DE69618064T2

DE69618064T2 - Wechselspannungsleistungsgenerator und zugehöriges Verfahren

Info

Publication number: DE69618064T2
Application number: DE69618064T
Authority: DE
Inventors: Shin Kusase; Hirohide Sato; Makoto Taniguchi; Atsushi Umeda
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 1995-04-24
Filing date: 1996-04-23
Publication date: 2002-06-20
Anticipated expiration: 2016-04-24
Also published as: KR100271475B1; CN1141527A; EP0740395B1; JPH08294298A; DE69618064D1; EP0740395A3; CN1061791C; JP3531277B2; EP0740395A2; KR960039545A; US5726558A

Description

Die Erfindung betrifft ein Leistungswechselspannungserzeugungsgerät mit einem Leistungswechselspannungsgenerator mit Feldpolen der Lundell-Bauart und ein Steuerungsverfahren für das Gerät sowie genauer die Verringerung eines Pulsierens der elektromagnetischen Kraft und des dabei auftretenden elektromagnetischen Geräuschs.
Ein herkömmlicher Leistungsgenerator mit Feldpolen der Lundell-Bauart, der für Fahrzeuge verwendet wird, weist einen Drei-Phasen-Vollwellengleichrichter mit Komponentendioden zum Gleichrichten der erzeugten Drei- Phasen-Spannungen auf. Der Generator führt den durch den Drei-Phasen-Vollwellengleichrichter gleichgerichteten Gleichstrom einer Batterie oder elektrischen Fahrzeuglasten zu.
Jedoch variiert in dem herkömmlichen Fahrzeugleistungsgenerator der durch eine Ankerspule (Statorwicklung) jeder Phase fließende Ankerstrom periodisch (eine Unterbrechung des Ankerstroms tritt periodisch auf), so dass die an verschiedenen Abschnitten der Feldpole der Lundell-Bauart wirkenden elektromagnetischen Kräften pulsieren. Somit weist der herkömmliche Leistungsgenerator ein Problem dahingehend auf, dass, wenn eine vorbestimmte Frequenzkomponente der Pulsation der elektromagnetischen Kraft mit der spezifischen Resonanzfrequenz der Feldpole der Lundell- Bauart übereinstimmt, starke Schwingungen (Vibrationen) oder eine starke Geräusche erzeugt werden. Diese Schwingungen oder Geräusche tendieren dazu, dass sie bei der Drehzahl des Leistungsgenerators von 1500 bis 3000 Umdrehungen pro Minute erzeugt werden, das heißt in einem Maschinenleerlaufbetriebsbereich, in dem andere Formen von Geräuschen relativ gering sind, so dass der Fahrer oder die Passagiere die Schwingungen oder die Geräusche leicht wahrnehmen können. Zusätzlich sind diese Schwingungen oder Geräusche bemerkbar, wenn der Magnetfeldfluss groß ist und der Kern (Rotor) magnetisch gesättigt ist.
Zur Verringerung der Schwingungen oder Geräuschen, die durch die Pulsation der elektromagnetischen Kraft von Fahrzeugleistungsgeneratoren verursacht werden, ist ein Dämpfer zur Dämpfung von Schwingungen an den Feldpolen der Lundell-Bauart angebracht, der die Form eines Nagels aufweist, oder eine Schallisolierung des Gehäuses wird entsprechend dem Stand der Technik erhöht. Jedoch verursachen diese Maßnahmen neue Probleme, wie einen Anstieg bei dem notwendigen Herstellungsprozess, eine Verkomplizierung des Aufbaus, einen Anstieg der Größe oder des Gewichts und eine Verringerung der Ausgangsleistung pro Gewichtseinheit.
Die EP 0 398 222 offenbart ein Leistungserzeugungssystem, das einen Induktionsgenerator und eine Umwandlungseinrichtung zum Gleichrichten einer Wechselspannung aufweist, die aus den Ankerspulen erzeugt wird und eine Ausgangsspannung bereitstellt. Das Leistungserzeugungssystem ist zum Laden einer Batterie und zur Versorgung eines Leistungsnetzwerks eines Fahrzeugs mit elektrischer Leistung ausgelegt. Die Mehrphasenankerspulen in Kombination mit einem Feldpol der Lundell-Bauart ist mit der Umwandlungseinrichtung verbunden, die mit dem elektrischen Netzwerk und der Batterie verbunden ist. Erfassungseinrichtungen sind zur Erfassung physikalischer Größen vorgesehen, die sich auf die Rotationsdrehzahl des Induktionsgenerators und die Phase einer Pulsationskomponente der elektromagnetischen Kraft aus dem Generator beziehen, und eine weitere Steuerungseinrichtung ist zur Steuerung des Betriebs der Umwandlungseinrichtung auf der Grundlage der erfassten physikalischen Komponenten bereitgestellt, indem die Ankerspule jeder Phasen mit einem Entladestrom der Batterie zum Erhalt einer Ausgangsspannung oder eines Ausgangsstroms mit einem vorbestimmten Signalverlauf versorgt wird.
Im Hinblick auf diesen Stand der Technik liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, ein Leistungswechselspannungserzeugungsgerät und ein entsprechendes Verfahren auszugestalten, die die Schwingungen oder Geräuschen durch Verringerung der Pulsation der elektromagnetischen Kraft verringern können.
Weiterhin liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, ein Leistungswechselspannungserzeugungsgerät und ein Verfahren bereit zu stellen, das die Schwingungen oder Geräuschen verringern können, wobei ein Anstieg bei dem Produktionsprozess, komplizierten Aufbau, eine erhöhte Größe und ein erhöhtes Gewicht sowie eine verringerte Leistungsabgabe pro Gewichtseinheit vermieden werden.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch ein Leistungswechselspannungsgerät und ein entsprechendes Verfahren gelöst, wie in den beigefügten Patentansprüchen dargelegt.
Die Erfindung beruht auf der Feststellung des Erfinders, dass die Pulsation der elektromagnetischen Kraft durch periodische Variation eines Ankerstroms jeder Phase verursacht wird, und die Berücksichtigung, dass es möglich sein wird, die Vibration oder die Geräuschen durch Verringerung der periodischen Variation des Ankerstroms zu unterdrücken.
Erfindungsgemäß werden physikalische Größen, die sich auf die Frequenz und Phase der Pulsation der elektromagnetischen Kraft eines Wechselspannungsgenerators beziehen, erfasst und eine Ankerspule (Statorwicklung) jeder Phase wird mit einem Entladestrom (umgekehrten Strom) mit einer derartigen Frequenz und Phase versorgt, so dass die Pulsation der elektromagnetischen Kraft unterdrückt wird. Der Umkehrstrom wird als Ankerstrom zugeführt, der in die Richtung entgegengesetzt zu der der Ankerspannung fließt (das heißt, der von einem hochpegeligen Gleichspannungsleistungsquellenanschluss in die Ankerspule und dann aus einem Niedrigpegelgleichspannungsleistungsquellenanschluss fließt). Die Pulsation der elektromagnetischen Kraft des Generators kann somit verringert werden, und dementsprechend können die durch die Pulsation der elektromagnetischen Kraft verursachten Schwingungen oder Geräuschen des Generators verringert werden.
Genauer dient die Steuerung der Zufuhr des Umkehrstroms zur Zufuhr des Umkehrstroms zu der Ankerspule des Leistungswechselspannungsgenerators (eines sogenannten Alternators) mit Feldpolen der Lundell-Bauart in einer derartigen Richtung, dass er in die Ankerspule nach einer vorbestimmten Zeitdauer nachdem der aus der Ankerspule herausfließende erzeugte Strom null wird, und der Umkehrstrom zu der Ankerspule in einer derartigen Richtung fließt, dass er aus der Ankerspule nach einer vorbestimmten Zeitdauer von dem Zeitpunkt an fließt, wenn der in die Ankerspulen fließende erzeugte Strom null wird. Die vorbestimmte Zeitdauer ist die Zeit von einer ersten vorbestimmten Phasenwinkelposition zu einer zweiten vorbestimmten Phasenwinkelposition innerhalb einer einzelnen Periode, das heißt, des elektrischen Winkels 2π des Ankerstroms einer gegebenen Phase.
Vorzugsweise beträgt die Grundfrequenz des Umkehrstroms m · p · n. Dies verringert ausreichend die Pulsation der elektromagnetischen Kraft, da die Grundfrequenz der Pulsation der elektromagnetischen Kraft m · p · n beträgt.
In der Steuerung sollte die Zeitdauer, in der kein Strom fließt, unbedingt verringert werden. Vorzugsweise wird diese Zeitdauer auf null im Wesentlichen durch den Effekt des Umkehrstroms aus einer Batterie zu der Ankerspule verringert. Das heißt, dass eine Unterbrechung des Ankerstroms jeder Phase unterbunden wird, mit Ausnahme des Zeitpunkts vom Übergang von positiv zu negativ oder von negativ zu positiv. Diese Konstruktion verringert die Pulsation der elektromagnetischen Kraft und verringert dementsprechend die Schwingungen oder Geräusche des Generators.
Die räumlich verteilten und zwischen den Stator und Rotor agierenden elektromagnetischen Kräfte agieren zwischen den nagelförmigen Feldpolen, das heißt, den Feldpolen der Lundell-Bauart, und dem räumlich verteilten und elektromagnetisch mit den Feldpolen der Lundell-Bauart interagierenden Ankerstrom. Dies bedeutet, dass die Pulsation der elektromagnetischen Kraft durch schnelle Änderungen des Ankerstroms erzeugt wird, der durch den Schaltvorgang eines Schalters auf der hohen Seite oder eines Schalters auf der niedrigen Seite bereitgestellt wird, die beide eine Zwei-Wege-Stromschaltschaltung (Umrichterschaltung) bilden. Daher kann durch Unterdrückung oder Unterbindung des schnellen Starts der Erregung oder der diskontinuierlichen Erregung des Ankerstroms die Pulsation der elektromagnetischen Kraft verringert werden, weshalb dementsprechend die Schwingungen oder Geräuschen des Generators verringert werden können.
Vorzugsweise wird eine Spannung der Ankerspule erfasst. Auf der Grundlage der erfassten Ankerspannung wird eine schnelle Änderungsperiode (Unterbrechungsperiode) des Ankerstroms entsprechend der Phase der Pulsationskomponente der elektromagnetischen Kraft erfasst und wird der Entladestrom einer Gleichspannungsbatterie während der schnellen Änderungsperiode zur Unterdrückung der Pulsation der elektromagnetischen Kraft zugeführt. Somit steuert diese Konstruktion leicht eine Vermeidung eines schnellen Anstiegs oder einer schnellen Verringerung des Ankerstroms, wodurch die Pulsation der elektromagnetischen Kraft verringert wird.
Vorzugsweise wird ein Ankerstrom mit entgegengesetzter Phasen zugeführt, falls ein Feldstrom einer um einen Rotorkern vorgesehenen Feldspule zugeführt wird. Das heißt, da die Pulsation der elektromagnetischen Kraft bei Anstieg des Feldstroms und bei Anstieg des Grads der Sättigung des Magnetkreises bemerkbarer wird, der Umkehrstrom (der Entladestrom der Batterie) nicht zugeführt wird, falls der Feldstrom relativ gering ist, so dass die Schwingungen oder Geräuschen ebenfalls gering sind. Der Energiewirkungsgrad kann somit verbessert werden.
Vorzugsweise ist ein Wechselspannungs-Gleichspannungs- Wandler durch eine Zwei-Wege-Stromschaltschaltung (Umrichterschaltung) aufgebaut, die einen Schalter auf der hohen Seite und einen Schalter auf der niedrigen Seite aufweist, die beide aus Halbleiterschaltvorrichtungen aufgebaut sind. Dieser Wandler führt den Umkehrstrom zu, ohne dass eine Umrichterschaltung mit einem komplizierten Aufbau erforderlich ist.
In der beiliegenden Zeichnung zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild gemäß einem Ausführungsbeispiel für das Leistungswechselspannungserzeugungsgerät, das für Fahrzeuge verwendet wird, gemäß der Erfindung,
Fig. 2 eine Schnittansicht des in Fig. 1 gezeigten Drei- Phasen-Synchronleistungsgenerators,
Fig. 3 ein Äquivalentschaltbild, das einen Abschnitt einer Phase des in Fig. 1 gezeigten Drei-Phasen- Vollwellengleichrichters veranschaulicht,
Fig. 4A bis 4D Zeitverlaufsdiagramme, die die Einschaltzeitverläufe von in Fig. 1 gezeigten MOSFETs angeben, wenn kein Umkehrankerstrom zugeführt wird,
Fig. 5A bis 5D zeigen Zeitverlaufsdiagramme, die die Einschaltzeitverläufe der in Fig. 1 gezeigten MOSFETs angeben, wenn der Umkehrankerstrom zugeführt wird,
Fig. 6 einen Graphen, der die Beziehung zwischen dem Geräuschpegel und der Drehzahl angibt, wenn die Betriebsart zur Unterdrückung der Pulsation der elektromagnetischen Kraft gemäß dem Ausführungsbeispiel durchgeführt wird, und wenn eine Diodengleichrichtung durchgeführt wird,
Fig. 7 ein Flussdiagramm, das ein spezifisches Beispiel für den Betrieb einer Steuerungseinrichtung gemäß Ausführungsbeispiel 1 veranschaulicht,
Fig. 8 ein Flussdiagramm, das ein spezifisches Beispiel für den Betrieb einer Steuerungseinrichtung gemäß Ausführungsbeispiel 1 veranschaulicht,
Fig. 9 ein Flussdiagramm, das ein spezifisches Beispiel für den Betrieb einer Steuerungseinrichtung gemäß Ausführungsbeispiel 1 veranschaulicht,
Fig. 10 ein Flussdiagramm, das ein spezifisches Beispiel für den Betrieb einer Steuerungseinrichtung gemäß Ausführungsbeispiel 1 veranschaulicht,
Fig. 11A bis 11D zeigen Zeitverläufe, die die Pulsation der elektromotorischen Kraft angeben, wenn der Umkehrstrom gemäß dem Ausführungsbeispiel zugeführt wird oder nicht zugeführt wird,
Fig. 12A bis 12C die Verteilung magnetmotorischer Reaktionskräften zu in Fig. 11A bis 11D angegebenen Zeitpunkten,
Fig. 13A bis 13C Muster des Ankerstromflusses zu den in Fig. 11 bis 11D angegebenen Zeitpunkten,
Fig. 14A bis 14D Zeitdiagramme, die Pulsationen der elektromagnetischen Kraft angeben, wenn eine Diodengleichrichtung durchgeführt wird,
Fig. 15A bis 15C die Verteilungen magnetmotorischer Reaktionskräfte zu in Fig. 14A bis 14D angegebenen Zeitpunkten,
Fig. 16A bis 16C Muster des Ankerstromflusses zu den in Fig. 14A bis 14D angegebenen Zeitpunkten,
Fig. 17 die Verteilung der elektromagnetischen Kraft, wenn der Polkern nicht gesättigt ist,
Fig. 18 die Verteilung der elektromagnetischen Kraft, wenn der Polkern gesättigt ist,
Fig. 19 eine schematische Seitenansicht des Polkerns,
Fig. 20 eine schematische Vorderansicht des Polkerns, und
Fig. 21 einen Vibrationszustand des Polkerns.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE

Nachstehend ist ein Ausführungsbeispiel für ein Leistungswechselspannungserzeugungsgerät gemäß der Erfindung unter Bezugnahme auf ein in Fig. 1 gezeigtes Blockschaltbild und eine in Fig. 2 gezeigte Schnittansicht eines Drei-Phasen-Synchronleistungsgenerator 100 beschrieben.
Dieses Leistungswechselspannungserzeugungsgerät wird für Fahrzeuge verwendet und weist einen Drei-Phasen- Leistungssynchrongenerator (Alternator) 100 mit Feldpolen der Lundell-Bauart, einen Drei-Phasen- Vollwellengleichrichter (Zwei-Wege-Stromschaltschaltung, Umrichterschaltung) 11 zum Gleichrichten von erzeugten Wechselströmen, eine Regelungseinrichtung 71 zur Steuerung eines Feldstroms und eine Steuerungseinrichtung 7 zur Steuerung des Drei-Phasen-Vollwellengleichrichters 11 auf, wie es in Fig. 1 gezeigt ist.
Der Drei-Phasen-Leistungssynchrongenerator 100 weist einen Antriebsrahmen 1 und einen rückwärtigen Rahmen 2 auf, die drehbar einen Rotor 4 mittels Lager 3a und 3b tragen, wie es in Fig. 2 gezeigt ist. Ein Stator (Anker) 5 ist an den Antriebsrahmen 1 befestigt, und umgibt eine äußere umlaufende Oberfläche des Rotors 4. Die in den Ankerspulen (Statorwicklungen) 5a bis 5c erzeugten Ströme des Stators 5 werden durch den aus MOSFETs zusammengesetzten Gleichrichter 11 gleichgerichtet. Der einer Feldspule (Rotorwicklung) 4c des Rotors 4 zugeführte Feldstrom wird durch die Regelungseinrichtung 71 gesteuert. Kühlbleche 4a und 4b sind an den gegenüberliegenden Enden eines Polkerns 4e des Rotors 4 angebracht. Wie es bekannt ist, führt in dem Drei-Phasen-Leistungssynchrongenerator 100 die Regelungseinrichtung 71 den erforderlichen Feldstrom der Feldspule 4c zu und wird der Rotor 4 durch eine (nicht gezeigte) Brennkraftmaschine über eine Riemenscheibe 8 in Rotation versetzt, um ein umlaufendes Magnetfeld zu erzeugen, so dass Drei-Phasen-Wechselspannungen in den Ankerspulen 5a bis 5c induziert werden. Ein Widerstand r ist ein eingefügter Widerstand zur Erfassung des Feldstroms. Der durch den Widerstand r verursachte Spannungsabfall wird der Steuerungseinrichtung 7 zugeführt. Der Feldstrom kann ebenfalls anhand des Tastverhältnisses eines in der Regelungseinrichtung 71 vorgesehenen Schalttransistors 71a zur Steuerung des Feldstroms geschätzt werden.
Die Steuerungseinrichtung 7, die einen Mikrocomputer enthält, steuert mittels PWM (Pulsbreitenmodulation) die Leitungsrate des Feldstroms If derart, dass die Batteriespannung VB mit einem vorbestimmten Wert von erzeugten Spannungen übereinstimmt, erzeugt Gate- Steuerungssignalspannungen Ga bis Gf auf der Grundlage der Batteriespannung VB und der Ausgangsspannung der Ankerspulen 5a, 5b, 5c der jeweiligen Phasen und legt die Gate-Steuerungssignalspannungen Ga bis Gf einzeln an die Gates der SiC-MOSFETs 11a bis 11f an.
Die Regelungseinrichtung 71 steuert, um die Batteriespannung VB konstant zu halten, die Leitung des Schalttransistors zur Steuerung des Feldstroms auf der Grundlage des Vergleichs der Batteriespannung VB mit einer Referenzspannung. Die Beschreibung davon ist bekannt und entfällt daher an dieser Stelle.
Der Drei-Phasen-Vollwellengleichrichter 11 weist die Umrichterschaltung auf, in der die SiC-MOSFETs 11a bis 11f in einem Drei-Phasen-Brückenschaltungsaufbau verschaltet sind, wie es in Fig. 1 gezeigt ist. Ein Gleichstromausgangsanschluss auf hohem Pegel des Drei- Phasen-Vollwellengleichrichters 11 ist mit den Anschluss auf hohem Pegel einer Batterie 9 und einem Ende einer elektrischen Last 10 verbunden. Ein Gleichstromausgangsanschluss auf niedrigem Pegel des Drei- Phasen-Vollwellengleichrichters 11 ist zusammen mit dem Anschluss auf niedrigem Pegel der Batterie 9 sowie dem anderen Ende der elektrischen Last 10 geerdet. (An Masse gelegt). Die MOSFETs 11a bis 11c bilden (nachstehend als obere Schalter bezeichnete) Schalter auf der hohen Seite, und die MOSFETs 11d bis 11f bilden (nachstehend als untere Schalter bezeichnete) Schalter auf der niedrigen Seite.
Nachstehend ist unter Bezugnahme auf Fig. 3 eine Phasenumrichterschaltung einer Phase des Drei-Phasen- Vollwellengleichrichters 11 beschrieben.
Der obere Schalt-MOSFET 11a und der untere Schalt-MOSFET 11d sind vom N-Kanal-Typ und in Reihe miteinander verschaltet. Der MOSFET 11a weist einen N-Typ-Bereich, der an der Ankerspulenseite ausgebildet ist, das heißt, den Drain-Bereich während der Leistungserzeugung, sowie einen anderen N-Typ-Bereich auf, der an der Batterieseite ausgebildet ist, das heißt, den Source-Bereich während der Leistungserzeugung, und einen P-Quellenbereich auf, der unmittelbar unter der Gate-Elektrode 114a ausgebildet ist. Der PN-Übergang zwischen dem P-Quellenbereich und den N- Typ-Bereichen bildet eine parasitäre Diode 112a. Die parasitäre Diode 112a des MOSFETs 11a und die parasitäre Diode 112d des MOSFETs 11d dienen ebenfalls als Stromdurchgang zur Zufuhr des erzeugten Stroms zu der Batterie 9. Die anderen MOSFETs 11b bis 11f sind in derselben Weise wie der MOSFET 11a aufgebaut.
Der Schaltzeitverlauf der MOSFETs 11a bis 11f des Drei- Phasen-Vollwellengleichrichters 11 ist nachstehend beschrieben.
(Betriebsart ohne Unterdrückung der Pulsation der elektromagnetischen Kraft)
Zunächst ist die Betriebsart, in der der Umkehrstrom nicht zugeführt wird, unter Bezugnahme auf Fig. 4A bis 4D beschrieben.
Der MOSFET 11a, der als der obere Schalter der die Phasenspannung Va ausgebenden a-Phasen agiert, wird wie nachstehend beschrieben gesteuert. Es wird überprüft, ob die Phasenspannung Va (Fig. 4B) der Ankerspule 5a höher als die Batteriespannung Vb und die anderen Phasenspannungen Vb und Vc ist. Falls die Phasenspannung Va höher ist, wird der MOSFET 11a eingeschaltet (Fig. 4C). Der MOSFET 11a wird ausgeschaltet, wenn die Phasenspannung Va niedriger als die Batteriespannung Vb wird. Das Schalten der anderen oberen Schalter, der MOSFETs 11b und 11c, wird im Wesentlichen in derselben Weise gesteuert.
Der als unterer Schalter der a-Phase dienende MOSFET 11d wird wie nachstehend beschrieben gesteuert. Es wird überprüft, ob die Phasenspannung Va der Ankerspule 5a niedriger als die Massespannung VE ist. Falls die Phasenspannung Va niedriger ist, wird der MOSFET 11d eingeschaltet (Fig. 4D). Der MOSFET 11d wird ausgeschaltet, wenn die Phasenspannung Va höher als die Massespannung VE wird. Das Schalten der anderen unteren Schalter, der MOSFETs 11e und 11f, wird im Wesentlichen in derselben Weise gesteuert.

