DE69616937T2

DE69616937T2 - Elektronisches Vorschaltgerät mit hohem Leistungsfaktor

Info

Publication number: DE69616937T2
Application number: DE69616937T
Authority: DE
Inventors: Joseph Michael Allison
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1995-10-16
Filing date: 1996-10-10
Publication date: 2002-08-29
Anticipated expiration: 2016-10-11
Also published as: JPH09185996A; US5814976A; DE69616937D1; EP0768812A2; EP0768812A3; EP0768812B1; MX9604855A

Description

Die Erfindung bezieht sich allgemein auf Gasentladungslampen und insbesondere für eine Vorschaltanordnung mit hohem Leistungsfaktor zur Verwendung mit Metallhalogenid- Entladungslampen.
Gasentladungslampen erfordern eine Vorschaltanordnung zum Konditionieren der elektrischen Verbrauchsenergie. Diese Lampen erfordern eine Stromquelle, wogegen die Nutzenergie eine Spannungsquelle ist. Das wesentliche Element von einer Vorschaltanordnung ist eine mit der Lampe in Reihe geschaltete Impedanz, die eine Spannungsquelle in eine Stromquelle transformiert. Elektromagnetische Vorschaltanordnungen machen diese Konditionierung unter Verwendung passiver Komponenten, wie beispielsweise Transformatoren, Drosseln und Kondensatoren. Elektronische Vorschaltanordnungen enthalten aktive Komponenten, d. h. Transistoren und integrierte Schaltungen und auch passive Komponenten. Elektronische Vorschaltanordnungen können die Spannung von der einen Frequenz in eine andere umsetzen oder die Kurvenform des Lampenstroms von einer Sinuswelle in eine Rechteckwelle verändern. Diese Umsetzungen können unter Verwendung üblicher elektromagnetischer Vorschaltanordnungen nicht gemacht werden. Elektronische Vorschaltanordnungen für Leuchtstofflampen wandeln die Netzfrequenz in eine viel höhere Frequenz um, damit die Leuchtstofflampen mehr Licht pro Watt der verbrauchten Leistung liefern. Elektronische Vorschaltanordnungen für Metallhalogenidlampen liefern üblicherweise Lampenleistung in der Form von rechteckförmigen Stromkurven, wodurch Flackern eliminiert wird, was ein Problem ist, wenn diese gleichen Lampen unter Verwendung üblicher elektromagnetischer Vorschaltanordnungen betrieben werden. Elektronische Vorschaltanordnungen vergrößern deshalb den Wert eines Beleuchtungssystem über die Leistungsfähigkeiten von üblichen elektromagnetischen Vorschaltanordnungen hinaus.
Der Begriff "statische Leistungswandlung" bezieht sich auf den Prozess der Umsetzung elektrischer Energie von der einen Form in eine andere ohne die Verwendung von umlaufenden Maschinen. Üblicherweise wird Gleichstrom oder DC als eine Zwischenform der elektrischen Energie in statischen Leistungswandlern verwendet. Beispielsweise kann es wünschenswert sein, Energie an eine Last in der Form von hochfrequentem Wechselstrom zu liefern, wenn die verfügbare Energiequelle niederfrequenter Wechselstrom ist, der von einer elektrischen Versorgungsgesellschaft geliefert wird. Ein statischer Leistungswandler wandelt zunächst die Nutzenergie in DC um. Die DC Energie wird dann unter Verwendung einer elektronischen Wechselrichterschaltung in eine hohe Frequenz umgewandelt. Die DC Zwischenenergie wird "die DC Verbindung" genannt. Die DC Verbindung hat üblicherweise einen relativ großen DC Energiespeicherkondensator, der "der DC Verbindungskondensator" oder, alternativ, "der Energiespeicherkondensator" genannt wird. Dieser Kondensator glättet irgendwelche Differenzen zwischen der augenblicklichen Energie, die von der DC Verbindung durch den folgenden Leistungswandler gefordert wird, und der zyklischen Energie, die durch den elektrischen Versorger an die DC Verbindung geliefert wird.
