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Die Erfindung betrifft eine elektronische Leistungssteuerung mit einem Schaltnetzteil,
insbesondere für die Verwendung in Dimmeranwendungen gemäß dem Oberbegriff des
unabhängigen Patentanspruchs. Die elektronische Leistungssteuerung der Erfindung ist insbesondere
konzipiert für die Verwendung zur Steuerung der Leuchtkraft einer oder mehrerer
Halogenlampen.
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Es gibt im Stand der Technik eine elektronische Leistungssteuerung, umfassend eine
geschaltete Leistungssteuerung mit einer Halbbrückensteuerungseinheit und einer Schalteinheit mit zwei
Schaltelementen wie zum Beispiel Leistungsfeldeffekttransistoren, die in einer
Halbbrückenkonfiguration angeordnet sind. Die Steuerausgänge der Halbbrückensteuerungseinheit sind mit
den Gates der Feldeffekttransistoren verbunden. Die Halbbrückensteuerungseinheit enthält
ebenfalls einen Oszillator für die Steuerung der Schaltzeit der Schaltelemente und dabei des
elektrischen Stromes, der der Last durch die Änderung des Lastzyklus der Oszillator-
Ausgangsspannung zugeführt wird. Zusätzlich hierzu hat die Halbbrückensteuerungseinheit
Anschlüsse für externe Schaltungskomponenten wie zum Beispiel einen Widerstand und einen
Kondensator, um die Betriebsfrequenz der Halbbrückensteuerungseinheit einzustellen. Eine
Halbbrückensteuerungseinheit ist realisiert worden als integrierte Schaltung, hergestellt durch
International Rectifier gemäß Typ IR 2155.
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Mit der bislang bekannten elektronischen Leistungssteuerung wurde die Leuchtkraftsteuerung
realisiert, indem einfach die Betriebsfrequenz der Halbbrückensteuerungseinheit erhöht wurde
und dabei die Leitungszeit verringert wurde, d. h. die Einschaltzeit wenigstens eines der
Schaltelemente. Wenn die Ausgangsspannung der Leistungssteuerung auf ihren Minimalwert
eingestellt werden soll, ungefähr Vrms, muss die Betriebsfrequenz der Halbbrückensteuerungseinheit
auf einen Wert deutlich über 100 kHz angehoben werden. Eine hohe Frequenz erzeugt jedoch
Probleme. Radiofrequenzüberlagerungen steigen an, wenn die Betriebsfrequenz ansteigt. Es ist
schwierig, fast unmöglich, die Überlagerungen mittels einfacher Filteranordnungen zu
dämpfen. Ein anderer Nachteil besteht darin, dass die hohe Betriebsfrequenz die Schaltverluste der
Schaltelemente, d. h. der Transistoren stark ansteigen läßt. Dies erhöht die Gesamtverluste der
Leistungssteuerung.
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Das Dokument GB-A-2,085,243 aus dem Stand der Technik zeigt eine Vorrichtung zum
Betreiben einer Heizlastschaltung und insbesondere einer Arbeitsspule eines
Induktionsheizsystems. Die Arbeitsspule ist zwischen einem Paar von Stromversorgungsleitungen
amgeschlossen, die miteinander verbunden sind, um einen Parallel-Schaltkreis zu bilden.
Leistungsfeldeffekttransistoren sind mit den Leitungen auf den entsprechenden Seiten der Mittelpunkte
verbunden, so dass beide Hälften der Leitungen normalerweise offene Schaltungen bilden. Eine
Steuerungsschaltung ist vorgesehen, um die Feldeffekttransistoren abwechselnd ein- und
auszuschalten, was einen Stromfluss durch die Arbeitsspule zuerst in die eine Richtung und dann
in die andere Richtung bewirkt. Die Steuerungsschaltung umfasst einen Frequenzgenerator, der
eine Pulsfolge einem Pulsbreitenmodulator zuführt, welcher wiederum einen
Zweiphasengenerator speist. Der Generator führt die Triggerimpulse den Feldeffekttransistoren abwechselnd zu.