(Betriebsart mit Unterdrückung der Pulsation der elektromagnetischen Kraft)

Die Betriebsart zur Zufuhr eines Umkehrstroms ist nachstehend beschrieben. Gemäß diesem Ausführungsbeispiel schaltet die Umrichterschaltung jeder Phase abwechselnd den entsprechenden MOSFET der MOSFETs 11a bis 11c (oberen Schalter) und den entsprechenden MOSFET der MOSFETs 11a bis 11f (unteren Schalter). Das heißt, dass die Ankerspule 5a entweder über den MOSFET 11a oder den MOSFET 11d mit entweder dem Gleichspannungsleistungsquellenanschluss auf hohem Pegel oder dem Gleichstromleistungsquellenanschluss auf niedrigem Pegel verbunden ist, und die Ankerspule 5b entweder über den MOSFET 11b oder den MOSFET 11e mit entweder dem Gleichstromleistungsquellenanschluss auf hohem Pegel oder dem Gleichstromleistungsquellenanschluss auf niedrigem Pegel verbunden wird, und dass die Ankerspule 5c entweder über den MOSFET 11c oder den MOSFET 11f mit entweder dem Gleichstromleistungsquellenanschluss auf hohem Pegel oder dem Gleichstromleistungsquellenanschluss auf niedrigem Pegel verbunden wird.
Die Schaltungssteuerung des oberen Schalters 11a der a- Phase und des unteren Schalters 11d der a-Phase ist nachstehend unter Bezugnahme auf Fig. 5A bis 5D beschrieben.
Der obere Schalter 11a wird zu dem Zeitpunkt t0, das heißt, nach einer Zeitdauer T4 (= T2) von dem Zeitpunkt t2 eingeschaltet (Fig. 5C), wenn sich der Phasenstrom (Fig. 5A) der Ankerspule 5a von negativ zu positiv ändert (zu fließen beginnt). Die oberen Schalter, die MOSFETs 11b und 11c, werden im Wesentlichen in derselben Weise eingeschaltet. Genauer wird, da der obere Schalter 11a ausgeschaltet ist, während der untere Schalter 11d eingeschaltet ist, zu dem Zeitpunkt t0 der obere Schalter 11a eingeschaltet und der untere Schalter 11d ausgeschaltet (Fig. 5D), das heißt, nach der vorbestimmten Zeitdauer T4 von dem Zeitpunkt an, zu dem die elektrischen Potentiale an den gegenüberliegenden Enden des unteren Schalters 11d (das Source-Potential und das Drain-Potential) gleich werden.
Demgegenüber wird der untere Schalter 11d zu dem Zeitpunkt t1' eingeschaltet, das heißt nach der Zeitdauer T2 (= T4) von dem Zeitpunkt t1 an, wenn der Phasenstrom der Ankerspule 5a von positiv zu negativ sich ändert (hereinzufließen beginnt). Die unteren Schalter, die MOSFETs 11e und 11f werden im Wesentlichen in derselben Weise eingeschaltet. Genauer wird, da der untere Schalter 11d ausgeschaltet ist, während der obere Schalter 11a eingeschaltet ist, zu dem Zeitpunkt t1', das heißt, nach der vorbestimmten Zeitdauer T2 von dem Zeitpunkt an, zu dem die elektrischen Potentiale an den gegenüberliegenden Enden des oberen Schalters 11a (das Source-Potential und das Drain-Potential) gleich werden, der untere Schalter 11d eingeschaltet und der obere Schalter 11a ausgeschaltet.
Durch Steuerung des Schaltvorgangs in dieser Weise verursacht die Verzögerung des Zeitverlaufs des Ausschaltens des oberen Schalters 11a und des unteren Schalters 11d ein Fließen eines Umkehrstroms von der Batterie 9 zu den Ankerspulen 5a, 5b und 5c (wobei der Umkehrstrom der Strom ist, der in die Ankerspule 5a über den oberen Schalter 11a fließt und aus der Ankerspule 5a über den unteren Schalter 11d herausfließt, entgegengesetzt zu dem erzeugten Strom). Folglich wird dem Generator der Umkehrstrom zugeführt, der dieselbe Frequenz als die Grundfrequenz m · p · n der Pulsation der elektromagnetischen Kraft aufweist, so dass die Pulsation der elektromagnetischen Kraft verringert werden kann und die Schwingungen oder Geräuschen wie nachstehend beschrieben unterdrückt werden können.
Der Betrieb und die Vorteile der Schaltungssteuerung sind nachstehend zusammengefasst.
Zunächst fließt ein Phasenstrom Ia, das heißt ein entgegengesetzter Phasenstrom in einer derartigen Richtung, dass er in die Ankerspule 5a für eine vorbestimmte Zeitdauer (beispielsweise T2, wie in Fig. 5A bis 5D angegeben) fließt.
Falls ein Fließen des entgegengesetzten Phasenstroms zu dem Zeitpunkt t1' nicht zugelassen wurde, wenn die vorbestimmte Zeitdauer T2 verstreicht, ist die Phasenspannung Va normalerweise größer als die Spannung des Gleichstromleistungsquellenanschlusses auf niedrigem Pegel (0 V in Fig. 1), und der untere Schalter 11d der mit diesem Lastschalter parallel verschalteten Diode wird nicht eingeschaltet. In diesem Fall wird der Ankerstrom Ia nach der Zeit t1' unterbrochen.
Falls jedoch ein Fließen des entgegengesetzten Phasenstroms von dem oberen Schalter 11a zu der Ankerspule 5a für die vorbestimmte Zeitdauer T2 zugelassen wird, wird eine elektromotorische Gegenkraft, die zu dem Zeitpunkt t1', wenn der obere Schalter 11a ausgeschaltet wird, erzeugt wird, in einer derartigen Richtung auftreten, dass das elektrische Potential an dem Ausgangsanschluss der Ankerspule 5a dieser Phase, das heißt, die Phasenspannung Va dieser Phase verringert wird. Somit verringert sich die Phasenspannung Va durch die Größe der elektromotorischen Gegenkraft derart, dass die Phasenspannung Va unter das elektrische Potential des Gleichstromleistungsquellenanschlusses auf niedrigem Pegel sich verringert. Folglich wird der untere Schalter 11d oder die zu diesem unteren Schalter 11d parallel geschaltete Diode eingeschaltet, so dass ein kontinuierlicher Fluss des Ankerstroms Ia ohne Unterbrechung zugelassen wird, wodurch die Schwankung des Ankerstroms Ia unterdrückt wird und die Pulsation der elektromagnetischen Kraft verringert wird.
Der entgegengesetzte Phasenstrom, der während der vorbestimmten Zeitdauer T2 zugelassen wird, der nicht während der Betriebsart ohne entgegengesetzten Phasenstrom fließt, verursacht einen Aufbau einer elektromagnetischen Energie in der Ankerspule 5a. Da diese Energie nachfolgend nach dem Zeitpunkt t1' freigegeben wird, kann die Erzeugungskapazität ebenfalls erhöht werden.
In ähnlicher Weise wird der untere Schalter 11d für die vorbestimmte Zeitdauer geöffnet, nachdem der durch den unteren Schalter 11d fließende Strom von einer derartigen Richtung umgekehrt wird, dass er in die Ankerspule 5a zu der Richtung fließt, in der der Strom daraus herausfließt. Dadurch wird die Schwankung des Ankerstroms unterdrückt und wird die Pulsation der elektromagnetischen Kraft für denselben Betrieb und Vorteile wie vorstehend beschrieben verringert.
Es ist leicht zu verstehen, dass der Maximalwert der vorstehend erwähnten vorbestimmten Zeitdauer (die Zeitdauer zur Zufuhr des entgegengesetzten Phasenstroms) die längste Zeit (die maximale Verzögerungszeit) in Abhängigkeit von der Drehzahl ist. Zusätzlich sollte verständlich sein, dass die maximale Verzögerungszeit proportional zu der Drehzahl variiert, da die Periode (elektrischer Winkel von 2%) des Ankerstroms Ia jeder Phase mit der Drehzahl variiert. Weiterhin verringert eine Erhöhung der Drehzahl die maximale Verzögerungszeit weiter, da der Anstieg der erzeugten Spannung jeder Phase mit Erhöhung der Drehzahl schneller wird. Daher kann die Steuerungsschaltung ein vorab gespeichertes Kennfeld auf, das die Beziehung zwischen der maximalen Verzögerungszeit (die längste Zeit zur Zufuhr des Umkehrstroms) und die Drehzahl angibt. Mit einem derartigen Kennfeld kann die Verzögerungszeit auf die maximale Verzögerungszeit festgelegt werden, falls eine berechnete Verzögerungszeit größer als die entsprechend der in die Steuerungsschaltung eingegebenen Drehzahl bestimmte maximale Verzögerungszeit ist.
Genauer ist der Signalverlauf des Ankerstroms des Alternators gemäß diesem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 5A viel stärker an eine Sinuswelle angenähert, als der Signalverlauf des Ankerstroms gemäß Fig. 4A. Es ist zu verstehen, dass die Umlaufgeschwindigkeit des umlaufenden Magnetfelds, das durch die Drei-Phasen-Ankerströme erzeugt wird, die an Sinuswellen angenähert sind, stabil wird, und dass die Pulsation der elektromagnetischen Kraft mit einer starken Korrelation mit der Schwankung des Abstands zwischen dem äquivalenten Zentrum des umlaufenden Magnetfelds und dem Polzentrum des Feldpols (Polkerns) 4e aufweist. Fig. 6 gibt tatsächlich gemessene Werte an, die die Beziehung zwischen dem Geräuschpegel und der Drehzahl angibt, wenn der Generator in der Betriebsart mit Unterdrückung der Pulsation der elektromagnetischen Kraft betrieben wird, wie es in Fig. 5A bis 5D veranschaulicht ist. Die Kurve mit unterbrochener Linie wurde mit einem Drei-Phasen-Vollwellengleichrichter 11 erhalten, der eine Diodenbrückenanordnung unter denselben Bedingungen wie für die Kurve mit durchgezogener Linie aufweist. Wie angegeben, wurde das elektromagnetische Geräusch bei 2400 Umdrehungen pro Minute um 9 dB verringert.
Die Steuerung gemäß diesem Ausführungsbeispiel ist nachstehend unter Bezugnahme auf die Flussdiagramme gemäß Fig. 7 bis 10 beschrieben. Das Flussdiagramm gemäß Fig. 7 veranschaulicht den Steuerungsvorgang zur Erfassung der elektrischen Leistungserzeugungsperiode entsprechend der Bestimmung der Leistungserzeugungsdrehzahl und Kraftsättigung.
