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Die vorliegende Erfindung betrifft
das Gebiet der Stromversorgungen für hohe Spannungen und hohe
Leistungen, die insbesondere dazu bestimmt sind, einen oder mehrere
Kondensatoren bei hoher Spannung schnell aufzuladen.
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Genauer bezieht sich die Erfindung
auf Stromversorgungen, die in der Lage sind, aus einer niedrigen
oder mittleren Spannung (typischerweise der Spannung des Wechselstromnetzes
mit 110 oder 220 Volt) eine gleichgerichtete Spannung von wenigstens
einigen hundert Volt (typischerweise einer Spannung zwischen 500
und 10 000 Volt) zu bilden, bei einer Leistung von einigen hundert
oder tausend Watt (typischerweise einer Leistung von mehr als 800 Watt).
Solche Kennwerte der Ausgangsspannung und der Leistung werden benötigt, um
die Kondensatoren, die z. B. in gewissen Lasern benutzt werden, schnell
(typischerweise in höchstens
einigen Sekunden) aufzuladen.
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Die bekannten Stromversorgungen mit
hoher Spannung und hoher Leistung verwenden eine Spannungserhöhungsschaltung
mit Stromunterbrechung, die mit Quasiresonananz oder Resonanz arbeitet
und die am Eingang durch eine gefilterte Gleichspannung gespeist
wird, um am Ausgang mit Hilfe eines Spannungserhöhungstransformators und mit
Hilfe von steuerbaren elektronischen Schaltern eine Hochspannung
zu liefern, die gleichgerichtet wird, damit man die gewünschte Hochspannung
erhält.
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Die Spannungserhöhungsschaltungen, die mit Quasiresonanz
arbeiten und diejenigen, die mit Resonanz arbeiten, unterscheiden
sich in der Art und Weise der Steuerung der elektronischen Schalter. Bei
den Spannungserhöhungsschaltungen
mit Resonanz wird die spontane Umschaltung eines elektronischen
Schalters ausgelöst
durch die gesteuerte entgegengesetzte Umschaltung eines anderen
Schalters, und diese Schaltungen sind allgemein symmetrisch in bezug
auf die Erregung des Transformators. In den Spannungserhöhungsschaltungen
mit Quasiresonanz wird die spontane Umschaltung eines Schalters
ausgelöst
durch die Entwicklung von elektrischen Größen der Spannungserhöhungsschaltung,
und diese Schaltungen sind allgemein asymmetrisch in bezug auf die
Erregung des Transformators. Die Gemeinsamkeit der Spannungserhöhungsschaltungen
mit Quasiresonanz und Resonanz besteht darin, daß die Leckinduktivität des Spannungserhöhungstransformators
benutzt wird, die die Kopplungsfehler zwischen der Primärseite und
der Sekundärseite
des Transformators überträgt, um die
Gesamtheit oder einen Teil einer Induktivität eines LC-Resonanzkreises zu bilden.
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Die vorgenannte gefilterte Gleichspannung, die
zur Speisung der quasiresonanten oder resonanten Spannungserhöhungsschaltung
mit Stromabschaltung dient, erhält
man mit Hilfe einer Brücke
aus Dioden und elektrochemischen Filterkondensatoren mit hoher Kapazität (typischerweise
mehreren tausend Mikrofarad). Die elektrochemischen Kondensatoren
verhalten sich, wenn sie im nicht aufgeladenen Zustand sind, wie
ein Kurzschluß,
und es ist notwendig, eine Schaltung vorzusehen, die in der Lage
ist, den Einschaltstrom beim Anlegen der Spannung an die Diodenbrücke zu begrenzen.
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Im übrigen haben die bekannten
Stromversorgungen für
hohe Spannung und hohe Leistung zumeist stromaufwärts der
quasiresonanten oder resonanten Spannungserhöhungsschaltung mit Stromunterbrechung
eine Schaltung zur Korrektur des Formfaktors (PFC), die dazu bestimmt
ist, im Wechselstromnetz, an welches die Stromversorgung angeschlossen
ist, die elektromagnetische Verunreinigung durch die Harmonischen
des Eingangsstromes zu vermeiden.
