DE69607756T2

DE69607756T2 - Verfahren und vorrichtung für anpassungsfähige linienverbesserung bei coriolis-massendurchflussmessung

Info

Publication number: DE69607756T2
Application number: DE69607756T
Authority: DE
Inventors: Tamal Bose; Vincent Derby; Serraman Rajan
Original assignee: Micro Motion Inc
Current assignee: Micro Motion Inc
Priority date: 1995-07-12
Filing date: 1996-07-03
Publication date: 2000-08-10
Anticipated expiration: 2016-07-04
Also published as: RU2155325C2; HK1018094A1; CN1190461A; MX9707529A; DE69607756D1; JP2930430B2; CA2208452A1; CA2208452C; AU6542496A; EP0838020B1; AU704345B2; WO1997003339A1; CN1104631C; JPH10508383A; EP0838020A1; US5555190A

Description

Erfindungsgebiet

Die vorliegende Erfindung betrifft die Massendurchflußmessung und konkret die Verwendung adaptiver Filtrationsverfahren mit digitaler Signalaufbereitung.

Das Problem

Bekanntlich werden Coriolis-Massendurchflußmesser zum Messen des Massendurchflusses und anderer Informationen bei durch eine Leitung strömenden Werkstoffen eingesetzt. Solche Durchflußmesser sind in den USA-Patenten Nr. 4,109,524 vom 29. August 1978, Nr. 4,491,025 vom 1. Januar 1985 und dem erneut erteilten Patent Nr. 31,450 vom 11. Februar 1982, sämtlich an J. E. Smith et al. erteilt., offengelegt. Diese Durchflußmesser haben ein oder mehrere gerade oder gekrümmte Durchflußrohre. Jede Durchflußrohrkonfiguration in einem Coriolis-Massendurchflußmesser verfügt über eine Reihe natürlicher Vibrationsarten, bei denen es sich um ein einfaches Biegen, Verdrehen oder um gekoppelte Bewegungen handelt. Jedes Durchflußrohr wird derart angesteuert, daß es bei Resonanz in einem dieser natürlichen Modi schwingt. Der Werkstoff strömt aus einer angeschlossenen Leitung auf der Einlaßseite des Durchflußmessers in den Durchflußmesser, wird durch das bzw. die Durchflußrohre geleitet und verläßt den Durchflußmesser über die Auslaßseite. Die natürlichen Schwingungsarten des vibrierenden, fluidgefüllten Systems werden teilweise durch die kombinierte Masse aus den Durchflußrohren und dem in den Durchflußrohren strömenden Werkstoff definiert.
Wenn keine Strömung durch den Durchflußmesser stattfindet, schwingen alle Punkte entlang des Durchflußrohres aufgrund einer angelegten Antriebskraft mit derselben Phase um einen Drehpunkt. Wenn der Werkstoff zu fließen beginnt, führen Coriolis- Beschleunigungen dazu, daß an jedem Punkt im Durchflußrohr eine andere Phase anliegt. Die Phase auf der Einlaßseite des Durchflußrohres eilt dem Treiber nach, während die Phase auf der Auslaßseite dem Treiber voraneilt. Am Durchflußrohr sind Sensoren angebracht, um sinusförmige Signale zu erzeugen, welche die Bewegung des Durchflußrohres anzeigen. Die Phasendifferenz zwischen zwei Sensorsignalen ist proportional zum Massendurchfluß des Werkstoffs durch das Durchflußrohr. Ein erschwerender Faktor bei dieser Messung besteht darin, daß die Dichte der typischen Verarbeitungsstoffe schwankt. Durch Änderungen der Dichte kommt es zu schwankenden natürlichen Schwingungsarten. Da das Steuersystem des Durchflußmessers seine Resonanz beibehält, ändert sich als Reaktion auf Dichteveränderungen die Schwingungsfrequenz. Hierbei ist der Massendurchfluß proportional zur Phasendifferenz und zur Schwingungsfrequenz.
In dem oben erwähnten erneut an Smith erteilten USA-Patent 31,450 ist ein Coriolis- Durchflußmesser offengelegt, bei dem sowohl die Messung der Phasendifferenz als auch der Schwingungsfrequenz unnötig ist. Die Phasendifferenz wird ermittelt, indem die Verzögerung zwischen den Pegelübergängen der beiden sinusförmigen Ausgangssignale des Durchflußmessers gemessen wird. Bei Anwendung dieses Verfahrens werden die Schwankungen der Schwingungsfrequenz aufgehoben, und der Massendurchfluß ist proportional zur gemessenen Zeitverzögerung. Nachstehend wird dieses Meßverfahren als Zeitverzögerungs- bzw. Δt-Messung bezeichnet.
