DE69634027T2

DE69634027T2 - Akustischer Teilband-Echokompensator

Info

Publication number: DE69634027T2
Application number: DE69634027T
Authority: DE
Inventors: Akira Kokubunji-shi Nakagawa; Yoichi Haneda; Shoji Machida-shi Makino; Suehiro Minami Shimauchi; Junji Nerima-ku Kojima
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1995-08-14
Filing date: 1996-08-09
Publication date: 2005-12-22
Anticipated expiration: 2016-08-10
Also published as: DE69634027D1; EP0758830A2; CA2183118A1; EP0758830A3; CA2183118C; US5774561A; EP0758830B1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die Erfindung betrifft einen akustischen Teilband-Echokompensator und insbesondere einen akustischen Teilband-Echokompensator zur Auslöschung von Echos, welche andernfalls ein Heulen verursachen würden und psychoakustische Probleme in einem Freisprech-Telekommunikationssystem und anderen Zweiweg-Kommunikationssystemen aufwerfen würden.
Aufgrund der in letzter Zeit zunehmenden Verbreitung von Freisprech-Kommunikationssystemen, beispielsweise eines Audio-Telekonferenzsystems, besteht ein wachsender Bedarf nach der Entwicklung eines Zweiweg-Kommunikationssystems mit hervorragender Kommunikationsleistungsfähigkeit und Echokompensation. Um dieser Anforderung zu genügen, findet nun Forschung und Entwicklung auf dem Gebiet von Echokompensatoren statt.
Um ein besseres Verständnis der Erfindung zu erleichtern, wird zuerst mit Bezug auf 1 ein herkömmlicher Echokompensator beschrieben, der für ein Freisprech-Kommunikationssystem Anwendung findet, wie etwa im US-Patent Nr. 5,272,695 oder der britischen Patentoffenlegungsschrift GB 2 240 452 offenbart ist. Bezugszeichen 11 bezeichnet einen Empfangssignal-Eingangsanschluss, 12 einen Lautsprecher, 13 ein Mikrofon, 14 einen Sendesignal-Ausgangsanschluss, 15 einen Schätzechopfad, 16 ein Echopfadschätzglied, 17 einen Subtrahierer, 18X und 18Y A/D-Wandler und 19 einen D/A-Wandler. Bei dem Freisprech-Kommunikationssystem, das aus einem Empfangssignalpfad, der von einem Empfangssignal-Eingangsanschluss 11 für ein Empfangssignal x(t) zum Lautsprecher 12 führt, und einem Sendesignalpfad besteht, der vom Mikrofon 13 zum Sendesignal-Ausgangsanschluss 14 führt, wird das Empfangssignal x(t) durch den A/D-Wandler 18X mit einer Abtastfrequenz fs abgetastet und in ein digitales Empfangssignal x(n) umgewandelt. Nimmt man an, dass das Empfangssignal x(t) eine Bandbreite 0 bis f_w Hz hat, ist die Abtastfrequenz fs für gewöhnlich auf 2f_W festgelegt. Außerdem wird ein durch das Mikrofon 13 aufgenommenes Echo y(t) durch den A/D-Wandler 18Y mit der Abtastfrequenz fs abgetastet und in ein digitales Echo y(n) umgewandelt. Diese digitalen Signale x(n) und y(n) werden nachfolgend als Empfangssignal bzw. als Echo bezeichnet.
Das Empfangssignal x(n) wird dem Schätzechopfad 15 zugeführt. Eine Echokopie ŷ(n), die vom Schätzechopfad 15 geliefert wird, wird durch den Subtrahierer 17 vom Echo y(n) subtrahiert, um einen Schätzfehler (einen Restwert) e(n) zu erhalten. Dann wird die Übertragungsfunktion h(i) eines Echopfades EP durch das Echopfadschätzglied 16 aus dem Schätzfehler e(n) und dem Empfangssignal x(n) geschätzt, und die auf diese Weise erhaltene Schätzübertragungsfunktion ĥ(i) wird in dem Schätzechopfad 15 eingestellt. Das Echo y(n) lässt sich dadurch verringert, dass, jedesmal wenn das Empfangssignal x(n) anliegt, die Schätzübertragungsfunktion ĥ(i) so aktualisiert wird, dass der Schätzfehler e(n) gegen Null geht. Der Schätzfehler e(n) wird durch den D/A-Wandler 19 in ein analoges Signal e(t) umgewandelt, das vom Anschluss 14 ausgegeben wird.
Der Schätzechopfad 15 muss zeitlichen Schwankungen des Echopfades EP folgen. Der Schätzechopfad 15 ist beispielsweise durch ein digitales FIR-Filter gebildet, und der dem Schätzechopfad 15 gelieferte Filterkoeffizient wird durch das Echopfadschätzglied 16 iterativ aktualisiert, so dass der Restwert e(n) = y(n) – ŷ(n) gegen Null läuft. Das Echopfadschätzglied 16 verwendet einen LMS-(mittlerer quadratischer Fehler)-Algorithmus, einen NLMS-(normierter LMS)-Algorithmus oder einen ähnlichen Algorithmus. Durch ein derartiges Aktualisieren des Schätzechopfades 15 wird der Echokompensator immer im Optimalzustand gehalten.
Da jedoch beim zuvor beschriebenen Echokompensator eine große Rechenkomplexität zur Anpassung des Filterkoeffizienten erforderlich ist, kommt nun ein akustischer Teilband-Echokompensator wie nachstehend beschrieben in der Praxis zum Einsatz.
2 zeigt einen herkömmlichen akustischen Teilband-Echokompensator wie im zuvor erwähnten US-Patent offenbart, der das Frequenzband des Empfangssignals x(n) in N Teilbänder unterteilt und in jedem Teilband eine Echokompensation durchführt. Teile, die denen in 1 entsprechen, sind mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet. In 2 bezeichnen Bezugszeichen 18X und 18Y A/D-Wandler, 19 einen D/A-Wandler, 20 und 30 Echosignalteilband-Analyseglieder, 40 ein Teilband-Syntheseglied, 15_k jeweils einen Teilband-Schätzechopfad, 16_k jeweils ein Teilband-Echopfadschätzglied und 17_k jeweils einen Teilband-Subtrahierer. Dabei gilt k = 0, 1, ..., N – 1. Es sei beispielsweise angenommen, dass die Vollband-Breite des Empfangssignals x(n) mit einer Breite 2π von –π bis –π angegeben ist und eine Unterteilung des gesamten Frequenzbandes in M Teilbänder (eine gerade Zahl gleich groß oder größer 2) erfolgt, um aus dem Empfangssignal x(n) mittels N = (M/2 + 1) Bandpassfiltern N Teilband-Signale x_k(n) zu erhalten. Die Erzeugung von derartigen N Teilband-Signalen wird nachfolgend als Unterteilen des Empfangssignals x(n) in N Teilband-Signale bezeichnet.
Das vom A/D-Wandler 18X kommende Empfangssignal x(n) wird dem Empfangssignalteilband-Analyseglied 20 zugeführt, in dem es in N Teilband-Signale x_k(m) unterteilt wird (mit k = 0, ..., N – 1). In ähnlicher Weise wird das Echo y(n) durch das Echoteilband-Analyseglied 30 in N Teilband-Signale y_k(m) unterteilt. Das Empfangssignalteilband-Analyseglied 20 und das Echoteilband-Analyseglied 30 haben völlig identischen Aufbau.
Es sind Teilband-Schätzechopfade 15_k (mit k = 0, ..., N – 1) vorgesehen, von denen jeder einem jeweiligen der Teilbänder eindeutig zugeordnet ist. Das Echo y_k(m) kann verringert werden, indem von diesem eine von jedem Teilband-Schätzechopfad 15_k kommende Echokopie ŷ_k(m) mittels des Teilband-Subtrahierers 17_k subtrahiert wird. Die resultierenden Teilband-Restwerte e_k(m) = y_k(m) – ȳ_k(m) werden im Teilband-Syntheseglied 40 zum Vollband-Restwert e(n) synthetisiert.
3 stellt schematisch den internen Aufbau des Empfangssignalteilband-Analysegliedes 20 dar.
Bezugszeichen 21_k bezeichnet Bandpassfilter und 22_k Dezimierungsglieder. Dabei gilt k = 0, 1, ..., N – 1. Das Empfangssignal x(n) erfährt eine Bandbegrenzung durch das Bandpassfilter 21_k . Das bandbegrenzte Signal x_k(n) wird mit einem Dezimierungsverhältnis R durch das Dezimierungsglied 22_k zu x_k(m) dezimiert. Das Echo y(n) wird ebenfalls mit dem Dezimierungsverhältnis R durch das Dezimierungsglied 22_k zu y_k(m) dezimiert. Das Echoteilband-Analyseglied 30 hat ebenfalls den gleichen Aufbau wie in 3 dargestellt.