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In 1 ist
schematisch eine Stromversorgung 1 für hohe Spannung und hohe Leistung
nach dem Stand der Technik dargestellt. Diese Stromversorgung 1 weist
am Eingang ein Tiefpaßfilter 2 auf, gefolgt
von einer Diodenbrücke 3,
einer Schaltung 4 zur Begrenzung des Einschaltstromes,
einer Schaltung 5 zur Korrektur des Formfaktors (PFC),
elektrochemischen Filterkondensatoren 6 und einer quasiresonanten
oder resonanten Spannungserhöhungsschaltung 7 mit
Stromunterbrechung, die mit Hilfe eines Hochspannungstransformators
die gewünschte hohe
Spannung liefert.
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Ein solche Stromversorgung 1 hat
zahlreiche Nachteile.
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Insbesondere die Verwendung von elektrochemischen
Kondensatoren 6 mit hoher Kapazität zum Filtern der gleichgerichteten
Spannung stromab wärts
der Diodenbrücke 3 und
stromaufwärts
der Spannungserhöhungsschaltung 7 macht
die Stromversorgung 1 kostspielig, schwer und sperrig.
Außerdem
ist die mittlere Lebensdauer der elektrochemischen Kondensatoren 6 deutlich
kleiner als die der übrigen
elektronischen Komponenten, die in der Stromversorgung 1 benutzt
werden, so daß sie
hinsichtlich der Lebensdauer der Stromversorgung einen begrenzenden
Faktor bilden.
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Außerdem werden die Normen für die elektromagnetische
Verträglichkeit
mit dem Wechselstromnetz in der Tendenz immer strenger, wodurch die
Schaltungen zur Korrektur des Formfaktors (PFC] komplexer und kostspieliger
werden.
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Das Patent
US 4 754 385 beschreibt eine Stromversorgung,
die in der Lage ist, eine hohe Spannung zu liefern. Die Stromversorgung
weist eine Spannungsreglerschaltung PWM zum Regeln der Ausgangsspannung
auf einen vorgegebenen Wert auf. Die Nulldurchgänge des Stromes auf der Sekundärseite des
Transformators werden mit Hilfe eines Stromtransformators detektiert.
Eine solche Stromversorgung ist nicht speziell dazu ausgebildet,
Kondensatoren mit hoher Kapazität
bei hoher Spannung aufzuladen, insbesondere aufgrund des Regelverfahrens
und der Verwendung des Stromtransformators.
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Die vorliegende Erfindung hat insbesondere die
Aufgabe, die vorgenannten Nachteile zu überwinden.
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Sie erreicht dies dadurch, daß sie eine Stromversorgung
vorschlägt,
wie sie in Anspruch 1 definiert ist.
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Bei der Erfindung wird die mit der
Leckinduktivität
in Verbindung stehende Energie dissipiert, ohne daß es notwendig
ist, sie in eine Induktivität
zu integrieren, die Teil einer Resonanzschaltung ist.
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Im Unterschied zu bekannten Stromversorgungen
für hohe
Spannungen verwendet eine Stromversorgung für hohe Spannung und hohe Leistung gemäß der Erfindung
eine Spannungserhöhungsschaltung
ohne Resonanz, d. h., ohne LC-Resonanzkreis.
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Bevorzugt weist die Stromversorgung
wenigstens zwei elektronische Schalter auf, und eine Freilaufdiode
ist einem dieser elektronischen Schalter zugeordnet, und eine Begrenzungsschaltung
ist dem anderen der genannten elektronischen Schalter zugeordnet,
wobei die Begrenzungsschaltung dazu ausgebildet ist, die Spannungsausschläge an den Klemmen
des ihr zugeordneten elektronischen Schalters zu begrenzen und dabei
den Änderungen der
Ausgangsspannung der Gleichrichtschaltung zu folgen.