Messungen in einem Coriolis-Durchflußmesser müssen mit großer Genauigkeit ausgeführt werden, da oft gefordert wird, daß die abgeleiteten Informationen über den Massendurchfluß eine Genauigkeit von mindestens 0,15% des Ablesewertes haben. Die Signalaufbereitungsschaltung, welche die Sensorausgangssignale empfängt, mißt diese Phasendifferenz präzise und erzeugt die gewünschten Kennilinien für den durchströmenden Prozeßwerkstoff mit der geforderten Genauigkeit von mindestens 0,15% der Ablesewerte.
Zum Erreichen dieser Genauigkeiten ist es erforderlich, daß die Signalaufbereitungsschaltung beim Messen der Phasenverschiebung zwischen beiden vom Durchflußmesser empfangenen Signalen präzise arbeitet. Da es sich bei der Phasenverschiebung zwischen den beiden Ausgangssignalen des Durchflußmessers um jene Information handelt, die von der Aufbereitungsschaltung zum Ableiten der Werkstoffeigenschaften genutzt wird, darf die Aufbereitungsschaltung keine Phasenverschiebung einfügen, welche die von den Sensorausgangssignalen bereitgestellten Phasenverschiebungsinformationen verschleiert. In der Praxis muß diese Aufbereitungsschaltung daher eine extrem niedrige Eigenphasenverschiebung aufweisen, so daß die Phase jedes Eingangssignals um weniger als 0,001º verschoben wird, und in manchen Fällen sogar um weniger als ein paar Millionstel (PPM). Eine Phasenge nauigkeit dieser Größenordnung ist erforderlich, wenn die abgeleitete Information über den Prozeßwerkstoff eine Genauigkeit von unter als 0,15% aufzuweisen hat. Die Frequenzen der Ausgangssignale des Coriolis-Durchflußmessers fallen in den Frequenzbereich vieler industriell erzeugter Störgeräusche. Zudem ist die Amplitude der Sensorausgangssignale oft klein und liegt in vielen Fällen nicht wesentlich über der Amplitude der Rauschsignale. Dadurch wird die Empfindlichkeit des Durchflußmessers eingegrenzt und der Erhalt brauchbarer Informationen recht schwierig.
Einem Konstrukteur stehen nicht viele Möglichkeiten offen, um die Frequenz der Ausgangssignale des Meßgerätes aus dem Rauschband herauszubewegen oder die Amplitude der Ausgangssignale zu vergrößern. In der Praxis verwendete Sensoren und Durchflußmesser machen Kompromisse nötig, durch welche Ausgangssignale mit einem unter dem Optimalwert liegenden Rauschabstand und dynamischen Frequenzbereich entstehen. Diese Eingrenzung bestimmt die Eigenschaften und Spezifikation des Durchflußmessers, einschließlich des minimalen und maximalen Durchflusses, die zuverlässig von den Ausgangssignalen des Durchflußmessers abgeleitet werden können.
Die Größe der kleinsten meßbaren Zeitverzögerung zwischen den beiden Ausgangssignalen des Coriolis-Durchflußmessers bei einer gegebenen Antriebsfrequenz wird durch verschiedene Faktoren, einschließlich des Rauschabstandes, der Komplexität der dazugehörigen Schaltung und Hardware, sowie durch wirtschaftliche Erwägungen eingegrenzt, die den Kosten und der Komplexität der Schaltungen und Hardware ein Limit setzen. Um einen Durchflußmesser zu erhalten, der auch wirtschaftlich interessant ist, muß die Untergrenze der Zeitverzögerungsmessung so niedrig wie möglich liegen. Die Aufbereitungsschaltung, welche die beiden Ausgangssignale empfängt, muß in der Lage sein, die Zeitverzögerung zwischen den beiden Signalen zuverlässig zu messen, damit ein Meßgerät mit hoher Empfindlichkeit geschaffen wird, die zum Messen der Strömungseigenschaften von Werkstoffen mit geringer Dichte und Masse, wie z. B. Gase, benötigt wird.
Den Möglichkeiten konventioneller analoger Schaltungen hinsichtlich einer genauen Messung der Zeitverzögerung unter sämtlichen möglichen Betriebsbedingungen eines Coriolis-Durchflußmessers sind Grenzen gesetzt. Diese Grenzen sind auf das Eigenrauschen in jeder elektronischen Anlage, einschließlich der Störungen von Halbleitergeräten, und das von anderen Schaltelementen erzeugte Rauschen zurückzuführen. Darüber hinaus spielt das Umgebungsrauschen ein Rolle, das die Messungen in gleicher Weise einschränkt, das jedoch in gewissem Maße durch das Abschirmen, Schutz, Erdung, u. a Verfahren reduziert werden kann. Einen weiteren einschränkenden Faktor bildet der Rauschabstand der Sensorausgangssignale an sich.
