DE69801397T2

DE69801397T2 - Vorrichtung zum Ansteuern mindenstens eines IGBT Transistors der in Betrieb unter Strahlung steht

Info

Publication number: DE69801397T2
Application number: DE69801397T
Authority: DE
Inventors: Guillaume Cogat; Michel Marceau
Original assignee: Commissariat a lEnergie Atomique CEA; Compagnie Generale des Matieres Nucleaires SA
Current assignee: Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA; Orano Demantelement SAS
Priority date: 1997-06-11
Filing date: 1998-06-09
Publication date: 2002-05-02
Anticipated expiration: 2018-06-10
Also published as: EP0884818B1; FR2764713B1; FR2764713A1; US5969569A; JPH1155098A; DE69801397D1; EP0884818A1

Description

BESCHREIBUNG

Technisches Gebiet

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum Ansteuern wenigstens eines Transistors des IGBT-Typs, das dessen Betrieb unter Bestrahlung ermöglicht.

Stand der Technik

Das Härten von Komponenten und Systemen wurde bis heute hauptsächlich auf den Gebieten der Raumfahrt und des Militärs angewandt. Die Ausdehnung dieser Technik auf das Gebiet der zivilen Nukleartechnik, gekennzeichnet durch hohe Dosen von Gammastrahlung, ist unumgänglich geworden was die Eingreifrobotik betrifft, z. B. zum Steuern der Manipulatoren in den Wiederaufbereitungsanlagen.
Bei der Herstellung von Betätigungsgeräten werden generell Gleichstrommotoren gewählt, weil sie einfach zu steuern sind. Seit kurzem, um bei Volumen und Wartung zu sparen, beginnt man mit der Verwendung von bürstenlosen selbstgesteuerten Synchronmotoren. Das Härten des Variators dieser Motoren, der komplexer ist, wird also schwieriger.
Beim Steuern eines bürstenlosen Motors oder jedes anderen Motors mit Wechselstrom ist man konfrontiert mit 400- bis 1000- Volt-Versorgungen, die den Einsatz eines IGBT ("Insulated Gate Bipolar Transistor" oder Isolierschicht-Bipolartransistor) erfordern.
Bei der Konfrontation mit einem solchen Problem sind zwei Lösungen möglich:
- Man kann gehärtete Komponenten der militärischen Baureihen verwenden. Jedoch umfassen diese Baureihen nur teure Komponenten, die nur relativ kleine akkumulierte Dosen aushalten, verglichen mit den akkumulierten Dosen der zivilen Nukleartechnik. Außerdem gibt es gegenwärtig keinen Transistor des IGBT-Typs in gehärteter Ausführung. Schließlich ist noch vorstellbar, dass aufgrund des allgemeinen Schrumpfens der Militärbudgets die Baureihen der gehärteten Komponenten über kurz oder lang verschwinden.
- Man kann auch nur Komponenten der handelsüblichen Großserien verwenden und ihre Abweichungen berücksichtigen oder steuern. Dies nennt man Systemhärtung. Diese Strategie erfordert eine gute Kenntnis des Verhaltens jeder Komponente bei ihrer Bestrahlung.
Diese zweite Strategie ist diejenige, die bei dem erfindungsgemäßen Verfahren in Betracht gezogen wird, denn sie ist die einzige, die ermöglicht, die Festigkeit für akkumulierte Dosen zu erreichen, die man anstrebt.
Die Lösungen nach dieser Systemhärtungs-Strategie sind nicht sehr zahlreich und erst wenig verbreitet.
Eine erste Lösung, beschrieben in "Handbook Of Radiation Effects" von A. Holmer- Stedle, L. Adams, Oxford Science Publications, benutzt Bipolartransistoren (Leistungstransistoren oder nicht). Mehrere Untersuchungen des Verhaltens der Bipolartransistoren haben ermöglicht, zu zeigen, dass je nach Integralstrahlungsdosis der Verstärkungswert β des Bipolartransistor deutlich absinkt. Eine mögliche Lösung besteht darin, den Transistor zu benutzen und dabei immer zu berücksichtigen, dass er mit einer minimalen Verstärkung arbeitet, die ihn gemäß einer bekannten, als Bezug genommenen Integraldosis charakterisiert.
Eine zweite Lösung, beschrieben in "Vulcain: An Hardened Amplifier For D.C. Motor" von M. Marceau, PCIM 96, setzt N-MOS-Leistungstransistoren ein. Verschiedene Untersuchungen über das Verhalten der N-MOS-Transistoren unter Gammastrahlung haben ermöglicht, die Abweichung der Schwellenspannung Vgs in Richtung negative Spannungen zu zeigen, je nach Integraldosis, vor dem Erreichen einer negative Asymtote. Eine zweite Systemhärtungs-Lösung besteht also darin, das Schalten des N-MOS-Transistors mit Hilfe von zwei Spannungen zu steuern: einer positiven, um ihn total leitend zu machen, und einer negativen, um ihn blockieren zu können, unabhängig von der Abweichung von seiner Schwellenspannung Vgs.
Für jeden Transistortyp ist also eine Systemhärtungslösung nötig. Zudem muss man für jede Serie jedes Herstellers von Halbleitern das genaue Verhalten jedes betreffenden Transistors kennen, selbst dann, wenn man imstande ist, die großen Richtungen der Abweichungen der betreffenden Kennwerte vorauszusagen.
Für die Transistoren des Typs IGBT gibt es gegenwärtig keine Systemhärtungslösung.
Die Erfindung hat die Aufgabe, ein Verfahren vorzuschlagen, das ermöglicht, eine Leistungsschaltung auf der Basis eines IGBT zu realisieren, deren Festigkeit für die akkumulierte Dosis 10 Mrad (100 Kgy) überschreitet.