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In einer vorteilhaften Ausführungsform
der Erfindung wird die Begrenzungsschaltung durch ein RCD-Netz gebildet.
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Dank der Erfindung ist es möglich, die
Spannungserhöhungsschaltung
mit einer ungefilterten gleichgerichteten Spannung zu speisen, die
Schwankungen aufweist, deren Amplitude mindestens 100 Volt beträgt, um so
die Verwendung von elektrochemischen Filterkondensatoren mit hoher
Kapazität
zu vermeiden. Es ist deshalb nicht mehr erforderlich, eine Schaltung
zur Begrenzung des Einschaltstromes vorzusehen. Die erfindungsgemäße Stromversorgung
ist auch elektromagnetisch verträglich,
da sie keine Harmonischen des Eingangsstromes erzeugt, die die Verwendung
eines Filters zur Korrektur des Formfaktors (PFC) erfordern würden. Es
ist bemerkenswert, daß diese
Merkmale trotz der Tatsache erhalten werden können, daß die Ausgangsspannung der
Stromversorgung zwischen einer Spannung von praktisch null am Beginn
der Aufladung des oder der aufzuladenden Kondensatoren variiert,
um eine erhöhte
Spannung am Ende der Aufladung des oder der Kondensatoren zu erreichen.
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Die Primärwicklung und die Sekundärwicklung
des Spannungserhöhungstransformators
sind vorteilhafterweise verschachtelt, und die Leckinduktivität des Transformators
ist kleiner oder gleich 10% der Selbstinduktivität der Primärwicklung oder der Sekundärwicklung.
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In einer bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung hat die Sekundärseite
des Spannungserhöhungstransformators
eine Wicklung, die zwischen zwei Primärwicklungen dieses Transformators
eingeschachtelt ist, die elektrisch parallel geschaltet sind, und
der magnetische Kreis weist keinerlei Luftspalt in dem Raum innerhalb
der Wicklungen auf. Der Spannungserhöhungstransformator hat ein
oder mehrere Wärmesenken,
die an den Kern aus magnetischem Material des Transformators angeklebt
sind. Der Spannungserhöhungstransformator
hat Luftspalte, die außerhalb
der Wicklungen des Spannungserhö hungstransformators
liegen und vorzugsweise durch ein elektrisch isolierendes, jedoch
thermisch leitfähiges
Material gebildet werden.
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Gegenstand der Erfindung ist auch
die Verwendung einer Stromversorgung der vorgenannten Art zum Aufladen
eines oder mehrerer Kondensatoren.
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Weitere Merkmale und Vorteile der
vorliegenden Erfindung ergeben sich aus dem Studium der nachstehenden
detaillierten Beschreibung eines nicht beschränkenden Ausführungsbeispiels
der Erfindung und aus den beigefügten
Zeichnungen, in denen zeigen:
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1,
bereits beschrieben, den Stand der Technik;
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2 ein
Schaltschema einer Stromversorgung gemäß der Erfindung;
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3 ein
Schema eines Beispiels einer Spannungserhöhungsschaltung, die in der
Stromversorgung gemäß der Erfindung
verwendet wird,
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4 ein
Schema eines Beispiels einer Gleichrichtschaltung für hohe Spannungen,
die am Ausgang der Spannungserhöhungsschaltung
in einer Stromversorgung gemäß der Erfindung
verwendet wird.,
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5 einen
Verlauf der Spannung am Eingang der Spannungserhöhungsschaltung und
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6 einen
axialen Schnitt durch den Spannungserhöhungstransformator.
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In 2 ist
schematisch eine Stromversorgung 8 gemäß der Erfindung dargestellt.