Eine automatische Abstimmeinrichtung ist vorgesehen, um die Ausgangsfrequenz des
Frequenzgenerators so einzustellen, dass der Lastschaltkreis in seiner Resonanzfrequenz betrieben
wird. Jedoch gibt es hier keinen Hinweis zur Verwendung einer automatischen
Abstimmeinrichtung, um die Betriebsfrequenz zu steuern.
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Es ist Ziel der Erfindung, eine neue elektronische Leistungssteuerung mit einem Schaltnetzteil
zu schaffen, um die oben genannten Probleme zu lösen. Ein spezielles Ziel der Erfindung
besteht in der Schaffung einer Leistungssteuerung mit einer relativ konstanten
Halbbrückenbetriebsfrequenz, obwohl die elektrische Ausgangsleistung; die, der Last zuzuführen ist, in weiten
Bereichen einstellbar ist.
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Die kennzeichnenden Merkmale einer elektronischen Leistungssteuerung, umfassend ein
Schaltnetzteil gemäß der Erfindung, sind in dem unabhängigen Anspruch wiedergegeben. Die
Leistungssteuerung gemäß der vorliegenden Erfindung umfasst eine
Halbbrückensteuerungseinheit mit einer Oszillator-Schaltung und zwei Steuerungseinheiten und wenigstens zwei
Schaltelementen, wie zum Beispiel Feldeffekttransistoren, die am besten in einer
Halbbrückenkonfiguration angeordnet sind und welche mit ihren Gates an den Ausgängen der
Steuerungseinheit der Halbbrückensteuerungseinheit angeschlossen sind und bei der die Schaltzeit der
Schaltelemente eingestellt werden kann durch Änderung des Arbeitszyklus der
Ausgangsspannung der Oszillator-Schaltung, wobei die der Last zugeführte elektrische Energie eingestellt
wird. Die Halbbrückensteuerungseinheit ist mit Anschlüssen zum Verbinden mit externen
Schaltungskomponenten versehen, insbesondere einem Widerstand und einem Kondensator,
um die Betriebsfrequenz der Halbbrückensteuerungseinheit einzustellen. Gemäß der Erfindung
ist eine Steuerungsschaltung an den Anschlüssen der Halbbrückenbetriebsfrequenzanschlüsse
vorgesehen, welche Steuerschaltung eine aktive Widerstandsschaltung und einen Kondensator
aufweist, wie sie an sich bekannt sind, wobei die aktive Widerstandsschaltung zwei einstellbare
Widerstände aufweist, von denen einer so angeordnet ist, dass er tätig ist, wenn der
Kondensator geladen wird und der andere so angeordnet ist, dass er tätig ist, wenn der Kondensator
entladen wird.
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Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der abhängigen Anspruche.
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Der Vorteil der Erfindung besteht darin, dass mit einer erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung die Betriebsfrequenz der Schaltungsanordnung in einem vernünftigen
Abweichungsbereich gehalten werden kann, wobei vorzugsweise die Frequenz nahezu konstant ist.
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Ein weiterer Vorteil der Erfindung besteht darin, dass, weil die maximale Betriebsfrequenz der
für das Schalten zuständigen Schaltung vergleichsweise gering ist, Überlagerungen mit
Funkfrequenzen leicht gesteuert werden können.
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Ein anderer Vorteil der Erfindung besteht darin, dass die Schaltverluste der Schaltelemente,
insbesondere der Feldeffekttransistoren minimiert werden, weil die Betriebsfrequenz innerhalb
eines vernünftigen Bereiches gehalten wird.
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Ein weiterer Vorteil der Erfindung besteht darin, dass die Steuerungsschaltung gemäß der
Erfindung betriebssicher, unkompliziert und einfach zu realisieren ist.
