DE69627536T2

DE69627536T2 - Verfahren zur hochauflösenden messung einer zeitspanne

Info

Publication number: DE69627536T2
Application number: DE69627536T
Authority: DE
Inventors: Frank Krahe; Eckart Garneyer
Original assignee: MTS Systems Corp
Current assignee: MTS Systems Corp
Priority date: 1996-12-19
Filing date: 1996-12-19
Publication date: 2004-04-08
Anticipated expiration: 2016-12-20
Also published as: DE69627536D1; JP3359042B2; JP2000506987A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Vorrichtungen zum Liefern akkurater Zeitdauer-Informationen an Positionssensoren, die die akkurate Messung einer Zeitdauer benötigen, sowie die Verfahren zum akkuraten Messen derartiger Zeitdauern bei einer hohen Auflösung.
Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung Sensoren, die auf dem Prinzip der Magnetostriktion basieren, welche eine genaue Messung der Zeitdauern erfordern, sowie neue Verfahren, die magnetostriktive Positionssensoren einsetzen, um Zeitdauer-Messungen mit einer hohen Auflösung zu erzielen, ohne einen erhöhten Energiebedarf zu benötigen.
Im Allgemeinen besitzen magnetostriktive Positionssensoren eine ferromagnetische Verzögerungsleitung, die zuweilen als "wellenleiter" bezeichnet wird. Ein Impulsgenerator liefert einen Stromimpuls an die Verzögerungsleitung, wodurch ein Magnetfeld erzeugt wird, das die Verzögerungsleitung umgibt. Ein abgelegener und beweglicher Positionsanzeigemagnet wird entlang der Verzögerungsleitung angeordnet. Das Magnetfeld des Positionsmagneten stört das von dem Stromimpuls erzeugte Mag netfeld.
Das Zusammenwirken zwischen dem Magnetfeld des Positionsmagneten und dem durch den Stromimpuls induzierten Magnetfeld verursacht eine Spannung oder eine mechanische Reaktion innerhalb der Verzögerungsleitung. Diese spannungsinduzierte Reaktionskraft innerhalb der Verzögerungsleitung pflanzt sich entlang der Länge der Verzögerungsleitung in Form einer akustischen Torsionswelle fort.
Ein Detektor, der als "Modenwandler" bezeichnet ist, ist typischerweise an einem Ende der Verzögerungsleitung befestigt. Dieser Modenwandler erfasst den Durchgang der akustischen Torsionswelle und wandelt diese in ein repräsentatives elektrisches Signal um.
Die Zeitverzögerungsdauer von der Erregung des Wellenleiters bis zum Empfang der entsprechenden Akustikwelle am Modenwandler zeigt die Stelle des Positionsmagneten entlang der Länge der Verzögerungsleitung an.
Eine Vielzahl von Zeitmessungs- oder Bildfolgemesser-Verfahren sind eingesetzt worden, um die Zeitdauer-Informationen in ein Positionsanzeigesignal umzuwandeln.
Das US-Patent Nr. 3,898,555 von J. Tellerman offenbart einen festgelegten Frequenzoszillator für die Initiierung der Erregerimpulse an die Verzögerungsleitung. Das akustische Rücksignal entwickelt zusammen mit dem festgelegten Frequenzoszillator ein Signal, das durch die Position des Magneten entlang der Verzögerungsleitung "impulsbreiten-moduliert" ist. Ein Integrierglied wandelt die impulsbreiten-modulierte Wellenform in einen Gleichstrom-Spannungspegel um, der das Transducer-Ausgangssignal bildet.
Das US-Patent Nr. 4,721,902 von J. Tellerman et al. offenbart unter Anderem ein Verfahren zur Umwandlung des impulsbreitenmodulierten Signals in einen digitalen Wert. Das Patent lehrt die Verwendung eines Umwandlungs-Zählers zum Sammeln von "Zählwerten" von einem Umwandlungs-Oszillator während der "aktiven" Zeit des impulsbreiten-modulierten Signals.
Das US-Patent Nr. 5,070,485 von D. Nyce offenbart ein analoges Durchschnittsbildungsverfahren zur Verbesserung der Auflösung bei einem geringen Energieaufwand, wobei das Verfahren jedoch eine weitaus langsamere Ansprechzeit bietet.
Das US-Patent Nr. 4,404,523 von M. Hughes et al offenbart eine Vorrichtung, welche mehrere Magneten verwendet und lediglich den Einsatz einer Grob-Uhr, eines Vergleichers und eines Zählers zur Bestimmung der relativen Verlagerung eines Magneten lehrt.
Magnetostriktive Positionssensoren dieser Art werden in der Mess- und Steuerungsindustrie verwendet. Sie finden Anwendung in Werkzeugmaschinen, in der Robotertechnik, in Flüssigkeitspegelstand-Anzeigern sowie in anderen Anwendungen. In vielen dieser Anwendungen sind sowohl eine hohe Geschwindigkeit als auch eine hohe Auflösung wichtig.
Beim Stand der Technik erforderten Hochgeschwindigkeits- und Hochauflösungs-Messungen für magnetostriktive Sensoren einen hohen Energiebedarf, einen hohen Frequenztakt (= 100 Mhz). Somit würde es einen Fortschritt in der Technik darstellen, eine Hochauflösungs-Messung zu ermöglichen, ohne dass hochpräzise Taktuhren nötig sind.
Es in der Technik auch bekannt, weniger genaue Uhren einzusetzen, um hohe Präzisions-Zeitmessungen zu erhalten. Siehe hierzu beispielsweise die europäische Patentanmeldung Veröffentlichungsnr. 0 508 232 A2.
Im Gegensatz zu den magnetostriktiven Messsystemen des Stands der Technik schafft die vorliegende Erfindung ein neues Verfahren zum Messen einer Zeitdauer für eine magnetostriktive Vorrichtung oder andere zeitintervall-empfindliche Vorrichtungen oder andere Vorrichtungen, die so angeordnet werden können, dass sie zeitintervall-empfindlich sind, wie z. B. eine RTD-Messvorrichtung.
Das erfindungsgemäße Verfahren schließt die Messung eines Grobzählwerts ein, um eine zu messende Zeitdauer zu schätzen, indem es eine Niedrigfrequenz-Uhr (Grob-Uhr) verwendet und einen Feinzählwert einer zu messenden Zeitdauer misst (d. h. die am wenigsten signifikanten Bits auflöst), indem es eine gepulste Hochfrequenz-Uhr (Fein-Uhr) einsetzt. Der Feinzählwert wird dann zu dem Grobzählwert addiert, um eine Hochauflösungs-Gesamtdarstellung der Zeitdauer zu erhalten.
Eine Feinzähl-Uhr oder eine Zählvorrichtung müssen nicht kristallgesteuert sein, da deren Kalibrierung jedes Mal überprüft wird, indem diese mit der Grob-Uhr verglichen wird, die kristallgesteuert ist. Eine kristallgesteuerte Uhr erfordert typischerweise eine Einrichtzeit, bevor sie nach dem Einschalten akkurat ist. Dieses Verfahren ermöglicht den einfachen Zyklus des Feinzählers ohne eine Einschalt-Ausregelung.
Die vorliegende Erfindung schafft zudem eine Vorrichtung zum Ausführen des erfindungsgemäßen Verfahrens und schließt eine Vorrichtung zum Messen eines Grobzählwerts, eine Vorrichtung zum Messen eines Feinzählwerts und eine Vorrichtung zum Aufsummieren der Grob- und der Feinzählwerte ein, sowie das Berechnen einer Hochauflösungs-Darstellung der Zeitdauer.