Diese Stromversorgung 8 ist bei 9 an ein häusliches
oder industrielles Wechselstromnetz mit einer nominalen Spannung
von 220 Volt und einer nominalen Frequenz 50 Hz angeschlossen. Selbstverständlich kann
man, ohne den Rahmen der Erfindung zu verlassen, die Stromversorgung 8 auch
für den
Anschluß an
ein Netz mit 110 Volt und 60 Hz, ein Drehstromnetz mit 380 Volt
oder auch an irgendein anderes Netz mit niedriger oder mittlerer
Spannung anpassen.
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Der bei 9 aufgenommene Wechselstrom
wird bei 10 in herkömmlicher
Weise mit Hilfe einer Diodenbrücke
gleichgerichtet.
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Die gleichgerichtete Spannung wird
bei 11 gefiltert, um Hochfrequenzsignale zu entfernen. Bei dem beschriebenen
Ausführungsbeispiel
erfolgt die Hochfrequenzfilterung nach der Gleichrichtung. Diese
Hochfrequenzfilterung wird vorteilhafterweise mit Hilfe mehrerer
Kunststoffilm-Kondensatoren 11a mit niedriger Kapazität (typischerweise
einigen Mikrofarad) vorgenommen. Im beschriebenen Beispiel erfolgt
die Hochfrequenzfilterung mit Hilfe von sechs parallel geschalteten
Kondensatoren von 1,5 Mikrofarad.
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Im Gegensatz zum Stand der Technik
ist es bei der Erfindung nicht notwendig, die Spannung, die von
der Diodenbrücke 10 zu
einer pulsierenden Spannung gleichgerichtet wurde, zu filtern, und
die gleichgerichtete Spannung, die nach der Hochfrequenzfilterung
bei 12 erhalten wird, weist als Funktion der Zeit starke
Amplitudenschwankungen auf, wie in 5 gezeigt
ist. Konkret schwankt die gleichgerichtete Spannung bei dem beschriebenen
Beispiel zwischen 0 und 320 Volt.
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Eine Spannungserhöhungsschaltung 13 mit einem
Spannungserhöhungstransformator
wird mit der vorgenannten gleichgerichteten Spannung gespeist und
liefert am Ausgang 14 eine Hochspannung, die bei 15 gleichgerichtet
wird, um bei 16 einen nicht gezeigten Kondensator unter
hoher Spannung aufzuladen.
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In dem Fall, daß die Stromversorgung dazu verwendet
wird, einen oder mehrere Kondensatoren aufzuladen, wächst die
Spannung am Ausgang der Stromversorgung von einem Wert in der Nähe von 0 am
Anfang der Aufladung des Kondensators, der als vollständig entladen
angenommen wird.
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Die Stromversorgung 8 weist
im beschriebenen Beispiel auch Mittel 17 zur Messung der
Ausgangsspannung bei 16 und zum Vergleich derselben mit einem Sollwert
auf, um ein Fehlersignal 18 an Steuermittel 19 auszugeben,
die dazu ausgebildet sind, die Spannungserhöhungsschaltung 13 zu
steuern, bis die Ausgangsspannung gleich einer vorbestimmten Spannung
ist.
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Die Steuermittel 19 nehmen
auch ein Signal 47 auf, das für den Strom repräsentativ
ist, der in der Sekundärwicklung
des Spannungserhöhungstransformators
fließt.
Dieses Signal wird im Fall einer einzigen Sekundärwicklung, wie in den Zeichnungen
gezeigt ist, durch Messung der Spannung an den Klemmen eines Widerstands
erhalten, der von dem zu messenden Strom durchflossen wird. Die
Stromversorgung könnte
auch mehrere Sekundärwicklungen aufweisen,
die jeweils mit einer Gleichrichtschaltung verbunden sind. Indem
man diese Gleichrichtschaltungen in Serie anordnet, kann man auch
eine Hochspannung erzeugen, die der Summe der von jeder der Gleichrichtschaltungen
gelieferten Spannungen entspricht. In dem Fall, daß der Spannungserhöhungstransformator
mehrere Sekundärwicklungen aufweist,
ist es jedoch vorzuziehen, den magnetischen Fluß in dem Transformator zu messen,
der mit den in den Sekundärwicklungen
fließenden
Strömen zusammenhängt, da
man dann eine einzige Sonde für
die Gesamtheit der Sekundärwicklungen
benutzen kann. Wenn der von der Sonde detektierte magnetische Fluß 0 ist,
so weiß man,
daß die
Ströme
in all den Sekundärwicklungen
0 sind. Als Sonde kann z. B. eine Hallsonde verwendet werden.