4 stellt schematisch den Aufbau des Teilband-Synthesegliedes 40 dar. Bezugszeichen 41_k bezeichnet Interpolationsglieder, 42_k Interpolationsfilter und 43 einen Addierer. Dabei gilt k = 0, 1, ..., N – 1. Jeder Teilband-Restwert e_k(m) wird durch das Interpolationsglied 41_k und das Interpolationsfilter 42_k mit einem Interpolationsverhältnis R interpoliert. Die jeweiligen auf diese Weise interpolierten Teilband-Signale werden durch den Addierer addiert, um das Vollband-Restwertsignal e(n) zu erhalten.
Dadurch, dass, wie zuvor erwähnt, das Empfangssignal x(n) in eine Mehrzahl von Teilbändern unterteilt wird, wird jedes Teilband-Signal näherungsweise abgeflacht (oder einem "Whitening" unterzogen) – dies bringt den Vorteil mit sich, dass die Konvergenzgeschwindigkeit der Schätzübertragungsfunktion ĥ(i) des Schätzechopfades im jeweiligen Teilband größer ist als im Fall der Vollband-Echokompensation. Im Übrigen ist Fachleuten allgemein bekannt, dass, da durch ein Unterteilen in N Teilbänder die Bandbreite eines jeden Teilbandes zu 1/M der gesamten Bandbreite des Empfangssignals x(n) wird, das Realisieren eines idealen Bandpassfilters für jedes Teilband eine wirksame Verringerung der Rechenkomplexität in jedem Teilband ermöglichen könnte, indem die Abtastwerte des Teilband-Signals x_k(n) mit dem Dezimierungsverhältnis R = M dezimiert werden.
Jedoch entsteht durch das Abtasten des Eingangssignals mit der Frequenz f_s ein üblicherweise als "Aliasing" bezeichnetes Problem, nämlich dass bei Frequenzkomponenten, die oberhalb der Abtastfrequenz f_s liegen, eine Rückfaltung in Richtung der niederfrequenten Seite erfolgt. Ein Aliasing wird ebenfalls durch Dezimieren (d.h. Downsampling) hervorgerufen. Wenn die Abtastfrequenz f_s des A/D-Wandlers auf das Doppelte der Gesamtbandbreite des Eingangssignals x(t) festgelegt ist und das Eingangssignal durch N ideale Bandpassfilter in N Teilbänder unterteilt wird, tritt kein Aliasing auf, wenn die Abtastfrequenz f_s' = f_s/R nach einem Dezimieren mit dem Dezimierungsverhältnis R so gewählt ist, dass sie das Doppelte oder mehr der Teilband-Breite F_B beträgt. Wenn f_s' = 2F_B, dann gilt M = R.
Um die Kennlinie eines Bandpassfilters an eine ideale Kennlinie anzunähern (d.h. um den Übergangsbereich von der Grenzfrequenz f_c zu einem Sperrband-Grenzfrequenzteilstück f_sc gegen Null laufen zu lassen) und um die Sperrbanddämpfung an unendlich anzunähern, ist es erforderlich, die Anzahl der Filteranzapfungen zu erhöhen, was jedoch den erforderlichen Verarbeitungsaufwand des Filters erhöht und die Übertragungsverzögerungszeit vergrößert, was wiederum dazu führt, dass die Verarbeitungszeit länger wird. Somit gibt es eine Grenze bei der Erhöhung der Anzahl der Filteranzapfungen, und die Dämpfung des Sperrbandes des Bandpassfilters kann nicht ausreichend vergrößert werden. Hinzu kommt, dass, falls das Dezimierungsverhältnis R so gewählt ist, dass es in der Nähe der Anzahl M der Unterteilungen liegt, ein Aliasing des Teilband-Signals in das Durchlass band eintritt. Um dies zu vermeiden wurde beim Stand der Technik das Dezimierungsverhältnis R so gewählt, dass es deutlich kleiner als die Anzahl M der Unterteilungen ist. Infolgedessen bleibt die Ausgangssignalkennlinie eines jeden Bandpassfilters 21_k beeinträchtigt, wie beispielsweise durch die unterbrochene Linie in 5A angegeben.
Außerdem ist die Frequenzkennlinie der Übertragungsfunktion h(i) des Schätzechopfades EP über das gesamte Band des Frequenzbereiches flach, wie in 5B dargestellt. Beim herkömmlichen akustischen Teilband-Echokompensator wird, da die Bandpassfilter für das Empfangssignal und die Bandpassfilter für das Echo zueinander identischen Aufbau haben, das durch die unterbrochene Linie in 5A angegebene bandbegrenzte Signal x_k(m) verwendet, um das Echo in Form von ŷ = xĥ aus der in 5B dargestellten, nicht bandbegrenzten Echopfad-Übertragungsfunktion h(i) zu schätzen, wodurch eine bandbegrenzte Echokopie ŷ, wie in 5C dargestellt, erhalten wird. Dies bedeutet, dass es erforderlich ist, einen Hochpegelabschnitt B1 der Übertragungsfunktion in 5B aus einem Hochpegelabschnitt des in 5A mit einer unterbrochenen Linie dargestellten Signals im Durchlassband (0 bis π/2) zu schätzen, und einen Hochpegelabschnitt B2 der Übertragungsfunktion in 5B, der gleich dem zuvor erwähnten Abschnitt B1 ist, aus einem Niedrigpegelabschnitt A2 des in 5A mit einer unterbrochenen Linie dargestellten Signals im Sperrband (π/2 bis π) zu schätzen. Da man den im Sperrband befindlichen Niedrigpegelabschnitt A2 des in 5A mit einer unterbrochenen Linie dargestellten Signals verwendet, um die Übertragungsfunktion im Hochpegelabschnitt B2 in 5B in Form von ĥ = xh/x zu schätzen, gelangt die Übertragungsfunktion bei Abnahme des Wertes x in die Nähe der Form 0/0. Demzufolge wird der Betrieb instabil, und außerdem wird viel Zeit benötigt, um diese Abschnitte mit der erforderlichen Genauigkeit zu schätzen, und die Konvergenzgeschwindigkeit nimmt ab. Außerdem wird, dadurch dass man ein Bandpass-Signal, das eine Signalkomponente enthält, die oberhalb der Grenzfrequenz f_c eine Dämpfungskennlinie aufweist, wie durch die unterbrochene Linie in 5A angegeben, an das Teilband-Echopfadschätzglied 16_k und den Teilband-Schätzechopfad 15_k anlegt, gezeigt, dass das "Whitening" des Signals in jedem Teilband ungenügend ist und dass die maximale Konvergenzgeschwindigkeit nicht erzielt wird.
Somit bringt im Vergleich zum Vollband-Echokompensator der herkömmliche akustische Teilband-Echokompensator das Problem einer Verschlechterung der Konvergenzleistung mit sich, beispielsweise eine Verringerung der stationären ERLE (Echo Return Loss Enhancement = Echodämpfung) und der Konvergenzgeschwindigkeit.
Ein Echokompensator wie im Oberbegriff von Anspruch 1 definiert ist in der zuvor erwähnten Publikation US-A-5 272 695 offenbart.
WO 91/10060 offenbart einen Echokompensator, beispielsweise zur Verwendung in einem Vollduplex-Freisprech-Funkgerät. Der Echokompensator ist insbesondere geeignet für eine Verwendung in einem Fahrzeug, das mit einem Mikrofon und einem Lautsprecher ausgerüstet ist, um Echos auszulöschen, die das Mikrofon des Funkgerätes, vom Lautsprecher des Funkgerätes kommend, erreichen. Die Signalpfade sind in Teilband-Kanäle unterteilt. Jeder der Kanäle weist ein Adaptivfilter auf, dessen Zeitverzögerungskoeffizient sich dynamisch einstellen lässt. Es sind Einrichtungen zum Auslöschen von Echos durch Kompensieren des Signals auf jedem Kanal als Funktion des vom Filter kommenden Signals vorgesehen, und es sind Einrichtungen vorgesehen, um ein Einstellen des Koeffizienten eines jeden Kanalfilters als Funktion des Signals auf diesem Kanal einzuleiten und zu unterbrechen.
Daher ist es ein Ziel der Erfindung, einen akustischen Teilband-Echokompensator bereitzustellen, der nicht die zuvor erwähnten Nachteile des Standes der Technik mit sich bringt und somit über eine große Konvergenzgeschwindigkeit verfügt.