Kurzzusammenfassung der Zeichnungen
Zum weiteren Verständnis der Beschaffenheit und der Aufgaben der vorliegenden Erfindung und deren Merkmale und Vorteile wird nun Bezug genommen auf die ausführliche Beschreibung in Zusammenhang mit den anliegenden Zeichnungen, in denen gleiche Bauteile mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind.
Es zeigen:
1 ein Blockdiagramm einer bevorzugten Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Sensors;
2 ein schematisches Diagramm einer bevorzugten Ausführungsform eines hochentwickelten Laufzeiterfassungs-Systems;
3 ein schematisches Diagramm einer Temperatur-Messeinheit mit drei RTD und einer Referenz;
4 ein Verbindungsschema des Messschaltkreises (1 der EP 0 508 232 A2 );
5 ein Verbindungsdiagramm der in dem Schaltkreis gemäß 4 (2 der EP 0 508 232 A2 ) verwendeten Takterzeuger; und
6 einen Messimpuls, der an den Messschaltkreis von 4 über die entsprechenden Taktgeneratoren des Ringoszillators angelegt wird, in einem Zeit-Spannungs-Diagramm (3 der EP 0 508 232 A2 ).
Ausführliche Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung
Die vorliegende Erfindung wurde in einen anwendungsspezifischen integrierten Schaltkreis (in manchen Fällen in der Be- schreibung mit ASIC abgekürzt) implementiert, welcher darüber hinaus mehrere zusätzliche neue Merkmale aufweist. Widerstandsmessungen können durchgeführt werden, indem das selbe Zählverfahren angewendet wird, kombiniert mit einer Kondensator-Lade-/Entlade-Methode. Der Abfrage-Impulsgenerator besitzt eine programmierbare Länge. Es sind Register für ein Rauschunterdrückungsfenster und für die Periodenzeit vorgesehen, was in den US-Patenten Nr. 4,721,902 und 5,311,124 ausführlicher beschrieben ist. Jede Messung beeinhaltet einen Skalierungswert relativ zu einer quarzgesteuerten Uhr.
1 zeigt einen typischen Aufbau einer Sensorvorrichtung mit dem allgemeinen Bezugszeichen 10, die ein hochentwickeltes Laufzeiterfassungs-Sensorsystem (zuweilen als SARA-System abgekürzt) 12, ein magnetostriktives Messelement 14, einen Mikroregler 16, ein EEPROM 18, eine Schnittstelle 20, eine Einschalt-Rücksetzung 22, ein CXO 24, einen Abfrageimpuls 26 zwischen dem SARA-System 12 und der magnetostriktiven Vorrichtung 14, einen Vergleicher 30 zwischen der magnetostriktiven Vorrichtung 14 und dem SARA-System 12, eine Gruppe von Temperaturmess-Referenzvorrichtungen 32 und eine Vielzahl von Temperaturmess-Vorrichtungen, wie z. B. eine thermische Widerstandsvorrichtung (zuweilen mit RTD abgekürzt) 34 aufweist.
Wie es in 2 dargestellt ist, umfasst das SARA-System 12 eine Steuereinheit 36 zum Steuern von Ereignissen und zum Ablaufsteuern von Vorrichtungskommunikationen. Das SABA-System 12 umfasst zudem eine hohe und eine niedrige Zykluszeit, Nur-Schreib-Eingangsregister 38a–b, eine Impulslänge, ein Nur-Schreib-Eingangsregister 40, eine hohe und niedrige Länge, mit einem Starkrausch-Unterdrückungsfenster (HNR) verbundene Nur-Schreib-Eingangsregister 42a–b, einen Skalierungsfaktor, Nur-Schreib-Eingangsregister 44 und Steuerung, und ein Nur-Schreib-Eingangs-Steuerregister 46.
Das vorliegende Verfahren und die Vorrichtung verwenden ein SABA System, das ein Zeitsteuerungssystem mit einer Fein-Uhr einschließt, bei der es sich um einen elektronischen Schaltkreis zum Messen eines kurzen Zeitintervalls in Verbindung mit einer Grob-Uhr zum Messen eines längeren Zeitintervalls handelt. Die Werte dieser beiden Uhren werden dann verknüpft, so dass die Grobuhr eine ganze Reihe von Zählwerten liefert und die Fein-Uhr den geeigneten Bruchteil einer ganzen Zahl liefert, um ein hochakkurates Zeitintervall zu erhalten. Bei der Grob-Uhr handelt es sich um eine herkömmliche Uhr, beispielsweise eine Quartzuhr, während die Feinuhr der europäischen Anmeldung 0 508 232 A2 hier ausführlich beschrieben wird.
Offenbarung der europäischen Patentanmeldung 0 508 232 A2:
Wie es in 4 gezeigt ist, weist ein elektronischer Schaltkreis zum Messen eines in Form eines elektrischen Messimpulses vorliegenden präzisen Zeitintervalls einen Ringoszillator (OSC) auf, der eine Kette von in Reihe geschalteten Invertern (I3 bis I16) besitzt. Ein steuerbares Bauelement, das aus einem NAND-Gate (NA) und zwei zusätzlichen Invertern (I1, I2) aufgebaut ist, schaltet den Ringoszillator (OSC) ein bzw. ab. Seine vollständigen Taktperioden werden in einem ersten Impulszähler (C1) und einem zweiten Impulszähler (C2) gezählt. Ein Phasenindikator, der aus einer Speicherkette (SPK) und einer Auswertlogik (LOG) aufgebaut ist, zeichnet die Phasenlage der letzten Taktperiode des Ringoszillators (OSC) zu dem Zeitpunkt auf, bei dem der Ringoszillator abgeschaltet ist. Auf der Basis der aufgezeichneten Phasenlage entscheidet eine logische Arithmetik-Einheit (ALU), welcher der beiden Impulszähler (C1) und (C2) den korrekten Zählzustand aufweist und berechnet die Dauer des Messimpulses von dem gewählten Zählzustand und die aufgezeichnete Phasenposition mit einer Präzision, die der Laufzeit eines Inverters entspricht.
Eines der bewerkenswerten Merkmale des Schaltkreises ist eine extrem hohe Messpräzision um 200 Picosekunden und dieser Schaltkreis kann kostengünstig auf einem einzigen integrierten CMOS-Schaltkreis realisiert werden.
Die Erfindung betrifft die Verwendung dieses elektronischen Schaltkreises zum präzisen Messen des Zeitintervalls, das der der Reflexion eines elektrischen Messimpulses zugeordnet ist, wie es z. B. bei der magnetostriktiven Wirkung der Fall ist.
Es ist bei der Messung der Reflexion eines Stromimpulses üblich, magnetostriktive Effekte zu verwenden, um Vorrichtungen zum Messen einer Zeitdifferenz zwischen dem Eingangsimpuls und der Ausgangsreflexion als Hochfrequenz-Zähler oder analoge Schaltkreise gemäß einem "Zweirampen"-Verfahren zu entwickeln. Wenn mit Hilfe dieses Verfahrens kurze Zeitintervalle mit einer hohen Präzision gemessen werden sollen, sind entsprechende kalibrierte hohe Zählfrequenzen in den Hochfrequenz-Zählern erforderlich. Eine gewünschte Präzision von beispielsweise 500 Picosekunden erfordert bereits eine Frequenz von mindestens 2 Gigahertz. Derartige kalibrierte Hochfrequenzen können jedoch nur mit den schnellsten ECL-Technologien realisiert werden, was mit einer entsprechenden Konstruktionsanforderung verbunden ist, beispielsweise im Hinblick auf das Gehäuse und die Kühlung, und dies hat eine sehr teure Vorrichtung zum Ergebnis.