Mit einer guten analogen Schaltkonstruktion lassen sich einige der Probleme in bezug auf das Rauschen in elektronischen Anlagen sowie im Hinblick auf das Umgebungsrauschen der Umwelt überwinden. Allerdings kann eine Verbesserung des Rauschabstandes der Ausgangssignale nicht ohne analoge Filter erreicht werden. Doch analoge Filter verändern die Amplitude und Phase der aufzubereitenden Signale. Dies ist natürlich nicht erwünscht, denn die Zeitverzögerung zwischen den beiden Signalen ist die Information, die der Ableitung von Eigenschaften des Prozeßfluids zugrundeliegt. So kann die Verwendung von Filtern mit unbekannter Amplitude und/oder unbekannten Phaseneigenschaften die Phasendifferenz zwischen den beiden Sensorausgangssignalen unzulässig verändern und die Ableitung genauer Informationen über den hindurchströmenden Werkstoff vereiteln.
Normalerweise wird das Steuersignal des Durchflußmessers von einem der Sensorausgangssignale abgeleitet, nachdem es aufbereitet, phasenverschoben und zur Erzeugung der sinusförmigen Steuerspannung für die Antriebsspule des Meßgerätes genutzt wurde. Nachteilig ist dabei, daß im Sensorsignal vorliegende Oberschwingungen und Rauschkomponenten verstärkt und an die Antriebsspule angelegt werden und dadurch die Durchflußrohre auf deren Eigenfrequenz in Schwingung versetzen. Ein unerwünschtes Steuersignal kann jedoch auch durch ungewollte mechanische Vibrationen und elektrische Interferenzen entstehen, welche in die Treiberschaltung des Meßgerätes zurückgeleitet werden und in einem geschlossenen Regelkreis verstärkt werden, so daß sie sich eigenständig aufrechterhaltende Störsignale mit relativ hoher Amplitude erzeugen, durch die sich die Präzision und Genauigkeit der Zeitverzögerungsmessung weiter verschlechtert.
Es gibt mehrere hinlänglich bekannte Verfahren und Schaltungen, die die obige Probleme einzudämmen suchen. Eines dieser erfolgreichen Verfahren zur Verringerung der obigen Probleme ist im USA-Patent 5,231,884 an M. Zolock sowie im USA- Patent 5,228,327 an Bruck beschrieben. Darin ist eine Signalaufbereitungsschaltung eines Coriolis-Durchflußmessers offengelegt, die drei identische Kanäle mit Präzisionsintegratoren als Filter einsetzt. Ein erster dieser Kanäle ist dauerhaft an ein Sensorsignal, beispielsweise das linke, angeschlossen. Die beiden anderen Kanäle (der zweite und dritte) werden einzeln abwechselnd an das rechte Sensorsignal angeschlossen. Wenn einer von ihnen, angenommen der zweite Kanal, an das rechte Sensorsignal angeschlossen ist, dann wird zusammen mit dem ersten Kanal der dritte Kanal an das linke Sensorsignal angeschlossen. Die inhärente Phasenverschiebung zwischen dem ersten und dem dritten Kanal wird verglichen, indem die Zeitdifferenz zwischen den Ausgangssignalen der beiden nunmehr an das linke Signal angeschlossenen Kanäle verglichen wird. Nachdem die charakteristische Verzögerung ermittelt wurde, werden die Rollen dieses dritten Kanals und des zweiten, an das rechte Sensorsignal angeschlossenen Kanals vertauscht. Mit einer Steuerschaltung werden etwa einmal pro Minute die Rollen des zweiten und dritten Kanals abwechselnd getauscht. Während dieses einminütigen Intervalls (etwa 30 bis 60 Sekunden) wirken sich Faktoren, wie Alterung, Temperatur und andere Effekte nur unbedeutend auf die Phasenverschiebung der Filter aus, weshalb ihr Phasenverhältnis bekannt ist und als definiert angesehen wird.