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Nachfolgend wird die Erfindung detaillierter mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen
beschrieben. In diesen zeigen:
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Fig. 1 eine elektronische Leistungsversorgungsschaltung nach dem Stand der Technik
mit einem Schaltnetzteil;
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Fig. 2 ein Schemaschaltbild einer Halbbrückensteuerungsschaltung;
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Fig. 3 eine elektronische Leistungssteuerung gemäß der Erfindung mit einem
Schaltnetzteil;
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Fig. 4-8 Darstellung des Betriebszyklus der Schaltungsanordnung der Fig. 3 in
unterschiedlichen Steuerungssituationen.
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Fig. 1 zeigt eine elektronische Stromversorgungsschaltung nach dem Stand der Technik für
die Beleuchtungseinstellung. Diese Stromversorgungsschaltung umfasst einen Gleichrichter 1,
eine Halbbrückensteuerungseinheit 2 und eine Schalteinheit 3. Die
Beleuchtungseinstellschaltung 4 ist wiederum verbunden mit dem Ausgang der Schalteinheit 3. In diesem Fall bildet die
Stromversorgungsschaltung einen Halbwellengegentaktwandler. Der Gleichrichter 1 kann
irgendein geeigneter Gleichrichter sein, zum Beispiel eine Diodenbrücke, deren Eingang mit
Wechselstrom gespeist wird wie zum Beispiel der Spannung U aus dem Netz und deren
Ausgänge eine oder mehr gleichgerichtete Spannungen gewünschter Höhe erzeugen wie zum
Beispiel die Halbbrückenspeisespannung Ucc und die (maximale) Betriebsspannung Uh der
Beleuchtungseinstellschaltung 4.
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In dieser Anmeldung ist die Halbbrückensteuerungseinheit 2 mit einer kommerziell
erhältlichen integrierten Schaltung des Typs 1R2155 realisiert. Fig. 2 zeigt einen schematischen
Schaltplan dieser Schaltung. Die Halbbrückensteuerungseinheit 2 ist eine selbst oszillierende
Feldeffekttransistor (MOS)-Gate-Steuerung, deren Speisespannung eine geeignete
Gleichspannung Ucc ist. Die Steuerungseinheit 2 umfasst auch eine Oszillatoreinheit 5 und zwei
Steuerungseinheiten 6 und 7. Die Oszillatoreinheit 5 ist ein programmierbarer Oszillator, dessen
Oszillatorfrequenz mittels eines externen Widerstand Rt und Kondensators Ct (Fig. 1)
eingestellt wird. Der Steuerungsausgang HO der ersten Steuerungseinheit 6 ist ein nicht geerdeter
Ausgang, der mit dem Gate des ersten Feldeffekttransistors 8 der Schalteinheit 3 verbunden ist.
Der zweite Steuerungsausgang LO der zweiten Steuerungseinheit 7 ist dann mit dem Gate des
zweiten Feldeffekttransistors 9 verbunden. Die Feldeffekttransistoren 8, 9 werden dann mittels
der Steuerungseinheiten 6, 7 der Steuerungsschaltung 2 abwechselnd gesteuert, so dass ein
Steuerungsimpuls in Form einer hochfrequenten Rechteckspannung abwechselnd einem
Transistor beider Steuerungseinheiten zugeführt wird. Die Halbbrückensteuerung 2 enthält eine
Verzögerungsschaltung zur Erzeugung einer Tot-Zeit zwischen den Status ändernden
Schaltvorgängen der Feldeffekttransistoren 8, 9. Somit können beide Feldeffekttransistoren 8, 9 nicht
gleichzeitig im leitenden Zustand sein, sondern es ist immer eine kurze Tot = Zeit, während der
beide Transistoren zwischen ihren Schaltvorgängen in den leitenden Zustand im nichtleitenden
Zustand verbleiben.