Es ist daher die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Vorrichtung zum Messen einer Zeitdifferenz zwischen einem Eingangsimpuls und dem Empfang dessen Wirkung zu schaffen, wobei die Vorrichtung im Hinblick auf den Schaltkreis kostengünstig konstruiert ist und mit deren Hilfe kurze Zeitintervalle mit hoher Präzision gemessen werden können.
Diese Aufgabe kann durch die Anwendung der bei dem Zähler der EP 0 508 232 A2 offenbarten Prinzipien erzielt werden. Die europäische Anmeldung offenbarte einen elektronischen Schalt kreis, der einen Ringoszillator mit einer Kette von in Serie geschalteten Invertern, ein steuerbares Logik-Bauelement, das den Ringoszillator ansprechend auf den das Zeitintervall darstellenden Messimpuls ein- oder ausschaltet, ferner mindestens einen Impulszähler, der die Anzahl der vollständigen Taktperioden des oszillierenden Ringoszillators bei einem der Inverter zählt, weiter einen Phasenindikator, der die Phasenposition des Ringoszillators zum Zeitpunkt der Abschaltung des Ringoszillators aufzeichnet, und schließlich eine mit dem Impulszähler und dem Phasenindikator verbundene logische Arithmetik-Einheit aufweist, die das Messergebnis als ein Vielfaches der Laufzeit eines Inverters auf der Basis der aufgezeichneten Phasenposition und des Zählzustands ausgibt.
Der Kern des Schaltkreises ist der gesteuerte Ringoszillator. Der Ringoszillator wird mit der zu dem Messimpuls phasensynchronen ansteigenden Flanke des Messimpulses gestartet und schwingt dann mit seiner Eigenfrequenz, die sich aus den Laufzeiten der in Serie geschalteten Inverterabschnitte und deren Anzahl ergibt.
Der Impulszähler zählt die vollständigen Perioden des oszillierenden Ringsoszillators solange der Messimpuls angelegt ist. Die abfallende Flanke des Messimpulses, die dem Ende des zu messenden Zeitintervalls entspricht, schaltet den Ringoszillator über das steuerbare Logik-Bauelement ab. Die Phasenposition der letzten Taktperiode zu dem Zeitpunkt des Endes des Messimpulses wird mit Hilfe des vorgesehenen Phasenindikators aufgezeichnet. Auf diese Weise sind sowohl in dem Impulszähler als auch in dem Phasenindikator alle notwendigen Informationen vorgesehen, um die Dauer des Messimpulses bzw. des zu messenden Zeitintervalls mit einer der Laufzeit eines Inverters entsprechenden Präzision exakt zu bestimmen.
Die Messpräzision der vorgeschlagenen elektronischen Vorrichtung zum Messen einer Zeitdifferenz wird durch die Laufzeit der verwendeten Inverter bestimmt. In modernen ASICs in der CMOS-Technologie sind heute Intervall-Laufzeiten um 200 Picosekunden ohne Probleme realisierbar. Daher ist der Messschaltkreis herkömmlichen Hochfrequenz-Zählern weit überlegen; darüber hinaus kann er sehr kostengünstig auf einem einzigen Chip hergestellt werden. Ein weiterer Vorteil ist der geringe Stromverbrauch des Schaltkreises.
Um ein sicheres Beenden der Schwingung des Ringoszillators zu gewährleisten, darf die Inverterkette nicht zu kurz sein, da die Amplitude des Ringoszillators ansonsten nicht die volle Höhe in den ersten Perioden erreicht, was auch zu fehlerhaften Zählzuständen in den Impulszählern führen könnte.
In der hier bevorzugten CMOS-Technologie stellt ein NAND-Gate an sich ein logisches Bauelement zum Ein- und Abschalten des Ringoszillators dar. Die Laufzeit eines NAND-Bauelements in der hier verwendeten Technologie ist ungefähr doppelt so lang wie die Laufzeit einer Inverterstufe. Aus diesem Grund weist das steuerbare Bauelement abgesehen von dem NAND-Gate zwei zusätzliche Inverter auf, die die Laufzeit des NAND-Gates in zwei Inverter-Laufzeiten unterteilen.
In einer bevorzugten Ausführungsform weist der Ringoszillator 14 Inverter auf. Zusammen mit den beiden zusätzlichen Invertern am NAND-Bauelement sind insgesamt 16 in Serie geschaltete Inverterstufen vorgesehen, wobei es sich bei der Zahl 16 um eine in die zweite Potenz erhobene Zahl handelt, so dass die nachfolgenden logischen Arithmetik-Operationen vereinfacht werden.
Das durch das Ende des Messimpulses bewirkte Abschalten des Ringsoszillators kann in jeder Phasenposition seines Takts erfolgen. Wenn nur ein Impulszähler unter ungünstigen Bedingungen vorgesehen ist, könnte das Ende des Messimpulses genau auf eine Zählflanke fallen, und dies würde zu Einstellungs- /Haltezeit-Defekten führen, die wiederum dazu führen könnten, dass der Zählzustand falsch ist. Ein Fehler von 1 würde beispielsweise eine Messungenauigkeit von 32 Inverter-Laufzeiten bedeuten, wenn insgesamt 16 Inverterstufen vorgesehen sind. In einer vorteilhaften Weiterentwicklung des Schaltkreises sind daher zwei parallele Impulszähler vorgesehen, die jeweils um in etwa eine halbe Taktperiode zeitverschoben betrieben werden. Auf diese Weise wird sichergestellt, dass immer zumindest einer der beiden Impulszähler definitiv abgeschaltet ist. Welcher der beiden Zähler den richtigen Zählzustand nach dem Abschalten des Ringsoszillators aufweist, wird durch die logische Arithmetik-Einheit auf der Basis der in dem Phasenindikator aufgezeichneten Phasenposition des Ringoszillators entschieden. Der Schaltkreis arbeitet jedoch im Wesentlichen auch nur mit einem Impulszähler.
Um die beiden Impulszähler mit Zähltakten zu betreiben, die jeweils um eine halbe Taktperiode zeitverschoben sind, sind sie vorzugsweise mit den Ausgängen zweier nachfolgender Inverter verbunden.
Ein Taktgenerator, der als steuerbarer Teiler konstruiert ist, geht den beiden Impulszählern voraus. Diese Taktgeneratoren haben die Funktion, den Periodentakt des Ringoszillators, der am Ausgang der jeweiligen Inverterstufe gemessen wird, in einen Zählimpuls mit einer genau bekannten Anzahl von Flanken umzuwandeln.
Vorzugsweise weisen die Taktgeneratoren jeweils ein Flip-Flop auf, dessen Eingangstakt mit dem Ausgang eines Inverters des Ringsoszillators verbunden ist und dessen Ausgang auf den Eingang des entsprechenden Impulszählers wirkt, sowie einen steuerbaren Inverter, an dessen Eingang der Messimpuls angelegt wird und dessen Ausgang mit dem Dateneingang des Flip-Flops verbunden ist. Ein Exklusiv-ODER-Bauelement wird als steuerbarer Inverter eingesetzt, der dieses bewirkt. Am Aus gang des Flip-Flops wird ein Zählimpuls mit einer halben Taktgeschwindigkeit ausgegeben, solange der Messimpuls an den Eingang angelegt ist.