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Die Spannungserhöhungsschaltung 13 ist speziell
in 3 gezeigt.
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Diese Schaltung weist einen ersten
elektronischen Schalter 21 auf, der im beschriebenen Beispiel
durch eine Parallelschaltung von 3 MOSFET-Transistoren 21a, 21b, 21c gebildet
wird, so wie einen zweiten elektronischen Schalter 22,
der durch die Parallelschaltung von drei anderen MOSFET-Transistoren 22a, 22b, 22c gebildet
wird.
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Der erste elektronischen Schalter 21 ist
steuerbar durch Anlegen eines geeigneten elektrischen Signals bei
23 an das Gate der MOSFET-Transistoren, um einen Stromdurchgang
zwischen dem positiven Pol 24 der gleichgerichteten Spannung
stromabwärts
der Hochfrequenz-Filterstufe 11 und einer Klemme 25 einer
Wicklung 26 herzustellen. Die andere Klemme dieser Wicklung 26 ist
mit einer ersten Klemme 27 der Primärwicklung eines Spannungserhöhungstransformators 28 verbunden.
Der zweite elektronische Schalter 22 wird gesteuert durch
Anlegen eines geeigneten elektrischen Signals 20 an das Gate
der MOSFET-Transistoren, um einen Stromdurchgang zwischen dem negativen Pol 31 der gleichgerichteten
Spannung stromabwärts
der Hochfrequenz-Filterstufe 11 und der zweiten Klemme 29 der
Primärwicklung
des Transformators 28 herzustellen.
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Eine erste Entstör- und Dämpfungsschaltung ist mit dem
ersten elektronischen Schalter 21 verbunden. Diese Schaltung
wird gebildet durch eine Diode 32a, die mit ihrer Anode
an den positiven Pol 24 und mit ihrer Kathode an eine Klemme
eines Kondensators 33a angeschlossen ist. Die andere Klemme
des Kondensators 33a ist mit der Klemme 25 der
vorgenannten Wicklung 26 verbunden. Die Diode 32a ist parallel
zu einem Widerstand 34a geschaltet. Eine zweite Entstör-und Dämpfungsschaltung,
die mit der ersteren identisch ist, ist mit dem zweiten elektronischen
Schalter 22 verbunden. Diese letztere ist zwischen den
Klemmen 30 und 31 des zweiten elektronischen Schalters 22 angeordnet
und umfaßt
eine Diode 32b, deren Anode mit der Klemme 30 des
zweiten elektronischen Schalters 22 verbunden ist und deren
Kathode mit einer Klemme eines Kondensators 33b verbunden
ist. Die andere Klemme des Kondensators 33b ist mit dem
negativen Pol 31 verbunden. Die Diode 32b ist
parallel zu einem Widerstand 34b geschaltet.
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Dem ersten elektronischen Schalter 21 ist eine
Freilaufdiode 37 zugeordnet. Die Diode 37 ist mit
ihrer Kathode mit der Klemme 25 der Wicklung 26 und
mit ihrer Anode mit dem negativen Pol 31 verbunden. Diese
Diode begrenzt die maximale Spannung am Schalter 21 auf
die bei 12 erhaltene Spannung.