Dieses Ziel wird durch einen akustischen Teilband-Echokompensator wie in Anspruch 1 beansprucht erzielt. Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
Beim akustischen Teilband-Echokompensator gemäß der Erfindung können die Bandpassfilter des Empfangssignalteilband-Analysegliedes und die Bandpassfilter des Echosignal-Analysegliedes durch eine Mehrzahl von Multiplizierern ersetzt sein, um eine Frequenzverschiebung des Empfangssignals und des Echosignals in Richtung der niederfrequenten Seite um Frequenzbreiten, die jeweils in sequentieller Weise um eine festliegende Breite inkrementiert werden, durchzuführen, sowie durch Empfangssignal-Tiefpassfilter und Echosignal-Tiefpassfilter ersetzt sein, welche eine Bandbegrenzung der Ausgangsgrößen der Multiplizierer durchführen, um Teilband-Empfangssignale und Teilband-Echosignale zu erzeugen.
1 ist ein Blockdiagramm, welches ein Beispiel des Standes der Technik eines gewöhnlichen Echokompensators darstellt;
2 ist ein Blockdiagramm, welches ein Beispiel des Standes der Technik eines gewöhnlichen akustischen Teilband-Echokompensators zeigt;
3 ist ein Blockdiagramm, welches den internen Aufbau eines Teilband-Analysegliedes in 2 darstellt;
4 ist ein Blockdiagramm, welches den internen Aufbau eines Teilband-Synthesegliedes in 2 darstellt;
5A ist ein Graph, welcher die Frequenzkennlinie eines Bandpassfilters zeigt;
5B ist ein Graph, welcher die Frequenzkennlinie der Übertragungsfunktion eines Echopfades darstellt;
5C ist ein Graph, welcher die Frequenzkennlinie eines Echosignals zeigt, das durch ein Echopfadschätzglied geschätzt wurde;
6 ist ein Blockdiagramm, welches einen akustischen Teilband-Echokompensator gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung darstellt;
7 ist ein Blockdiagramm, welches den internen Aufbau eines Empfangssignalteilband-Analysegliedes in der Ausführungsform von 6 zeigt;
8 ist ein Blockdiagramm, welches den internen Aufbau eines Echosignalteilband-Analysegliedes in der Ausführungsform von 6 zeigt;
9 ist ein Graph, welcher schematisch ein Bandpassfilter zeigt;
10 ist ein Ablaufdiagramm zur Einstellung der Kennlinie des Bandpassfilters;
11 ist ein weiteres Ablaufdiagramm zur Einstellung der Kennlinie des Bandpassfilters;
12 ist ein Graph, welcher einen Teil der Impulsantwort eines idealen Bandpassfilters zeigt;
13 ist ein Diagramm, welches die Ergebnisse der ERLE-Simulation zeigt, um die Effektivität der ersten Ausführungsform im Gegensatz zum Stand der Technik zu demonstrieren;
14 ist ein Blockdiagramm eines akustischen Teilband-Echokompensators gemäß eines zweiten Beispiels, das nicht Teil der Erfindung ist;
15A ist ein Graph, welcher schematisch die Frequenzkennlinie eines Teilband-Empfangssignals zeigt;
15B ist ein Graph, welcher schematisch die Kennlinie eines FIR-Filters zum Abflachen des Teilband-Empfangssignals zeigt;
15C ist ein Graph, welcher schematisch die Kennlinie eines IIR-Filters zum Abflachen des Teilband-Empfangssignals zeigt;
15D ist ein Graph, welcher schematisch ein abgeflachtes Teilband-Empfangssignal zeigt;
16 ist ein Graph, welcher die mit der zweiten Ausführungsform erzielte ERLE im Vergleich zu der des Standes der Technik darstellt;
17 ist ein Blockdiagramm, welches einen akustischen Teilband-Echokompensator darstellt, welcher die erste Ausführungsform mit dem zweiten Beispiel kombiniert, das nicht Teil der Erfindung ist;
18 ist ein Graph, welcher die mit der Ausführungsform von 17 erzielte ERLE im Unterschied zu Ausführungsformen des Standes der Technik und der ersten Ausführungsform der Erfindung zeigt;
19 ist ein Blockdiagramm, welches ein drittes Beispiel darstellt, das nicht Teil der Erfindung ist und bei dem das Beispiel von 16, das nicht Teil der Erfindung ist, auf einen akustischen Mehrkanal-Teilband-Echokompensator angewandt wird;
20 ist ein Blockdiagramm, welches eine weitere Ausführungsform der Erfindung darstellt, das die erste Ausführungsform mit dem keinen Teil der Erfindung darstellenden Beispiel von 19 kombiniert;
21 ist ein Blockdiagramm, welches den Aufbau eines Empfangssignalteilband-Analysegliedes 20 zeigt, das ein gemeinsames Basisband als Teilbänder verwendet;
22 ist ein Blockdiagramm, welches den Aufbau eines Echosignal-Analysegliedes 30 zeigt, das ein gemeinsames Basisband als Teilbänder verwendet; und
23 ist ein Blockdiagramm, welches den Aufbau eines Teilband-Synthesegliedes 40 zeigt, das ein gemeinsames Basisband als Teilbänder verwendet;
Erste Ausführungsform
Die Teilband-Analyse im akustischen Teilband-Echokompensator dient dazu, das Empfangssignal x(n) in Teilbänder unter Verwendung einer Bandpassfilterbank zu unterteilen. Der akustische Teilband-Echokompensator verringert die Eigenwertspreizung durch Aufteilen des Empfangssignals x(n) in schmale Teilbänder. Dies bewirkt ein "Whitening" des Eingangssignals x(n) und vergrößert die Konvergenzgeschwindigkeit. Weiter vergrößert das durch Dezimieren erfolgende Downsampling das Abtastintervall, was es möglich macht, die Anzahl der Anzapfungen zu verringern, die für das digitale Adaptivfilter, welches jeden Teilband-Schätzechopfad 15_k bildet, benötigt werden.
Wie zuvor beschrieben, kann beim herkömmlichen akustischen Teilband-Echokompensator, wenn bei Abtastwerten der Teilband-Signale ein Herunterdezimieren auf eine kritische Abtastfrequenz durchgeführt wird, ein gewünschter Pegel der stationären Echodämpfung (ERLE) nicht erzielt werden, bedingt durch die bei einem nicht idealen Bandpassfilter (BPF) verursachte Aliasing-Verzerrung. Um das nicht ideale Bandpassfilter mit einer hohen Dämpfung außerhalb des Teilbandes zu versehen, im Hinblick darauf, es an ein ideales Bandpassfilter anzunähern, wird eine große Abtastwertlänge des BPF benötigt. Dies erhöht unvermeidbar den benötigten Rechenaufwand und vergrößert die Übertragungsverzögerung; daher ist es erforderlich, ein nicht ideales Bandpassfilter mit außerhalb des Teilbandes niedriger Dämpfung zu verwenden. Um die durch das nicht ideale Bandpassfilter verursachte Aliasing-Verzerrung zu vermeiden, wird das Dezimierungsverhältnis so gewählt, dass es kleiner ist als die Anzahl der Teilbänder. Da jedoch die Frequenzkennlinie des BPF in der Frequenzkennlinie eines jeden Teilband-Signals erhalten bleibt, wie durch die unterbrochene Linie im Bereich von π/2 bis π in 5 angegeben, bewirkt eine Verringerung des Dezimierungsverhältnisses eine Eigenwertspreizung. Dies verzögert ein Konvergieren des herkömmlichen akustischen Teilband-Echokompensators (SBEC).
Dies zeigt an, dass die Konvergenzgeschwindigkeit des akustischen Teilband-Echokompensators durch Durchführen eines "Whitening" bei jedem Teilband-Eingangssignal weiter vergrößert werden könnte. Um dies durchzuführen, verwendet die erste Ausführungsform der Erfindung zwei Analysefilterbänke unterschiedlicher Länge.
Zum praktischen Einsatz wird die BPF-Länge verringert, um die Rechenkomplexität zu verringern und die Übertragungsverzögerung zu verkleinern. Bei der Festlegung eines optimalen Dezimierungsverhältnisses gibt es die folgenden Probleme: Wenn das Dezimierungsverhältnis verkleinert wird, um den durch das nicht ideale Bandpassfilter verursachten Aliasing-Effekt zu verkleinern, steigt die Echodämpfung (ERLE), jedoch nimmt die Konvergenzgeschwindigkeit ab, bedingt durch die Eigenwertspreizung, die durch eine nicht maximale Dezimierung bewirkt wird. Wenn das Dezimierungsverhältnis vergrößert wird, um die Eigenwertspreizung zu verringern, nimmt die Konvergenzgeschwindigkeit zu, jedoch nimmt, bedingt durch Aliasing, die ERLE ab.