Der Steuerungsvorgang wird wie folgt durchgeführt: Löschen eines Zählers zum Zählen der Leistungserzeugungsperiode auf 0 (Schritt 101), Eingabe einer Phasenspannung (beispielsweise Va) der Drei-Phasen-Spannungen (Schritt 102), und Bestimmen, ob die Phasenspannung Va 0 V (= VE) ist, um den Null-Durchgangspunkt der Phasenspannung Va zu erfassen (Schritt 104). Falls die Spannung Va nicht 0 ist, wird ein Flag (eine Kennung) F auf 0 gesetzt (Schritt 106) und der Vorgang geht zu Schritt 122 über. Falls die Spannung Va 0 ist, wird das Flag F überprüft, ob es 1 ist (Schritt 108). Falls das Flag F nicht 1 ist, schreitet der Vorgang zu Schritt 122 voran. Falls das Flag F 1 ist, schreitet der Vorgang durch Setzen des Flags F auf 1 (Schritt 110), Stoppen des Zählers (Schritt 112) und Lesen des gegenwärtigen Zählerwerts (Schritt 114) weiter.
Das Flag F wird aus dem folgenden Grund verwendet. Da Schritt 104 tatsächlich bestimmt, ob die Phasenspannung Va sich innerhalb eines vorbestimmten Bereichs angenähert bei 0 befindet, könnte Schritt 104 in zwei aufeinanderfolgenden Zyklen dieser Routine bestimmen, dass Va gleich 0 V ist, was zu einer Bestimmung in einer extrem kurzen Periode führt. Die Verwendung des Flags F verhindert diese irrtümliche Bestimmung.
Der in Schritt 114 gelesene Zählwert gibt das Zeitintervall (T1) zwischen dem vorhergehenden Null-Durchgangspunkt (t0) und der gegenwärtigen Null-Durchgangszeit (t1) an, das heißt eine Periode, die halb so groß wie die Leistungserzeugungsperiode T0 ist. Dieser Zählwert wird zum Erhalt der Periode T0 verdoppelt, der dann in den Speicher gespeichert wird (Schritt 116). Der Zähler wird dann auf 0 zurückgesetzt und erneut gestartet (Schritt 118). Dann wird die Verzögerungszeit T2 = T4, das heißt, die Zeitdauer zur Zufuhr des entgegengesetzten Phasenstroms auf der Grundlage der Periode T0 bestimmt (Schritt 120). Gemäß diesem Ausführungsbeispiel wird die Verzögerungszeit T2 = T4 (vgl. Fig. 5A bis 5D) auf einen festen Anteil der Periode (T0) gesetzt.
Darauffolgend wird der Feldstrom If auf der Grundlage des Spannungsabfallsignals aus dem Widerstand r eingelesen (Schritt 122), und der Feldstrom If wird mit einem vorbestimmten Feldstromwert Ifref verglichen, mit dem der Rotor beginnt, gesättigt zu werden (Schritt 124). Gemäß diesem Ausführungsbeispiel wird der Wert Ifref experimentell auf 60% des maximalen Feldstroms in einem normalen kalten Zustand bestimmt. Falls Schritt 124 bestimmt, dass der Rotoreisenkern mit Magnetfluss gesättigt ist, schreitet der Vorgang zu Schritt 300 (Fig. 9) voran, um in die Ankerstromsteuerungsbetriebsart (Betriebsart mit Unterdrückung der Pulsation der elektromagnetischen Kraft) einzutreten. Falls Schritt 124 den andern Fall bestimmt, schreitet der Vorgang zu Schritt 200 (Fig. 8) voran, um in die Betriebsart ohne Steuerung des Ankerstroms (Betriebsart ohne Unterdrückung der Pulsation der elektromagnetischen Kraft) einzutreten.
Die Routine zur Ausführung der Betriebsart ohne Unterdrückung der Pulsation der elektromagnetischen Kraft ist nachstehend unter Bezugnahme auf das Flussdiagramm gemäß Fig. 8 beschrieben.
Die Routine wird ausgeführt, indem zunächst überprüft wird, ob die Phasenspannung Va der a-Phase größer als die Batteriespannung VB ist (Schritt 200). Der obere Schalter 11a (Schritt 202) wird eingeschaltet, falls die Spannung Va größer ist, und der obere Schalter 11a wird ausgeschaltet (Schritt 204), falls die Spannung Va gleich oder niedriger als die Batteriespannung VB ist. Dann wird überprüft, ob die Phasenspannung Va der a-Phase niedriger als 0 V, das heißt niedriger als das Potential des Anschlusses auf dem niedrigen Pegel der Batterie ist (Schritt 206). Falls sie niedriger ist, wird der untere Schalter 11d eingeschaltet (Schritt 208). Falls sie nicht niedriger als 0 V ist, wird der untere Schalter 11d ausgeschaltet (Schritt 210).
Dann wird überprüft, ob die Phasenspannung Vb der b-Phase größer als die Batteriespannung VB ist (Schritt 212). Falls die Spannung Vb größer ist, wird der obere Schalter 11b eingeschaltet (Schritt 214). Falls sie gleich oder kleiner als die Batteriespannung VB ist, wird der obere Schalter 11b ausgeschaltet (Schritt 216). Dann wird überprüft, ob die Phasenspannung Vb der b-Phase niedriger als 0 V, das heißt als das Potential des Anschlusses auf niedrigen Pegel der Batterie ist (Schritt 218). Falls sie niedriger ist, wird der untere Schalter 11e eingeschaltet (Schritt 220). Falls sie nicht niedriger als 0 V ist, wird der untere Schalter 11e ausgeschaltet (Schritt 222).
Dann wird überprüft, ob die Phasenspannung Vc der c-Phase größer als die Batteriespannung Vb ist (Schritt 224). Falls die Spannung Vb größer ist, wird der obere Schalter 11c eingeschaltet (Schritt 226). Falls sie gleich oder niedriger als die Batteriespannung Vb ist, wird der obere Schalter 11c ausgeschaltet (Schritt 228). Dann wird überprüft, ob die Phasenspannung Vc der c-Phase niedriger als 0 V, das heißt als das Potential des Anschlusses auf niedrigen Pegel der Batterie ist (Schritt 230). Falls sie niedriger ist, wird der untere Schalter 11f eingeschaltet (Schritt 232). Falls sie nicht niedriger als 0 V ist, wird der untere Schalter 11f ausgeschaltet (Schritt 234). Der Vorgang schreitet dann zu Schritt 102 voran.
Die Routine zur Ausführung der Betriebsart mit Unterdrückung der Pulsation der elektromagnetischen Kraft ist nachstehend unter Bezugnahme auf die Flussdiagramme gemäß Fig. 9 und 10 beschrieben. Fig. 9 veranschaulicht die Routine zur Bestimmung des Null-Durchgangspunkts. Fig. 10 veranschaulicht die Routine zur Steuerung des Schaltvorgangs der MOSFETs 11a bis 11f.
Zunächst wird überprüft, ob ein Flag (eine Kennung) F2 auf 1 gesetzt ist. Das Flag F2 gibt an, ob diese Routine zum ersten Mal ausgeführt wird oder bereits einmal oder öfter ausgeführt worden ist (Schritt 290). Falls diese Routine einmal oder öfter (F2 = 1) ausgeführt wurde, schreitet der Vorgang zu Schritt 300 voran. Falls diese Routine zum ersten Mal ausgeführt wird (F2 = 0) wird lediglich die Erregung (Einschalten) der MOSFETs 11a bis 11f entsprechend der in Fig. 8 veranschaulichten Routine ausgeführt (Schritt 292). Nach Setzen des Flags F2 auf 1 (Schritt 294), schreitet der Vorgang zu Schritt 300 voran. Das Flag F2 wurde auf 0 zurückgesetzt, wenn das Anlegen der Batteriespannung gestartet wird.
Schritt 300 überprüft, ob während des geschlossenen Zustands des unteren Schalters 11d die Spannung Va gleich oder größer als 0 V geworden ist, um zu bestimmen, ob der Strom durch den unteren Schalter 11d, das heißt der Ankerstrom Ia von negativ zu positiv sich geändert hat, das heißt von der Richtung, in der der Strom in die Ankerspule 5a fließt, zu der Richtung, in der der Strom aus dem unteren Gleichstromleistungsanschluss herausfließt (0 V). Falls die Stromrichtung sich geändert hat, wird ein eingebauter Zeitgeber d gestartet (Schritt 302). Falls sie sich nicht geändert hat, wird überprüft, ob Va gleich oder niedriger als VB während des geschlossenen Zustands des oberen Schalters 11a geworden ist, um zu bestimmen, ob der durch den oberen Schalter 11a fließende Strom, das heißt der Ankerstrom Ia sich von positiv auf negativ, das heißt von der Richtung, in der der Strom aus der Ankerspule 5a in den oberen Gleichstromleistungsanschluss fließt, zu der Richtung geändert hat, in der der Strom in die Ankerspule 5a hineinfließt (Schritt 304). Falls die Stromrichtung sich geändert hat, wird ein eingebauter Zeitgeber a gestartet (Schritt 306). Falls sie sich nicht geändert hat, schreitet der Vorgang zu Schritt 308 voran.
Schritt 308 überprüft, ob die Spannung während des geschlossenen Zustands des unteren Schalters 11e gleich oder größer als 0 V geworden ist, um zu bestimmen, ob der Strom durch den unteren Schalter 11e, das heißt der Ankerstrom Ib sich von negativ zu positiv, das heißt von der Richtung, in der der Strom in die Ankerspule 5b fließt, zu der Richtung geändert hat, in der der Strom heraus in den unteren Gleichstromleistungsanschluss hineinfließt (0 V). Falls die Stromrichtung sich geändert hat, wird ein eingebauter Zeitgeber e gestartet (Schritt 310). Falls sie sich nicht geändert hat, wird überprüft, ob Vb gleich oder kleiner als VB während des geschlossenen Zustands des unteren Schalters 11b geworden ist, um zu bestimmen, ob der Strom durch den oberen Schalter 11b, das heißt der Ankerstrom Ib sich von positiv zu negativ, das heißt von der Richtung, in der der Strom aus der Ankerspule 5b in den oberen Gleichstromleistungsanschluss fließt, zu der Richtung geändert hat, in der der Strom in die Ankerspule 5b hineinfließt (Schritt 312). Falls die Stromrichtung sich geändert hat, wird der eingebaute Zeitgeber b gestartet (Schritt 314). Falls sie sich nicht geändert hat, schreitet der Vorgang zu Schritt 316 voran.