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Die Schalteinheit 3 der Fig. 1 umfasst zwei Feldeffekttransistoren 8, 9, insbesondere
MOSFET-Transistoren, die geeignet sind für die Verwendung als Schalttransistoren, die in
einer Halbbrückenkonfiguration, d. h. in einem Zweig einer Brückenkonfiguration angeordnet
sind. Die Dämpfungskondensatoren 12, 13 sind in dem anderen Zweig der
Brückenkonfiguration angeordnet. Die Last, in diesem Fall eine Beleuchtungseinstellschaltung 4, ist mittels eines
Wandlers 11 an den Ausgängen der Brücke, d. h. zwischen den zweiten Anschlüssen b-b
angeschlossen, wohingegen die Eingangsspannung 13 h und der Erdanschluß G an den
Eingangsanschlüssen der Brücke angeschlossen sind, in anderen Worten zwischen den ersten Anschlüssen
a-a. In dieser Anwendung umfasst die Beleuchtungseinstellschaltung 4 eine Halogen-Leuchte.
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Die Beleuchtungseinstellschaltung 4 umfasst eine LC-Resonanzschaltung, die durch den
Wandler 11 und die Kapazitäten 12, 13 gebildet ist. Die der Last der Lampe 10 zugeführte
elektrische Energie wird festgelegt durch die Steuerung der Schalteinheit 3, insbesondere deren
Schalttransistoren 8, 9, die mittels von der Steuerung 2 zu den Transistoren geführter
Steuerungsignale zwischen dem leitenden und nicht leitenden Zustand schalten. Die
Steuerungsfrequenz und somit auch die Betriebsfrequenz der Steuerungsschaltung 2 ist relativ hoch. Dies
führt zum Beispiel dazu, dass der Wandler oder Transformator 11 relativ klein gehalten werden
kann.
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In einer Stromversorgung gemäß Fig. 1 wird die Betriebsfrequenz der Oszillatorschaltung S
der Steuerung 2 mittels des Widerstands R~ und des Kondensators Ct eingestellt, die beide mit
den Betriebsfrequenzanschlüssen 5a und 5b der Steuerungsschaltung 2 verbunden sind. In einer
derartigen selbstoszillierenden Schaltung ist die Betriebsfrequenz konstant und hängt nicht von
der Last ab. Wenn diese Schaltung mit einer konventionellen Leistungssteuerung versehen
wäre, müsste die Betriebsfrequenz der Vorrichtung beträchtlich angehoben werden, um die
Ausgangsspannung der Schaltung 4 auf das Minimum einzustellen. Es sollte auch angemerkt
werden, dass das Anheben der Betriebsfrequenz der Oszillatorschaltung 5 und diesbezüglich das
Anheben der Betriebsfrequenz der Schalttransistoren der Schalteinheit über 100 kHz ebenfalls
sowohl die Schaltverluste als auch die Interferenzen anhebt, die von der Vorrichtung in das
Netz geleitet werden.
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Fig. 3 zeigt eine erfindungsgemäße elektronische Stromversorgung mit einem Schaltnetzteil,
dessen Basiskonstruktion ähnlich der aus Fig. 1 ist. In der vorliegenden Ausführung jedoch
sind die Betriebsfrequenzsteuerungsanschlüsse 5a, 5b des Schaltnetzteils, d. h. die
Steuerungsschaltung 2 mit einer Schaltung versehen, die eine aktive Widerstandsschaltung 14 und einen
Kondensator 15 umfasst. Die aktive Widerstandsschaltung 14 umfasst zwei einstellbare
Widerstände 16, 17, deren erster Widerstand 16 so angeordnet ist, dass er tätig ist, wenn der
Kondensator 15 entladen wird und der zweite Widerstand 17 so angeordnet ist, dass er tätig wird,
wenn der Kondensator 15 geladen wird. Funktionell entspricht der Kondensator 15 dem
Kondensator Ct der Fig. 1.