Darstellung der Erfindung

Die vorliegende Erfindung schlägt ein Verfahren zum Steuern wenigstens eines Transistors des Typs IGBT vor, das dessen Betrieb unter Bestrahlung ermöglicht und dadurch gekennzeichnet ist,
dass man den Schwellenwert Vges der Gate-Emitter-Spannung eines ersten IGBT unter Bestrahlung misst und die beim Betrieb zwischen Gate und Emitter wenigstens eines zweiten IGBT angelegte Spannung variiert, um die Schwellenspannung Vges dieses (dieser) IGBT auf einen Sollwert zu regeln, trotz der durch die Bestrahlung verursachten Abweichung.
Bei einer vorteilhaften Ausführungsart erfolgt das Messen des Regelungssignals an einem Test-IGBT.
Im Falle eines Dreiphasenspannungs-Brückenvariators moduliert man wenigstens eine der beiden Versorgungsquellen, jeweils positiv und negativ, angelegt zwischen Gate und Emitter eines zweiten (oder zweiter) IGBT. Vorteilhafterweise ist (sind) der (die) zweite(n) IGBT einem doppelten Umschalten ausgesetzt: einer klassischen Sperr-Durchlass- Umschaltung und einer Amplitudenumschaltung zur Durchführung der erfindungsgemäßen Regelung.
Bei einer vorteilhaften Ausführungsart schaltet man die Amplitude der positiven Spannung Vp, angelegt zwischen Gate und Emitter, entsprechend dem Wert der Schwellenspannung Vges des ersten Transistors in Bezug auf einen Richtwert -X folgendermaßen um, wobei α ein festgelegter Spannungswert ist:
wenn Vge5 > -X, dann Vp = +2α
wenn Vges < -X, dann Vp = +α
was ermöglicht, eine kontrollierte Asymptote seiner Schwellenspannung Vges zu gewährleisten. Zum Beispiel beträgt α = 5 Volt.
Das erfindungsgemäße Verfahren hat mehrere Vorteile:
- es ermöglicht, sehr hohe Strahlungsdosis-Festigkeiten hinsichtlich der Leistungsstufe zu erzielen (> 100 kGy), da die Abweichung kompensiert wird. Es ermöglicht, gehärtete elektronische Einheiten zu bekommen, ohne dass der Leistungsteil das einschränkende Element hinsichtlich der empfangenen Dosis ist;
es ermöglicht, einen Wirkungsgradgewinn zu erzielen (was hinsichtlich der Leistungselektronik wichtig ist), bezogen auf Verwendung einfacher symmetrischer Versorgungen mit hohen Werten. Beim Umschalten der positiven Versorgung von +2α auf +α, ist der zum Steuern des Transistors nötige Energieverlust nur halb so groß;
- es ist bei allen handelsüblichen IGBT anwendbar, unabhängig von ihrem Hersteller, vorausgesetzt einige vorausgehende Tests sind vorgesehen;
- es ermöglicht, die betreffende Schaltung insgesamt zu optimieren, denn man kennt -X im Vorraus.
Das erfindungsgemäße Verfahren kann bei allen in nuklearer Umgebung arbeitenden Betätigungsgeräten angewandt werden und insbesondere:
- bei den Leistungsverstärkern für bürstenlose Motoren für die Robotik, wo Transistoren des Typs IGBT als Leistungsschalter dienen;
- bei den Dreiphasen-Leistungsbrücken für alle Wechselstrommotoren (Asynchronmotoren, ...);
- bei den Versorgungen, die IGBTs benutzen.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen

- Die Fig. 1 zeigt das Ersatzschaltbild eines Transistors des Typs IGBT;
- die Fig. 2 zeigt das Blockschaltbild einer benutzten Versuchseinrichtung;
- die Fig. 3 zeigt die Wirkung der akkumulierten Dosis auf einen IGBT;
- die Fig. 4 zeigt das Verhalten eines IGBT bei einer starken Dosis;
- die Fig. 5 zeigt den Einfluss der Polarisation bzw. Vorspannung auf den Betrieb eines IGBT;
- die Fig. 6 zeigt die Verteilung der Resultate bei einem IGBT-Los;
- die Fig. 7 zeigt die Basis-Steuerschaltung eines IGBT in einer Leistungsbrücke;
- die Fig. 8 zeigt das Grundblockschaltbild einer Vorrichtung zur Anwendung des erfindungsgemäßen Verfahrens;
- die Fig. 9 zeigt die Umschaltungstestergebnisse bei positiven Versorgungen;
- die Fig. 10 zeigt ein Blockschaltbild eines zum Steuern eines bürstenlosen Motors für einen Roboter bestimmten Verstärkers;
- die Fig. 11 zeigt das Blockschaltbild der Leistungskarte des Verstärkers der Fig. 10;
- die Fig. 12 zeigt einen Treibermodul der Leistungskarte der Fig. 11;
- die Fig. 13 zeigt einen anderen Modul der Leistungskarte der Fig. 11;
- die Fig. 14 zeigt das Blockschaltbild der Steuerkarte des Verstärkers der Fig. 10;
- die Fig. 15 zeigt einen Modul zum Synchronisieren und Messen des Schwellensignals Vges in der Steuerkarte der Fig. 14;
- die Fig. 16 zeigt diese Synchronisation und diese Messung;
- die Fig. 17 zeigt den Versorgungsmodul der Steuerung in der Steuerkarte der Fig. 14;
- die Fig. 18 zeigt den Modul, der die Modulation in der Steuerkarte der Fig. 14 ermöglicht.

Detaillierte Darstellung von Ausführungsarten

VERHALTEN DES IGBT-TRANSISTORS UNTER GAMMASTRAHLUNG

Das am häufigsten benutzte Modell der IGBT-Transistoren ist der ist der N-Kanal-IGBT oder N-IGBT (wobei der P-IGBT in Bezug auf den N-IGBT einen Dualbetrieb hat). In der Folge der Beschreibung beschränkt man sich - als Beispiel - auf die Kennzeichnung dieses N-IGBT, dann einfach "IGBT" genannt.
Die Fig. 1 zeigt ein Ersatzschaltbild eines IGBT, gekennzeichnet durch einen MOS- Transistor als Eingang (Transistor T1) und einen Bipolartransistor PNP als Ausgang (Transistor T2). Indem man das Gate des MOS-Transistors T1 ansteuert, initiiert man den Durchlass- oder Nichtdurchlass-Zustand des bipolaren PNP-Transistors T2 am Ausgang. Wenn man das Gate positiv vorspannt (z. B. Vge > 0), erzeugt man durch den Isolator hindurch unter dem Gate ein elektrisches Feld. Dieses elektrische Feld ermöglicht eine Umkehrung der P-Dotierung in eine N-Dotierung, unter der Isolierschicht. Man verfügt also über einen N- Kanal, der den Strom durchlässt (die Elektronen sind die Majoritätsträger) zwischen dem Drain und der Source des MOS-Transistors. Das Fließen der Majoritätselektronen des Drain- Source-Stroms des MOS-Transistors (Transistor T1) hat einen Strom positiver Minoritätsträger (Löcher) in Gegenrichtung zur Folge. Auf diese Weise wird die Basis des PNP-Transistors (Transistor T2) versorgt, was das Fließen eines Stroms positiver Majoritätsträger oder "Löcher" (begleitet von einem Minoritätsträgerelektronenstrom in Gegenrichtung) direkt vom Emitter E zum Kollektor C des IGBT ermöglicht, also vom Kollektor C zum Emitter E des bipolaren PNP-Ausgangstransistors. Es ist die Addition dieser beiden verschiedenen Majoritätsträgerströme, die getrennte "Wege" nehmen, die das Fließen eines Leistungsstroms ermöglicht.
Im Falle der MOS-Techniken ist es allgemein bekannt, dass die Integraldosis diese hauptsächlich durch zwei Einfangphänomene betrifft. Das erste fängt Löcher in den Oxiden ein und das zweite resultiert auf ihrer Migration zur Si-SiO&sub2;-Grenzfläche. Die Folge davon ist die negative Abweichung der Schwellenspannungen der MOS-Transistoren. Die Veränderung der Schwellenspannung ist die Resultierende mehrerer Phänomene, die entgegengesetzte Auswirkungen haben können, mit unterschiedlichen Kinetiken, abhängig von der Temperatur und der Polarisation.
Im Falle der bipolaren Komponenten ist bekannt, dass der durch die Integraldosis betroffene Hauptparameter die Stromverstärkung (h21) des Transistors ist. Diese kann spektakulär absinken in den Bauteilen des Typs Darlington. Im Allgemeinen ist es möglich, diesen Verlust zu kompensieren, indem man ihn bei der Konzeption eines Systems berücksichtigt. Dies ist oft der Fall bei den bipolaren integrierten Schaltungen.
Es war notwendig, die IGBTs unter Gammastrahlung zu charakterisieren. Eine einfache Untersuchung, basierend auf dem Ersatzschaltbild und dem Verhalten der bipolaren und der MOS-Transistoren unter Bestrahlung ermöglichte nicht, das technische Problem zu lösen. Um die Veränderung der Schwellenspannung Vges der Komponenten während der Bestrahlung zu messen, fanden die Versuche in einem Bestrahlungsgerät statt, wobei das Messsystem sich außerhalb befand. Wie dargestellt in der Fig. 2, ermöglicht eine spezifische Testkarte 20 die Transistoren in konstantem Abstand von der Quelle zu halten. Ein analoger Multiplexer 21 des Typs AMUX64T (National Instruments) ermöglicht, die Kanäle zu wählen und die analogen Größen in digitale Daten umzusetzen (CAN) sowie die Testsignale zu liefern. Ein Rechteckimpulsgenerator 22 mit der Frequenz 12 kHz und der Spannung ± 15 V wird benutzt, um die Transistoren zwischen den Messungen zu speisen. Ein Computer 23 mit einer spezifischen Software steuert alle Messungen und speichert die Resultate auf der Festplatte 24. Die Messungen werden alle 20 Minuten durchgeführt. Zwischen jeder Messung schalten die Transistoren dank dem Generator 12 um. Die Tests werden mit einem Strom von 100 mA durchgeführt. Für diesen Strom bestimmt man durch aufeinanderfolgende Annäherungen den Wert der entsprechenden Spannung Vge. Die Dosisleistung ist auf 100 Gy/H festgelegt, was ermöglicht, 10 kGy an akkumulierter Dosis pro Woche zu überschreiten.
Der Graph der Fig. 3 zeigt die Entwicklung der Abweichung der Schwellenspannung Vges für die Quasitotalität der getesteten IGBTs. Diese wird in drei verschiedene Phasen unterteilt. Das Eintreten der Phase 2 und der Phase 3 kann entsprechend dem betreffenden IGBT-Typ mehr oder weniger früh erfolgen in Bezug auf die absorbierte Dosis. Ebenso hängt die Amplitude der drei Phasen vom Typ des getesteten IGBT ab.