Mit den von Zolock verwendeten präzise kalibrierten Integratoren wird eine Verbesserung des Rauschabstands erreicht, die einer Dämpfung von zirka 6 db/Oktave in der Amplitudenübertragungsfunktion des Integrators entspricht. Leider reicht diese Verbesserung von 6 db/Oktave in vielen Fällen nicht aus, in deren Coriolis- Durchflußmesser benutzt werden (z. B. bei leichten Werkstoffen oder einer extrem geräuschvollen Umgebung). Denn es handelt sich hier um ein einpoliges Filter, wie beispielsweise den Zolock-Integrator, mit relativ großer Bandbreite. Als Folge davon werden die Rauschsignale, die durch ungewollte Durchflußrohr-Schwingungsarten, eine verrauschte Umgebung, Rauschen der Werkstoffströmung, elektromagnetische oder Funkfrequenzinterferenzen und -störungen entstehen, nicht in dem Maße entfernt, wie dies für eine zwecks Präzision benötigte hohe Meßgerätempfindlichkeit erforderlich ist. Je nach ihrer Frequenz wird ihre Amplitude etwas reduziert, doch sie wirken sich noch immer störend auf die präzise Zeitverzögerungsmessung zwischen den beiden Sensorausgangssignale aus, wenn Werkstoffe mit geringer Masse, beispielsweise Gase, gemessen werden.
In den Systemen von Zolock und Bruck gibt es noch eine weitere Fehlerquelle. Die Integrator-Zeitverzögerungsmessungen werden an drei (3) bestimmten, klar definierten Punkten der sinusförmigen Sensorsignale durchgeführt. Die beiden Sensorsignale sind nur dann ideal, wenn ihre Form gleich ist und symmetrisch um die Spitzenwerte verläuft. Sind hingegen die beiden magnetischen Schaltungen (Sensoren), welche die Sensorsignale erzeugen, nicht identisch, dann enthalten die resultierenden nichtidealen Wellenformen verschiedene Anteile von Harmonischen mit möglicherweise undefinierten Phasenbedingungen, die ihre Form und potentiell auch ihren symmetrischen Charakter ändern können. Aufgrund solcher Schwingungen kann beim Kalibireren eines Zolock-Integrators während des Normalbetrielbs auf eine Wellenform und anschließender Benutzung zum Messen einer anderen Wellenform die Differenz der Wellenformen infolge des Gehalts an Harmonischen und der nicht definierten und veränderlichen Phase der Harmonischen eine nicht definierte und unbekannte Fehlermenge mit sich bringen.
Bei anderen Verfahren mit analogen Schaltungen treten ähnliche Probleme im Hinblick auf ihre Komplexität, ungenügende Störsicherheit bzw. ungenügende Unterdrückung von Oberschwingungen zutage.
Gegenwärtig stehen Verfahren wie die digitale Signalverarbeitung (digital signal processing, nachfolgend als DSV bezeichnet) und das zugehörige digitale Filtern zur Verfügung, um die oben angesprochenen Probleme zu beheben und gleichzeitig den Rauschabstand der gerade bearbeiteten Signale zu verbessern. Allerdings waren diese Alternativen bislang komplizierter und kostspieliger als konventionelle analoge Schaltungen. Zudem haben diese DSV-Konstruktionen nach dem Stand der Technik bezüglich der Störsicherheit und Sperrung von Oberschwingungen nur eine bescheidene Verbesserung gegenüber herkömmlichen analogen Schaltungen bewirkt. In dem USA-Patent Nr. 4,934,196 vom 19. Juni 1990 an Romano ist eine DSV- Vorrichtung zur Berechnung der Phasendifferenz, Δt und des dazu in Wechselbeziehung stehenden Massendurchflusses offenbart. Bei der Vorrichtung von Romano wird die Abtastfrequenz eines A/D-Wandlers in dem Bestreben verändert, in jedem periodischen Zyklus der schwingenden Durchflußrohre eine ganze Zahl von Abtastzeiten aufrechtzuerhalten. Durch diese Notwendigkeit des Abtastens mit variabler Frequenz wird die Konstruktion von Romanos DSV-Vorrichtung komplizierter. Wenngleich sich diese DSV-Vorrichtung vom Aufbau her erheblich von den diskreten analogen Schaltungen nach dem Stand der Technik unterscheidet, so hat sich doch herausgestellt, daß hinsichtlich der Meßgenauigkeit nur bescheidene Verbesserungen gegenüber analogen Vorrichtungen erreicht wurden, da eine wesentliche Verbesserung der Filtration nur bei ganzen Vielfachen der Grundfrequenz zu verzeichnen ist. Viele Signalkomponenten entstehen jedoch durch die mechanischen Schwingmodi der Durchflußrohre, deren Eigenfrequenzen keine ganzen Vielfachen der Grundfre quenz bilden und daher nur ungenügend von bisherigen DSV-Vorrichtungen gesperrt werden.
Keine der bislang vorgeschlagenen Herangehensweisen (weder analoge noch bisherige DSV) sperren ein nichtharmonisches oder Breitbandrauschen.