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Die aktive Widerstandsschaltung 14 umfasst einen ersten einstellbaren Widerstand 16 und
einen zweiten einstellbaren Widerstand 17, die parallel geschaltet sind und die dabei ihre eigenen
Widerstandszweige bilden. Die Widerstände 16, 17 sind vorzugsweise durch zwei Transistoren
18, 19 gebildet. Zusätzlich enthält in diesem Ausführungsbeispiel der erste einstellbare
Widerstand 16 neben dem ersten Transistor 18 Dioden 20, 21 und einen Widerstand 22, die alle in
diesem ersten Widerstandszweig angeordnet sind. Der zweite einstellbare Widerstand 17
umfasst zusätzlich zu dem zweiten Transistor 19 eine Diode 23 und einen Widerstand 24, die alle
in dem zweiten Widerstandszweig angeordnet sind. Zusätzlich hierzu ist der zweite
Widerstandszweig mit einem weiteren Widerstand 25 versehen, der parallel zum Transistor 19 und
zum Widerstand 24 angeordnet ist. Die Dioden 20, 21 und 23 der Widerstandszweige sind so
angeordnet, dass sie in unterschiedliche Richtungen leiten, wie es in Fig. 3 dargestellt ist.
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Die einstellbaren Widerstände 16, 17 sind parallel geschaltet, so dass der erste Anschluss der
beiden mit dem Anschluss 5a (Widerstandsanschluss) der Halbbrückensteuerungseinheit 2 und
der zweite Anschluss mit dem Anschluss 5b (Kondensatoranschluss) der Steuerungseinheit
verbunden ist. Der Kondensator 15 ist von dem Kondensatoranschluss 5b zur Erde hin
angeschlossen.
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Die aktive Widerstandsschaltung 14 umfasst auch eine Steuerungsschaltung 26 für die
Widerstände 16, 17. Die Steuerungsschaltung 26 ist realisiert als Emitter-Folgeschaltung 27, deren
Basisseite einen einstellbaren Widerstand, vorzugsweise ein Potentiometer 28 aufweist, um die
Widerstände 16, 17 zu steuern und somit die Frequenzsteuerung durchzuführen. Die Emitter-
Folgeschaltung 27 umfasst zwei Transistoren 27a, 27b, die in Serie geschaltet sind. Die
Steuerseite der Transistoren 27a, 27b ist mit einem Widerstand 29 konstanten Wertes versehen, der
in Serie mit dem Potentiometer 28 geschaltet ist, wobei Zwischenanschluss zwischen diesen
mit der Basis beider Transistoren 27a, 27b verbunden ist. Der Ausgang der Emitter-
Folgeschaltung 27 ist der Anschluss zwischen den Transistoren 27a, 27b, d. h. die verbundenen
Emitter-Anschlüsse, wobei der Anschluss mittels eines Diodenpaares, das durch zwei
entgegengesetzte Dioden 30, 31 gebildet ist, mit zwei Basiswiderständen 32, 33 verbunden ist, von
denen der erste 32 mit dem ersten einstellbaren Widerstand 16, d. h. der Basis des Transistors
18 und entsprechend der zweite 33 mit dem zweiten einstellbaren Widerstand 17, d. h. der Basis
des Transistors 19 verbunden ist.
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Der einstellbare Widerstand, das Potentiometer 28, ist vorzugsweise logarithmisch. Der serielle
Widerstand 29 und das logarithmische Potentiometer 28 erzeugen einen geraden
Kontrollbereich. Weil das Potentiometer 28 von der Leistungssteuerung in der Reichweite des Anwenders
gehalten ist, sind zwei Leitungen genug, um dies zu realisieren. Die Verwendung eines linearen
Potentiometers anstelle eines logarithmischen Potentiometers würde die Verwendung dreier
Leitungen ohne Serienwiderstand erfordern. Auch würden in diesem Fall einige ungenützte;
nicht effektive Bereiche in den Grenzen des Steuerungsbereiches verbleiben. Die Verwendung
eines logarithmischen Potentiometers 28 ermöglicht somit eine effektive Steuerung des
Steuerungsbereiches.