Die Laufzeiten, die aufgrund des exklusiven ODER-Bauelements unvermeidlich auftreten, können mit Hilfe einer Halteleitung mit einer entsprechenden Laufzeit, die dem Takteingang des Flip-Flops vorangeht, kompensiert werden.
Der Phasenindikator weist vorzugsweise eine Speicherkette und eine Auswertelogik auf. Hier weist die Speicherkette so viele Speicherelemente wie Inverter auf, wobei jedes Speicherelement exakt einem Inverter zugeordnet ist und dessen Logikbedingung zu dem Zeitpunkt speichert, wenn der Ringoszillator abgeschaltet wird. Die entsprechende Auswertlogik komprimiert die Inhalte der Speicherkette in eine Zahl, die die Phasenposition der letzten Taktperiode des Ringoszillators darstellt und sammelt darüber hinaus die Logikbedingung des ersten Speicherelements. In der Kette der Speicherelemente wird die Phasenposition der letzten Taktperiode des Ringoszillators zu dem Zeitpunkt aufgezeichnet, an dem der Ringoszillator durch die Abfallflanke des Messimpulses abgeschaltet wird. Auf der Basis der auf diese Weise"eingefrorenen" letzten Phasenposition und des Logikwerts des ersten Speicherelements kann entschieden werden, welcher der beiden Impulszähler den richtigen Zählzustand aufweist.
Besonders bevorzugt ist eine Ausführungsform, in der es sich bei den Speicherelementen der Speicherkette um D-Flip-Flops handelt, deren Daten-Eingangssignale mit den Ausgangssignalen der betreffenden Inverter gekoppelt sind und an deren Takt-Eingänge der Messimpuls angelegt wird.
Wenn der Schaltkreis als ein integrierter CMOS-Stromschaltkreis konstruiert ist, können sogenannte "Anpassungseffekte" genutzt werden, da alle logischen Funktionsbauteile, die sich auf dem Chip befinden, praktisch das gleiche dynamische Verhalten aufweisen. Dies führt zu einer weiteren Verbesserung der Messpräzision oder es handelt sich um eine Grundvoraussetzung für hochpräzise Messungen.
Der als integrierter CMOS-Schaltkreis konstruierte Messschaltkreis in 4 besteht im Wesentlichen aus einem Ringoszillator OSC, zwei Impulszählern C1, C2 mit den entsprechenden Taktgeneratoren G1, G2, einem Phasenindikator, der aus einer Speicherkette SPK und Speicherelementen S1–S16 besteht, sowie einer arithmetischen Logikeinheit ALU.
Dem Ringoszillator OSC geht ein NAND-Gate NA als steuerbares logisches Bauelement voraus, dessen Laufzeit in zwei Inverter I1 und I2 unterteilt ist. Am Eingang des NAND-Gates NA wird der Messimpuls, dessen Dauer gemessen werden soll, angelegt. Das NAND-Gate NA geht der Kette 14 aus Invertern I3–I16 voraus, die in Reihe geschaltet sind.
Zwei Impulszähler C1 und C2 sind vorgesehen, denen jeweils ein Taktgenerator G1 bzw. G2 vorangeht. Der Eingang des Taktgenerators G1 ist an den Ausgang des Inverters I10 gekoppelt, während der Eingang des zweiten Taktgenerators G2 an den Ausgang des nachfolgenden Inverters I11 gekoppelt ist.
Die Speicherkette SPK umfasst 16 gleiche Speicherelemente S1– S16, welche hier als D-Flip-Flops konstruiert sind, wobei jeweils ein Inverter I1–I16 einem Speicherelement S1–S16 zugeordnet ist.
Die den Impulszählern C1 und C2 jeweils vorangehenden Taktgeneratoren G1 und G2 weisen jeweils ein D-Flip-Flop FL und ein Exklusiv-Oder-Bauteil EX gemäß 5 auf. Das Takt-Eingangssignal des Flip-Flops FL ist mit dem Ausgangssignal des entsprechenden Inverters I10 bzw. I11 des Ringoszillators OSC (vgl. 4) gekoppelt; sein Ausgangssignal Q wirkt direkt auf den entsprechenden Impulszähler C1 bzw. C2, der für gewöhnlich aus einer Kette weiterer D-Flip-Flops besteht.
Das Exklusiv-Oder-Bauelement EX wird als steuerbarer Inverter verwendet, wobei der Messimpuls an dessen einen Eingang A angelegt wird, der andere Eingang B an den Ausgang Q des Flip-Flops FL gekoppelt ist, und der Ausgang des Inverters direkt auf den Dateneingang D des Flip-Flops FL wirkt. Zum Kompensieren der Laufzeit D1 auf ihrem Weg über das Exklusiv-Oder-Bauelement EX zu dem Dateneingang D des Flip-Flops FL geht dem Takt-Eingangssignal des Flip-Flops FL eine Verzögerungsleitung D2 mit entsprechender Abmessung voran.
Der Messschaltkreis arbeitet folgendermaßen:
Mit der Anstiegsflanke des Messimpulses, dessen Dauer exakt bestimmt werden soll, wird der Ringoszillator OSC über das NAND-Bauelement NA phasensychron gestartet. Der Ringoszillator schwingt dann mit seiner eigenen Frequenz, die sowohl aus den Laufzeiten der Inverter I1–I16 als auch aus deren Anzahl resultiert, bis die Abfallflanke des Messimpulses diesen wieder abschaltet. 6 zeigt die Taktperioden des Ringoszillators OSC während des Zeitintervalls T2–T1, das der Dauer des Messimpulses entspricht.
Solange der Ringoszillator schwingt, werden dessen vollständige Taktperioden durch die Impulszähler C1 und C2 gezählt. Im Verlauf werden die Taktsignale des Ringsoszillators OSC, die an den Ausgängen der Inverter I10 bzw. I11 abgezweigt werden, in den vorangehenden Taktgeneratoren G1 und G2 in ein Zählsignal mit der halben Anzahl an Impulsen oder mit der doppelten Impulsbreite umgewandelt. Während des Vorgangs wird die Laufzeit D1 des Messimpulses bis zu dem Dateneingang D des Flip-Flops FL durch die parallel zu dem Taktsignal laufenden Verzögerungsleitung D2 derart kompensiert, dass der Messimpuls und das Taktsignal phasen-synchron an dem Flip-Flop FL ankommen.
Die Abfallflanke des Messimpulses schaltet die Taktgeneratoren G1 und G2 ab – und somit auch die gekoppelten Impulszähler C1, C2.
Nach dem Abschalten des Ringoszillators OSC ansprechend auf die negative Flanke des Messimpulses wird der vorliegende Zustand der Inverterkette, welcher die Phasenposition der letzten Taktperiode wiedergibt, an die Speicherelemente S1 – S16 der Speicherkette SPK übertragen, die jeweils einem der Inverter I1–I16 zugeordnet sind. Die Auswertelogik LOG komprimiert die Inhalte der Speicherkette SPK auf eine Fünf-Bit-Zahl, die anzeigt, bei welcher Phasenposition der Ringoszillator abgeschaltet worden ist.