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Mit dem zweiten elektronischen Schalter 22 ist
ein Begrenzungsnetzwerk 38 Verbunden. Dieses Netzwerk ist
einerseits mit der Klemme 30 des zweiten elektronischen
Schalters 22 und andererseits mit dem negativen Pol 31 verbunden
und ermöglicht
es, die Spannungsausschläge
an den Klemmen des zweiten elektronischen Schalters 22 dadurch
zu begrenzen, daß sie
die in die Leckinduktivität
eingeleitete Energie dissipiert. Das Netzwerk 38 ist im
beschriebenen Beispiel ein RCD-Netzwerk und umfaßt eine Diode 39,
die mit ihrer Anode mit der Klemme 30 des zweiten elektronischen
Schalters 22 und mit ihrer Kathode mit einer Gruppe verbunden
ist, die durch Zenerdioden 40, einen Widerstand 41 und
einen Kondensator 42 in Parallelschaltung gebildet wird.
Im beschriebenen Ausführungsbeispiel
ist R = 15 kOhm und C = 0,47 Mikrofarad.
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Die Freilaufdiode 37 und
das Begrenzungsnetzwerk 38 können fortgelassen werden, wenn
die elektronischen Schalter hinreichend spannungsfest sind.
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Die Primärseite des Transformators 28 wird im
beschriebenen Ausführungsbeispiel
durch zwei parallel geschaltete Wicklungen 28a, 28b gebildet, und
die Sekundärseite
wird durch eine einzige Wicklung 28c gebildet, die, wie
in 4 gezeigt ist, mit
einem Ende an eine Gruppe von in Reihe geschalteten Gleichrichtdioden 43 und
mit dem anderen Ende, bei 44, an einen Widerstand 45 und
eine dazu parallel geschaltete Zenerdiode 46 angeschlossen
ist. Der Transformator 28 bewirkt eine galvanische Isolierung zwischen
den Teilen der Stromversorgung 8 mit mittlerer und hoher
Spannung.
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Der Widerstand 45 ermöglicht die
Messung einer Spannung, die für
den in der Wicklung 28c fließenden Strom repräsentativ
ist.
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Die Ausgangsspannung der Stromversorgung 8 wird
mit Hilfe eines Spannungsteilers gemessen, der mehrere in Reihe
geschaltete Widerstände 49 und
eine Gruppe von Kondensatoren 50 aufweist, die in Reihe
geschaltet und jeweils parallel zu zwei aufeinanderfolgenden Widerständen 29 angeordnet sind,
mit Ausnahme eines Kondensators 50, der mit einer der Ausgangsklemmen
der Stromversorgung verbunden und parallel zu einem Widerstand 49 und einer
Zenerdiode 58 geschaltet ist. Eine für die Ausgangsspannung der
Stromversorgung 8 repräsentative
Spannung wird an den Klemmen dieses Widerstands gemessen und bei 52 an
die Steuermittel 19 weitergeleitet.
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Ein Spannungsbegrenzungsschaltung 54 ist zwischen
den Ausgangsklemmen der Stromversorgung angeordnet, um das Auftreten
einer Überspannung
bei Abwesenheit einer Last zu vermeiden. Diese Begrenzungsschaltung
weist eine Folge von in Reihe geschalteten Zenerdioden 55 auf,
die in Dreiergruppen parallel mit Kondensatoren 56 verbunden sind.
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Der Fachmann erkennt in der Spannungserhöhungsschaltung 13 eine
Spannungswandler-Anordnung, die einer FLYBACK-Anordnung nahesteht.
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Im Unterschied zu einer bekannten
FLYBACK-Anordnung ist jedoch der elektronische Schalter 22 nicht
nach Art des elektronischen Schalters 21 gemäß einer
Konfiguration von der Art einer asymmetrischen Halbbrücke an eine
Freilaufdiode angeschlossen, sondern an das RCD-Netzwerk 38.