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Die Emitterfolgeschaltung 27 der Steuerungsschaltung 26 umfasst auch eine geeignet
angeschlossene Triggerschaltung 34. Die Schaltung 34 wird verwendet, um die Oszillatoreinheit der
Halbleitersteuerungseinheit 2 zu triggern. Die Triggerschaltung 34 umfasst einen
Feldeffekttransistor 34a und eine Parallelschaltung 34b aus Widerstand und Diode. Der
Feldeffekttransistor 34a ist in Serie schaltet mit dem Emitter-Folger 27 und dem Trimpotentiometer 28 und
Erde. Der Transistor 34a ist mit seinem Gate bzw. seiner Basis und der Parallelschaltung 34b
aus Diode und Widerstand mit dem Anschluss 5b der Halbbrückensteuerungseinheit 2
verbunden. Wenn die Spannung Ute, Uk mit einer Stromversorgung verbunden wird, werden die
Halbbrückensteuerungseinheit 2 und die aktive Verbindungsschaltung 14 mittels des
Feldeffekttransistors 34a der Triggerschaltung 34 bei einer Betriebsfrequenz in einem Lastzyklus von
50/50 gehalten. In diesem Fall nehmen die Halbbrückensteuerung 2 und die aktive
Widerstandsschaltung 14 nur eine geringe Menge an Strom auf. Wenn die Spannung am Anschluss
5b die Schwellenspannung des Feldeffekttransistors 34a überschritten hat; kehrt der Betrieb der
Halbbrückensteuerungseinheit 2 und die aktive Widerstandsverbindung zur Schaltung 14 in der
Normalzustand zurück und kann mittels des Potentiometers 28 eingestellt werden.
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Eine elektronische Leistungssteuerung nach Fig. 3 arbeitet wie folgt. Die Beschreibung
erfolgt unter Bezug auf die Fig. 4 bis 8. Das Potentiometer 28, vorzugsweise ein
logarithmisches Potentiometer, wird verwendet, um die gewünschte Steuerspannung einzustellen, die von
der Betriebsspannung Uk den Basen der Transistoren 27a, 27b des Emitter-Folgers 27 zugeführt
wird. Das Steuersignal an dem Emitter-Folger 27 wird dann auf einstellbare Widerstände 16,
17 geführt und entsprechend zu den Basen der Transistoren 18, 19. Der einstellbare Transistor
16, d. h. der Transistor 18 agiert als Entladepfad, wenn der Kondensator 15 entladen wird und
entsprechend agiert der einstellbare Widerstand 17, d. h. der Transistor 19 als Ladepfad, wenn
der Kondensator 15 geladen wird. Die Dimensionierung der einstellbaren Widerstände 16, 17
ermöglicht die gewünschten Lade- und Entladezeiten, die für den Kondensator 15 zu setzen
sind. Die Komponenten der aktiven Widerstandsschaltung 14 können in geeigneter Weise
ausgelegt werden, um eine nahezu konstante Frequenz des Betriebs der Oszillatorschaltung 5 der
Halbbrückensteuerungseinheit 2 wie zum Beispiel des IR2155-Schaltkreises zu erreichen, und
weiterhin nahezu ein Steuerungssignal mit einer konstanten Frequenz zu den Ausgängen der
Steuereinheiten 6, 7 für den gesamten Steuerungsbereich. Der der Last zugeführte Strom wird
gesteuert mittels der aktiven Widerstandsschaltung 14 und der Halbbrückensteuerungseinheit 2,
in dem zuerst mit den Steuerungssignalen die Leitungszeit des ersten Feldeffekttransistors 8
reduziert und dann die Leitungszeit des zweiten Feldeffekttransistors 9 erhöht wird.