Auf der Basis der von der Auswertelogik LOG gelieferten Informationen über die Phasenposition kann die arithmetische Logikeinheit ALU nun überprüfen, welcher der beiden Impulszähler C1 und C2 unter den definierten Bedingungen abgeschaltet worden ist. Die arithmetische Logikeinheit ALU berechnet schließlich von dem Zählzustand der gewählten Impulszähler Cl bzw. C2, und von der aufgezeichneten Phasenposition zum Abschalt-Zeitpunkt des Ringoszillators, als auch von der Logikbedingung des ersten Speicherelements S1 das Messergebnis in Form einer Ziffer, die die Dauer des Messimpulses als ein Vielfaches der Laufzeit eines der Inverter I1–I16 anzeigt.
Die Dauer des Zeitintervalls T2–T1, das so bis zu einer Laufzeit eines Inverters zwischen einer Anstiegs- und einer Abfallflanke des Messimpulses bestimmt worden ist, kann anschließend weiterverarbeitet werden.
Da die Laufzeiten der Inverter nicht in jedem Chip gleich sind und zudem Abweichungen hinsichtlich Temperatur und Spannung ausgesetzt sind, ist es notwendig, Kalibrierungen durchzuführen, bevor der Messschaltkreis initialisiert wird und wenn der Messschaltkreis in Betrieb ist. Dies kann beispielsweise er folgen, indem zwei Messimpulse einer bekannten Dauer an den Messschaltkreis angelegt werden und eine Kalibrierkurve durch einfache Arithmetik erhalten wird, mit deren Hilfe die späteren Messergebnisse in Zeitunterschiede umgewandelt werden können. Die dafür erforderliche Arithmetik kann durch Prozessoren mit einem einfachen Aufbau realisiert werden.
Liste der Bezugszeichen:

OSC: Ringoszillator
NA: NAND-Gate
I1–I16: Inverter
C1, C2: Impulszähler
G1, G2: Taktgeneratoren
FL: Flip-Flop (von G1, G2)
D: Dateneingang (von FL)
Q: Ausgang (von FL)
EX: Exklusiv-Oder-Bauelement (von G1, G2)
A, B: Eingänge (von EX )
D1: Laufeit
D2: Verzögerungsleitung
SPK: Speicherkette
S1–S16: Speicherelemente
LOG: Auswertelogik
ALU: arithmetische Logikeinheit

Die Grundprinzipien der europäischen Patentanmeldung 0508232A2 sind in dem SARA-System, wie es in Verbindung mit dem Zeitsteuerungssystem der vorliegenden Erfindung beschrieben und gezeigt ist, realisiert. Das Zeitsteuerungssystem der vorliegenden Erfindung verwendet eine herkömmlichen Grob-Uhr und eine Fein-Uhr, wie es in dieser oben einbezogenen europäischen Patentanmeldung beschrieben ist.
Arbeitsweise des SARA-Systems
Zum Messen von Verlagerungen eines Messmagneten einer magnetostriktiven Vorrichtung erzeugt das SARA-System 12 einen Abfrage- oder Startimpuls und empfängt ein von der magnetostriktiven Vorrichtung 14 zurückkommendes Magnetsignal. Das Magnetsignal wird im Computer 30 mit einer Schwellenspannung verglichen, um einen Stopimpuls im SARA-System 12 zu bilden, wie es im Stand der Technik gut bekannt ist. Das SARA-System 12 misst dann die Zeitperiode zwischen dem Startimpuls und dem Stoppimpuls in einer Zeitmesseinheit 48. Das SARA-System 12 multipliziert dann die Zeitperiode mit einem in den Registern 44 gespeicherten Skalierungsfaktor und schreibt ein Ergebnis, das die Zeitperiode wiedergibt, in vier (4) 8-Bitregister 50.
Anschließend schaltet das SARA-System 12 ein INT\-Ausgangssignal auf seinen niedrigen Zustand, der dem Mikroregler 16 signalisiert, dass gültige Daten zum Auslesen verfügbar sind. Das die Zeitperode repräsentierende Ergebnis wird dann zu dem μC 16 in vier (4) Auslesezyklen auf einer Adresse übertragen. Mit der Übertragung des letzten Auslesezyklus beseitigt das SARA-System 12 eine Unterbrechung und wird vorbereitet, zusätzliche Magnetsignale zu empfangen, um den nächsten Stoppimpuls von dem Computer 30 zu bilden (für Anwendungen mit mehreren Magneten, so wie es in der US-Patentanmeldung No. 08/564,863 vom 30. November 1995 mit dem Titel "Magnetostriktiver Positionserfassungssonde mit spitzengerichtetem Wellenleiter" beschrieben ist). Dieses Verfahren erlaubt eine schnelle Übertragung des Ergebnisses in den μC 16. Der μC 16 wandelt dann die übertragenen Daten in ein Format um, das die Schnittstelle 20 erfordert (wandelt die Daten beispielsweise in ein RS485-Format um).
Alle Ergebnisse können durch Vergleichsmessungen korrigiert werden und werden für gewöhnlich auch korrigiert. Die nichtskalierten Ergebnisse besitzen eine Breite von 28 Bits, wobei die 16 höherwertigen Bits die Anzahl der vollen MK-Taktperioden, den Grobtakt, und die 12 niederwertigen Bits einen Bruchteil einer vollen MK-Taktperiode repräsentieren. Wenn man die empfohlenen 4 MHz für einen MK-Takt verwendet, dann bedeutet oder entspricht das niederwertigste Bit einer Zeitdauer von 61 ps (Pikosekunden). Die wahre Auflösung des SABA-Systems 12 dieser Erfindung liegt typischerweise bei ungefähr 280 ps bis ungefähr 180 ps, abhängig von der Temperatur und der Versorgungsspannung. Lediglich zyklisches Ablesen für ein raschen Herunterlladen der Ergebnisse ist auch vorgesehen, um das Auslesen von vier Registern 50 bei einer Adresse zu erlauben, indem ein interner Zähler für das Multiplexen der Adresse (aus den ursprünglichen Daten-Grob- und Feinzählern 51 berechnet) verwendet wird. Alle Funktionen werden durch den Einsatz von Registern 38, 40, 42, 44, 46 gesteuert, die an eine 8-Bit μC-Schnittstelle 54 gekoppelt sind. Das SARA-System 12 bietet zwei Modi für die geplante Positions- und Temperaturmessung:

– jeden beliebigen Modus (das μC muss schnell genug zum Auslesen sein, bevor neue Ergebnisse eintreffen), dessen auf dem System angeordnete Anzahl beliebig sein kann.
– eine adressierbare Position (1 von 16) oder 8 Temperaturanschlüsse für den (RTD)-Anschluss No. (1 aus 8).

Das SARA-System 12 ist so konstruiert, dass es in einem kontinuierlichen Messmodus betrieben werden kann. Das SABA-System 12 ist fähig, einen Abfrageimpuls mit einer programmierbaren Länge von bis zu 255 MK-Taktperioden zu erzeugen und zu über- tragen oder zu senden, wenn der Start-Abschalt-Anschlussstift an den Start-Einschalt-Anschlussstift angeschlossen ist. Das SARA-System 12 ist zudem so konstruiert, dass es bei einem externen Startmodus betriebsfähig ist, bei dem die Zeitmessung entweder mit dem Abfrageimpuls oder einem eingehenden Impuls (Bezugszeichen magnet), der von dem vom Start-Abschalt-Anschlussstift getrennten Start-Einschalt-Anschlussstift kommt, gestartet wird.