Schritt 316 überprüft, ob während des geschlossenen Zustands des unteren Schalters 11f die Spannung Vc gleich oder größer als 0 V geworden ist, um zu bestimmen, ob der Strom durch den unteren Schalter 11f, das heißt der Ankerstrom Ic sich von negativ auf positiv, das heißt von der Richtung, in der der Strom in die Ankerspule 5c hineinfließt, zu der Richtung geändert hat, in der der Strom heraus in den unteren Gleichstromleistungsanschluss hinein (0 V) fließt. Falls die Stromrichtung sich geändert hat, wird ein eingebauter Zeitgeber f gestartet (Schritt 318). Falls diese sich nicht geändert hat, wird überprüft, ob während des geschlossenen Zustands des oberen Schalters 11c die Spannung Vc gleich oder niedriger als VB geworden ist, um zu bestimmen, ob der Strom durch den oberen Schalter 11c, das heißt der Ankerstrom Ic sich von positiv zu negativ geändert hat, das heißt von der Richtung, in der der Strom aus der Ankerspule 5c in den oberen Gleichstromleistungsanschluss fließt, zu der Richtung geändert hat, in der der Strom in die Ankerspule 5c hineinfließt (Schritt 320). Falls die Stromrichtung sich geändert hat, wird der eingebaute Zeitgeber c gestartet (Schritt 322). Falls sie sich nicht geändert hat, schreitet der Vorgang zu Schritt 400 voran.
Schritt 400 überprüft, ob der Zeitgeber d abgelaufen ist, das heißt, ob eine vorbestimmte Verzögerungszeit ΔT = T2 = T4 (vgl. Fig. 5D) verstrichen ist. Falls der Zeitgeber d nicht abgelaufen ist, schreitet der Vorgang unmittelbar zu Schritt 404 voran. Falls der Zeitgeber d abgelaufen ist, wird der untere Schalter 11d ausgeschaltet, der obere Schalter 11a eingeschaltet und wird der Zeitgeber d auf 0 zurückgesetzt. Der Vorgang schreitet dann zu Schritt 404 voran.
Schritt 404 überprüft, ob der Zeitgeber a abgelaufen ist, das heißt, ob die vorbestimmte Verzögerungszeit ΔT = T2 = T4 (vgl. Fig. 5D) verstrichen ist. Falls der Zeitgeber a nicht abgelaufen ist, schreitet der Vorgang unmittelbar zu Schritt 408 voran. Falls der Zeitgeber a abgelaufen ist, wird der untere Schalter 11d eingeschaltet, wird der obere Schalter 11a ausgeschaltet, und wird der Zeitgeber a auf 0 zurückgesetzt. Der Vorgang schreitet dann zu Schritt 408 voran.
Schritt 408 überprüft, ob der Zeitgeber e abgelaufen ist, das heißt, ob die vorbestimmte Verzögerungszeit ΔT = T2 = T4 (Fig. 5D) verstrichen ist. Falls der Zeitgeber e nicht abgelaufen ist, schreitet der Vorgang unmittelbar zu Schritt 412 voran. Falls der Zeitgeber e abgelaufen ist, wird der untere Schalter 11e ausgeschaltet, wird der obere Schalter 11b eingeschaltet und wird der Zeitgeber e auf 0 zurückgesetzt. Der Vorgang schreitet dann zu Schritt 412 voran.
Schritt 412 überprüft, ob der Zeitgeber b abgelaufen ist, das heißt, ob die vorbestimmte Verzögerungszeit ΔT = T2 = T4 (vgl. Fig. 5D) verstrichen ist. Falls der Zeitgeber b nicht abgelaufen ist, schreitet der Vorgang unmittelbar zu Schritt 416 voran. Falls der Zeitgeber b abgelaufen ist, wird der untere Schalter 11e eingeschaltet, wird der obere Schalter 11b ausgeschaltet und wird der Zeitgeber b auf 0 zurückgesetzt. Der Vorgang schreitet dann zu Schritt 416 voran.
Schritt 416 überprüft, ob der Zeitgeber f abgelaufen ist, das heißt, ob die vorbestimmte Verzögerungszeit ΔT = T2 = T4 (vgl. Fig. 5D) verstrichen ist. Falls der Zeitgeber f nicht abgelaufen ist, schreitet der Vorgang unmittelbar zu Schritt 420 voran. Falls der Zeitgeber f abgelaufen ist, wird der untere Schalter 11b ausgeschaltet, wird der obere Schalter 11c eingeschaltet und wird der Zeitgeber f auf 0 zurückgesetzt. Der Vorgang schreitet dann zu Schritt 420 voran.
Schritt 420 überprüft, ob der Zeitgeber c abgelaufen ist, das heißt, ob die vorbestimmte Verzögerungszeit ΔT = T2 = T4 (vgl. Fig. 5D) verstrichen ist. Falls der Zeitgeber c nicht abgelaufen ist, schreitet der Vorgang unmittelbar zu Schritt 102 voran. Falls der Zeitgeber c abgelaufen ist, wird der untere Schalter 11f eingeschaltet, wird der obere Schalter 11c ausgeschaltet und wird der Zeitgeber c auf 0 zurückgesetzt. Der Vorgang schreitet dann zu Schritt 102 voran.
Obwohl gemäß diesem Ausführungsbeispiel jeder der Schalter 11a bis 11f für eine Dauer des elektrischen Winkels von 180º geschlossen wird (eingeschaltet wird), kann die Schließdauer geringer als 180º sein. In einem derartigen Fall sollte die nachstehend beschriebene Steuerung ausgeführt werden, da in diesem Fall eine Zeitdauer auftritt, wenn sowohl der obere Schalter als auch der untere Schalter des jeweiligen Phasenumrichters ausgeschaltet sind.
Die Beschreibung erfolgt nachstehend unter Bezugnahme auf beispielsweise die a-Phase. Falls die Phasenspannung Va der Ankerspule 5a der a-Phase höher als die Batteriespannung VB während der Unterbrechung sowohl des oberen Schalters 11a als auch des unteren Schalters 11b wird, wird der obere Schalter 11a eingeschaltet. Der auf diese Weise eingeschaltete obere Schalter 11a sollte nach einer vorbestimmten Verzögerungszeit ΔT nach dem Zeitpunkt ausgeschaltet werden, wenn die Phasenspannung Va niedriger als die Batteriespannung VB wird, wie es vorstehend beschrieben worden ist.
In ähnlicher Weise wird der untere Schalter 11d eingeschaltet, falls die Phasenspannung Va niedriger als das Massepotential während der Unterbrechung von sowohl des oberen Schalters 11a als auch des niedrigen Schalters 11d wird. Der auf diese Weise eingeschaltete untere Schalter 11d sollte nach der vorbestimmten Verzögerungszeit ΔT von dem Zeitpunkt ausgeschaltet werden, zu dem die Phasenspannung Va niedriger als die Batteriespannung VB wird, wie es vorstehend beschrieben worden ist. Die Steuerung über die b-Phase und die c-Phase kann in derselben Weise durchgeführt werden. Alternativ dazu kann die Elementschaltvorgangssteuerung der Schaltung 11, die vorstehend beschrieben worden ist, lediglich für die a- Phase durchgeführt werden, während die Steuerung der Schalter 11b, 11c, 11e und 11f der b- und c-Phasen im Zeitverlauf um 120º gegenüber der Steuerung über die a- Phase verschoben ist.
Da der vorstehend beschriebene Steuerungsvorgang den Feldstrom If und die Sättigung des Eisenkerns erfasst und dadurch den Umkehrstrom lediglich dann zuführt, wenn starke Geräusche erzeugt werden, kann ein Anstieg des durch die Leitung des entgegengesetzten Phasenankerstroms verursachten Kupferverlust vermieden werden. Der Steuerungsvorgang kann ebenfalls die Drehzahl auf der Grundlage der Phasenspannung Va erfassen und die Leitung des Gegenstroms lediglich dann durchführen, wenn sich die Drehzahl innerhalb eines vorab bestimmten Drehzahlbereichs befindet, so dass sich die Schwingungen oder Geräusche, die durch die elektromagnetische Kraft verursacht werden, groß sind.
Falls zusätzlich der Zeitpunkt, wenn der Ankerstrom 0 wird, erfasst wird, kann der Startpunkt der Welligkeit der elektromagnetischen Kraft synchron mit diesem Zeitpunkt erfasst werden. Somit ermöglicht eine derartige Verarbeitung die Bestimmung des Zeitpunkts des Einschaltens oder Ausschaltens der Schalter 11a bis 11f, der nach der vorbestimmten Verzögerungszeit von dem Zeitpunkt liegt, zu dem der Ankerstrom 0 wird.
Nachstehend sind die Vorteile dieses Ausführungsbeispiels beschrieben. Fig. 11A bis 11D geben zeitliche Änderungen der Ankerströme Ia bis Ic der drei Phasen und der in dem nagelähnlichen Pol (Polkern) 4e auftretenden elektromagnetischen Kraft N in Hinblick auf die elektrischen Phasen an, wenn die Betriebsart mit Unterdrückung der Pulsation der elektromagnetischen Kraft durchgeführt wird. Die gestrichelten Linien geben in elektrischen Phasenwinkeln die Eigenschaften an, die ausgeübt werden, wenn die Diodengleichrichtung vorgesehen ist.
Fig. 12A bis 12C geben die Positionen des Rotors und die Verteilung der magnetomotorischen Reaktionskraft an, die an jeweiligen Zeitpunkten t10 bis t30 unter denselben Bedingungen wie vorstehend beschrieben an, und Fig. 13A bis 13C geben Stromflussmuster an. In den Figuren bezeichnet das Bezugszeichen 1000 die Verteilung der resultierenden zusammengesetzten magnetomotorischen Kraft, 1010 gibt die Verteilung der magnetomotorischen Reaktionskraft durch die a-Phase an, 1020 gibt die Verteilung der magnetomotorischen Reaktionskraft durch die b-Phase an, und 1030 gibt die Verteilung der magnetomotorischen Reaktionskraft durch den entgegengesetzten Phasenankerstrom durch die c-Phase an.