In einem generischen Sinn sind elektronische Vorschaltanordnungen statische Leistungswandler, die eine DC Verbindung verwenden. Die einfachste Schaltungsanordnung, die AC in DC Energie umwandeln kann, besteht aus einem Festkörper- Halbleiter mit einem DC Energiespeicherkondensator, der direkt an die DC Ausgangsanschlüsse des Gleichrichters geschaltet ist. Diese übliche AC/DC Leistungswandlerschaltung wird in Fernseh- und Radioempfängern, Computern, Audio- und Video-Rekordern, d. h. praktisch in allen elektronischen Produkten, verwendet. Diese Produkte erfordern Gleichspannung, um ihre Schaltungsanordnungen zu betreiben. Elektronische Vorschaltanordnungen erfordern ebenfalls Gleichspannung, um ihre Schaltungsanordnungen zu betreiben und verwenden diesen einfachen Gleichrichter, Kondensator, um ihre leistungsarmen, logischen Startschaltungen zu betreiben. Es kann jedoch sein, dass die DC Verbindung in elektronischen Vorschaltanordnungen nicht mit dieser einfachen Schaltung implementiert ist aufgrund von Industrie-Regelungen, die zulässige Werte von Oberwellenströmen begrenzen, die durch die Beleuchtungssysteme in das Verbrauchernetz eingeführt werden. Diese gleichen Regelungen gelten nicht für andere elektronische Produkte.
Unerwünschte Oberwellenströme werden immer dann in das elektrische Versorgungssystem eingeführt, wenn die einfache Gleichrichter/DC Speicherkondensatorkombination verwendet wird, um AC Energie in DC umzuwandeln. Der Prozess, durch den dies geschieht, wird nachfolgend kurz erläutert. Einleitend sei gesagt, dass Oberwellen bzw. Harmonische in einer Kurve nur als eine Verformung "gesehen" werden können. Idealerweise würde die Kurvenform des Eingangsstroms für jede Last an dem Versorgungssystem ein skaliertes Abbild der Sinuskurve der Wechselspannung des Versorgers sein (möglicherweise in der Phase verschoben). Verformung und Oberwellenströme entstehen immer dann, wenn die Stromkurve kein Abbild der Spannungskurve gibt, was bei der Gleichrichter/Kondensator-Kombination auftritt. Der Kondensator lädt sich nahezu augenblicklich auf den Spitzenwert der Wechselspannungskurve auf. Der Gleichrichter verhindert, dass der Kondensator sich zurück in die Wechselspannungsquelle entlädt, so dass die Kondensatorspannung nicht der augenblicklichen Wechselspannung folgen kann, wenn sie unter ihren Spitzenwert abfällt. Das Ergebnis ist, dass Strom aus der Wechselspannungsquelle nur für kurze Zeitintervalle nahe dem Spitzenwert der Wechselspannungskurve fließt. Die Stromkurve ist stark verzerrt, da sie kürzer in der Dauer und höher in der Amplitude ist als sie als eine Sinuswelle sein würde, die die gleiche durchschnittliche Energie liefert. Die verzerrte (Puls-) Kurve des Stroms ist eine Manifestation von Stromoberwellen.
Übliche elektrische Lampen, die Licht durch Erhitzung eines Glühfadens erzeugen, verzerren die Stromkurve nicht. Industrie-Bestimmungen, die zulässige Oberwellenströme auf einen kleinen Wert begrenzen, erfordern im Endeffekt, dass elektronische Vorschaltanordnungen einen üblichen Beleuchtungskolben in bezug auf die Kurvenform des Stroms, die von der elektrischen Versorgungsgesellschaft gefordert wird, nachahmen und die Pulskurve verbieten, die von praktisch allen anderen elektronischen Produkten erzeugt werden. Deshalb verwenden elektronische Vorschaltanordnungen, die die Bestimmungen erfüllen, nicht die einfache Gleichrichter/Kondensator-Kombination, um ihre DC Verbindungen zu implementieren. Elektronische Vorschaltanordnungen für Lampen kleiner Leistung, unter 25 Watt, sind von den Bestimmungen ausgenommen.
