude während der leitenden Phase der Taktperiode sein. Die maximale Taktsignalamplitude berechnet sich zu 11,0 Volt[(Vcc-max)(Zo-max)]/[(Zo-max) + (R50)] = [(13,3)(100)]/[100 + 23,7) = 13,6(,808) = 11,0 Volt. Die minimale Einstellspannungsamplitude, die auf die Gate-Anschlüsse der Transistoren 156 und 158 gegeben wird, muss daher größer als 11,0 Volt +4,5 Volt bzw. +15,5 Volt sein, um einen ausreichend niedrigen Impedanzzustand für die Transistoren 156 und 158 zu gewährleisten.
Versuche mit „worst-case"-Schwellwerten, die für die lastunabhängigen Überstrom-Taktleitungsschutzeinrichtung 28 gebildet wurden, haben gezeigt, dass eine positiv werdende Fehlerspannung, die 660 mV klein ist, und ein negativ werdender Fehler, der 725 mV klein ist, bezüglich der normalen 5,0 Volt Spannungspegel die Überstrom-Schutzseinrichtung 28 auslösen können. Fehlersignale von plus 1,356 Volt und minus 1,275 Volt relativ zur normalen 5,00 Volt Schwellspannung konnten während der Testphase die Überstrom-Taktleitungsschutzeinrichtung 28 jederzeit auslösen.
Es gibt drei primäre Fehlerbedingungen, auf welche die Überstrom-Taktleitungsschutzeinrichtung 28 reagiert, um die Taktleitung 20 vom Taktsignalgeneratorschaltkreis zu trennen, bevor eine Beschädigung der Komponenten eintreten kann. In Bezug wieder auf 1 sind diese Bedingungen: (1) ein Kurzschluss zwischen der Taktleitung 20 und dem DC-Energieversorgungsbus bzw. der Energieversorgungsspannungsleitung 22; (2) ein Kurzschluss zwischen der Taktleitung 20 und des DC-Massebusses oder der gemeinsamen Masseleitung 24; und (3) ein Kurzschluss zwischen der Taktleitung 20 und der Bus-Datenleitung 26.
Das Vorhandensein einer dieser Bedingungen hat mit hoher Wahrscheinlichkeit eine Beschädigung von Komponenten und einen Schaltungsfehler zur Folge, wenn sie schlimmstenfalls für mehr als ein paar Millisekunden andauern und in weniger schlimmen Fällen für mehr als einige Sekunden andauern. Die hier angegebenen Überstrom-Fehlerdetektor-Schwellwerte, sind so ausgewählt, dass sie den Taktschalter auslösen und den Taktschaltkreis in weniger als zwanzig Mikrosekunden in Reaktion auf einen Taktleitungs-Überstrom von einem oder mehreren Ampere unterbrechen. Im Falle eines niedrigeren Überstroms im Bereich von 100–200 mA spricht die Schutzeinrichtung 28 in nicht mehr als einigen Millisekunden an.
Der (nicht gezeigte) Datenleitungs-Treiberschaltkreis ist eine Stromquelle von 30 mA und erzeugt daher eine ausreichende Fehlerspannung, um ein Taktleitungs-Unterbrechungssignal für den Fall eines Kurzschlusses zwischen der Datenleitung 26 und der Taktleitung 20 auszulösen. Jedoch umfasst, wie in Bezug auf 2 angegeben, die Interfacekarte 16 einen Überstrom-Fehlerdetektorschaltkreis für die Datenleitung 26, der durch das Unterbrechen des Datenleitungstreibers im Falle von schädigenden Strompegeln, die aus einem Kurzschluss zwischen der Datenleitung 26 und der Taktleitung 20 resultieren, einen Schutz bilden. Folglich bildet die Taktleitungs-Überstromschutzeinrichtung 28 zusammen mit der Daten-Überstrom schutzeinrichtung 44 für die Taktleitung bei allen möglichen Arten von Kurzschlüssen, die zuvor angegeben wurden, einschließlich eines Kurzschlusses zwischen der Taktleitung 20 und der Datenleitung 26, eine Schutzfunktion.
Obwohl eine bevorzugte Ausführungsform detailliert beschrieben wurde, können selbstverständlich viele Veränderungen hinsichtlich dieser Details vorgenommen werden, ohne den Schutzumfang der Erfindung, wie in den anhängigen Ansprüchen festgelegt, zu verlassen.