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Die Spannungserhöhungschaltung 13 verwendet
einen Transformator 28, der, wie oben erwähnt wurde,
eine durch zwei elektrisch parallel geschaltete Wicklungen 28a, 28b gebildete
Primärseite und
eine Sekundärwicklung 28 aufweist,
die zwischen den beiden Primärwicklungen 28a und 28b eingeschachtelt
ist. Im beschriebenen Beispiel weisen die beiden Wicklungen 28a und 28b die
gleiche Windungszahl auf.
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In 6 ist
der Transformator 28 im Schnitt in einer Ebene gezeigt,
die die Achse der Wicklungen 28a, 28b und 28c enthält.
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Der Transformator 28 weist
ein Gehäuse 28d auf,
das zum Wickeln der Wicklungen 28a, 28b und 28c dient.
Diese letzteren sind durch Blätter 28e aus einem
elektrisch isolierenden Material getrennt.
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Der Kern aus ferritartigem magnetischem Material
wird durch den Zusammenbau von zwei Blöcken 28f und 28g gebildet,
die in der Schnittebene in 6 jeweils
die Form eines E haben. Die Arme des E sind an ihren Enden bei 28h zusammengeklebt, ohne
daß ein
Luftspalt gebildet wird, im Unterschied zu bekannten Transformatoren,
deren Kern durch Zusammenbau zwei E-förmiger Blöcke gebildet wird. Die beiden
mittleren Arme des E, mit den Bezugszeichen 28i und 28j,
bilden einen Magnetkern, der sich axial über die gesamte Länge der
Wicklungen 28a, 28b und 28c erstreckt.
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Eine als Luftspalt dienende Platte 28k trennt die
drei Arme des unteren Blockes 28g von der Basis 281 dieses
Blockes. Eine als Luftspalt dienende Platte 28p trennt
die drei Arme des oberen Blockes vom Rest dieses Blockes, wie in 6 gezeigt ist.
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Eine durch Rippen 28n gebildete
Wärmesenke
ist an die obere Oberfläche
des oberen Blockes 28f angeklebt.
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Im beschriebenen Beispiel wird die
Platte 28p durch zwei übereinandergelegte
Platten mit 1 mm Dicke, jeweils aus Keramik, gebildet, und die Platte
28k wird
durch Epoxidharz gebildet und hat eine Dicke von 1 mm.
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Der Transformator 28 ist
dazu bestimmt, mit Hilfe einer nicht gezeigten Umschlingung, die
am Umfang der Blöcke 28f und 28g anliegt,
auf einer gedruckten Schaltungsplatine C montiert zu werden. Die
Verwendung einer Platte 28k aus Epoxidharz zur Bildung
des Luftspaltes zwischen den Armen des Blokkes 28g und
der Basis 281 ermöglicht
es in vorteilhafter Weise, die mechanischen Spannungen zu reduzieren,
die auf die keramischen Platten wirken, die den oberen Luftspalt
bilden.
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Die elektronischen Schalter 21 und 22 werden
durch die Steuermittel 19 simultan kommutiert, um eine
Unterbrechung des Stromflusses in den Primärwicklungen 28a und 28b des
Transformators 28 zu erreichen. Die vorgenannte Wicklung 26 wird
von dem Strom durchflossen, der durch die Primärseite des Transformators 28 fließt, und
ist mit einer nicht gezeigten Wicklung gekoppelt, die es den Steuermitteln
ermöglicht,
dem Verlauf des Stromes im Primärteil
des Transformators 28 zu folgen und die Funktion der Spannungserhöhungsschaltung 13 im
Fall von Überspannung
abzuschalten.
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Die elektronischen Schalter 21 und 22 unterbrechen
den Speisestrom für
den Primärteil
des Transformators 28 mit seiner Frequenz, die im beschriebenen
Beispiel in der Größenordnung
von 30 kHz liegt.