Elektronische Vorschaltanordnungen, die die strengsten Erfordernisse von internationalen Spezifikationen in bezug auf zulässige Oberwellenströme erfüllen (die hier als Vorschaltanordnungen mit hohem Leistungsfaktor bezeichnet werden) implementieren ihre DC Verbindungen üblicherweise in der folgenden Art. Die AC Versorgerenergie wird zunächst durch einen Vollwellen-Brückengleichrichter geleitet. Der Ausgang des Gleichrichters ist nicht direkt mit dem DC Verbindungskondensator verbunden, sondern ist stattdessen mit dem Eingang von einem speziellen Leistungswandler verbunden, der (in seinen allgemeineren Anwendungen) als ein Leistungs- bzw. Boost-Wandler bekannt ist. Ein Beispiel von einer Leistungswandleranordnung für eine Niederdruck-Entladungslampe kann in dem US-Patent 5,408,403 gefunden werden, das für Nerone u. a. am 18. April 1995 erteilt wurde und auf die gleiche Rechtsnachfolgerin wie die vorliegende Erfindung übertragen wurde. Der Ausgang dieses Wandlers ist mit dem DC Verbindungskondensator verbunden. Der Boost-Wandler ist von seiner gewöhnlichen Form so modifiziert, dass er in der Lage ist, Sinuswellenstrom aus der elektrischen Versorgung zu ziehen, während er eine konstante DC Verbindungsspannung beibehält. Es gibt zwei Versionen der Adaption. Die komplexere Version hat eine Multiplizierstufe und eine Regelschleife, um zu erzwingen, dass die Wechselstromkurve der Wechselspannungskurve folgt, während eine zusätzliche Regelschleife die DC Verbindungsspannung regelt. Die zweite, einfachere Version lässt den Multiplizierer und die Stromkurven-Regelschleife weg und baut auf den Betrieb des Boost-Wandlers in dem diskontinuierlichen Drosselstrommodus, bei dem die Wechselstromkurve auf natürliche Weise (etwa) der Wechselspannungskurve ohne Regelung folgt. Diese einfachere Version führt eine gewisse Verzerrung ein, kann aber dazu gebracht werden, die Harmonischen-Spezifikationen zu erfüllen, indem die Spannung auf der DC Verbindung erhöht wird. Die einfachere Form des Boost-Wandlers hat die folgenden unerwünschten Attribute (relativ zu der komplexen Form), die aus dem diskontinuierlichen Strommodus resultieren, in dem die einfachere Version arbeiten muss. (1) höhere Spannungsbeanspruchung an dem DC-Verbindungskondensator und den Leistungsschaltvorrichtungen, die eine geringere Betriebssicherheit, einen verkleinerten Wirkungsgrad, größere Produktabmessungen zur Folge haben können; (2) höherer Spitzenstrom in dem Leistungsschalttransistor und ein höherer effektiver Strom in der Drossel, die den Wirkungsgrad senken könnten; und (3) ein höherer Welligkeitsstrom am Eingang des Wandlers, was mehr Filterung am Netzspannungseingang erfordert, was zu einer erhöhten Produktgröße führen könnte.
Der Einfluss der oben genannten unerwünschten Attribute ist relativ gering und akzeptabel, insbesondere in Konstruktionen kleiner Leistung (weniger als 200 Watt). Trotzdem, die einzige Möglichkeit, die die einfachere Version bezüglich der Senkung von Produktkosten relativ zu der komplexen Version hat, ist durch Senkung der Anzahl von Teilen, durch Eliminierung des Multiplizierers und einer Regelschleife. Jedoch ist diese zusätzlich Einsparung praktisch Null, wenn zusätzliche Steuerfunktionen, implementiert durch eine monolithische integrierte Schaltung (Chip), die andere logische Steuerkomponenten enthält, mit einer der beiden Versionen des Boost-Wandlers verwendet werden. Die einfachere Version ist kosteneffektiv nur aufgrund der gegenwärtigen hohen Kosten von speziellen integrierten Schaltungen, die den Multiplizierer enthalten. Zukünftige Kostensenkungen in diesen Chips werden die einfachere Version der gegenwärtigen Technik zu einer obsoleten Technologie machen.