Lösung

Die vorliegende Erfindung löst die oben angegebenen Probleme mittels der Vorrichtung und dem Verfahren der Ansprüche 1 und 18 und erzielt einen Fortschritt auf dem Fachgebiet durch Anwendung von Verfahren und einer Vorrichtung der digitalen Filterung und der digitalen Signalverarbeitung (DSV) zur Verbesserung der Genauigkeit von Massendurchflußmessungen in einem Coriolis-Massendurchflußmesser. Die Erfindung weist eine DSV-Vorrichtung mit adaptiven Sperrfiltern auf, wodurch die Genauigkeit von Frequenz- und Phasenmessungen zur Berechnung des Massendurchflusses erhöht wird. Die erfindungsgemäße adaptive Sperrfiltration ist eine Anwendung der Technologie, die gewöhnlich als Adaptive Line Enhancement (ALE, adaptive Linienverbesserung) bezeichnet wird.
Bei der vorliegenden Erfindung wird das Signal von jedem Sensor des vibrierenden Durchflußrohres abgetastet, digitalisiert und anschließend mittels eines digitalen adaptiven Sperrfilters bearbeitet, der alle Rauschsignale außerhalb eines schmalen Frequenzbandes (Sperre) um die Grundfrequenz herum passieren läßt. Daraufhin wird dieses digitalisierte, gefilterte Signal von dem ursprünglichen digitalisierten Signal subtrahiert, so daß ein verbessertes Signal entsteht, welches die Wellenform des Sensorausgangssignals auf der Grundfrequenz hat, wobei praktisch alle Rauschsignale eliminiert sind. Dieses Verfahren und die Vorrichtung entfernen sowohl harmonische als auch nichtharmonische Rauschsignale. Anfangs ist die Breite der "Sperre" des Sperrfilters groß, paßt sich aber im Laufe der Zeit an und wird schmaler, während sie sich der Grundfrequenz annähert.
Anpassungsalgorithmen passen die Sperrfrequenz des adaptiven Filters schnell an die Änderungen in der Grundfrequenz der schwingenden Durchflußrohre im Laufe der Zeit an.
Im Unterschied zu Romanos Ausführung mit variabler Frequenz kommt bei der erfindungsgemäßen DSV eine feststehende Abtastfrequenz zur Anwendung. Dieser Ansatz mit der feststehenden Abtastfrequenz ermöglicht ein schnelles Konvergieren der adaptiven Sperrfilter auf der Grundfrequenz der schwingenden Durchflußrohre und vereinfacht die gesamte Schaltung. Durch die festgelegte Abtastrate wird nicht mehr wie bei Romano eine zusätzliche Schaltung zur Veränderung der Abtastrate benötigt. Die vorliegende Konstruktion führt berechnungsmäßige Anpassungen aus, um Spektralverluste zwischen der feststehenden Abtastfrequenz und der variablen Grundfrequenz der schwingenden Durchflußrohre auszugleichen. Trotz dieser zusätzlichen Berechnungskomplexität ist die vorliegende Erfindung einfacher als frühere Konstruktionen aufgebaut, für die Romano ein Beispiel bildet, und bringt infolge der Anwendung der adaptiven Sperrfiltration eine bessere Störsicherheit mit sich. Im Vergleich zu sämtlichen bekannten Einrichtungen bietet die vorliegende Erfindung eine höhere Störsicherheit und bessere Sperre von Oberschwingungen und vereinfacht einige Aspekte der von Romano offengelegten DSV-Vorrichtung. Dies ermöglicht selbst in besonders verrauschten Umgebungen sowie bei der Verwendung von Strömungswerkstoffen mit niedriger Dichte (beispielsweise ein Gas) eine größere Genauigkeit bei den Durchflußmessungen.
Da die Durchflußrohre mit derselben Grundfrequenz schwingen, erfolgt die Anpassung der Sperrfilter durch Abtasten der Werte von nur einem der beiden Sperrfilter. Durch ein auf die erfindungsgemäßen Berechnungen angewandtes heuristisches Prinzip wird verhindert, daß die Sperrfilter aufgrund einer Instabilität der Berechnungen von der Grundfrequenz divergieren. Andere heuristische Verfahren beginnen erneut mit der Konvergenzberechnung für die Anpassung, wenn der mittels Sperrfilter gemessene Rauschabstand zu gering ist. Ein geringer Rauschabstand ist ein Hinweis darauf, daß das adaptive Sperrfilter nicht auf der Grundfrequenz konvergiert ist. Ursache dafür kann eine Verschiebung in der Grundfrequenz der schwingenden Durchflußrohre sein.
Bei einer ersten erfindungsgemäßen Ausführungsform wird das Ausgangssignal von jedem Sensor des schwingenden Durchflußrohres bei einer festgelegten Frequenz über einen entsprechenden A/D-Wandler abgetastet. Anschließend wird der durch jeden A/D-Wandler erzeugte Abtastwert an ein entsprechendes Untersetzungsfilter (decimation filter) angelegt, um die Berechnung zu vereinfachen, indem die Anzahl der Abtastwerte für die nachfolgenden Berechnungen reduziert wird. Die Untersetzungsfilter bieten auch eine gewisse Anti-Pseudonym-Filtration zum Glitten der abgetasteten analogen Signale. Anschließend werden die untersetzten Signale an ein entsprechendes adaptives Sperrfilter angelegt, um das Signal von jedem Sensor noch weiter zu verbessern. Nachdem der größte Teil des Rauschens und der Ober schwingungen herausgefiltert wurden, wird das verbesserte Ausgangssignal aus jedem Sensor zu einem entsprechenden Phasenberechnungselement geleitet, um die Phasendifferenz zwischen den beiden verbesserten Signalen zu ermitteln. Das Ausgangssignal aus jedem Phasenberechnungselement gelangt zu einem Berechnungselement, mit dem die Zeitdifferenz zwischen den verbesserten Sensorsignalen festgestellt und daraus der proportionale Massendurchfluß abgeleitet wird.