Gemäß diesem Ausführungsbeispiel fließen die Ankerströme Ia, Ib und Ic kontinuierlich, wie es in Fig. 5A angegeben ist, da entweder der obere Schalter oder der untere Schalter der Umrichterschaltung 11 jeder Phase stets eingeschaltet ist. Die Verteilung der magnetomotorischen Reaktionskraft in diesem Fall ist in Zusammenhang mit dem Zeitpunkt t20 beschrieben. Da der Umkehrstrom 12 in Bezug auf den Strom 11, der auftritt, wenn die Diodengleichrichtung eingeführt wird, sich die resultierende magnetomotorische Kraftverteilung 1000 in ansteigender Richtung verschiebt, wird das Intervall zwischen dem Zentrum P der resultierenden magnetomotorischen Kraftverteilung 1000 und dem Zentrum des Rotorpols d1 wie in den Fällen der Zeitpunkte t10 und t30. Das heißt, dass die Einleitung des Stroms in umgekehrten Richtungen ein geglättetes fortschreitendes Magnetfeld derart formt, dass die Position der magnetomotorischen Reaktionskraft zu den Magnetpolen unverändert, das heißt konstant über die Zeit verbleibt, wodurch die Welligkeit der elektromagnetischen Kraft verringert wird. Somit wird die Schwingung (Vibration) des nagelähnlichen Pols 4e, die durch die Welligkeit der elektromagnetischen Kraft verursacht wird, verringert, weshalb dementsprechend das magnetische Geräusch verringert wird. Ein geräuscharmer Wechselstromgenerator wird somit bereitgestellt, der wiederum elektromagnetische Geräusche ohne Erfordernis einer großflächigen Schalldämmwand oder einer besonderen Verarbeitung und ohne Verursachung einer Verringerung des Ausgangsleistungsvermögen oder einen Anstieg der Größe der Produkte verringert. Obwohl gemäß diesem Ausführungsbeispiel der Ankerstrom auf der Grundlage der Ankerspannung erfasst wird, kann der Strom durch beispielsweise Verwendung eines Widerstands mit geringem Widerstandswert erfasst werden, der in Reihe mit den MOSFETs 11a bis 11f geschaltet ist.
Der Betrieb und die Vorteile gemäß diesem Ausführungsbeispiel sind nachstehend ausführlich weiter beschrieben.
Der allgemeine Mechanismus der Erzeugung elektromagnetischer Geräusche in dem elektrischen Leistungsgenerator ist zunächst beschrieben. Fig. 14A bis 14D zeigen Zeitverläufe, die zeitliche Änderungen der Ankerströme der drei Phasen und der in den Magnetpolen bei 2000 Umdrehungen pro Minute auftretenden elektromagnetischen Kraft in Hinblick auf die elektrische Phase angeben, wobei die durch den Alternator erzeugten Spannungen durch den Diodengleichrichter gleichgerichtet werden.
Es ist nachgewiesen, dass die elektromagnetische Kraft synchron mit der Dauer pulsiert, wenn der Ankerstrom einer der Phasen bei 0 verbleibt (das heißt, die Dauer, wenn der Ankerstrom unterbrochen ist). Diese Welligkeit der elektromagnetischen Kraft weist eine Frequenz von m · p · n auf, wobei m die Anzahl der Phasen, p die Nummer der Pole, und n die Drehzahl pro Sekunde angeben. Die Beziehung der Positionen zwischen der Ankerreaktion und der Rotorposition wird analysiert, unter der Annahme, dass der Zeitpunkt t10 den Start der Pulsation der elektromagnetischen Kraft angibt, der Zeitpunkt t20 das Ende davon angibt, und der Zeitpunkt t3 den erneuten Start davon angibt.
Fig. 15A bis 15C geben die Rotorpositionen und die Verteilung der magnetomotorischen Reaktionskraft des Ankers zu den jeweiligen Zeitpunkten an, wobei die Position des Ankers fest ist. Die horizontale Achse in jeder Figur gibt die Position des Ankers in Hinblick auf die elektrische Winkelphase an.
Es wird hier angenommen, dass die Verteilung der magnetomotorischen Kraft eine Sinuswelle ist, um die magnetomotorische Ankerreaktionskraft anzugeben. Fig. 16A bis 16C geben die Stromflussmuster an. Da während der Zeitdauer t10 bis t20 kein Strom in der c-Phase auftritt, wird die resultierende magnetomotorische Kraft 1000 lediglich durch die Verteilung der magnetomotorischen Reaktionskraft 1000 durch die a-Phase und die Verteilung der magnetomotorischen Reaktionskraft 100 durch die b-Phase während dieser Zeitdauer erzeugt. Weiterhin verbleibt die resultierende magnetomotorische Kraft 1000 an derselben Position, da der in der a-Phase auftretende Strom Ia und der in der b-Phase auftretende Strom Ib dieselben sind. Da der Rotor mit konstanter Drehzahl dreht, ändert sich jedoch das Intervall zwischen dem Zentrum des Rotorpols und dem Zentrum P der resultierenden magnetomotorischen Kraft sich von δ1 zu δ2. Da die Position der magnetomotorischen Reaktionskraft relativ zu dem Magnetpol sich ändert, verringert sich somit die elektromagnetische Kraft drastisch. Zu dem Zeitpunkt t30 wird die resultierende magnetomotorische Kraft durch die a-Phase und die c-Phase bereitgestellt und verschiebt sich zu einer Position, in der die Phase um π/m (π/3, falls die Anzahl der Phasen drei ist) relativ zu dem Zeitpunkt t10 sich vorschiebt, so dass das Zentrumsintervall erneut δ1 wird, da der Strom lediglich in der a-Phase und der c-Phase auftritt.
In Hinblick auf die vorstehende Beschreibung wird die Welligkeit der elektromotorischen Kraft mit einer Frequenz von m · p · n und einer Periode von π/m eines Sägezahnsignalverlaufs erzeugt, bei der die elektromagnetische Kraft sich während der Zeitdauer mit unterbrochenem Ankerstrom sich verringert, wie es in Fig. 14D angegeben ist. Da der Signalverlauf kein Sinussignalverlauf ist, wird betrachtet, dass eine Vibrationskraft mit einer Hochfrequenzkomponente einer ganzzahligen Vielfachen dieser Frequenz erzeugt wird.
Die durch die nagelähnlichen Pole 4e erzeugte magnetomotorische Kraft liegt in rechteckiger Form der Verteilung der magnetomotorischen Kraft vor, wobei deren Maximum an dem Zentrum liegt, wie es in Fig. 17 gezeigt ist, wenn der Eisenkern gesättigt ist. Diese Änderung in der Verteilungsform erhöht weiter die Änderung der elektromagnetischen Kraft. In dem Fall einer Produktauslegung entsprechend dem allgemein akzeptierten Auslegungsverfahren, wird der Eisenkern mit der Anwendung des Feldstroms bei Überschreitung von etwa 60% sättigen und eine bemerkbare Tendenz zur Geräuscherzeugung erzeugen.
Wenn die zwischen dem Anker und dem Feldkern der Lundell- Bauart 4 mit nagelähnlichen Magnetpolen wie gemäß Fig. 19 bis 21 auftretende elektromagnetische Kraft sich ändert, deformiert sich der Polnagel 4e wie durch die gestrichelte Linie in Fig. 21 angegeben und werden große Schwingungen insbesondere dann erzeugt, falls die Frequenz der elektromagnetischen Kraft und die Resonanzfrequenz des Nagelpols zusammenfallen. Die Resonanzfrequenz des Nagelpols wird ausgedrückt durch:
f = kL&supmin;²(I/A)1/&sub2;
dabei ist L die Länge des Nagels, A die Querschnittsfläche des Nagels, k ist eine Konstante und I ist das Zweitmoment des Querschnitts. Durch eine rechteckige Parallelopipedannäherung des Querschnitts des Nagels kann die Gleichung umgeschrieben werden als:
f = k'L&supmin;²(A/L)
Da die Formen der Polkerne im Allgemeinen ähnliche Formen werden, falls der Querschnitt des magnetischen Pfads und der Spulenspalt entsprechend der Produktgröße ausgelegt sind, wird (A/I) ein konstanter Wert. Daher hängt die Resonanzfrequenz des Nagelpols lediglich von der Länge L des Nagelpols ab. Falls ein
Leistungswechselspannungserzeugungsgerät von 0,6 bis 1,6 kw ausgelegt wird, wird die Nagellänge innerhalb eines Bereichs von 20 mm bis 30 mm, weshalb dementsprechend die Resonanzfrequenz der nagelähnlichen Pole innerhalb eines Bereichs von 5000 bis 7000 Hz liegt. Es ist schwierig, diese Eigenschaft ohne Verschlechterung der Ausgangsleistungsfähigkeit drastisch zu ändern.
Falls beispielsweise ein Leistungswechselspannungserzeugungsgerät mit einer Nagelresonanzfrequenz von 6000 Hz bei 1500 bis 12000 Umdrehungen pro Minute entsprechend der Maschinendrehzahl betrieben wird, wird die Frequenz m · p · n der Welligkeit der elektromagnetischen Kraft 900 bis 7200 Hz, falls es sich bei dem Generator um eine Bauart mit 12 Polen und drei Phasen handelt. In einem derartigen Generator tritt die Resonanz der Nagel bei 10000 Umdrehungen pro Minute (6000 Hz) auf. Da die Welligkeit der elektromagnetischen Kraft Hochfrequenzkomponenten (Komponenten mit höherer Frequenz) aufweist, tritt die Nagelresonanz weiterhin ebenfalls auf, falls eine ganzzahlige Vielfache der Welligkeit der elektromagnetischen Kraft 6000 Hz wird. Beispielsweise wird bei 2500 Umdrehungen pro Minute (1500 Hz), 3333 Umdrehungen pro Minute (2000 Hz), oder 5000 Umdrehungen pro Minute (3000 Hz) eine ganzzahlige Vielfache der Frequenz der elektromagnetischen Kraft gleich der Nagelresonanzfrequenz, so dass eine starke Vibration des Nagelpols verursacht wird und starke magnetische Geräusche erzeugt werden. Insbesondere in einem Niedrigdrehzahlbereich wird die Welligkeit der elektromagnetischen Kraft groß und werden ebenfalls die erzeugten Geräusche groß, da die erzeugte Spannung niedrig ist und die Dauer der Unterbrechung des Ankerstroms lang ist.
Aus den vorstehend beschriebenen Gründen kann die Betriebsart mit Unterbrechung der Pulsation der elektromagnetischen Kraft gemäß diesem Ausführungsbeispiel wahlweise für spezifische Frequenzbereiche ausgeführt werden, in denen die Schwingungen groß werden. Es ist ebenfalls effektiv, die Betriebsart mit Unterdrückung der Pulsation der elektromagnetischen Kraft für derartige Frequenzbereiche im Vergleich zu anderen Frequenzbereichen zu verstärken.