Es ist deshalb höchst wünschenswert und eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine neue und neuartige Schaltungsanordnung zu schaffen, die die Komplexität von elektronischen Metallhalogenid-Vorschaltanordnungen mit hohem Leistungsfaktor verringert.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein kombinierter Leistungs(Boost)-Steuer(Buck)-Wandler verwendet, aber mit einer verringerten Teilezahl (im Vergleich zu der Teilezahl, die für die getrennten Leistungs(Boost)- und Steuer(Buck)-Schaltungen gemäß dem Stand der Technik erforderlich ist), indem einige Komponenten der einzelnen Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung gleichzeitig sowohl in den Leistungs- als auch Steuerfunktionen wirken. Der präzise Steueralgorithmus, bei dem die Stromkurve gezwungen ist, der Spannungskurve zu folgen (und zwar perfekt, um eine perfekte Korrektur des Leistungsfaktors zu erzielen), wie er im Stand der Technik für einen Betrieb ohne Harmonische verwendet wird, wird gelockert, um der Leistungsfähigkeit Priorität gegenüber der Steuerfunktion für die gemeinsamen Komponenten zu geben. Harmonische dürfen in einem moderaten Umfang in das System eintreten als eine Gegenleistung für ein billigeres und sichereres System, das bezüglich der Lampenleistungssteuerung keinen Kompromiss darstellt. Die gleichzeitige Verwendung von Komponenten senkt die Teilezahl, was eine vereinfachte, wirtschaftlichere Gesamtschaltung zur Folge hat, während ein hoher Leistungsfaktor beibehalten wird, der weltweite Spezifikationen zur Minimierung von Harmonischen erfüllt.
Die Erfindung schafft eine einzige, billige, elektronische Vorschaltanordnung mit einem hohen Leistungsfaktor, minimiert die Teilezahl und Kosten und maximiert deshalb die Sicherheit beim Erzielen eines hohen Leistungsfaktors. Die vorliegende Erfindung bezieht sich generisch auf statische Leistungswandler und genauer auf elektronische Lampen-Vorschaltanordnungen mit einem hohen Leistungsfaktor für Hochdruck- Gasentladungslampen. Die Erfindung ist beabsichtigt zur Verwendung in einer Metallhalogenid-Vorschaltanordnung, kann aber auch auf Vorschaltanordnungen für andere Typen von Gasentladungslampen angewendet werden.
Die Erfindung schafft eine Schaltungsanordnung, die einen Leistungs- und Steuerwandler in einer Weise kombiniert, die eine neue Schaltungstopologie kreiert, die die Merkmale von sowohl einem Leistungs- als auch Steuerwandler hat unter Verwendung eines einzigen Leistungsschalttransistors und einer einzigen Steuerlogikschaltung. Es ist ein weiteres Merkmal der vorliegenden Erfindung, den starren Zwang zu lockern, dass der Strom der Spannung folgt. Dies hat den Vorteil, dass eine vereinfachte elektronische Vorschaltanordnung mit einem hohen Leistungsfaktor geschaffen wird, die trotzdem die Restriktionen für Netzleitungs-Oberwellen erfüllt.
Es wird nun ein Ausführungsbeispiel der Erfindung unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben, in denen:
Fig. 1 eine Darstellung des Standes der Technik von einem dualen Schaltungsdiagramm zum Erzielen einer Leistungsfaktorkorrektur und Lampenleistungsregelung ist;
Fig. 2 eine schematische Darstellung von einem Ausführungsbeispiel einer elektronischen Vorschaltanordnung mit einem hohen Leistungsfaktor ist, die gemäß der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist; und