Bei einer zweiten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verfahren werden vier adaptive Sperrfilter verwendet, jeweils zwei in Serie an den Signalen des linken und rechten Kanals. Die beiden Filter auf jedem von dem linken und rechten Kanal bilden insofern eine "Kaskade", als das erste Filter ein Low-Q-Filter (breite Sperre) verwendet, mit dem eine begrenzte Signalverbesserung erreicht wird, aber die Fähigkeit eines raschen Konvergierens nach Veränderungen in der Grundfrequenz der schwingenden Durchflußrohre vorhanden ist. Anschließend werden die aus dem ersten Kaskaden-Sperrfilter ausgegebenen Signale an ein zweites Kaskaden-Sperrfilter angelegt. Das zweite Sperrfilter verwendet ein High-Q-Filter (schmale Sperre), was im Vergleich zu früheren Lösungen bzw. gegenüber der aus der ersten, oben beschriebenen Ausführungsform zu einer besseren Unterdrückung von Rauschsignalen und Oberschwingungen führt. Trotz der schmalen Sperre (High-Q) des zweiten Sperrfilters ist es aufgrund der begrenzten Verbesserung (Filtration) mittels des ersten Sperrfilters dennoch in der Lage, sich schnell an Veränderungen in der Grundfrequenz der schwingenden Durchflußrohre anzupassen. Die verringerten Rausch- und Oberschwingungspegel in dem an das zweite Sperrfilter angelegten Signal ermöglichen dessen schnelles Konvergieren nach Änderungen in der Grundfrequenz der schwingenden Durchflußrohre.
Um einen Schätzwert der Grundfrequenz der schwingenden Durchflußrohre zu erhalten, wird ein zusätzliches Sperrfilter (fünftes Filter) mit einer noch breiteren Sperre als das erste kaskadenartige Sperrfilter benutzt. Mit Hilfe dieses Schätzwertes werden bei Wichtungsanpassungsberechnungen die Frequenzparameter der ersten kaskadenförmigen Sperrfilter sowohl für die linken Kanäle als auch die rechten Kanäle eingestellt. Das Ausgangssignal von den zweiten kaskadenartigen Sperrfiltern wird bei Wichtungsanpassungsberechnungen verwendet, um die Frequenzparameter der zweiten kaskadenartigen Sperrfilter einzustellen.
Durch diese Kombination von zwei (oder mehreren) kaskadenartig angeordneten adaptiven Sperrfiltern zur Verbesserung des Ausgangssignals von jedem Sensor verbessern sich zudem sowohl die Unterdrückungseigenschaften der Filtration als auch die Geschwindigkeit, mit der die adaptiven Filter nach einer Änderung der Grundfrequenz der schwingenden Durchflußrohre konvergieren.
Der Begriff "adaptives Sperrfilter", wie er in der vorliegenden Patentschrift verwendet wird, bezieht sich im weitesten Sinne auf ein Filter mit variablen Parametern. Diese Definition steht im Gegensatz zu einer breiter akzeptierten Definition, die ein Filter mit variablen Parametern mit einem Mechanismus zum automatischen Einstellen der Filterparameter, ausgehend von den eigenen Ein- und Ausgabewerten des Filters, kombiniert. Im vorliegenden Fall wird die Anpassung einiger Sperrfilter auf der Grundlage des Betriebs anderer Filter und nicht der Eingabe- und Ausgabewerten jedes eigenen Filters berechnet. Anders ausgedrückt, einige erfindungsgemäße Sperrfilter dienen den Berechnungen anderer Sperrfilter. Aus diesem Grund erfolgt die ausführliche Erörterung der Filter und der Anpassungsmechanismen getrennt. Mit einer Anpassungsberechnung können, ausgehend von den Eingabewerten eines einzigen Filters, die Parameter mehrerer Sperrfilter eingestellt werden.
Noch deutlicher werden die obigen und andere Aspekte der Erfindung aus der nachfolgenden Beschreibung und den beiliegenden Zeichnungen.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 zeigt einen typischen Coriolis-Massendurchflußmesser mit dazugehöriger Meßelektronik, der eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen Vorrichtung und des entsprechenden Verfahrens bildet;
Fig. 2 zeigt ein Blockdiagramm der Berechnungselemente innerhalb der Meßelektronik, welche erfindungsgemäß den Massendurchfluß durch den Durchflußmesser ermitteln;
Fig. 3 zeigt ein zusätzliches Detail einer ersten erfindungsgemäßen Ausführungsform aus Fig. 2, wobei ein einziges adaptive Sperrfilter im Zusammenhang mit jedem Sensorsignal verwendet wird;
Die Fig. 4-12 zeigen ein weiteres Detail der Berechnungselemente der ersten erfindungsgemäßen Ausführungsform aus Fig. 3;
Fig. 13 zeigt ein zusätzliches Detail einer zweiten erfindungsgemäßen Ausführungsform aus Fig. 2, wobei für jedes Sensorsignal zwei kaskadenartige Sperrfilter zum Einsatz kommen;
Die Fig. 14-16 zeigen ein weiters Detail der Berechnungselemente der zweiten erfindungsgemäßen Ausführungsform aus Fig. 13;
Fig. 17 ist ein Fließdiagramm einer Software-Implementierung der ersten erfindungsgemäßen Ausführungsform und stellt die Interrupt-Verarbeitung für einen A/D- Wandler sowie die dazugehörige Untersetzung der Abtastwerte dar;
Fig. 18 ist ein Fließdiagramm einer Software-Implementierung der ersten erfindungsgemäßen Ausführungsform und stellt die Verarbeitung der untersetzten Abtastwerte zwecks Filterung und Ermittlung der Δt-Phasendifferenz dar;
Fig. 19 ist ein Fließdiagramm, welches ein zusätzliches Detail eines Elements aus Fig. 18 abbildet, das die aktualisierten Filterparameter nach der Verarbeitung jedes untersetzten Abtastwertes ermittelt, und
Fig. 20 ist ein Blockdiagramm der digitalen Signalverarbeitungselektronik, die sich zur Durchführung der erfindungsgemäßen Software-Verfahren eignet.

Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform

In Fig. 1 ist ein typischer Coriolis-Durchflußmesser 10 mit zwei freitragend befestigten Durchflußrohren 12, 14 abgebildet, die am Körper eines Verteilerrohres 30 angebracht sind, so daß sie weitgehend identische Federkonstanten und Trägheitsmomente um ihre jeweiligen phasenverschobenen Biegeachsen W-W und W'-W' haben. Im Bereich des Mittelpunktes zwischen dem oberen Teil 130 und 130' der Durchflußrohre 12, 14 sind eine Antriebsspule und ein Magnet 20 vorgesehen, mit denen die Durchflußrohre 12, 14 phasenverschoben um die Achsen W-W und W'-W' in Schwingung versetzt werden. Der linke Sensor 16 und der rechte Sensor 18 sind nahe der jeweiligen Enden der oberen Abschnitte der Durchflußrohre 12, 14 montiert, um die relative Bewegung der Durchflußrohre 12, 14 zu erfassen. Dieses Erfassen kann auf verschiedenste Art und Weise erfolgen, einschließlich durch Messen der Bewegung an den oberen Enden der Durchflußrohre 12, 14 durch ihre Nullübergänge oder einen anderen vorher definierten Punkt. Die Durchflußrohre 12 und 14 haben linke Seitenschenkel 131 und 131' sowie rechte Seitenschenkel 134 und 134'. Nach unten laufen die Seitenschenkel zusammen und sind an den Oberflächen 120 und 120' der Verteilerelemente 121 und 121' befestigt. Die Verstrebungen 140R und 140L sind an die Schenkel der Durchflußrohre 12, 14 hartgelötet und bilden die Achsen W-W und W'-W', um welche die Durchflußrohre phasenverschoben schwingen, wenn der Treiber 20 über Pfad 156 erregt wird. Die Position der Achsen W-W und W'-W' wird durch die Anordnung der Verstrebungen 140R und 140L an den Durchflußrohr- Seitenschenkeln 131, 131' und 134, 134' bestimmt.
An dem Seitenschenkel 131 des Durchflußrohres 14 ist ein Temperaturfühler 22 angebracht, mit dem die Temperatur des Durchflußrohres und die annähernde Temperatur des darin strömenden Werkstoffs gemessen wird. Diese Temperaturinformation wird dazu genutzt, Änderungen in der Federkonstante der Durchflußrohre zu ermitteln. Über die Pfade 156, 157, 158 und 159 sind der Treiber 20, die Sensoren 16 und 18 und der Temperaturfühler 22 an die Massendurchfluß-Meßeinrichtung 24 angeschlossen. Die Massendurchfluß-Meßeinrichtung 24 verfügt über mindestens einen Mikroprozessor, der die Signale von den Sensoren 16, 18 und 22 verarbeitet und so den Massendurchfluß des durch den Durchflußmesser 10 strömenden Werkstoffs ermittelt, sowie andere Messungen, z. B. Materialdichte und Temperatur, auswertet. Von der Massendurchfluß-Meßeinrichtung 24 wird zudem über Pfad 156 ein Steuersignal an den Treiber 20 angelegt, der die Rohre 12 und 14 phasenverschoben um die Achsen W-W und W'-W' in Schwingung versetzt.
Der Körper des Verteilers 30 besteht aus Gußteilen 150, 150', die über Flansche 103, 103' mit einer Zuleitung und einer Ableitung (nicht abgebildet) verbunden werden können. Der Verteilerkörper 30 lenkt die Materialströmung aus der Zuleitung in die Durchflußrohre 12, 14 und anschließend zurück in eine Ableitung. Wenn die Verteilerflansche 103 und 103' über ein Einlaßende 104 und ein Auslaßende 104' an ein Leitungssystem (nicht abgebildet) angeschlossen sind und den zu messenden Prozeßwerkstoff befördern, dann gelangt der Werkstoff durch die Einlaßöffnung 101 im Flansch 103 in den Verteilerkörper 30 und das Verteilerelement 110 und über einen Kanal (nicht abgebildet) mit sich allmählich änderndem Querschnitt im Gußelement 150 zu den Durchflußrohren 12, 14. Der Werkstoffstrom wird durch das Verteilerelement 121 unterteilt und zu den linken Schenkeln 131 und 131' der Durchflußrohre 14 bzw. 12 geleitet. Anschließend strömt der Werkstoff durch die oberen Rohrelemente 130, 130' und durch die rechten Seitenschenkel 134 und 134' und vereinigt sich innerhalb des Durchflußrohr-Verteilerelements 121' wieder zu einem einzigen Strom. Daraufhin wird das Fluid zu einem Kanal (nicht abgebildet) in einem Ablauf-Gußelement 150' gelenkt und gelangt in das Ablauf-Verteilerelement 110'. Das Ablaufende 104' ist über einen Flansch 103' mit Schrauböffnungen 102' an das Leitungssystem (nicht abgebildet) angeschlossen. Der Werkstoff tritt durch die Auslaß Öffnung 101' aus und kehrt zur Strömung im Leitungssystem (nicht dargestellt) zurück.
Die Massendurchfluß-Meßeinrichtung 24 analysiert die auf den Bahnen 157, 158 und 159 eingehenden Signale und erzeugt Standard-Ausgangssignale auf der Bahn 155 zum Anzeigen der Massendurchflußwerte, die von einem Steuersystem oder Bediener zum Überwachen und Regeln des Massendurchflusses durch das dazugehörige Leitungssystem (nicht abgebildet) genutzt werden.

Überblick

Die vorliegende Erfindung betrifft digitale Signalaufbereitungsverfahren zur Anwendung in einem digitalen Signalverarbeitungs-(DSV)-Chip zwecks Ausführung von Berechnungsfunktionen innerhalb der Massendurchfluß-Meßeinrichtung 24. Von den analogen Signalen, die von jedem der Durchflußrohrsensoren erzeugt und ausgegeben werden, werden einzelne Abtastwerte genommen. Die diskreten Abtastwerte aus den linken und rechten Sensoren werden mit Hilfe von standardmäßigen Analog/Digital-Wandlern (A/D-Geräte) digitalisiert. Danach erfolgt die weitere Bearbeitung der Abtastwerte mittels digitaler Signalaufbereitungsverfahren innerhalb des DSV-Chips. Die Verarbeitung der digitalisierten Signalabtastwerte wird im vorliegenden Fall in zweierlei Form dargestellt. Bei der einen Darstellungsform sind die für die einzelnen Filter- und Bearbeitungsfunktionen verwandten Software-Fließdiagramme und Gleichungen aufgezeigt. Zum besseren Verständnis der erfindungsgemäßen Verfahren wird zudem eine zweite Darstellungsform benutzt, welche die Berechnung der verschiedenen Gleichungen als Pseudo-Schaltungen (z. B. Blockdiagramme, die Additionsverbindungen, Multiplikationsverbindungen, Verzögerungsschaltungen, Register, Multiplexer, etc.) zeigen. Bestimmte komplexere mathematische Operationen sind in den Pseudo-Schaltdiagrammen links als höhere Elemente dargestellt und werden meist als "Berechnungselemente" bezeichnet. Die beiden erfindungsgemäßen Erläuterungsformen sind als äquivalente Beschreibungen anzusehen, von denen jede die Verfahren und Funktion der Erfindung vollständig angibt.