Claims

Taktleitungs-Überstromschutzeinrichtung, aufweisend – einen Schalter (52) zum selektiven Verbinden einer Taktsignalquelle (53) mit der Taktleitung (20), und – eine Einrichtung (54) zum Steuern des Schalters, um die Verbindung von der Taktsignalquelle zur Taktleitung in Abhängigkeit einer Differenz der Taktleitungs-Stromstärke während Taktphasen entgegengesetzter Polarität, die einen vorgegebenen Schwellwert übersteigt, zu unterbrechen.
Taktleitungs-Überstromschutzeinrichtung nach Anspruch 1, bei der die Steuereinrichtung (54) eine Einrichtung zum Bilden einer Hysterese des Schalterbetriebs umfasst.
Taktleitungs-Überstromschutzeinrichtung nach Anspruch 1 oder 2, bei der die Taktphasen entgegengesetzter Polarität aufeinanderfolgende Phasen einer vollen Periode der Taktperiode sind.
Taktleitungs-Überstromschutzeinrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, umfassend – eine Einrichtung (170), um den Schalter in einem Zustand zu halten, bei dem die Taktleitung von der Taktsignalquelle getrennt ist, und – eine Einrichtung, um die Halteeinrichtung zurückzusetzen, um den Schalter freizugeben und die Taktleitung wieder mit der Taktsignalquelle zu verbinden.
Taktleitungs-Überstromschutzeinrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, umfassend eine Einrichtung zum Erzeugen eines Stromsensorsignals, welches charakteristisch für die Stromstärke durch den Schalter ist, wenn er einen Taktleitungsstrom führt.
Taktleitungs-Überstromschutzeinrichtung nach Anspruch 5, bei der die Einrichtung (64) zum Erzeugen des Stromsensorsignals – einen Widerstand (50), der in Reihe zwischen dem Schalter und der Taktsignalquelle geschaltet ist, und – eine Einrichtung (70), die über den Reihenwiderstand angeschlossen ist, um das Stromsensorsignal mit einer Stromstärke zu erzeugen, die proportional der Spannung ist, die am Reihenwiderstand anliegt, umfasst.
Taktleitungs-Überstromschutzeinrichtung nach Anspruch 6, bei der die Einrichtung zum Erzeugen eines Stromsensorsignals einen Differentialversträker (70) mit einem invertierenden und einem nichtinvertierenden Eingang, die jeweils an den gegenüberliegenden Enden des Reihenwiderstands (50) angeschlossen sind, umfasst.
Taktleitungs-Überstromschutzeinrichtung nach Anspruch 6 oder 7, bei der die Einrichtung (54) zum Steuern des Schalters einen Detektorschaltkreis (58) zum Integrieren des Stromsensorsignals umfasst, um ein Überstrom-Detektorsignal einer Größe zu erzeugen, die sich in Bezug auf einen vorgegebenen Referenzwert direkt mit dem Integral des Stromsensorsignals über wenigstens einen vollen Zyklus des Stromsensorsignals verändert.
Taktleitungs-Überstromschutzeinrichtung nach Anspruch 8, bei welcher der Überstrom-Detektorschaltkreis – einen ersten Integrier-Schaltkreis zum Erzeugen eines positiven Integralsignals bezüglich des Referenzwertes, das für das Integral des Sensorsignals charakteristisch ist, während der Übergänge zu einer ersten Polarität des Stromsensorsignals, – einen zweiten Integrier-Schaltkreis zum Erzeugen eines negativen Integralsignals bezüglich des Referenzwertes, das für das Integral des Sensorsignals charakteristisch ist, während der Übergänge zu einer zweiten Polarität des Stromsensorsignals, die entgegengesetzt zur ersten Polarität ist, und – eine Einrichtung zum Summieren des positiven Integralsignals und des negativen Integralsignals, um das Überstrom-Detektorsignal zu erzeugen, wobei sich das Überstrom-Detektorsignal oberhalb und unterhalb des Referenzwerts in einem solchen Maß verändert, bis das positive Integralsignal größer und kleiner als das negative Integralsignal ist, umfasst.