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Die Halbbrückensteuerungseinheit 2 und die aktive Widerstandsschaltung 14 arbeiten mit
einem symmetrischen Arbeitszyklus, d. h. mit einem 50/50 Arbeitszyklus, wenn die
Steuerungsspannung des Emitterfolgers 27 ungefähr so groß ist wie die Betriebsspannung Uk, d. h. wenn
das Potentiometer 28 auf seinen Nominalwert (Maximalwert) eingestellt ist. Dann empfängt
der Transistor 18 des einstellbaren Widerstandes 16 nahezu die gesamte Steuerleistung und der
Transistor 19 des anderen einstellbaren Widerstandes 17 befindet sich im nicht leitenden
Zustand. In diesem Zustand wird der Kondensator 15 über den ersten einstellbaren Widerstand 16,
in anderen Worten über den Transistor 18 entladen und der Kondensator 15 wird entsprechend
nahezu komplett über den Widerstand 25 aufgeladen. Fig. 4 zeigt sowohl die
Betriebsfrequenz der Halbbrückensteuerungseinheit 2 (Schaltung IR2155) am Anschluss 5a, die Spannung
über dem Potentiometer 28 als auch die Spannung über dem Kondensator 15. Die Fig. 5 zeigt
das Laden und Entladen des Kondensators 15 mit dem oben genannten 50/50 Arbeitszyklus.
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Wenn der Potentiometer 28 eingestellt und sein Widerstand reduziert wird, beginnt die
Betriebsfrequenz der Halbbrückensteuerungseinheit, der Schaltung IR2155, zuerst anzusteigen
und erreicht ihren maximalen Grenzwert, ungefähr 60 kHz in einer Anwendung. Der Anstieg
der Frequenz beruht auf Differenzen bei den Komponenten und der Einfachheit der Schaltung.
Nichtsdestotrotz sollte bemerkt werden, dass die Frequenz nicht beträchtlich ansteigt.
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Wenn die Einstellung in Richtung des Minimums in der Mitte des Einstellbereiches des
Potentiometers 28 geht, beginnt die Entladezeit des Kondensators 15 anzusteigen. Die Ladezeit des
Kondensators 15 ändert sich hingegen nicht signifikant (Fig. 8). Somit beginnt die
Gesamtfrequenz der Halbbrückensteuerungseinheit, der Schaltung 2155, abzunehmen. Es sollte
angemerkt werden, dass die Frequenz nicht unterhalb von 20 kHz abnimmt. Die Frequenz
sollte nicht zu stark absinken, weil bei solchen niedrigen Frequenzen die Leistungssteuerung
beginnt, hörbare Geräusche zu verbreiten. Fig. 7 zeigt die Betriebsfrequenz der Schaltung
IR2155 bei Minimalsteuerung.
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Theoretisch ist es möglich, einen Betrieb der aktiven Widerstandsschaltung 14 für den
gesamten Steuerungsbereich des Potentiometers 28 bei nahezu konstanter Frequenz zu erreichen. In
der Praxis sind es jedoch hauptsächlich die Unterschiede der individuellen Komponenten, die
bewirkt, dass die Betriebsfrequenz der Halbbrückensteuerungseinheit 2, der Schaltung 2155
zwischen 25 und 55 kHz variiert. Bei einem 50/50 Arbeitszyklus liegt die Betriebsfrequenz in
diesem Fall um die 45 kHz. Die Frequenzänderungen haben keinen signifikanten Effekt auf
Funkinterferenzen (weniger als 3 Dezibel). Die Schaltverluste der schaltenden
Feldeffekttransistoren, insbesondere MOSFET-Transistoren, steigen nicht signifikant an. Mit einer
konstanten Frequenzeinstellung kann die Leuchtstärke einer Halogenlampe oder eine entsprechende
Beleuchtungseinstellung gleichmäßig über den gesamten Steuerungsbereich des Potentiometers
28 erfolgen, so dass kein ungenützter Steuerungsbereich im Potentiometer auftritt.
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Oben wurde die Erfindung detailliert beschrieben, wobei jedoch klargestellt sein soll, dass die
Erfindung auf viele Arten innerhalb des Schutzbereiches der beigefügten Patentansprüche
modifiziert werden kann.
Bezugszeichenliste
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Fig. 4, 6 und 7
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A: Oszillatorfrequenz der Schaltung 11R2155
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B: Steuerspannung des Emitter-Folgers (27)