Diese Ergebnisse zeigen zwei Aspekte auf. Zum ersten muss der akustische Teilband-Echokompensator das Aliasing des Echosignals auf einem niedrigen Pegel halten, um eine größere ERLE zu erzielen. Zum zweiten braucht der akustische Teilband-Echokompensator das Aliasing des Eingangssignals nicht auf einem niedrigen Pegel zu halten, um die Konvergenzgeschwindigkeit zu erhöhen. Um diese Bedingungen zu erfüllen, verwendet die erste Ausführungsform ein verschiedenes Bandpassfilter für jedes der Empfangs- und Echosignale.
Die Verwendung eines Tiefpassfilters für das Empfangssignal verringert die Eigenwertspreizung; d.h. die Sperrband-Grenzfrequenz fsc wird so gewählt, dass sie ca. drei Viertel der Teilband-Abtastfrequenz fs' beträgt. Andererseits ist das Tiefpassfilter für das Echosignal so ausgelegt, dass das durch die Dezimierung bedingte Aliasing verringert wird; d.h. die Sperrband-Grenzfrequenz fsc wird so gewählt, dass sie relativ nah an der Durchlassband-Grenzfrequenz fpc liegt. Diese Frequenzkennlinien lassen sich leicht durch Verändern der Empfangssignal- und Echosignal-Filterlängen erzielen, d.h. kurz für ersteres und lang für letzteres. Falls die Kennlinie des BPF für das Echosignal y(n) die gleiche ist wie bei dem durch die unterbrochene Linie in 5A angegebenen Beispiel des Standes der Technik, und die BPF-Länge für das Empfangssignal x(n) wie zuvor erwähnt verringert wird, hat das Teilband-Empfangssignal x_k(m) eine Frequenzkennlinie, bei der ein Abflachen des Teilband-Empfangssignalpegels erfolgt ist, und zwar über den Frequenzbereich, der von dem unterhalb der Grenzfrequenz fc befindlichen Durchlassband (0 bis π/2) bis zu dem oberhalb der Frequenz fc liegenden Sperrband (π/2 bis π) reicht, wie in 5A durch die durchgezogene Linie angezeigt; d.h. es ist ein "Whitening" des Teilband-Empfangssignals erfolgt.
Bei diesem Filterbanksystem ist die Länge (die Anzahl der Anzapfungen) des digitalen Adaptivfilters, das den Schätzechopfad 15_k in jedem Teilband bildet, durch die folgende Gleichung ausgedrückt, wobei der Unterschied zwischen den Längen der zwei BPF berücksichtigt wird: Lk = L/R + (Ly – Lx)/R mit:
L_k: Länge des digitalen Adaptivfilters,
L: Impulsantwortlänge,
R: Dezimierungsverhältnis,
L_x: BPF-Länge für das Empfangssignal,
L_y: BPF-Länge für das Echosignal.
Mit Bezug auf 6 wird nachfolgend die erste Ausführungsform der Erfindung beschrieben. Teile, die solchen in 2 entsprechen, sind mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet. Bezugszeichen 20 bereichnet ein Empfangssignalteilband-Analyseglied, 30 ein Echosignalteilband-Analyseglied und 50 ein Filterkennlinien-Einstellglied. Das Filtereinstellglied 50 ist eines, das die Kennlinie eines jeden Bandpassfilters 21_k für das Empfangssignal und eines jeden Bandpassfilters 31_k für das Echosignal so einstellt, dass die Sperrbanddämpfung vom letzterem größer ist als die von ersterem. Dies kann dadurch realisiert werden, dass die Filterlänge des Bandpassfilters 31_k des Echosignalteilband-Analysegliedes 30 auf einen größeren Wert festgelegt wird als die Filterlänge des Bandpassfilters 21_k der Empfangssignalteilband-Analysegliedes 20, wie später noch detailliert beschrieben wird.
7 stellt in Blockform den internen Aufbau des Empfangssignalteilband-Analysegliedes 20 in der ersten Ausführungsform von 6 dar. Bezugszeichen 21_k bezeichnet ein Bandpassfilter für das Empfangssignal, dessen Filterlänge auf einen kleineren Wert festgelegt ist als die Bandpassfilterlänge für das Echosignal, wie zuvor beschrieben wurde, und das eine Bandbegrenzung des Empfangssignals auf ein vorbestimmtes Band durchführt und dieses als Empfangssignal x_k(n) ausgibt. Bezugszeichen 22_k bezeichnet ein Dezimierungsglied, welches das Teilband-Empfangssignal x_k(n) mit dem Dezimierungsverhältnis R dezimiert und ein Signal x_k(m) ausgibt. 8 stellt in Blockform den internen Aufbau des Echosignalteilband-Analysegliedes 30 dar. Bezugszeichen 31_k bezeichnet ein Bandpassfilter für das Echosignal, welches eine Bandbegrenzung des Echosignals y(n) durchführt und dieses als Teilband-Echosignal y_k(n) ausgibt. Bezugszeichen 32_k bezeichnet ein Dezimierungsglied, welches das Teilband-Echosignal y_k(n) mit dem Dezimierungsverhältnis R dezimiert und ein Signal y_k(m) ausgibt. Dabei gilt k = 0, 1, ..., N – 1. Das Teilband-Syntheseglied 40 hat identischen Aufbau wie das in 4 dargestellte.
9 zeigt schematisch die Dämpfungskennlinie des Bandpassfilters (21_k , 31_k ) zur Verwendung im Empfangssignalteilband-Analyseglied 20 und im Echosignalteilband-Analyseglied 30. Bezugszeichen f_pc bezeichnet die Durchlassband-Grenzfrequenz, f_sc die Sperrband-Grenzfrequenz, f_c die Grenzfrequenz, b die Sperrbanddämpfung und d die Durchlassbanddämpfung. Das Band zwischen 0 und f_pc ist das Durchlassband, das Band zwischen f_c und f_sc das Übergangsband, das Band oberhalb f_sc das Sperrband, und 0 bis f_c die Bandbreite. In diesem Fall gilt f_c = f_s/M, wobei f_s die Abtastfrequenz des A/D-Wandlers 18X oder 18Y darstellt. Das Bandpassfilter 21a oder 31a wird so eingestellt, dass es im Durchlassband zwischen 0 und der Durchlassband-Grenzfrequenz f_pc eine Dämpfung d von weniger als 3 dB, und im Sperrband oberhalb der Sperrband-Grenzfrequenz f_sc eine vorbestimmte Dämpfung b liefert, wie in 9 dargestellt. In der ersten Ausführungsform wird die Dämpfung b des Empfangssignal-Bandpassfilters 21a bei Frequenzen oberhalb der Sperrband-Grenzfrequenz f_sc so gewählt, dass sie kleiner ist als die Dämpfung b des Echosignal-Bandpassfilters 31_k .
10 ist ein Ablaufdiagramm zur Festlegung der Bandpassfilterkennlinie im Filterkennlinien-Einstellglied 50.
In Schritt S1 werden die Unterteilungszahl M und das Dezimierungsverhältnis R eingegeben.
In Schritt S2 wird die Kennlinie B(z) des Echosignal-Bandpassfilters eingestellt. Die Kennlinie B(z) eines jeden Bandpassfilters im Echosignalteilband-Analyseglied 30 wird so festgelegt, dass die Dämpfung bei Frequenzen oberhalb der Sperrband-Grenzfrequenz f_sc einen vorbestimmten Wert b dB in der Kennlinie überschreitet, die nach der Dezimierung der Anzapfungen des Filters mit dem Dezimierungsverhältnis R erzielt wird. Nimmt man an, dass ein Sprachqualitätsprüfwert durch Ref repräsentiert ist, ist der Dämpfungswert b als der minimale Dämpfungswert vorbestimmt, welcher die folgende Ungleichung erfüllt: –b + 20log10R < Ref. (1)
Und die Filterkennlinie B(z) des Bandpassfilters 31_k ist wie folgt festgelegt: B(z) = –d(dB), 0 ≤ d ≤ 3 für 0 < f < fsc ≤ –b(dB) für fsc < f (2)
Der Sprachqualitätsprüfwert Ref ist ein Wert, welcher das Größenverhältnis von Aliasing zu Sprachsignal festlegt; beispielsweise ist er auf –40 dB festgelegt.
In Schritt S3 wird die Dämpfung der Bandpassfilterkennlinie A(z) im Empfangssignalteilband-Analyseglied 20 so festgelegt, dass sie kleiner ist als die Dämpfung der Bandpassfilterkennlinie B(z) im Echosignalteilband-Analyseglied 30. Fall man annimmt, dass die Sperrband-Grenzfrequenz der Filterkennlinie A(z) durch ω_sc (eine Nennfrequenz) repräsentiert ist, die Dämpfung des Bandpassfilters im Empfangssignalteilband-Analyseglied 20 derart gewählt, dass sich die Sperrband-Grenzfrequenz ω_sc in folgendem Bereich befindet: P < ωsc < 3π/2 (3)
In Schritt S4 werden Bandpassfilterkoeffizienten an das Echosignalteilband-Analyseglied 30 bzw. das Empfangssignalteilband-Analyseglied 20 übertragen.