- Phase 1

Wie bei einem N-Kanal-MOS-Leistungstransistor kommt es am Anfang der Bestrahlung vorwiegend zum Einfangen von Ladungen im Isolator und insbesondere von Löchern, die in einer Zone nahe dem Ort ihres Einfangens bleiben, wobei die eingefangenen Elektronen ihrerseits schnell evakuiert werden. Man hat also eine Zuführung von positiven Ladungen in dem Isolator zwischen dem Gate und der Kanalzone. Um den IGBT-Transistor zu sperren, muss man eine kleiner Spannung Vge anlegen als vorher. Die Schwellenspannung VgeS weicht also nach unten ab, in Richtung negative Spannungen.

- Phase 2

Ab einer bestimmten Bestrahlungsdosis kann das Einfangen der Ladungen kompensiert und dann übertroffen werden durch andere, konträre Effekte, die in der Folge beschrieben werden.
Der erste Effekt, oder Grenzflächeneffekt, stammt von dem MOS-Teil des IGBT. An der Grenzfläche zwischen Isolator und dotierten Halbleitern treten neue Grenzflächenzustände auf, wo negative Ladungen teilweise die eingefangenen positiven Ladungen kompensieren.
Der zweite Effekt stammt von dem bipolaren Teil (PNP) des IGBT. Eine Verschlechterung der Verstärkung β, wie bei dem MOS-Transistor, erfolgt aufgrund des Eintretens neuer Grenzflächenzustände zwischen Isolator und dotierten Halbleitern. Diese neuen Grenzflächenzustände führen zu einer Beschleunigung der Rekombinationsgeschwindigkeit der Minoritätsträgerladungen und reduzieren schließlich die Verstärkung. Diese Verstärkungsverschlechterung kommt vor allem von der Ionisierung des Oxids an den Grenzflächen, das den Basis-Emitter-Bereich des PNP-Transistors abdeckt.
Der dritte Effekt, der auch von dem bipolaren PNP-Transistor stammt, ist gekennzeichnet durch die Erhöhung der Verlust- bzw. Streuströme des PNP-Transistors. Wie bei der Verschlechterung der Verstärkung hat man eine Zunahme der Verlust- bzw. Streuströme an den Grenzflächen. Diese Zunahme der Streuströme an den Grenzflächen mit dem Isolator findet hauptsächlich in dem Bereich des Isolators statt, der den Kollektor-Basis- Übergang des PNP-Transistors abdeckt, d. h. an den gleichen Stellen, wie die in dem MOS- Teil stattfindenden Verschlechterungen und neuen Grenzflächenzustände. Diese Zunahme der Streuströme erleichtert die Sperrung des IGBT und lässt die Schwellenspannung Vges wieder ansteigen.
Es ist die Summe dieser drei Effekte, die das Wiederansteigen der Schwellenspannung Vges bewirkt und in einem bestimmten Energiedosisbereich die Sperrung des IGBT erleichert.
Jedoch erreichen der zweite und der dritte Effekte schnell Sättigungszustände. Infolgedessen ist der Anstieg der Schwellenspannung Vges begrenzt.