Fig. 3a bis 3d eine graphische Darstellung von gewissen Kurven zeigt, die mit dem Betrieb der erfindungsgemäßen Vorschaltanordnung verbunden sind.
Es sei darauf hingewiesen, dass in der folgenden Beschreibung gleiche Bezugszahlen gleiche oder entsprechende Elemente in den mehreren Figuren bezeichnen.
Die Vereinfachung des Boost- bzw. Leistungswandlers, die die hier beschriebene Erfindung ist, geht über die einfache Eliminierung von einem Multiplizierer und einer Regelschleife hinaus. Nahezu die gesamte Leistungswandlerschaltung einschließlich des Leistungsschalttransistors und seiner Steuerlogik sind eliminiert worden. Nur die Leistungsdrossel und seine Reihendiode sind beibehalten. Der Leistungsdrosselstrom muss diskontinuierlich sein, um Oberwellen-Spezifikationen zu erfüllen, so dass die unerwünschten Attribute der oben erwähnten gegenwärtigen Technikvereinfachung bleiben. Jedoch kann die extensive Eliminierung von Teilen dazu führen, dass die Kosteneffektivität der Erfindung die unvermeidlichen zukünftigen Preissenkungen der speziellen Chips überlebt, die den Multiplizierer enthalten.
Um die Erfindung zu verstehen, wird zunächst auf Fig. 1 Bezug genommen, die ein vereinfachtes schematisches Diagramm darstellt, das die wesentlichen Elemente von der bekannten Vorschaltanordnung mit einem hohen Leistungsfaktor für eine Metallhalogenidlampe zeigt (außer dem Zünder, der weggelassen wurde). Wie in Fig. 1 zu sehen ist, hat die bekannte elektronische Vorschaltanordnung für eine Metallhalogenidlampe, die allgemein als Bezugszahl 10 gezeigt ist, die Funktion, einen hohen Leistungsfaktor zu erzielen, aber mit zwei Schaltungsanordnungen, die unabhängig voneinander arbeiten. Eine Leistungswandler-Leistungsfaktor-Korrekturschaltung 12 ist an dem Eingangsende von einer üblichen Vorschaltanordnung angeordnet, die für eine Leistungsfaktorsteuerung sorgt. Vier Hauptleistungswandlerkomponenten oder Untersysteme werden aus Fig. 1 deutlich, einschließlich eines Brückengleichrichters 14, des Leistungs(Boost)-Wandlers 12, um eine Sinuswellenstrombelastung der Wechselspannungsquelle zu erzeugen, eines DC Energiespeicherkondensators 16 für die DC Verbindung und eines Steuer(Buck)-Wandlers 18, um die Lampenleistung zu steuern. Fig. 1 enthält ferner einen optionalen ungesteuerten DC/AC Wandler 20, um der Lampe Wechselstromenergie zuzuführen (für eine DC Lampe weggelassen).
Um die Vorteile der vorliegenden Erfindung zu erzielen, durch die der Betrieb der Vorschaltanordnung nicht die Folge hat, dass unerwünschte und/oder unakzeptable Harmonische erzeugt werden, und dies trotzdem in einer effizienten Art und Weise getan wird in bezug auf die Anzahl von Komponenten (und somit der Kosten und Größe der Schaltungsanordnung), sind die Fähigkeiten von gewissen notwendigen Betriebsfunktionen in andere Schaltungskomponenten kombiniert worden, wie es nachfolgend unter Bezugnahme auf die Fig. 1 und 2 beschrieben wird. Beispielsweise sind, abgesehen von der Leistungsdrossel und ihrer zugeordneten Diode, alle Leistungswandlerkomponenten, wie sie durch den Block 12 in Fig. 1 angegeben sind, entfernt worden. Zusätzlich sind Verbindungsänderungen gemacht worden, damit Teile des Steuer(Buck)-Wandlers als ein Leistungs-(Boost)- Wandler arbeiten und alle ihre ursprünglichen Steuerwandlerfunktionen beibehalten. Schließlich ist eine Frequenzmodulation 27 in einen Pulsbreitenmodulator (PWM) 28 eingebaut, um die Oberwellenreduktion zu verbessern, indem die Schaltfrequenz mit der AC Spannungskurvenrate moduliert wird.