11 ist ein Ablaufdiagramm, mit welchem die Bandpassfilterkennlinie aus der Filterlänge berechnet wird.
In Schritt S1 werden die Unterteilungszahl M und das Dezimierungsverhältnis R eingegeben.
In Schritt S2 wird die Kennlinie B(z) eines jeden Echosignal-Bandpassfilters festgelegt. Der Bandpassfilterkoeffizient S_b (eine positive ganze Zahl) des Echosignalteilband-Analyseglied 30 wird so festgelegt, dass die Dämpfung bei Frequenzen oberhalb der Sperrband-Grenzfrequenz f_sc den vorbestimmten Wert b dB in der Kennlinie überschreitet, die nach der Dezimierung der Anzapfungen des Bandpassfilters mit dem Dezimierungsverhältnis R erzielt wird. 12 zeigt die Impulsantwort b(n) = sin(n/M)/(n/M) im Bereich von Anzapfung 0 bis Anzapfung 500. Setzt man an, dass die Anzapfungen des Echosignal-Bandpassfilters mit der Kennlinie B(z) repräsentiert seien durch –S_bM, ..., 0, ..., S_bM, dann wird der kleinste Filterkoeffizient S_b bestimmt, der die folgende Gleichung erfüllt, wie dies bei den zuvor erwähnten Gleichungen (1) und (2) der Fall ist. –b + 20log10R < Ref B(z) = –d, 0 ≤ d ≤ 3 für 0 < f < fsc ≤ –b für fsc < f
Genauer gesagt wird der Wert des Filterkoeffizienten S_b immer um eins erhöht, es wird überprüft, ob der jeweilige Wert die oben angegebene Gleichung erfüllt, und derjenige Wert von S_b, welcher als erster die Gleichung erfüllt, wird als kleinster Filterkoeffizient S_b festgelegt. Beispielsweise wird der Filterkoeffizient S_b auf 2 festgelegt, wie in 12 dargestellt, und das Echosignal-Bandpassfilter B_z wird durch ein Filter gebildet, das 257 (n = –128 bis +128) Anzapfungen hat.
In Schritt S3 wird die Bandpassfilterlänge im Empfangssignalteilband-Analyseglied 20 so festgelegt, dass sie kürzer ist als die Bandpassfilterlänge im Echosignalteilband-Analyseglied 30. Das heißt die Anzapfungen –S_aM, ..., S_aM des Empfangssignal-Bandpassfilters A(z) werden so gewählt, dass S_aM < S_bM bezüglich der Impulsantwort a(n) = sin(n/M)/(n/M) des idealen Bandpassfilters ist. Ein Filter mit 129 Anzapfungen (n = –64 bis +64) wird als Bandpassfilter A(z) für das Empfangssignal verwendet, da die Anzahl seiner Anzapfungen vorzugsweise ca. die Hälfte der Anzapfungsanzahl 257 des Echosignal-Bandpassfilters B(z) betragen kann.
In Schritt S4 werden die auf diese Weise ausgewählten Filterkoeffizienten zum Echosignalteilband-Analyseglied 30 bzw. zum Empfangssignalteilband-Analyseglied 20 übertragen.
Durch die kombinierte Verwendung dieser Schemata wird die Kennlinie des Empfangssignals nach seiner Unterteilung in Teilbänder im Wesentlichen flach gemacht, so dass das Frequenzkennlinien-Abflachungsglied 9_k in geringer Größe implementiert werden kann.
13 ist ein Graph, welcher Ergebnisse einer Computersimulation der Konvergenzleistung der Erfindung zeigt. In der Computersimulation wurde eine gemessene Impulsantwort des Echopfades EP (1280 Anzapfungen, Abtastfrequenz 16 kHz) verwendet. Die Bandunterteilungszahl M beträgt 64 und das Dezimierungsverhältnis R beträgt 32. Die Anzahl der Anzapfungen, L_k, des Adaptivfilters, welches den Schätzechopfad 15_k eines jeden Teilbandes bildet, beträgt 44. Weißes Rauschen wurde als Empfangssignal verwendet. Die Kurve 13a gibt die ERLE in der ersten Ausführungsform und die Kurve 13b die ERLE beim Stand der Technik an, 13 ist zu entnehmen, dass die Konvergenzleistung im Vergleich zu dem Fall verbessert wurde, bei dem die gleiche Filterlänge sowohl für das Empfangssignalteilband-Analyseglied 20 als auch das Echosignalteilband-Analyseglied 30 verwendet wird.
Wie zuvor beschrieben, wird in der zuvor beschriebenen ersten Ausführungsform, dadurch, dass die Filterlänge des Bandpassfilters 31_k im Echosignalteilband-Analyseglied 30 auf einen größeren Wert eingestellt wird als die Filterlänge des Bandpassfilters 21_k im Empfangssignalteilband-Analyseglied 20, die Sperrbanddämpfung von ersterem auf einen größeren Wert eingestellt als die vom letzterem. Die erste Ausführungsform soll den gleichen Effekt hervorbringen wie im Fall der Bandbegrenzung des Echopfades, dadurch dass die Filterkennlinie eines jedes Bandpassfilters für das Empfangssignal und eines jeden Bandpassfilters für das Echosignal so festgelegt wird, dass die Sperrbanddämpfung von letzterem größer ist als die von ersterem. Mit anderen Worten werden den beiden Filtern in äquivalenter Weise solche Kennlinien gegeben, dass der Niedrigpegelabschnitt C2 des Echosignals in 5C aus dem Abschnitt A2 des Teilband-Empfangssignals geschätzt wird, das durch die durchgezogene Linie in 5A angegeben ist, und der Hochpegelabschnitt C1 des Echosignals in 5C aus dem Hochpegelabschnitt A1 des in 5A mit der durchgezogenen Linie bezeichneten Signals geschätzt wird. Somit braucht beim Echopfad eines jeden zu schätzenden Teilbandes der Niedrigpegelabschnitt des Empfangssignals lediglich für die Abschätzung des Niedrigpegelabschnittes des Echosignals verwendet zu werden. Die Zeit, die für eine Abschätzung mit einer erforderlichen Genauigkeit in jedem Teilband benötigt wird, hängt hauptsächlich von der Abschätzung des Hochsignalpegelabschnittes ab. Demzufolge hängt die Schätzungsgenauigkeit hauptsächlich von derjenigen des Signalabschnittes C1 insgesamt ab, und die Gesamtkonvergenzgeschwindigkeit wird erhöht. Demzufolge stellt diese Ausführungsform einen akustischen Teilband-Echokompensator mit verbesserter Konvergenzleistung bereit.
Zweites Beispiel (nicht Teil der Erfindung)
Es wurde beschrieben, dass die erste Ausführungsform das Teilband-Empfangssignal verbreitert, und zwar durch Verringern der Dämpfung im Sperrband, dadurch dass die Filterlänge für das Empfangssignal auf einen kleineren Wert festgelegt wird als die des Echosignals. Im Gegensatz dazu wird im zweiten Beispiel, das nicht Teil der Erfindung ist, das Teilband-Empfangssignal, das am Teilband-Echopfadschätzglied anliegt, einem Filtern unterzogen, so dass seine Frequenzkennlinie über den Frequenzbereich vom Durchlassband zum Sperrband abgeflacht wird.
14 stellt den akustischen Teilband-Echokompensator gemäß des zweiten Beispiels dar (nicht Teil der Erfindung). Teile, die denen in 6 entsprechen, sind mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet. Bezugszeichen 9_k (mit k = 0, 1, ..., N – 1) bezeichnet ein Frequenzkennlinien-Abflachungsglied zum Abflachen der Frequenzkennlinie des Teilband-Empfangssignals. Das vom A/D-Wandler 18X kommende Empfangssignal x(n) wird durch das Empfangssignalteilband-Analyseglied 20 in N Teilbänder unterteilt. Jedes auf diese Weise unterteilte Teilband-Signal x_k(m) wird dem Teilband-Schätzechopfad 15_k und dem für jedes Teilband vorgesehenen Frequenzkennlinien-Abflachungsglied 9_k zugeführt. Das Frequenzkennlinien-Abflachungsglied 9_k bewirkt ein Abflachen des Teilband-Signals x_k(m), das eine durch die unterbrochene Linie in 5A angegebene Frequenzkennlinie hat. Das entstehende abgeflachte Signal x _k(m) wird dem Teilband-Echopfadschätzglied 16_k zur Abschätzung der Übertragungsfunktion ĥ(i) des entsprechenden Teilband-Schätzecho pfades 15_k zugeführt.