- Phase 3

Aufgrund der Sättigungszustände des zweiten und dritten Effekts bezüglich des bipolaren Teils (PNP), nimmt der Einfangseffekt wieder zu. Die Schwellenspannung Vges weicht wieder in Richtung mehr und mehr negativer Spannungen ab. Als Folge dieses Einfangens von Ladungen bilden sich immer neue Grenzflächenzustände. Schließlich erreichen diese beiden Effekte Sättigungszustände und man kann eine definitive Stabilisierung der Schwellenspannung Vges feststellen.
Die Fig. 4, die das Verhalten eines IGBT unter starken Strahlungsdosen darstellt (Dosisleistung: 100 Krads/H; Vge = +15/-15 V bei f = 12 kHz; IC = 100 mA), zeigt, dass das bei 104 Gy beobachtete asymptotische Phänomen bis 4.10&sup5; Gy bestätigt wird, dass es aber nötig ist, eine negative Spannung in der Größenordnung von -11 Volt vorzusehen, um sicher zu sein, den Transistor zu sperren.
Der Graph der Fig. 5 (Dosisleistung = 12 Krad/H; f = 12 kHz) zeigt die Größe der Amplitude der positiven Vorspannung. Man sieht das Verhalten eines mit einer Spannung von +15 V und +10 V vorgespannten Transistors, wobei die horizontale Asymptote sich in Richtung Abszissenachse verschiebt, wenn die Spannung abnimmt. Es ist folglich nötig, diese positive Spannung in Abhängigkeit von der Anwendung zu optimieren und ihren Pegel zu kontrollieren.
Der Graph der Fig. 6 (Dosisleistung = 12 Krad/H; Vge = +15/-15 V bei 12 kHz; IC = 100 mA) zeigt die Verteilung der Resultate bei einem selben Los von Bauteilen. Um imstande zu sein, diese Transistoren zu verwenden, ist es unabdingbar, eine homogenes Verhalten der Bauteile eines selben Loses zu beobachten. Generell hängt die Strahlungsfestigkeit sehr von dem Herstellungsprozess der Bauteile ab. Wenn diese von einem Los zu anderen variiert, müssen die Kennzeichnungen wieder neu gemacht werden. Ebenso müssen zwei dieselbe Bezeichnung tragenden Bauteile von zwei verschiedenen Herstellern getrennt betrachtet werden.
Es zeigt sich, dass selbst dann, wenn mehrere Kennwerte der IGBTs durch die Bestrahlung betroffen sind, der zu beherrschende Hauptkennwert die Sperrspannung oder Schwellenspannung Vges dieser Transistoren ist.

MÖGLICHE HÄRTUNGSLÖSUNGEN

Für das Problem der Härtung von IGBTs gibt es mehere Lösungen:
Eine Lösung, beschrieben in dem Artikel "Vulcain: An Hardened Amplifier For D.C. Motor", weiter oben genannt, verfügt über zwei Versorgungen (positiv und negativ) mit akkumulierten Amplituden, die die Extreme der Abweichung der Sperrspannung des Transistors überschreiten. Diese Lösung hat den Vorteil der Einfachheit. Jedoch steht sie im Gegensatz zu einer Suche eines maximalen Wirkungsgrads.
Die Erfindung besteht darin, die Entwicklung der Abweichung der Schwellenspannung Vges mittels eines IGBT zu messen und folglich die Amplitude der beiden Versorgungen des Gate (Vp für seine positive Spannung; Vn für seine negative Spannung) zu verfolgen bzw. nachzuführen. Der Hauptvorteil dieser Lösung besteht in gewisser Hinsicht in der allgemeinen Leistungsfähigkeit bzw. dem Wirkungsgrad der Motorsteuerung. Zudem ermöglicht diese Lösung eine eventuelle Regeneration des Bauteils.
Die Erfindung besteht auch darin, den Schwellenwert Vges der Gate-Emitter-Spannung eines ersten IGBT unter Bestrahlung zu messen und die Spannung zu variieren, die im Betrieb zwischen Gate und Emitter wenigstens eines zweiten IGBT unter Bestrahlung angelegt wird, um die Schwellenspannung Vges dieses (dieser) IGBT auf einen Sollwert zu regeln, trotz der durch die Bestrahlung erzeugten Abweichung. Der erste Transistor kann ein Test-IGBT sein. Man kann wenigstens eine der Spannungen der beiden Versorgungsquellen - positiv Vp bzw. negativ Vn - modulieren, die zwischen Gate und Emitter des (oder der) zweiten Transistors (Transistoren) angelegt ist (sind).
Konfrontiert mit den Anforderungen der Zuverlässigkeit und der Einfachheit der Anwendung vereinfacht man bei einer speziellen Art der Erfindung das Nachführungssystem der Spannungen Vp und Vn, indem man nur ein Umschaltsystem der Spannung Vp in Betracht zieht, bezogen auf einen Abweichungsbezugswert -X der Schwellenspannung Vges. Diese Konzeption dieser Vereinfachung ist eher "logisch", verglichen mit der nur analogen anfänglichen Lösung. Die Entwicklung der Abweichung der Schwellenspannung ermöglicht, die Schaltung einfacher und verlässlicher zu machen, da eine analoge Schaltung empfindlicher ist gegenüber einer Strahlungsdosis als eine durch logische Glieder gebildete Schaltung (vorausgesetzt die angewendete Technik wird richtig gewählt). Die Erfindung ermöglicht, die Abweichung der Schwellenspannung Vges mit der gewählten Bezugsspannung zu regeln. Die Wahl dieser Bezugsgröße bzw. -spannung -(X) ist dann ein Optimierungsparameter des Systems.