Es sind zwei 16-Bit-Register zum Programmieren eines Starkrausch-Unterdrückungsfensters 42a, 42b, und einer Zykluszeit 38a, 38b vorgesehen. Das Fenster weist einen niedrigeren Wert auf, und ermöglicht das Stop-Einschalten, nachdem der interne Zähler (intern dem SARA-System) die Zykluszeit 38a, 38b gezählt hat und den Wert des Fensters 42a, 42b erreicht hat und μC kann das Fenster 42a, 42b von einer Ablesung zu der nächsten abhängig von der Anordnung des/der Magneten in der magnetostriktiven Vorrichtung anpassen. Jede Messung schließt eine Skalierung 44 mit einem 24-Bit-Wert ein, der von der internen Hochgeschwindigkeits-ALU (intern dem SARA-System) durchgeführt wird. Es werden Unterbrechungen 52 und eine Bitveränderung in dem Statusregister 53 erzeugt, wenn neue Ergebnisse verfügbar sind. Die Zykluszeit 38a, 38b wird erreicht oder es tritt ein Überlauf-Fehler (es erfolgt nur eine Temperaturmessung für einen festgelegten hohen Wert) auf. Die Unterbrechungen werden beseitigt, indem das Ergebnisregister 50 viermal ausgelesen wird, oder das Unterbrechungs-Reinigungsregister über den I/0-Anschluss 54.
Das SARA-System 12 schließt eine Steuereinheit 36 ein, bei welcher es sich um eine Zustandsmaschine handelt, die für die gewünschte Reihenfolge von Ereignissen, wie sie für den Betrieb des spezifischen magnetostriktiven Positionssensors 14 erforderlich sind, programmiert ist, und liest die Entladezeiten für die Temperatur und Prozesse als Ergebnis von diesen Messungen aus. Das 8-Bit-Steuerregister 46 speichert Steuerinformationen, die von einem Bus 54 eintreffen. Das Register 40 mit einer Länge von 8 Bits speichert die gewünschte Impulsbreite des Abfrageimpulses. Die Zykluszeit-höherwertigen und niederwertigen Register 38a–b speichern 16-Bit-Informationen für die Geschwindigkeit, bei der sich die Abfragereihenfolge wiederholt. Die höherwertigen und niederwertigen HNR-(Starkrausch-Unterdrückungs-)Register 42a–b speichern 16-Bit-Infor mationen für ein Zeitfenster um die erwartete Beendigung des gemessenen Zeitintervalls. Alle außerhalb des Fensters auftretenden Impulse werden unterdrückt, wie es ausführlicher in dem US-Patent 4,721,902 beschrieben ist.
Der I/O-Schnittstellenbus, oder -Anschluss 54, ist eine μ-Controller-Schnittstelle, die vorzugsweise auf der Intel μC-Familie von Controller-Schnittstellen basiert und bei der Intel Corporation erhältlich ist. Sie wird für die bidirektionale Kommunikation mit einem externen Mikroprozessor (nicht gezeigt) gemäß Anforderung verwendet. Die Zeitmessungseinheit 48 bestimmt ein 28-Bit-Ergebnis, das in den Ergebnis-Registern 50 für die Magnetposition von der Dauer der Zeitperiode zwischen dem Startimpuls und dem Stoppimpuls an gespeichert wird. Wenn der Skalierungsfaktor 1,0 beträgt, dann sind die 16 höherwertigen Bits des Ergebnisses der Zählwert vollständiger Perioden einer intern (oder extern) quarzgesteuerten Grob-Uhr 56, wie z. B. eine MK-Uhr, welche einen Grobzählwert bestimmt. Die 12 niederwertigen Bits des Ergebnisses leiten sich von einem gepulsten (Oszillator-) Ringzähler oder einer Fein-Uhr 58 einer oben beschriebenen Art ab, die einen Feinzählwert bestimmt. Die Zeitmessungseinheit 48 schließt darüber hinaus drei 8-Bit-Register 44 zum Speichern des 24-Bit-Skalierungsfaktors ein.
Der Skalierungsfaktor wird verwendet, um die Zollanzahl (Zentimeteranzahl) zu bestimmen, die ein Bit repräsentiert, beispielsweise wird davon ausgegangen, dass wenn die Kristall-Taktuhr bei 2 MHz arbeitet, die Tongeschwindigkeit in dem Wellenleiter 9,05125 μs pro Zoll betragen würde, und wenn eine Ausgangsskalierung von 0,013487 Zoll pro Bit erwünscht ist, der Skalierungsfaktor dann 01B9 EDh betragen würde, was bedeuten würde, dass ein Messzählwert von 000186 A0h als 100.000 Zoll nach der Skalierung gespeichert würde.
Die Ergebnisregister 50 umfassen vier 8-Bit-Register, welche zum Speichern des die Magnetposition repräsentierenden Gesamt zählwerts verwendet werden.
Der μController 54 trägt ebenfalls zur Messeffizienz des SARA-Systems bei, indem er die Schwellenspannung des Vergleichers 30 verändert, so dass das Signal von dem Sendeelement (entfernt angeordneter Magnet) auf einem leicht messbaren Wert gehalten wird. Der μ-Controller 54 führt diese Aufgabe aus, indem er ein EPOT (Elektronen-Potentiometer) 60 zur Veränderung der Spannung verwendet, während sich der Magnet oder das Sendeelement weiter von der Quelle entfernt. Darüber hinaus kann der EPOT-Steuermechanismus verwendet werden, um das Signal mit der Zeit zu verändern und die Signalstärke anzupassen und aufrechtzuerhalten.
Der μ-Controller 54 kann ein EPOT mit einer Steuerlogik aufweisen, die das EPOT steuert, wie es durch den μ-Controller in der US-Patentanmeldung 08/549,491 von David Nyce vom 27. Oktober 1995 mit dem Titel "Impulsdetektor" gezeigt ist.
Des Weiteren werden wie in 2 gezeigt Temperaturmessungen durch eine Temperatur-Messeinheit 62 bestimmt, die die Zeitmesseinheit 48 sowie die daraus resultierende Zeitperiode verwendet, um die Temperatur des RTD 34 zu bestimmen. Die Temperatur-Messeinheit 62 ist in 3 detailliert dargestellt, welche zeigt, dass die Temperatur-Messeinheit 62 einen Kondensator C₀ 64, der über den die Temperatur messenden RTDs 34 entladen wird, einen SNS oder einen Schmitt-Trigger-Eingang 66, der an den Kondensator 64 angeschlossen ist, und einen Transistor 68 aufweist. Wenn die Spannung die Schwellenspannung des SNS-Eingangs 66 erreicht, wird die Zeitmessung gestoppt und ein CHA-Ausgang 70 schaltet von einer hohen in eine niedrige Impedanz, so dass der Kondensator 64 wieder aufgeladen wird.
Die zu messende Entladezeit oder Zeitperiode hängt von dem Widerstand eines jeden RTD 34 und der Schalttransistoren 68, einer Versorgungsspannung, dem Kondensator 64 und der Schwellenspannung des SNS-Eingangs 66 ab. Durch die Verwendung von Vergleichs-Widerständen 32, 78 ist es möglich, diese Einflüsse (mit Ausnahme des Einflusses durch den RTD) zu beseitigen. Das SARA-System 12 misst die Zeit zwischen den Start- und Stoppimpulsen, oder die Zeit für das Entladen eines Kondensators auf einen Schwellenspannungswert.