Das Frequenzkennlinien-Abflachungsglied 9_k kann durch ein FIR-(Finite Impulse Response)- oder IIR-(Infinite Impulse Response)-Filter mit einer Anzapfungsanzahl L_T implementiert werden, welches die inverse Kennlinie des Bandpassfilters 21_k aufweist.
Nachfolgend wird zuerst das durch das FIR-Filter gebildete Frequenzkennlinien-Abflachungsglied 9_k beschrieben. Die Kennlinie des FIR-Filters ist wie folgt ausgedrückt:
Das abgeflachte Signal x _k(m), welches von diesem Filter ausgegeben wird, ist durch die folgende Gleichung ausgedrückt:
Setzt man an, dass diese Filterkennlinie durch G(z) repräsentiert sei, ist der Filterkoeffizient g_n durch die folgende Gleichung gegeben: G(z) = F(z)/[F*(z)F(z) + δ] (6)wobei F(z) eine Kennlinie ist, die erzielt wird, nachdem die Anzapfungen des beim Empfangssignalteilband-Analysegliedes 20 verwendeten Bandpassfilters 21_k (siehe 7) mit dem gleichen Dezimierungsverhältnis R wie beim Dezimierungsglied 22_k dezimiert wurden, δ eine Stabilisierungskonstante ist und * eine konjugiert komplexe Zahl ist.
Setzt man alternativ
kann der Filterkoeffizient g_n erzielt werden, der den mittleren Quadratwert von e(k) minimiert, welcher durch die folgende Gleichung gegeben ist:
15A bis 15D zeigen das Konzept des Abflachens des Empfangssignals durch das Frequenzkennlinien-Abflachungsglied 9_k . 15A zeigt die Frequenzkennlinie des Empfangssignals x_k(m), das dem Frequenzkennlinien-Abflachungsglied 9_k zugeführt wird; 15B zeigt die Filterkennlinie G(z), wenn das Frequenzkennlinien-Abflachungsglied 9_k durch ein FIR-Filter gebildet ist; und 15D zeigt die Frequenzkennlinie des Ausgabesignals x _k(m) des Frequenzkennlinien-Abflachungsgliedes 9_k . Das Ausgangssignal x_k(m) des Empfangssignalteilband-Analysegliedes 20 hat die in 15A dargestellte Frequenzkennlinie, und durch eine Falten dieses Signals mit einem FIR-Filter von der in 15B dargestellten Frequenzkennlinie wird das Signal x _k(m) erzielt, welches die in 15D dargestellte abgeflachte Frequenzkennlinie aufweist.
Als nächstes wird der Fall beschrieben, bei dem das Frequenzkennlinien-Abflachungsglied 9_k durch ein IIR-Filter gebildet ist. Die Bildung des Frequenzkennlinien-Abflachungsgliedes 9_k durch das IIR-Filter bedeutet eine Erzeugung des eine abgeflachte Kennlinie aufweisenden Signals x _k(m), das durch die folgenden Gleichungen gegeben ist.
Der Filterkoeffizient w_n kann berechnet werden als w_n = f_n/f_o, wenn die Filterkennlinie, die man erhält, nachdem die Anzapfungen des Bandpassfilters 21_k des Empfangssignalteilband-Analysegliedes 20 mit dem gleichen Dezimierungsverhältnis wie beim Dezimierungsglied 22_k dezimiert wurden, wie folgt festgelegt ist:
Wenn die Filterkennlinie F(z) einen Nicht-Minimalphasen-Nullpunkt hat, erhält man den Filterkoeffizienten w_n als w_n = f_n'/f₀', und zwar nach Umwandlung der Filterkennlinie F(z) zu einer Minimalphasenfunktion. Alternativ wird der Filterkoeffizient w_n so gewählt, dass das Signal x _k(m) eine flache Kennlinie hat, wenn x_k(m) durch f(m) in Gleichung 9 ersetzt wird.
15 zeigt die Frequenzkennlinie, wenn das Frequenzkennlinien-Abflachungsglied 9_k durch das IIR-Filter gebildet wird. Das Ausgangssignal x_k(m) des Empfangssignalteilband-Analysegliedes 20 hat die in 15A dargestellte Frequenzkennlinie. Durch ein Falten dieses Signals mit dem IIR-Filter, das die in 15C dargestellte Frequenzkennlinie hat, wird das Signal x _k(m) mit der in 15D dargestellten, abgeflachten Frequenzkennlinie erhalten.
16 zeigt Computersimulationsergebnisse betreffend die ERLE-Kennlinien im Hinblick darauf, die Effektivität des in 14 dargestellten zweiten Beispiels (nicht Teil der Erfindung) zu demonstrieren, wobei die durchgezogene Linie 16a die mit der zweiten Ausführungsform erzielte ERLE und die unterbrochene Linie 16b die mit dem Stand der Technik erzielte ERLE angibt. Die Simulation erfolgte unter der Annahme, dass die Bandpassfilter für Empfangssignal und Echosignal die gleiche Anzahl von Anzapfungen wie beim Stand der Technik aufwiesen. Bei den Simulationen wurde eine gemessene Echopfad-Impulsantwort (1280 Anzapfungen und eine Abtastfrequenz von 16 kHz) verwendet, die Unterteilungszahl M betrug 64, das Unterteilungsverhältnis R betrug 32 und die Anzahl von Anzapfungen L_k eines jeden Teilband-Adaptivfilters 15_k betrug 40. Ein FIR-Filter 16.ter Ordnung wurde als Frequenzkennlinien-Abflachungsglied 9_k verwendet. Die Verwendung des Frequenzkennlinien-Abflachungsgliedes 9_k erhöhte offensichtlich die Konvergenzgeschwindigkeit.
17 stellt eine modifizierte Form des akustischen Teilband-Echokompensator des zweiten Beispiels dar, das nicht Teil der Erfindung ist, mit welchem das Bandpassfilterkennlinien-Einstellglied 50 in der ersten Ausführungsform kombiniert ist. Teile, die denen in 14 entsprechen, sind mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet. In 17 bezeichnet Bezugszeichen 50 ein Filterkennlinien-Einstellglied, 20 ein Empfangssignalteilband-Analyseglied und 30 ein Echosignalteilband-Analyseglied. Da diese Teile die gleichen sind wie die zuvor mit Bezug auf die erste Ausführungsform beschriebenen, entfällt hier deren Beschreibung.
18 ist ein Graph, welche die ERLE zeigt, die durch Computersimulationen erhalten wurden, um die Effektivität des Echokompensators von 17 aufzuzeigen, wobei die durchgezogene Linie 18a die mit der Ausführungsform von 17 erzielte ERLE-Kennlinie angibt. Zum Vergleich zeigen die unterbrochene Linie 18b und die strichpunktierte Linie 18c die mit der ersten Ausführungsform bzw. mit dem Stand der Technik erzielte ERLE. In den Simulationen wurde eine gemessene Impulsantwort (1280 Anzapfungen und eine Abtastfrequenz von 16 kHz) verwendet. Die Unterteilungszahl M betrug 64 und das Dezimierungsverhältnis R betrug 32. Die Anzahl der Anzapfungen in jedem Teilband betrug 44. Bei den in den Simulationen verwendeten Übertragungssignalen handelt es sich um Sprache, die von einem Sprecher und einer Sprecherin 50 mal gesprochen wurde. Mit der Konfiguration von 17 war die Konvergenzgeschwindigkeit offensichtlich höher als im Fall von 14.
Drittes Beispiel (nicht Teil der Erfindung)
19 stellt in Blockform ein drittes Beispiel dar, das nicht Teil der Erfindung ist und bei dem der akustische Teilband-Echokompensator des zweiten Beispiels auf ein Mehrkanalsystem angewandt wird. Auch wenn in 19 ein System dargestellt ist, dass zwei Lautsprecher und zwei Mikrofone verwendet, lässt sich die Erfindung in ähnlicher Weise auf ein System anwenden, das eine größere Anzahl an Lautsprechern und Mikrofonen verwendet. Bezugszeichen 61a und 61b bezeichneten Vektorverkettungsglieder, 11R und 11L Empfangssignal-Eingangsanschlüsse für den rechten und linken Kanal, 12R und 12L Lautsprecher für den rechten und linken Kanal, 13R und 13L Mikrofone für den rechten und linken Kanal, 14R und 14L Sendesignal-Ausgangsanschlüsse für den rechten und linken Kanal, und EP_LR, EP_LL, EP_RR und EP_RL Echopfade von den Lautsprechern 12R und 12L zu den Mikrofonen 13R und 13L. Bezugszeichen 10R bezeichnet einen Echokompensator für den rechten Kanal, dessen Aufbau identisch zur ersten Ausführungsform von 6 ist und der somit aus N Teilband-Schätzechopfaden 15₀ bis 15_N–1 , N Teilband-Echopfadschätzgliedern 16₀ bis 16_N–1 und N Teilband-Subtrahierern 17₀ bis 17_N–1 besteht. Bezugszeichen 10L bezeichnet ein Echokompensationsglied für den linken Kanal, dessen Aufbau identisch zum Echokompensationsglied 10R des rechten Kanals ist.