PRINZIP DER UMSCHALTNG DER POSITIVEN VERSORGUNG

Zwei Aspekte waren bei der Entwicklung des erfindungsgemäßen Umschaltprinzips des IGBT ausschlaggebend, nämlich:
- Der Einfluss der positiven Vorspannung. Wie oben bezüglich der Fig. 5 beschrieben: je kleiner die Vorspannung des Gates des IGBT wird, um so weniger hat seine Schwellenspannung Vges die Tendenz, in Richtung negative Spannungen abzuweichen.
- Der allgemeine Wirkungsgrad der Schaltung. Die zur Steuerung des Transistors verbrauchte Leistung verändert sich nach den Werten der angelegten Spannungen.
Eine Steuerungsbasisschaltung eines IGBT in einer Leistungsbrücke, dargestellt in der Fig. 7, zeigt die Wirkung der beiden Spannungen Vp und Vn, die die Pegel der durch das Steuersignal initiierten Schaltspannungen festlegen. Bei einer vorteilhaften Ausführungsart berücksichtigt die Erfindung nur die Spannung Vp, um den IGBT zu härten.
Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren regelt man also die Abweichung der Schwellenspannung Vges, oder Sperrspannung, für einen bestimmten Mindeststrom, indem man den Wert der positiven Spannung Vp verändert, die am Gate des IGBT liegt und ihn leitend macht bei einem Umschaltmodus-Betrieb. Man gibt dieser Spannung Vp einen mehr oder weniger großen Wert, je nach Entwicklung des Werts der Spannung Vges in Abhängigkeit von der Akkumulierung bzw. Summierung der Gammastrahlungsdosis. Diese Regelung erfolgt, ausgehend von der Messung der Spannung Vges, z. B. an einem Test-IGBT, der die Abweichungen der Schwellenspannung Vges der anderen Transistoren, die alle identisch sind, steuert und regelt. Ein anderes Beispiel könnte darin bestehen, die Messung direkt an dem Transistor durchzuführen, ohne die Anwendung zu stören.
Man legt einen Wert -X Volt fest, um den herum man die Regelung vornimmt. Dank einer logischen Schaltung schaltet man den Wert der Spannung Vp entsprechend dem Wert der Schwellenspannung Vges (für einen bestimmten Strom Imin) in Bezug auf den Bezugswert -X um.
Wenn Vge > -X, dann ist Vp = +2α (in dem betrachteten Anwendungsbeispiel ist α = 5 V).
Wenn Vge < -X, dann ist Vp = +α.
Diese einfache Umschaltung der positiven Versorgung ermöglicht, die Abweichung von Vges um -X herum zu regeln, und sichert somit die Langlebigkeit (pèrennitè) der Schaltung in Bezug auf die Akkumulierung bzw. Summierung der empfangenen Dosis.
Im Betrieb ist der IGBT einer doppelten Umschaltung ausgesetzt: die Umschaltung, die ihn sperrt oder leitend macht und die Umschaltung der Amplitude seiner positiven Öffnungsspannung, die eine kontrollierte Asymptote der Abweichung seiner Schwellenspannung Vges gewährleistet.
Ein allgemeines Blockschaltbild eines solchen Verfahrens zeigt die Fig. 8. In dieser Figur sieht man den Test-IGBT 30, eine Schaltung 31 mit sechs weitern lGBTs (Q1 bis Q6), einen Modul 32 zum Messen und Vergleichen mit der Spannung -X und einen Modul 33 zum Berechnen der positiven Spannung Vp.
Die Fig. 9 zeigt die Verteilung der erhaltenen Resultate bei einem IGBT mit Gateumschaltungsversorgung (+10 V, +5 V, -10 V) für -X = -2,5 V mit einer Hysteresis von 0,5 V.
Die Kurve der Abweichung der Spannung VgeS in Bezug auf die Summierung der Dosis zeigt eine Regelung der Abweichung um den betreffenden Bezugswert herum.