Es wird nun auf Fig. 2 Bezug genommen, wo eine elektronische Vorschaltanordnung dargestellt ist, die als Bezugszahl 30 gezeigt ist und die die Funktion hat, einen hohen Leistungsfaktor mit minimalen Komponenten zu erzielen und die dieses erreicht, indem Funktionen zwischen zuvor getrennten Betriebskomponenten kombiniert werden, wodurch die Anzahl von Komponenten in der gesamten Schaltungsanordnung verkleinert wird und auch die Kosten und die Größe einer derartigen Schaltungsanordnung gesenkt werden. Weiterhin wird der starre Zwang, dass die Kurve des Eingangswechselstroms der Kurve der Eingangswechselspannung zu folgen hat, gelockert, was eine vereinfachte Schaltungsanordnung gestattet, die bezüglich der Lampenleistungssteuerung keinen Kompromiss darstellt.
In der kombinierten Leistungs(Boost)-Steuer(Buck)- Wandlerschaltung 30 wirken gewisse Schaltungskomponenten gleichzeitig sowohl in den Leistungs- als auch Steuerfunktionen, und gewisse Schaltungsfunktionen werden geteilt. Die Leistungsfunktion wird durch die Komponenten erzielt, die in dem gestrichelten Block 32 angegeben sind, während die Steuerfunktion durch die Komponenten erzielt wird, die in dem gestrichelten Block 34 angegeben sind.
In Fig. 2 wird Strom durch den Transistor 36 zerhackt und dazu gebracht, mit hoher Frequenz von dem Netzbrückengleichrichter 38 über die Drossel 42 in einen DC Energiespeicherkondensator 40 in Leistungswandlerart zu fließen. Zur gleichen Zeit wird Gleichstrom aus dem Energiespeicherkondensator 40 durch den Transistor 36 zerhackt und dazu gebracht, über eine Steuerdrossel 44 nach Steuerwandlerart in die Last zu fließen. Eine Freilauf-Diode 46 des Steuerwandlers 34 arbeitet auch als die Freilaufdiode für den Leistungswandler 32. Eine Diode 48 ist der Schaltungsanordnung 30 hinzugefügt, um zirkulierenden Strom zu verhindern.
Um die erforderliche Oberwellenstromsenkung zu erreichen, muss die Leistungsdrossel 42 so bemessen sein, dass ein vollständig diskontinuierlicher Strom über dem Arbeitsbereich von minimaler zu maximaler Wechselspannung und Lampenspannung entsteht. Der Leistungsdrosselstrom darf nicht allzu diskontinuierlich sein oder es entsteht ein Verlust an Effizienz und eine übermäßige DC Verbindungsspannung. Deshalb sollte in einem bevorzugten Ausführungsbeispiel die Leistungsdrossel 42 so bemessen sein, dass sie gerade knapp das diskontinuierliche Stromerfordernis an dem extremen Arbeitspunkt von minimaler Lampenspannung und minimaler Netzwechselspannung erfüllt. Selbst nachdem dieses Leistungsdrosselerfordernis erfüllt ist, bleibt die dritte Harmonische besonders lästig. Um die dritte Harmonische zu verkleinern, kann die DC Verbindungsspannung erhöht werden. Unglücklicherweise ist die Erhöhung der Spannung unerwünscht. Der Grad, bis zu dem die DC Verbindungsspannung erhöht werden muss, wird durch die Verwendung von Frequenzmodulation des PWM Schaltzyklus gemildert. Die Eingangsgröße der Frequenzmodulation wird vom Ausgang des Gleichrichters 38 genommen, so dass sich die PWM Schaltfrequenz im Gleichklang mit der Netzwechselspannung ändert, wodurch die Schaltfrequenz an den Spitzenwerten der Wechselschwingung maximal ist und an den Nulldurchgängen der Wechselschwingung minimal ist. Wie in den Fig. 3a bis 3d zu sehen ist, ist die Beziehung zwischen den verschiedenen Kurven, die hier erörtert werden, dargestellt worden. Eine Erhöhung der Schaltfrequenz, wenn die Eingangswechselspannung während ihrer Schwingung ansteigt, bewirkt, dass die Impedanz der