Die Empfangssignale des rechten x_R(n) und des linken Kanals x_L(n) werden durch Teilband-Analyseglieder 20R und 20L in N Signale x_Rk(m) bzw. x_Lk(m) unterteilt. Die auf diese Weise unterteilten Signale x_Rk(m) und x_Lk(m) der zwei Kanäle werden den Frequenzkennlinien-Abflachungsgliedern 9R und 9L und dem Vektorverkettungsglied 61b zugeführt. Die Signale x_Rk(m) und x_Lk(m), die den Frequenzkennlinien-Abflachungsgliedern 9R und 9L zugeführt wurden, werden zu Signalen x _Rk(m) und x _Lk(m) abgeflacht. Die abgeflachten Signale x _Rk(m) und x _Lk(m) werden durch das Vektorverkettungsglied 61a einer Vektorverkettung zu einem eine abgeflachte Kennlinie aufweisenden Empfangssignal-Verkettungsvektor x _k(m) unterzogen. Die Signale x_Rk(m) und x_Lk(m), die dem Vektorverkettungsglied 61b zugeführt wurden, werden einer Vektorverkettung zu einem Empfangssignal-Verkettungsvektor x_k(m) unterzogen. Echosignale y_R(n) und y_L(n) werden ebenfalls in N Teilband-Signale y_Rk(m) bzw. y_Lk(m) unterteilt. Der Teilband-Empfangssignal-Verkettungsvektor x_k(m), der eine abgeflachte Kennlinie aufweisende Teilband-Empfangssignal-Verkettungsvektor x _k(m) und das Teilband-Echosignal y_Rk(m) werden dem Echokompensationsglied 10R zugeführt, durch welches das vom Mikrofon 13R aufgenommene Echo ausgelöscht wird. In ähnlicher Weise werden der Teilband-Empfangssignal-Verkettungsvektor x_k(m), der eine abgeflachte Kennlinie aufweisende Teilband-Empfangssignal-Verkettungsvektor x _k(m) und das Teilband-Echosignal y_Lk(m) dem Echokompensationsglied 10L zugeführt, durch welches das vom Mikrofon 13L aufgenommene Echo ausgelöscht wird.
20 stellt in Blockform eine modifizierte Form des akustischen Teilband-Echokompensators des dritten Beispiels dar, die auf ein Mehrkanalsystem angewandt wird und bei der das in der ersten Ausführungsform verwendete Filterkennlinien-Einstellglied 50 zur Anwendung kommt. Teile, die denen in 19 entsprechen, sind mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet. An erster Stelle werden die Bandpassfilter-Kennlinien der Empfangssignalteilband-Analyseglieder 20R, 20L und der Echosignalteilband-Analyseglieder 30R und 30L durch das Filterkennlinien-Einstellglied 50 eingestellt. Die Empfangssignale des rechten x_R(n) und des linken Kanals x_L(n) werden durch die Empfangssignalteilband-Analyseglieder 20R und 20L in N Teilband-Signale x_Rk(m) bzw. x_Lk(m) unterteilt.
Die auf diese Weise unterteilten Teilband-Signale x_Rk(m) und x_Lk(m) der zwei Kanäle werden den Frequenzkennlinien-Abflachungsgliedern 9R und 9L und dem Vektorverkettungsglied 61b zugeführt. Die Signale x_Rk(m) und x_Lk(m), die den Frequenzkennlinien-Abflachungsgliedern 9R und 9L zugeführt wurden, werden zu Signalen x _Rk(m) und x _Lk(m) abgeflacht. Die abgeflachten Signale x _Rk(m) und x _L,k(m) werden durch das Vektorverkettungsglied 61a einer Vektorverkettung zu einem eine abgeflachte Kennlinie aufweisenden Empfangssignal-Verkettungsvektor x _k(m) unterzogen. Die Signale x_Rk(m) und x_Lk(m), die dem Vektorverkettungsglied 61b zugeführt wurden, werden einer Vektorverkettung zu einem Empfangssignal-Verketungsvektor x_k(m) unterzogen. Die Echosignale y_R(n) und y_L(n) werden ebenfalls in N Teilband-Signale y_Rk(m) bzw. y_Lk(m) unterteilt. Der Empfangssignal-Verkettungsvektor x_k(m), der eine abgeflachte Kennlinie aufweisende Empfangssignal- Verkettungsvektor x _k(m) und das Echosignal y_Rk(m) in jedem Teilband werden dem Echokompensationsglied 10R zugeführt, durch welches das vom Mikrofon 13R aufgenommene Echo ausgelöscht wird. In ähnlicher Weise werden der Empfangssignal-Verkettungsvektor x_k(m), der eine abgeflachte Kennlinie aufweisende Empfangssignal-Verkettungsvektor x _k(m) und das Echosignal y_Rk(m) in jedem Teilband dem Echokompensationsglied 10L zugeführt, durch welches das vom Mikrofon 13L aufgenommene Echo ausgelöscht wird.
Bei der zuvor beschriebenen Ausführungsform wurden das Empfangssignal und das Echosignal jeweils durch N Bandpassfilter unterteilt, das Teilband-Empfangssignal x_k(m) kann jedoch auch durch ein Verfahren wie dargestellt in 21 erzeugt werden, bei welchem das Empfangssignal und das Echosignal mit N Signalen W_k = e^j2πk/M (mit k = 0, ..., N – 1) durch Multiplizierer 23_k multipliziert werden, um ihre Frequenzen in Richtung des niederfrequenten Bandes in Schritten von k/M der Bandbreite zu verschieben, dann werden die N Signale durch Tiefpassfilter 24_k gleicher Frequenzkennlinie einer Bandbegrenzung unterzogen und die auf diese Weise bandbegrenzten Signale werden durch Dezimierungsglieder 22_k mit dem Dezimierungsverhältnis R dezimiert. Wie in 22 dargestellt, weist das Echosignalteilband-Analyseglied 30 ebenfalls den gleichen Aufbau wie in 21 auf, welcher N Multiplizierer 33_k verwendet, um das Echosignal y(n) mit N Signalen W_k = e^–j2πk/M zu multiplizieren, um ihre Frequenzen zu verschieben, und führt die N multiplizierten Signale über Tiefpassfilter 34_k den Dezimierungsgliedern 32_k zu, um N Teilband-Echosigal y_k(m) zu erhalten. In diesem Fall hat das Teilband-Syntheseglied 40 einen Aufbau wie dargestellt in 23, bei welchen die diesem zugeführten Fehlersignale e_k(m) durch Interpolationsglieder 41_k mit einem Interpolationsverhältnis R interpoliert werden, die interpolierten Signale durch Interpolationsfilter 42_k einer Bandbegrenzung unterzogen werden, die bandbegrenzten Signale mit Signalen W_k = e^–j2πk/M (mit k = 0, ..., N – 1) mittels Multiplizierern 44_k multipliziert werden, um ihre Frequenzen in Richtung der hochfrequenten Seite in Schritten von k/M zu verschieben, und die frequenzverschobenen Signale werden durch einen Addierer 43 aufaddiert, um das Vollband-Signal e(n) zu erhalten. In dieser Ausführungsform entspricht das Paar, bestehend aus dem zur Frequenzverschiebung dienenden Multiplizierer 23_k und dem Tiefpassfilter 24_k in 21, dem Bandpassfilter 21_k in 7. In ähnlicher Weise entspricht das Paar aus Multiplizierer 33_k und Tiefpassfilter 34_k in 22 dem Bandpassfilter 31_k in 8. Die Tiefpassfilter 24_k und 34_k können als eine Art Bandpassfilter betrachtet werden. Durch Anwendung der Konfigurationen der 21, 22 und 23 auf jede der zuvor beschriebenen Ausführungsformen sowie jedes der Beispiele wird ebenfalls die Sperrbanddämpfung des Tiefpassfilters für das Empfangssignal x_k(m) kleiner gemacht als die Sperrbanddämpfung des Tiefpassfilters für das Echosignal. Ein mögliches Verfahren dafür besteht darin, die Anzahl der Anzapfungen des Tiefpassfilters 21_k für das Empfangssignal x_k(m) kleiner zu wählen als die Anzahl der Anzapfungen des Tiefpassfilters 31_k für das Echosignal, vorzugsweise um 1/2.