Die in 3 gezeigte Temperatur-Messeinheit 62 übersetzt einen Widerstand in eine Zeitperiode. Dies ermöglicht die Messung der RTDs 34 oder anderer Widerstände. Im Betrieb lädt der Lade- oder CHA-Anschlussstift 68 den Messkondensator C₀ 64 auf den Wert der Stromversorgungsspannung auf. Dann wird die Verbindung zu dem Lade-Anschlussstift 68 unterbrochen. Ein Anschluss P₀ 72 schaltet einen Transistor Q_Ref 68 über einen Strombegrenzer R_Ref 74 und einen Beschleunigungs-Kondensator C_Ref 76 ein. Dies bewirkt die Entladung des Kondensators C₀ 64 durch den zu messenden Widerstand R_Ref1 78. Der Mess- oder SNS-Anschlussstift 66 misst, wann der Kondensator C₀ 64 bis zu einem gewissen Schwellenspannungswert entladen wird. Die Zeitperiode zwischen dem Einschalten des Anschlusses P₀ 72 und der Entladung des Kondensators C₀ 64 ist die Zeitperiode, die proportional zu dem Widerstand des Widerstandselements RRef1 78 ist. Diese Zeitperiode wird gespeichert, und der gleiche Vorgang wird für jeden zu messenden Widerstand wiederholt, z. B. werden ein Anschluss P₁ 72a, ein Widerstand R₁ 74a, ein Beschleunigungs-Kondensator C₁ 76a, ein Transistor Q₁ 68a zum Messen eines Widerstands R_Tmp1 78a, usw. verwendet. Die sich ergebenden Zeitperioden werden auf die gleiche Weise wie für 2 beschrieben zur Messung des Positionsmagneten gemessen. Wenn alle Messungen abgeschlossen sind, werden die Temperaturmessungen (R_Tmp1 bis R_Tmp3 durch die Messung des Widerstands R_Ref 74 skaliert. Bei dem Widerstand R_Ref 74 handelt es sich um einen Präzisionswiderstand mit einem sehr niedrigen Temperaturkoeffizienten, welcher als eine Widerstandsreferenz verwendet wird.
Das SARA-System 12 wurde zum Messen der Laufzeiten und Entladezeiten entwickelt, um Pegel und Temperaturen, beispielsweise einer ASIC, zu berechnen. Das SARA-System 12 ist ein CMOS-Seaof-Gates-Chip, und arbeitet mit 3,3 Volt. Um die höchstmögliche Genauigkeit zu erreichen, muss das SABA-System 12 eine große Pufferkapazität auf jedem Versorgungs-Anschlussstift (CX61-CX64) aufweisen.
Wie oben dargelegt wurde, werden Temperaturen durch eine Widerstands-Relationsberechnung basierend auf den Entladezeiten von Vergleichwiderständen und einem Pt1000 80 (RTD Platin 1000 Ohm) bestimmt. Wie oben beschrieben, wird ein Kondensator durch einen Lade- oder CHA-Ausgang 70 geladen und schaltet den CHA-Ausgang 70 aus (hohe Impedanz), und ein Anschluss-Ausgang wird in einen hohen Pegel versetzt, so dass der Kondensator über einen Widerstand und einen Transistor entladen wird. Innerhalb des SARA-Systems 12 beginnt die Zeitmessung. Falls die Spannung eines Kondensators die Schwellenspannung eines Schmitt-Trigger- oder SNS-Eingangs 66 (oder des externen Vergleichers 30, der an den SNS-Eingang 66 gekoppelt ist) erreicht, wird die Zeitmessung unterbrochen und der CHA-Ausgang erreicht wieder einen hohen Pegel, um den Kondensator für die nächste Messung zu laden. Das SARA-System 12 besitzt zwei Modi für die Temperaturmessung:

– die Entladezeit eines Widerstands (Anschlusses) wird gemessen;
– die Entladezeit des Anschlusses 0 bis zum Anschluss x wird der Reihe nach gemessen.

Zur Berechnung des unbekannten Widerstands (R_tmp) wird der Wert des Vergleichswiderstands mit dem Verhältnis der Entladezeiten von R_tmp zu R_ref multipliziert.
Um eine größere Messgenauigkeit zu erzielen wird der folgende Algorithmus für die Berechnung der Temperatur verwendet: der Vielfach-Modus wird zum Messen der Entladezeiten der Anschlüsse 0 bis 6 verwendet. Die Entladezeiten von 256 derartigen Messungen werden addiert, so dass für jeden Anschluss eine Summe von 256 Messungen indem μ-Controller gespeichert wird. Zwei Anschlüsse messen Vergleichswiderstände, die anderen Anschlüsse sind für die RTDs (Pt1000) vorgesehen, die einen Widerstand von ungefähr 1000 Ω bei 0° aufweisen. Die Vergleichswiderstände weisen bekannte Widerstände von 1000 Ω und 2000 Ω auf. Die Differenz der Summen aus Rref2 und Rrefl (Sdiff = Sref2 – Srefl) wird als eine 1000 Ω-Referenz verwendet. Aufgrund der Verzögerungszeiten enthält die Zeit um Schalten des Transistors Q1 beispielsweise alle Werte und die Regelabweichung Toff. Die Übergangs-Regelabweichung Toff wird bei jeder Messung gemessen, so dass die Verzögerungszeit letztendlich aus der gemessenen Zeit faktorisiert werden kann. Durch die Berechnung der Differenz Sdiff kann die Regelabweichung Toff gesenkt werden. Die Summe des 1000 Ω-Widerstands Srefl enthält die Regelabweichung, so dass die Abweichung selbst durch die Gleichung Toff = Sref1 – Sdiff berechnet werden kann. Toff wird von allen Summen der RTDs subtrahiert. Die korrigierten Summen sind zu den Widerständen der RTDs linear. Zum Erhalt ihres Widerstands werden sie durch die 1000 Ω-Referenz Sdiff dividiert. Der Widerstand eines Pt1000 ist fast linear zu der Temperatur, so dass eine lineare Gleichung zur Berechnung der Temperatur aus dem Widerstand verwendet werden kann. Die Verzögerungszeit Toff ist nicht exakt gleich für jeden Anschluss. Um diesen Fehler zu beseitigen, kann die Verzögerungszeit individuell für jeden Anschluss bestimmt werden und dann in dem EEPROM gespeichert werden, um sie für die Berechnung zu verwenden.
Der Widerstand des Pt1000 ist nicht exakt linear zu der Temperatur, und es ergeben sich stufenweise Abweichungen in dem absoluten Widerstand, aber sie weisen alle den gleichen Temperaturkoeffizienten auf. Dies kann auch in Berechnungen be rücksichtigt werden, indem sie für die geringfügige Nicht-Linearität eingestellt werden, wie es in den Referenz-Handbüchern für Pt1000 gezeigt ist.
Somit schafft das SARA-System 12 ein Verfahren zum Erhöhen der Auflösung der Messung einer Zeitperiode für eine gegebene Frequenz eines Präzisionsoszillators in einem Positionssensor, ohne dass ein Mitteln oder Summieren mehrerer Zeitperioden zum Erhalten der verbesserten Resolution erforderlich ist. Es weist Folgendes auf:
eine erste Präzisionsoszillator-Vorrichtung zum Liefern eines Grobzählwerts für die signifikanteren Bits der Zeitmessung;
eine zweite Hochfrequenz-Oszillator-Vorrichtung zum Liefern eines Feinzählwerts für die weniger signifikanten Bits der Zeitmessung;
ein Register zum Speichern der Grob- und Fein-Zählwerte von der ersten und zweiten Vorrichtung, wobei das Register die vollständige Hochauflösungs-Messung der Zeitperiode, welche die Positionsmessung oder eine andere Messung durch Zeit für die Verwendung zur Bestimmung des Werts einer physikalischen Variable, wie z. B. Zeit oder Widerstand, aufweist.