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Vorteilhafterweise sind die Schalter 21 und 22 beim
Nulldurchgang des Stromes im Sekundärteil des Transformators 28 in
Sättigung
angesteuert. Man spricht von weicher Kommutation. Diese Art der Kommutation
ermöglicht
es in vorteilhafter Weise, die energetischen Belastungen zu reduzieren,
denen die MOSFET-Transistoren ausgesetzt sind, und vermeidet eine
vorzeitige Alterung dieser letzteren.
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Die Überwachung des Stromes auf
der Sekundärseite
im Hinblick auf die Verwirklichung der weichen Kommutation der elektronischen
Schalter 21 und 22 wird mit Hilfe des bei 47 abgegriffenen
Signals bewirkt. Der Fachmann wird bemerken, daß es die weiche Kommutation
in vorteilhafter Weise gestattet, kostengünstige Gleichrichtdioden 43 mit
mittlerer Schnelligkeit zu verwenden (d. h., Dioden, deren Erholungszeit
in der Größenordnung
von 150 ns liegt).
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Man wird bemerken, daß die Verwendung
eines Widerstands 45 zur Verfolgung des Stromes auf der
Sekundärseite
den Vorteil bietet, daß man
eine quasi-instantane Ansprechzeit hat, was von Vorteil ist, weil
die Ausgangsspannung der Stromversorgung veränderbar sein muß, wenn
diese Stromversorgung zum Aufladen von Kondensatoren verwendet wird.
In 3 ist gestrtchelt
ein Hallsensor 60 eingezeichnet, der anstelle des Widerstands 45 verwendet
werden kann, wenn mehrere Sekundärwicklungen
vorhanden sind.
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Die Spannung an den Klemmen des oder
der aufzuladenden Kondensatoren entwickelt sich relativ langsam
im Vergleich zur Periode des Wechselstromnetzes, an das die Stromversorgung
angeschlossen ist. Genauer beträgt
im beschriebenen Beispiel die Zeit, die benötigt wird, 90 % der Ladung des
Kondensators zu erreichen, mehr als das Fünffache der Periode des Wechselstromnetzes.
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Die Steuermittel 19 empfangen
bei 18 ein Signal, das für
den Spannungsabstand zwischen den Klemmen des aufzuladenden Kondensators
repräsentativ
ist, sowie eine vom Anwender programmierte Sollspannung. Die Steuermittel
sind dazu ausgebildet, die Kommutationszyklen der elektronischen Schalter 21 und 22 zu
verlangsamen oder zu unterbrechen, wenn die Sollspannung erreicht
oder nahezu erreicht wird.
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Schließlich ermöglicht es die Erfindung, über eine
Stromversorgung zu verfügen,
die im Vergleich zu Stromversorgungen nach dem Stand der Technik ein
verringertes Gewicht, einen verringerten Platzbedarf und verringerte
Kosten hat und in der Lage ist, eine mittlere Leistung größer oder
gleich 800 Watt bei einer Spannung größer oder gleich 500 Volt zu
liefern.
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Jede Stromversorgung stellt aus der
Perspektive des Wechselstromnetzes eine resistive Last dar, und
es ist möglich,
mehrere Stromversorgungen gemäß der Erfindung
zu verbinden, um sie parallel zu schalten und die Ausgangsleistung
zu vergrößern.
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Es versteht sich, daß verschiedene
Abwandlungen an dem beschriebenen Ausführungsbeispiel vorgenommen
werden können,
ohne daß der
Rahmen der vorliegenden Erfindung verlassen wird.
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Insbesondere kann man die MOSFET-Transistoren
durch andere zur Kommutation einsetzbare Transistoren ersetzen,
beispielsweise durch IGBT-Transistoren.
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Ebenso kann man den Spannungserhöhungstransformator 28 modifizieren,
indem man nichts desto weniger dafür sorgt, daß die Leckinduktivität hinreichend
niedrig für
eine korrekte Funktion der Spannungserhöhungsschaltung 13 bleibt,
vorzugsweise kleiner als 10 % der Selbstinduktivität jeder
der Wicklungen.