Leistungsdrossel ansteigt und an den Spitzenwerten der Wechselschwingung maximal wird. Diese Modulation der Impedanz bewirkt, dass der Spitzenwechselstrom im Vergleich zu dem mittleren Strom verkleinert wird. Allgemein gesprochen, eine Verformung der dritten Harmonischen bewirkt eine Spitzenumbildung der Kurve, so dass der kleinere Spitzenstrom eine Manifestation einer kleineren dritten Harmonischen ist. Ein optimales Frequenzhubverhältnis beträgt 2 : 1, wobei die Spitzenfrequenz das Doppelte der minimalen Frequenz beträgt. Wie für den Fachmann ohne weiteres verständlich ist, ist die Frequenzmodulation nicht notwendig, um die Erfindung auszuführen. Sie ist jedoch ein Verbesserungsmerkmal, das die Leistungsfähigkeit verbessert, indem die Vorschaltanordnung dazu gebracht wird, das Erfordernis der Senkung der dritten Harmonischen bei einer kleineren DC Verbindungsspannung zu erfüllen, als es anderenfalls möglich sein würde.
Die PWM Steuerlogik 28 wandelt analoge Steuersignale in eine Kette von Pulsen um, die breitenmoduliert sind. Der Transistor 36 wird durch die Pulse ein- und ausgeschaltet. Das Pulsverhältnis (das heißt sein Verhältnis der Einschaltzeit zur Gesamtzeit) bestimmt den mittleren Strom in der Lampe 50. Der Zweck der PWM Steuerlogik 28 besteht darin, dieses Tastverhältnis zu bestimmen, um die Steuersignaleingänge der Lampenstromrückführung und der Lampenspannungsrückführung zu erfüllen. Die PWM Steuerlogik 28, der Transistor 36, die Lampe 50 und Rückführungssignale bilden eine Regelschleife, in der die Lampenleistung geregelt und gegenüber Änderungen in Eingangsspannung und Lampenspannung konstant gehalten wird.
Die Leistung der Lampe 50 wird in Steuerwandlerart direkt geregelt. Das Tastverhältnis des Schalttransistors 36 wird strikt bestimmt durch Regelung der Lampenleistung. Die Eingangsleistung, die in einer Leistungswandlerart zwischen den Netzgleichrichter 38 und dem DC Energiespeicherkondensator 40 übertragen wird, wird nicht direkt gesteuert.
Ein Shunt-Widerstand 52, der mit der Lampe 50 in Reihe geschaltet ist, liefert ein Lampenstrom-Rückführungssignal zur PWM Steuerlogik 28. Der Zweck dieses Signals besteht darin, den Lampenstrom zu überwachen, so dass er gesteuert werden kann. Ein Shunt-Widerstand 54, der mit dem Transistor 36 in Reihe geschaltet ist, liefert ein Transistorstrom-Rückführungssignal an die PWM Steuerlogik 28. Der Zweck dieses Signals besteht darin, den Transistorstrom zu überwachen, so dass er gesteuert werden kann. Dieses Signal ist optional, da die Erfindung auch ohne dieses Signal ausgeführt werden könnte.
Ein Kondensator 56 des Brückengleichrichters bildet eine kleine Impedanz für den Schalt-Welligkeitsstrom, der in die Leistungsdrossel 42 fließt. Der Kondensator 56 verhindert, dass übermäßige Schalt-Welligkeitsströme in den Eingang der Wechselspannungs-Netzleitungen eintreten. Die Diode 48 verhindert zirkulierenden Strom zwischen den zwei Kondensatoren 40 und 56.
Ein überraschendes Ergebnis der Schaltungsanordnung gemäß der vorliegenden Erfindung ist, dass der Eingangsstrom, der in Leistungswandlerart fließtund nicht direkt gesteuert wird, sich trotzdem gut verhält. Nach Optimierung der Induktivität der Drossel 42 erzielte die Schaltungsanordnung 30 einen Netzleistungsfaktor von wenigstens 96 Prozent mit einer gesamten Harmonischen-Verformung von 23 Prozent und einem Wirkungsgrad von wenigstens 88 Prozent, während eine 60 Watt Lampe aus einer 120 Volt Wechselspannungsversorgung betrieben wurde. Alle Harmonischen waren innerhalb geforderter Grenzen.