Der Präzisionsoszillator ist quarzgesteuert. Der Hochfrequenz-Oszillator kann ein Ringoszillator sein.
Ein vollständiger Satz von Grob- und Fein-Zählwerten wird als das Ergebnis der Weiterleitung von bis zu nur einem Erregungsimpuls an den Wellenleiter erzielt.
Der Abfrageimpuls zur Erregung des Wellenleiters besitzt eine programmierbare Länge. Zum Messen des Widerstands in Verbin dung mit einem Positionssensor wird das Laden eines Kondensators, das Messen der für die Entladung des Kondensators auf eine Schwellenspannung erforderliche Zeit und eine Steuer-Schaltkreisanordnung zum Verursachen des Auftretens des Ladens und Entladens verwendet, und der zu messende Widerstand verändert sich ansprechend auf Temperaturveränderungen, und diese Widerstandsveränderung wird zum Messen der Temperatur verwendet.
Die Steuer-Schaltkreisanordnung wird zum Multiplexen bei mehr als einem zu messenden Widerstand verwendet, und bei mindestens einem derartigen Widerstand handelt es sich um einen stabilen Widerstand zur Verwendung als eine Kalibrierungsreferenz.
Zur Positionsmessung repräsentiert ein Grobzählwert die gemessene Position und speichert zudem einen Skalierungsfaktor zum Skalieren des Grobzählwerts in gewünschte Einheiten.
Der Sensor zum Messen der Position weist ebenfalls ein Zeitfenster auf, das die Zeit, in der die Ankunft eines Rückkehrimpulses erwartet wird, umgibt, wobei das Fenster eine Zeitperiode definiert, außerhalb welcher keine Signale von der Empfangs-Schaltkreisanordnung angenommen werden, wobei die Fenster-Zeitsteuerung abgeleitet wird, indem die Inhalte eines Grobzählwert-Registers verwendet werden und die gewünschte Anzahl von Zählwerten subtrahiert wird.
Obwohl die Erfindung in Verbindung mit spezifischen Ausführungsformen beschrieben worden ist, ist es offensichtlich, dass für Fachleute in der Technik angesichts der vorhergehenden Beschreibung viele Alternativen und Veränderungen ersichtlich sind. Dementsprechend soll die Erfindung alle Alternativen und Veränderungen, die in den Schutzumfang der anliegenden Ansprüche fallen, einschließen.

Claims

Verfahren zum Messen eines Zeitintervalls, das einer Position eines mit einer magnetostriktiven Vorrichtung verbundenen Magneten entspricht, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst: a. das Erzeugen eines Startimpulses durch ein hochentwickeltes Laufzeiterfassungs-Sensorsystem (12); b. das Übertragen des Startimpulses an die magnetostriktive Vorrichtung (14); c. das Empfangen eines Eingangssignals bei dem hochentwickelten Laufzeiterfassungs-Sensorsystem (12) von der magnetostriktiven Vorrichtung (14); d. das Vergleichen des Eingangssignals mit einem Schwellenwert zur Bildung eines Stopimpulses oder Sperrschritts; e. das Speichern eines mit Hilfe einer Grob-Uhr (56) im Megahertz-Bereich erzeugten Grobzählwerts und einer mit Hilfe einer Fein-Uhr (58) im Gigahertz-Bereich erzeugten Feinzählwerts beim Auftreten des Stopimpulses; f. das Addieren des Grobzählwerts und des Feinzählwerts zur Bildung eines Ergebnis-Zeitintervalls, das eine Auflösung von weniger als ungefähr 280 ps besitzt; und g. das Umwandeln des Intervalls in die Position des mit der magnetostriktiven Vorrichtung (14) verbundenen Magneten.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der hochentwickelte Laufzeiterfassungs-Sensor (12) in einem kontinuierlichen Messmodus läuft.
Verfahren nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der hochentwickelte Laufzeiterfassungs-Sensor (12) mit einer externen Quelle beginnt.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass Rauschen nach Erhalt des Eingangssignals durch Starkrausch-Unterdrückungsfenster unterdrückt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass das Ergebnis-Zeitintervall mit Hilfe eines Skalierungsfaktors eingestellt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass mehrere Magneten vorgesehen sind, und dass Schritt c einschließt, dass das Eingangssignal von jedem Magneten über die magnetostriktive Vorrichtung (14) empfangen wird, und dass die Schritte d bis g die Position eines jeden Magneten berechnen.
Vorrichtung zum Messen von Zeitintervallen, die einer Position eines mit einer magnetostriktiven Vorrichtung (14) verbundenen Magneten entsprechen, wobei die Vorrichtung Folgendes aufweist: ein hochentwickeltes Laufzeiterfassungs-Sensorsystem (12), das einen Mikrocomputer sowie eine Grob-Uhr (56) im Megahertz-Bereich aufweist; einen Impulsgenerator, der an dieses Erfassungssystem (12) angeschlossen ist und eine Einrichtung aufweist, die auf dieses Erfassungssystem (12) anspricht, so dass der Magnet über die magnetostriktive Vorrichtung (14) einen Startim puls (26) erzeugt und einen Rückimpuls von der magnetostriktiven Vorrichtung (14) empfängt, der der Position des Magneten entspricht; einen Vergleicher (30) zum Vergleichen des Rückimpulses mit einem Schwellenwert zur Erzeugung eines Stopimpulses, wobei der Vergleicher (30) an das Erfassungssystem und die magnetostriktive Vorrichtung (14) angeschlossen ist; wobei der Mikrocomputer einen Zähler zum Aufsummieren eines Grobzählwerts von der Grob-Uhr (56) bei Auslösung des Startimpulses aufweist, wobei der Zähler die Aufsummierung beendet, wenn der Stopimpuls von dem Erfassungssystem (12) empfangen wird; und der Mikrocomputer ein Zeitintervall bestimmt, das der Position des Magneten entspricht; dadurch gekennzeichnet, dass: die Vorrichtung zusätzlich eine Fein-Uhr (58) im Gigahertz-Bereich aufweist; und der Mikrocomputer einen Feinzählwert von der Fein-Uhr (58) zu dem aufsummierten Grobzählwert addiert.
Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass das Erfassungssystem (12) in einem Dauerbetrieb läuft.
Vorrichtung nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass weiter eine externe Quelle vorgesehen ist, wobei das Erfassungssystem an die externe Quelle angeschlossen ist und auf diese externe Quelle anspricht.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 7 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass das Erfassungssystem eine Vorrichtung zur Rausch-Unterdrückung für den Rückimpuls besitzt.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 7 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Mikrocomputer einen Skalierungsfaktor besitzt und eine Vorrichtung für das Skalieren des Zeitintervalls durch einen Skalierungsfaktor einschließt.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 7 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass mehrere Magneten auf der magnetostriktiven Vorrichtung (14) vorgesehen sind, und der Impulsgenerator einen der Position eines jeden Magneten entsprechenden Rückimpuls empfängt, wobei das Erfassungssystem (12) so ausgelegt ist, dass es mehrere Stopimpulse von dem Vergleicher (30) empfängt und eine Vorrichtung zum Ansammeln des Zeitintervalls an jedem der Magneten aufweist, indem entsprechende aufsummierte Grobzählwerte und Feinzählwerte addiert werden.