AUSFÜHRUNGSBEISPIEL

Die Erfindung ermöglicht die Herstellung eines Leistungsverstärkers für einen bürstenlosen Motor (d. h. eines selbstgesteuerten Asynchronmotors), bei dem eine "gehärtete" Dreiphasen-Leistungsbrücke auf der Basis von Transistoren des Typs IBGT benutzt wird, insbesondere bei der Anwendung für einen in nuklearer Umgebung eingesetzten Roboter. Dieser Verstärker ist fähig, einen Strom von 10 A mit einer Spannung von 200 V zu liefern. Wie in der Fig. 10 dargestellt, umfasst er einen Wechselrichter 40, dessen Steuerung 41 nach dem erfindungsgemäßen Verfahren, einen Kontrollmodul 42 der Ströme und einen Modul 43 zur Erzeugung des Bezugsstroms. PR entspricht der Rotorstellung.
Der betrachtete Verstärker wird durch zwei übereinanderliegende Karten gebildet: eine Leistungskarte, auf der die Leistungsbrücke, der Testtransistor und die dazugehörenden Steuerungen zusammengefasst sind, und eine Steuerkarte, die die Versorgungen, die Takt- bzw. Ablaufeinrichtungen (sequencement) und die ganze für den Betrieb des Verstärkers nötige Logik umfasst.
Die Fig. 11 zeigt das Blockschaltbild der Leistungskarte. Diese Karte enthält eine Leistungsbrücke 45 mit sechs IGBTs Q1 bis Q6 sowie die Treiberstufen 46 und die jeweiligen Versorgungs-Sekundärseiten 48, galvanisch isoliert. Die Fig. 11 zeigt die Steuerung eines einzigen IGBT, Q4. Die anderen IGBTs werden genauso gesteuert. Diese Karte enthält auch einen Test-IGBT 49, der sich in vergleichbaren Betriebsbedingungen (insbesondere bezüglich der Temperatur) wie die Transistoren der Leistungsbrücke 45 befindet. Diese Figur zeigt auch einen logischer Steuermodul 50, einen galvanisch isolierten Versorgungsmodul 51 der Spannungen Vp und und Vn, einen Modul 52 zur Zeitmessung, eine Treiberstufe 53, ein Messrelais 54 und einen Modul 55 zur Messung der Schwellenspannung Vges.
Die Leistungskarte umfasst folgende integrierte Funktionen:
- Die Steuerungsschaltung (Treibermodul 46), dargestellt in Fig. 12, die das direkte Steuern eines IGBT aufgrund der logischen Information ermöglicht, die man am Ausgang des Moduls 50 erhält. Eine Demodulation wird durch zwei Schottky-Dioden D1 und D2 realisiert, die als Gleichrichter mit Mittelpunkt geschaltet sind. Das derart gleichgerichtete Signal wird in einen Verstärker 56 des Push-Pull-Typs eingespeist.
- Die Versorgungs-Sekundärseite 48 des Gates des betreffenden IGBT, wie dargestellt in der Fig. 13, das einerseits gebildet wird durch eine Gleichrichterstufe, bestehend aus Schottky-Dioden z. B. des Typs 1 N5819, um den Spannungsabfall zu begrenzen, und andererseits durch eine Filtereinrichtung, bestehend aus zwei Kondensatoren (C1, C2). Man erhält also zwei Spannungen Vp und Vn, die die Leistungsstufe versorgen.
Die Steuerkarte 60, deren Blockschaltbild in der Fig. 14 dargestellt ist, umfasst alle Digitalteile des betreffenden Verstärkers. Diese Karte enthält insbesondere die gesamte Härtungslogik des Systems (Synchronisation, Messung und Verarbeitung), die Modulation der Umschalt-Reihenfolgen der verschiedenen Transistoren der Brücke sowie das Impulsschneiden der IGBT-Gate-Versorgungen, um sie durch Transformatoren galvanisch zu trennen. Diese Karte umfasst einen Synchronisationsmodul 61, ein Umschaltrelais der positiven Spannung Vp 62, einen Versorgungsmodul 63 und einen Modulationsmodul 64. Der Synchronisationsmodul 61 ist mit dem Testtransistor 49 und mit dem Messrelais 54 verbunden. Der Modulationsmodul 64 und der Versorgungsmodul sind mit der Leistungskarte 66 verbunden, wobei der Modulationsmodul auch mit dem Steuermodul 50 verbunden ist.
Die integrierten Funktionen der Steuerkarte 60 sind die folgenden:
- Das Synchronisieren und Messen der Schwellenspannung Vges: der diese Synchronisation und diese Messung ermöglichende Modul 61, dargestellt in der Fig. 15, enthält die gesamte Abfolge der Systemhärtung des betreffenden Verstärkers. Dieser Modul umfasst insbesondere NEIN-UND-Triggerschaltungen 67, 68, 69, 70 und 71, monostabile Schaltungen 72 und 73 des Typs 74LS123 und eine Kippschaltung 74. Die durchgeführt Abfolge, dargestellt in der Fig. 16, ist die folgende: man erzeugt alle 15 Minuten (V1) einen Impuls von 100 ms (V2). Die ansteigende Flanke dieses Impulses löst das Relais 54 der Leistungskarte aus. Dies bewirkt den Umschalt-Stopp des Test-IGBT 49 und die negative Vorspannung seines Gates mit -1,75 Volt. Während der 100 ms des Impulses erzeugt man eine Verzögerung von 20 ms (V3), um dem Relais Zeit zu lassen für seine Zustandsänderung. Dann führt man während 60 ms (V4) die Messung der Spannung Vces des Testtransistors 49 durch, um seinen Zustand zu kennen (gesperrt oder gesättigt). Je nach festgestelltem Zustand befiehlt man, oder nicht, dem Steuerrelais der positiven Versorgungen 62, zu kippen. Genauso wie der Takt (T = 15 Minuten) wird der 100 ms-Impuls mit Hilfe eines NEIN-UND-Triggerglieds 67 realisiert. Die Verzögerungen von 20 ms und 60 ms werden mit Hilfe monostabiler Schaltungen 72 und 73 realisiert.
- Die Versorgung der Steuerung: der diese Versorgung ermöglichende Modul 63, dargestellt in der Fig. 17, bewirkt ein primäres Impulsschneiden der positiven und negativen Versorgungen der Gates der IGBTs der Leistungsbrücke. Dieses Impulsschneiden, realisiert mit Hilfe von zwei integrierten Leistungsschaltungen 75 und 76 z. B. des Typs Unitrode UC3707, ermöglicht die Versorgungstransformatoren zu treiben. Diese letzteren werden durch eine Spannung gespeist, die durch das Umschaltrelais der Versorgung 62 umgeschaltet wird. Den Modulationstakt (f = 595 Hz) liefern ein Oszillator mit Schmitt-Trigger 77 und eine Kippschaltung 78, als Halbierer geschaltet. Der Modulationstakt hat ein zyklisches Verhältnis von 50%, um die Gleichstromkomponenten in dem Transformator zu vermeiden.
- Die Modulation: der Modul 64, der den Takt des Versorgungsmoduls der Steuerung wiederverwertet, die in der Fig. 18 dargestellt ist, hat nur die Funktion, die Steuerung des IGBT der Leistungsbrücke zu modulieren, um die Steuertransformatoren versorgen zu können. Die Modulation erfolgt durch logische UND-Glieder 80, 81, 82, 83, die das von dem Schmitt-Trigger 77 stammende Steuersignal des Transistors und des Takts empfangen.