In der zuvor beschriebenen Ausführungsform der Erfindung wurden eine Vielzahl herkömmlicher LMS-Algorithmen und anderer adaptiver Algorithmen als adaptiver Algorithmus zur Abschätzung (d.h. iterativen Aktualisierung) der Übertragungsfunktion des den Teilband-Schätzechopfad 15_k bildenden Adaptivfilters verwendet. Ein Projektionsalgorithmus befindet sich auch unter diesem.
Im Stand der Technik ist bekannt, dass die Konvergenzgeschwindigkeit des Adaptivfilters abnimmt, wenn bei den zuvor beschriebenen Ausführungsformen ein Sprachsignal oder ein ähnlich gefärbtes Signal als Eingangssignal bereitgestellt wird. Eine Lösung für dieses Problem besteht darin, einen Projektionsalgorithmus zu verwenden, welcher die Konvergenzgeschwindigkeit durch Entfernen der Autokorrelation des Eingangssignals verbessert. Im Fall einer Anwendung des Projektionsschemas auf den herkömmlichen akustischen Teilband-Echokompensator wird der Einfluss des Bandpassfilters ebenfalls durch das Projektionsschema beseitigt. Im Gegensatz dazu kann die Rechenkomplexität für ein Ausschließen des Einflusses des Bandpassfilters verringert werden, indem die Kennlinie des Bandpassfilters für das Empfangssignal als im Wesentlichen flach eingestellt wird. Dies hat den Vorteil, dass die Ordnung der Projektion bis zum Erreichen einer Sättigung der Konvergenzgeschwindigkeit geringer ist als in der Vergangenheit.
Die Erfindung erlaubt, dass man gleichzeitig eine Verringerung der Rechenkomplexität, die dem akustischen Teilband-Echokompensator geschuldet ist, und eine Erhöhung der Konvergenzgeschwindigkeit für ein Spracheingabesignal realisieren kann.
Die Erfindung lässt sich nicht nur auf einen Echokompensator sondern auch auf Systemidentifizierungsvorrichtungen vom Teilband-Rauschunterdrückungstyp anwenden.

Claims

Akustischer Teilband-Echokompensator, welcher ausgebildet ist, ein Empfangssignal an einen Echopfad auszugeben und dieses gleichzeitig einem Schätzechopfad zuzuführen, um eine Echokopie zu erzeugen, und diese Echokopie von einem über den Echopfad aufgenommenen Echosignal zu subtrahieren, wobei der akustische Teilband-Echokompensator aufweist: ein Empfangssignalteilband-Analyseglied (20), welches das Empfangssignal in eine Mehrzahl von Teilband-Empfangssignalen unterteilt; ein Echosignalteilband-Analyseglied (30), welches das Echosignal in eine Mehrzahl von Teilband-Echosignalen unterteilt; eine Mehrzahl von Teilband-Schätzechopfaden (15₀ –15_N–1 ), die jeweils durch ein Digitalfilter gebildet sind, welchem das entsprechende Teilband-Empfangssignal zugeführt wird, um eine Teilband-Echokopie für das jeweilige Teilband zu erzeugen; eine Mehrzahl von Teilband-Subtrahiergliedern (17₀ –17_N–1 ), um die Teilband-Echokopien von der Mehrzahl von Teilband-Echosignalen zu subtrahieren, um jeweilige Teilband-Fehlersignale zu erzeugen; eine Mehrzahl von Teilband-Echopfadschätzgliedern (16₀ –16_N–1 ), welche die Übertragungsfunktionen der Teilband-Schätzechopfade (15₀ –15_N–1 ) aus den Teilband-Fehlersignalen und den Teilband-Empfangssignalen mittels eines adaptiven Algorithmus schätzen, so dass die Teilband-Fehlersignale auf Null reduziert werden; und ein Teilband-Syntheseglied (40), welches die Teilband-Fehlersignale synthetisiert; wobei das Empfangssignalteilband-Analyseglied (20) und das Echosignalteilband-Analyseglied (30) beinhalten: eine Mehrzahl von Empfangssignal-Bandpassfiltern (21₀ –21_N–1 ; 24₀ –24_N–1 ) und eine Mehrzahl von Echosignal-Bandpassfiltern (31₀ –31_N–1 ; 34₀ –34_N–1 ), welche das Empfangssignal und das Echosignal in jeweilige Teilband-Signale unterteilen; und Dezimierungsglieder (22₀ –22_N–1 , 32₀ –32_N–1 ), welche die Teilband-Signale von dem Empfangssignalteilband-Analyseglied (20) und dem Echosignalteilband-Analyseglied (30) mit vorbestimmten Dezimierungsverhältnissen dezimieren, um die Mehrzahl von Teilband-Empfangssignalen bzw. die Mehrzahl von Teilband-Echosignalen zu erzeugen; dadurch gekennzeichnet, dass die Sperrbanddämpfung eines jeden der Empfangssignal-Bandpassfilter (21₀ –21_N–1 ; 24₀ –24_N–1 ) auf einen geringeren Wert festgelegt ist als die Sperrbanddämpfung eines jeden der Echosignal-Bandpassfilter (31₀ –31_N–1 ; 34₀ –34_N–1 ).
Echokompensator nach Anspruch 1, bei weichem das Empfangssignalteilband-Analyseglied (20) und das Echosignalteilband-Analyseglied (30) weiter beinhalten: eine Mehrzahl von Empfangssignal-Multiplizierern (23₀ –23_N–1 ) bzw. eine Mehrzahl von Echosignal-Multiplizierern (33₀ – 33_N–1 ), welche eine Frequenzverschiebung des Empfangssignals und des. Echosignals in Richtung der niederfrequenten Seite um eine Frequenz durchführen, die Schritt für Schritt von einem ersten zu einem letzten von der Mehrzahl der Empfangssignal-Multiplizierer (23₀ –23_N–1 ) zunimmt bzw. von einem ersten zu einem letzten von der Mehrzahl der Echosignal-Multiplizierer (33₀ –33_N–1 ) zunimmt; wobei der Mehrzahl von Empfangssignal-Bandpassfiltern (24₀ –24_N–1 ) und der Mehrzahl von Echosignal-Bandpassfiltern (34₀ –34_N–1 ) die frequenzverschobenen Signale von den Empfangssignal-Multiplizierern (23₀ –23_N–1 ) bzw. von den Echosignal-Multiplizierern (33₀ –33_N–1 ) zugeführt werden, um eine Bandbegrenzung der jeweiligen frequenzverschobenen Signale durchzuführen und die jeweiligen Teilband-Signale zu erzeugen.
Echokompensator nach Anspruch 1 oder 2, bei welchem die Bandpassfilterlänge eines jeden der Empfangssignal-Bandpassfilter (21₀ –21_N–1 ; 24₀ –24_N–1 ) auf einen kleineren Wert festgelegt ist als die Bandpassfilterlänge eines jeden der Echosignal-Bandpassfilter (31₀ –31_N–1 ; 34₀ –34_N–1 ).
Echokompensator nach einem der Ansprüche 1–3, welcher weiter für jeden der Empfangssignal-Bandpassfilter (21₀ –21_N–1 ; 24₀ –24_N–1 ) ein jeweiliges Frequenzkennlinien-Abflachungsglied (9₀ –9_N–1 ) zum Abflachen der Frequenzkennlinien eines jeweiligen Teilband-Empfangssignals aufweist, das einem Teilband-Echopfadschätzglied geliefert wird.
Echokompensator nach Anspruch 3, bei welchen die Sperrband-Grenzfrequenz eines jeden der Empfangssignal-Bandpassfilter (21₀ –21_N–1 ; 24₀ –24_N–1 ) zwischen π und 3π/2 bezogen auf eine normierte Frequenz festgelegt ist.
Echokompensator nach Anspruch 3, bei welchem die Anzahl der Anzapfungen eines jeden der Empfangssignal-Bandpassfilter (21₀ –21_N–1 ; 24₀ –24_N–1 ) auf etwa 1/2 der Anzapfungsanzahl eines jeden der Echosignal-Bandpassfilter (31₀ –31_N–1 ; 34₀ –34_N–1 ) festgelegt ist.
Echokompensator nach Anspruch 4, bei welchem die Frequenzkennlinien-Abflachungsglieder (9₀ –9_N–1 ) jeweils durch ein FIR-Filter gebildet sind, dessen Frequenzkennlinie zu der des zugehörigen Empfangssignal-Bandpassfilters invers ist.
Echokompensator nach Anspruch 4, bei welchem die Frequenzkennlinien-Abflachungsglieder (9₀ –9_N–1 ) jeweils durch ein IIR-Filter gebildet sind, dessen Frequenzkennlinie zu der des zugehörigen Empfangssignal-Bandpassfilters invers ist.