(Modifikationen)

Obwohl gemäß dem vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiel die Schaltzeitpunkte auf der Grundlage des Zustands des elektrischen Potentials der einzelnen Schalter 11a bis 11b bestimmt werden, ist die Erfindung nicht darauf beschränkt. Falls beispielsweise eine Polpositionserfassungseinrichtung 16 zur Erfassung der Polposition des Rotors vorgesehen ist, kann der Schaltvorgang der Schalter 11a bis 11f auf der Grundlage der Polposition des Rotors gesteuert werden;
Obwohl die vorstehende Beschreibung in Zusammenhang mit dem Drei-Phasen-Synchronleistungsgenerator ausgeführt wurde, ist es verständlich, dass die Leistungserzeugungstechnik der Bauart mit Zufuhr, eines Umkehrstroms gemäß der Erfindung ebenfalls auf Synchronleistungsgeneratoren mit mehr als drei Phasen angewendet werden kann.
Ein Umkehrstrom wird aus einer Batterie (9) zu Ankerspulen (5a bis 5c) eines Drei-Phasen-Synchronleistungsgenerators (100) über Halbleiterschaltvorrichtungen (11a bis 11f) eines Drei-Phasen-Vollwellengleichrichters (11) zugeführt, indem die Schalter (11a bis 11b) gesteuert werden. Durch diese Steuerung wird eine Signalverlaufsverzerrung des Ankerstroms jeder Phase verringert, so dass die Pulsation der elektromagnetischen Kraft verringert wird, weshalb Schwingungen oder Geräusche verringert werden.