Claims

1. Elektronische Vorschaltanordnung (30) mit hohem Leistungsfaktor für eine Hochdruck-Gasentladungslampe (50), enthaltend:

einen Leistungs(Boost)-Wandler (32) und

einen Steuer(Buck)-Wandler (34),

wobei der Leistungs(Boost)-Wandler und der Steuer(Buck)- Wandler gemeinsame Komponenten haben,

wobei die gemeinsamen Komponenten einen einzelnen Leistungs-Schalttransistor (36) aufweisen, wobei der einzelne Leistungs-Schalttransistor Leistung zerhackt, um mit einer hohen Frequenz von einem Netz-Brückengleichrichter (38) in einen Gleichstrom(DC)-Speicherkondensator (56) und durch eine Leistungs (Boost)-Drossel (42) zu fließen,

wobei die elektronische Vorschaltanordnung mit hohem Leistungsfaktor Wechselspannung als eine Eingangsgröße empfängt und Gleichspannung als eine Ausgangsgröße erzeugt, dadurch gekennzeichnet, daß

die Leistungs(Boost)-Drossel so bemessen ist, daß ein vollständig diskontinuierlicher Strom über einem minimalen bis maximalen Betriebsbereich der Wechselspannung und Lampenspannung entsteht.

2. Elektronische Vorschaltanordnung mit hohem Leistungsfaktor nach Anspruch 1, wobei der Leistungsfähigkeit Priorität der Steuer(Buck)-Funktion für die gemeinsamen Komponenten gegeben ist.

3. Elektronische Vorschaltanordnung mit hohem Leistungsfaktor nach Anspruch 1, wobei der einzelne Leistungs-Schalttransistor die DC Leistung aus dem Energiespeicherkondensator zerhackt, um durch eine Steuer(Buck)-Drossel (44) in die Lampe zu fließen.

4. Elektronische Vorschaltanordnung mit hohem Leistungsfaktor nach Anspruch 1, wobei die Leistungs(Boost)-Drossel so bemessen ist, daß sie das diskontinuierliche Stromerfordernis an einem extremen Betriebspunkt der minimalen Lampenspannung und minimalen Netzspannung gerade knapp erfüllt.

5. Elektronische Vorschaltanordnung mit hohem Leistungsfaktor nach Anspruch 1, wobei die gemeinsamen Komponenten ferner eine einzelne logische Steuerschaltung (28) enthalten.

6. Verfahren zum Modifizieren einer einen hohen Leistungsfaktor aufweisenden elektronischen Vorschaltanordnung (30) mit einem Leistungs(Boost)-Wandler und einem Steuer(Buck)-Wandler, wobei das Verfahren die Schritte enthält:

Anlegen von Wechselspannung an die einen hohen Leistungsfaktor aufweisenden elektronischen Vorschaltanordnung, Entfernen von allen Leistungs(Boost)-Wandlerkomponenten, ausser einer Boost-Drossel (42) und einer Boost-Diode (48), wobei der Steuerwandler als ein Leistungswandler arbeitet, während alle ursprünglichen Steuerwandlerfunktionen beibehalten werden, gekennzeichnet durch:

Bereitstellen einer Frequenzmodulationseingabe in einen Pulsbreitenmodulator (28), um die Verkleinerung von Harmonischen zu verbessern,

Erzeugen einer Ausgangsgleichspannung aus der elektronischen Vorschaltanordnung und

Bemessen der Boost-Drossel derart, daß ein vollständig diskontinuierlicher Strom über einem minimalen bis maximalen Betriebsbereich der Wechselspannung und Lampenspannung ent- steht.

7. Verfahren zum Modifizieren einer einen hohen Leistungsfaktor aufweisenden elektronischen Vorschaltanordnung nach Anspruch 6, wobei der Schritt zum Bereitstellen einer Frequenzmodulation ferner den Schritt enthält, daß die Schaltfrequenz mit einer Rate der Wechselspannungskurve moduliert wird.