Taktleitungs-Überstromschutzeinrichtung nach Anspruch 9, bei welcher – der erste Integrier-Schaltkreis einen ersten Kondensator (94) und einen ersten Gleichrichter (98) mit einer Anode und einer Kathode umfasst, wobei der Kondensator einen Anschluß hat, der an den Referenzwertgeber angeschlossen ist, und einen gegenüberliegenden Anschluß hat, der an die Kathode des ersten Gleichrichters und über die Anode an einen Eingang des Detektorschaltkreises angeschlossen ist, um das Stromsensorsignal während der Phasen zu empfangen, wenn der erste Gleichrichter in Durchlassrichtung in einem leitenden Zustand vorgespannt ist, um den Sensorstrom in den ersten Kondensator zu leiten, und bei welcher – der zweite Integrier-Schaltkreis einen zweiten Kondensator (56) und einen zweiten Gleichrichter (100) mit einer Anode und einer Kathode umfasst, wobei der zweite Kondensator einen Anschluß hat, der an den Referenzwertgeber angeschlossen ist, und einen gegenüberliegenden Anschluß hat, der an die Kathode des zweiten Gleichrichters und über die Kathode des zweiten Gleichrichters an den Detektorsignaleingang angeschlossen ist, um das Stromsensorsignal während der entgegengesetzten Phasen zu empfangen, wenn der zweite Gleichrichter zwangsläufig in einem leitenden Zustand vorgespannt ist, um den Strom in den zweiten Kondensator zu leiten, und der erste Gleichrichter in einen nicht-leitenden Zustand umgekehrt vorgespannt ist.
Taktleitungs-Überstromschutzeinrichtung 10, bei der der erste Kondensator (94) und der zweite Kondensator (96) im wesentlichen gleich sind und der erste Gleichrichter (98) und der zweite Gleichrichter (100) im wesentlichen gleich sind.
Taktleitungs-Überstromschutzeinrichtung nach Anspruch 10 oder 11, bei der die Summier-Einrichtung zwei Widerstände (102, 104) umfasst, die jeweils die Verbindungsstelle zwischen dem ersten Gleichrichter und dem ersten Kondensator und die Verbindungsstelle zwischen dem zweiten Gleichrichter und dem zweiten Kondensator mit dem Ausgang des Detektorschaltkreis verbinden, an dem das erste Integralsignal und das zweite Integralsignal addiert werden, um das Überstrom-Detektorsignal zu bilden.
Taktleitungs-Überstromschutzeinreichtung nach Anspruch 12, bei dem die beiden Widerstände (102, 104) im wesentlichen gleich sind.
Taktleitungs-Überstromschutzeinrichtung nach Anspruch 13, bei dem – der erste Kondensator (94) und der zweite Kondensator (96) jeweils eine Kapazität im Bereich 0,01 Mikrofarad, und – die beiden Widerstände (102, 104) jeweils einen Widerstandswert im Bereich von 20 Kiloohm haben.
Taktleitungs-Überstromschutzeinrichtung nach einem der Ansprüche 8 bis 14, bei der die Schalter-Steuereinrichtung (54) einen Taktschalter-Steuerschaltkreis zum Erzeugen eines Schalter-Steuersignals umfasst, um den Schalter in Abhängigkeit vom Überstrom-Detektorsignal, das von einem Schaltersteuerungs-Referenzwert um einen vorgegebenen Schwellwert abweicht, zu betätigen.
Taktleitungs-Überstromschutzeinrichtung nach Anspruch 15, bei der die Schalter-Steuereinrichtung – eine Einrichtung zum Bilden eines positiven Schwellwerts oberhalb des Schaltersteuerungs-Referenzwertes, – eine Einrichtung zum Bilden eines negativen Schwellwerts unterhalb des Schaltersteuerungs-Referenzwertes, und – eine Einrichtung, die in Abhängigkeit vom Überstrom-Detektorsignal, das einen Wert außerhalb des Wertebereichs zwischen dem positiven Schwellwert und dem negativen Schwellwert annimmt, ein Schalter-Betätigungssignal zum Ausschalten des Schalters erzeugt, umfasst.
Taktleitungs-Überstromschutzeinrichtung nach einem der Ansprüche 15 oder 16, umfassend eine Einrichtung, die in Abhängigkeit vom Überstromsignal einen Wert außerhalb des Bereichs annimmt, um den Wertebereich, den das Überstrom-Detektorsignal annehmen muß, zu verkleinern, so dass die Einrichtung zum Erzeugen eines Schalter-Betätigungssignals den Schalter einschaltet nachdem er ausgeschaltet wurde.
Taktleitungs-Überstromschutzeinrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche in Kombination mit einer Schnittstellen-Karte, um die Taktleitung (20) und die Datenleitung (26) mit einem Hauptcomputer in einem Steuerungssystem zu verbinden, wobei die Schnittstellen-Karte einen Datenüberstrom-Schutzeinrichtungsschaltkreis (28) und sowohl den Daten-Überstromdetektor als auch die Schalter-Steuereinrichtung, die auf einen Kurzschluß zwischen der Taktleitung und der Datenleitung reagiert, um die jeweiligen Leitungen, denen sie zugeordnet sind, zu schützen, umfasst.