Claims

1. Verfahren zum Ansteuern wenigstens eines Transistors des IGBT-Typs, das dessen Betrieb unter Strahlung ermöglicht,

dadurch gekennzeichnet,

dass man den Schwellenwert Vges der Gate-Emitter-Spannung eines ersten IGBT-Transistors (30) unter Strahlung misst und die beim Betrieb zwischen Gate und Emitter wenigstens eines zweiten IGBT-Transistors (Q1-A6) angelegte Spannung variiert, um die Schwellenspannung Vges dieses (dieser) IGBT-Transistors (-Transistoren) auf einen Sollwert bzw. Einstellwert zu regeln, trotz der durch die Strahlung verursachten Abweichung.

2. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der erste Transistor (30) ein IGBT- Testtransistor ist.

3. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem man wenigstens eine der beiden Versorgungsquellen mit jeweils positiver Vp bzw. negativer Vn Spannung moduliert, die zwischen Gate und Emitter des (oder der) zweiten IGBT-Transistors (-Transistoren) angelegt werden.

4. Verfahren nach Anspruch 3, bei dem der (oder die) zweite(n) IGBT- Transistor(en) einer doppelten Kommutation bzw. Umschaltung unterzogen wird (werden): einer klassischene Sperr-Durchlass-Kommutation bzw. Umschaltung und einer Kommutation bzw. Umschaltung der Amplitude der zur Durchführung der Regelung angelegten Schwellenspannung Vges.

5. Verfahren nach Anspruch 4, bei dem man die entsprechend dem Wert der Schwellenspannung Vges des ersten Transistors (30) in Bezug auf einen Richtwert -X angelegte positive Spannung Vp folgendermaßen kommutiert bzw. umschaltet, wobei α ein festgelegter Spannungswert ist:

wenn Vges > -X, dann Vp = +2α

wenn Vges < -X, dann Vp = +α

was ermöglicht, eine kontrollierte Asymptote seiner Schwellenspannung Vges zu gewährleisten.

6. Verfahren nach Anspruch 5, bei dem a = 5 Volt beträgt.

7. Anwendung des Verfahrens nach einem der vorangehenden Ansprüche zur Realisierung eines Leistungsvariators für einen bürstenlosen Motor, wobei eine gehärtete Dreiphasen-Leistungsbrücke auf der Basis von IGBT-Transistoren verwendet wird.

8. Anwendung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 6 zur Realisierung der Leistungsversorgung von Asynchronmotoren.