Claims

1. Leistungswechselspannungserzeugungsgerät zum Aufladen einer Batterie mit

einem Wechselspannungsleistungsgenerator (100) der Synchronbauart, der mit der Batterie (9) verbunden ist sowie Mehrphasen-Ankerspulen (5a-5c) und einen Feldpol der Lundell-Bauart (4) aufweist,

einer Wechselspannungs-Gleichspannungs- Umwandlungseinrichtung (11) zum Gleichrichten einer von den Ankerspulen erzeugten Wechselspannung und.zur Ausgabe einer gleichgerichteten Spannung,

einer Drehzahlerfassungseinrichtung (101-118) zur Erfassung einer auf die Drehzahl des Generators bezogenen physikalischen Größe,

einer Phasenerfassungseinrichtung (300-320) zur Erfassung einer physikalischen Größe, die auf die Phase einer pulsierende Komponente der elektromagnetischen Kraft aus dem Generator bezogen ist, und

einer Steuerungseinrichtung (7) zur Erfassung eines Schaltvorgangs der Wechselspannungs-Gleichspannungs- Umwandlungseinrichtung auf der Grundlage der physikalischen Größen, um der Ankerspule jeder Phase einen Entladungsstrom der Batterie mit einer derartigen Frequenz und Phase zuzuführen, dass die pulsierende Komponente der elektromagnetischen Kraft unterdrückt wird, wobei der Ankerstrom in jeder Spule kontinuierlich ohne Unterbrechung fließt.

2. Wechselspannungserzeugungsleistungsgerät nach Anspruch 1, wobei

die Grundfrequenz des Entladungsstroms m · p · n ist, wobei m die Anzahl der Phasen ist, p die Anzahl der Pole ist, und n die Drehzahl pro Sekunde ist.

3. Leistungswechselspannungserzeugungsgerät nach Anspruch 1, wobei

die Steuerungseinrichtung die Zeitdauer verkürzt, in der die Stromzufuhr zu der Ankerspule durch den Entladungsstrom aus der Batterie unterbunden wird.

4. Leistungswechselspannungserzeugungsgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei

die Phasenerfassungseinrichtung eine Ankerspannung über den Ankerspulen erfasst, und

die Steuerungseinrichtung die Zufuhr des Entladungsstroms der Batterie durch Steuerung der Wechselspannungs-Gleichspannungs-Umwandlungseinrichtung auf der Grundlage der erfassten Ankerspannung steuert.

5. Leistungswechselspannungserzeugungsgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei

die Steuerungseinrichtung bestimmt, ob ein Feldstrom (If), der einer um den Feldpol vorgesehene Feldspule (4c) zugeführt wird, einen vorbestimmten Wert (Ifref) überschreitet, und

die Steuerungseinrichtung die Zufuhr des Entladungsstroms durch Steuerung der Wechselspannungs- Gleichspannungs-Umwandlungseinrichtung durchführt, falls der Feldstrom den vorbestimmten Wert überschreitet.

6. Leistungswechselspannungserzeugungsgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die Wechselspannungs- Gleichspannungs-Umwandlungseinrichtung aufweist:

einen oberen Schalter (11a-11c), der eine Halbleiterschalteinrichtung zur Verbindung eines Hochpegel-Gleichstromquellenanschlusses individuell mit der Ankerspule aufweist,

einen unteren Schalter (11d-11f), der eine Halbleiterschalteinrichtung zur Verbindung eines Niedrigpegel-Gleichstromquellenanschlusses, der auf ein niedrigeres elektrisches Potential als der Hochpegel- Gleichstromquellenanschluss eingestellt ist, individuell mit der Ankerspule jeder Phase aufweist.

7. Leistungswechselspannungserzeugungsgerät nach Anspruch 6, wobei

die Steuerungseinrichtung den oberen Schalter, der mit einem Ausgangsanschluss der Ankerspule verbunden ist, angenähert zu einem Zeitpunkt einschaltet, wenn das elektrische Potential des Ausgangsanschlusses der Ankerspule höher als das elektrische Potential an dem Hochpegel-Gleichstromquellenanschluss wird, und

die Steuerungseinrichtung den unteren Schalter, der mit einem Ausgangsanschluss der Ankerspule verbunden ist, angenähert zu einem Zeitpunkt einschaltet, wenn das elektrische Potential des Ausgangsanschlusses der Ankerspule niedriger als das elektrische Potential an dem Niedrigpegel-Gleichstromquellenanschluss wird.

8. Leistungswechselspannungserzeugungsgerät nach Anspruch 6, wobei

die Steuerungseinrichtung den oberen Schalter nach einer vorbestimmte Zeitdauer einschaltet, nachdem das elektrische Potential eines Ausgangsanschlusses der Ankerspule höher als das elektrische Potential des Niedrigpegel-Gleichstromquellenanschlusses wird, und

die Steuerungseinrichtung den unteren Schalter nach einer vorbestimmte Zeitdauer einschaltet, nachdem das elektrische Potential des Ausgangsanschlusses der Ankerspule niedriger als das elektrische Potential des Hochpegel-Gleichstromquellenanschlusses wird.

9. Leistungswechselspannungserzeugungsgerät nach Anspruch 7 oder 8, wobei

die Steuerungseinrichtung den oberen Schalter nach einer vorbestimmte Zeitdauer ausschaltet, nachdem das elektrische Potential eines Ausgangsanschlusses der Ankerspule niedriger als das elektrische Potential des Hochpegel-Gleichstromquellenanschlusses wird, und

die Steuerungseinrichtung den unteren Schalter nach einer vorbestimmte Zeitdauer ausschaltet, nachdem das elektrische Potential des Ausgangsanschlusses der Ankerspule höher als das elektrische Potential des Niedrigpegel-Gleichstromquellenanschlusses wird.

10. Leistungswechselspannungserzeugungsgerät nach Anspruch 6, wobei

zumindest entweder der untere Schalter oder der obere Schalter aus SiC-MOSFET gebildet ist.

11. Steuerungsverfahren für ein Leistungswechselspannungserzeugungsgerät mit einem Wechselspannungsgerät (100) der Synchronbauart, der mit der Batterie (9) verbunden ist und Feldpole der Lundell- Bauart (4) aufweist, einer Wechselspannungs- Gleichspannungs-Umwandlungseinrichtung (11) zum Gleichrichten einer aus den Ankerspulen ausgegebenen Wechselspannung und zum Ausgeben einer gleichgerichteten Spannung zu der Batterie (9), wobei das Steuerungsverfahren die Schritte aufweist:

Erfassen (101-113, 300-322) einer physikalischen Größe, die auf die Drehzahl des Generators und auf eine Phase einer Schwankung in der elektromagnetischen Kraft bezogen ist,

Steuern (200-422) eines Schaltvorgangs der Wechselspannungs-Gleichspannungs-Umwandlungseinrichtung auf der Grundlage der erfassten physikalischen Größen, um der Ankerspule jeder Phase einen Entladungsstrom der Batterie mit einer derartigen Frequenz und Phase zuzuführen, dass die pulsierende Komponente der elektromagnetischen Kraft unterdrückt wird, wobei der Ankerstrom in jeder Spule kontinuierlich ohne Unterbrechung fließt.

12. Leistungswechselspannungserzeugungsgerät nach Anspruch 1, wobei die Betätigung des Schaltvorgangs der Wechselspannungs-Gleichspannungs-Umwandlungseinrichtung (11) um eine vorbestimmte Zeitdauer verzögert ist, wodurch veranlasst wird, dass der Entladungsstrom der Batterie (9) der Ankerspule (5a bis 5c) zugeführt wird.