Überblick - Pseudoschaltungen:

Fig. 2 zeigt den allgemeinen Aufbau der elektronischen Bauelemente des erfindungsgemäßen Durchflußmessers. Die erfindungsgemäße Meßelektronik verfügt über zwei im wesentlichen identische "Kanäle": einen ersten Kanal zum Bearbeiten des Ausgangssignals des linken Durchflußrohrsensors und einen zweiten Kanal zum Bearbeiten des Ausgangssignals des rechten Durchflußrohrsensors. Abgesehen von der im weiteren erläuterten Wichtungsanpassung der Sperrfilter sind die beiden "Kanäle" identisch.
Die nachfolgende Beschreibung erfolgt anhand eines typischen Coriolis- Durchflußmessers, bei dem die Grundfrequenz der schwingenden Durchflußrohre annähernd 100 Hz beträgt. Natürlich sind die erfindungsgemäße Vorrichtung und die entsprechenden Verfahren auf jeden allgemein üblichen Durchflußmesser mit einer Grundschwingfrequenz anwendbar.
Viele der nachfolgend erörterten Berechnungselemente arbeiten synchron zu den Abtasttaktsignalen der Durchflußrohr-Ausgangssignale. Der Taktgeber CLOCK 214 aus Fig. 2 stellt Taktsignale zur Verfügung, die zu den verschiedenen Abtastraten der später erläuterten Berechnungselemente gehören. Zuerst leitet der Taktgeber CLOCK 214 einen periodisch gepulsten Signaltakt über Pfad 270 an den A/D- Wandler 200 weiter, um die Abtastrate der von den Durchflußrohrsensoren erzeugten unbearbeiteten Rohsignale zu bestimmen. Jeder A/D-Wandler tastet sein jeweiliges analoges Signal ab und wandelt jeden vom Taktgeber CLOCK 214 an Pfad 270 angelegten Abtastwert einmal in eine digitale Form um. Dieses über den Pfad 270 an die A/D-Wandler 200 weitergeleitete Taktsignal muß eine ganz präzise Frequenz haben, damit das Abtasten der Durchflußrohr-Ausgangssignale, wie für die erfindungsgemäße Verarbeitung erforderlich, mit feststehender Abtastrate erfolgen kann. Diese Taktimpulsgenauigkeit wird vorzugsweise durch die Verwendung eines quarzgesteuerten Taktgebers erreicht. Auf Pfad 270 wird das gleiche Taktsignal zudem an die 48 : 1-Untersetzungsfilterelemente 202 angelegt. Durch die Untersetzungsfilterelemente 202 verringert sich die Anzahl der Abtastwerte um einen Faktor 48, während zugleich eine erhebliche Anti-Alias-Filtration der abgetasteten Signalwerte gewährleistet wird. Für Fachleute auf diesem Gebiet liegt es auf der Hand, daß das spezielle Untersetzungsverhältnis von 48 : 1 von der gewählten Konstruktion entsprechend der jeweiligen Anwendungsumgebung abhängt.
Desweiteren stellt CLOCK 214 ein Signal CLK für die nachfolgend erläuterten Berechnungselemente bereit. Die Frequenz des CLK-Signals entspricht der Frequenz der von den Untersetzungsfilterelementen 202 ausgegebenen Abtastwerte. Anders ausgedrückt, die Frequenz des CLK-Taktsignals beträgt 1/48 der Frequenz des erzeugten und an den Pfad 270 angelegten Taktsignals. Bei der bevorzugten erfin dungsgemäßen Ausführungsform werden die von dem Signal CLK "getakteten" Berechnungselemente als Software-Funktionen implementiert, die auf einem digitalen Signalbearbeitungs-Chip (DSV) zum Einsatz kommen. Als solche führen diese Funktionen ihre Berechnungen an den untersetzten diskreten abgetasteten Sensorsignalausgangswerten durch. Das "Takten" dieser Funktionen entspricht der Verfügbarkeit diskreter Abtastwerte. Vorzugsweise werden diese Werte in softwareimplementierten Warteschlangen bzw. FIFOs zwischengespeichert, so daß die Funktionen asynchron zu der mit feststehender Rate quarzgesteuerten Abtastfrequenz des A/D-Wandlers ausgeführt werden können. Bei der nachfolgenden Beschreibung der Figuren gibt das CLK-Signal die Frequenz an, mit der die untersetzten, diskreten, abgetasteten Ausgangssignalwerte der weiteren Verarbeitung durch die Berechnungselemente zur Verfügung gestellt werden. Die tatsächliche Berechnungsverarbeitung in der Software innerhalb des DSV-Chips läuft allgemein asynchron zu der A/D-Abtastfrequenz des Taktsignals auf Pfad 270 ab.
Das Ausgangssignal aus dem rechten Durchflußrohrsensor 18 aus Fig. 1 wird über Pfad 158 aus Fig. 1 an den A/D-Wandler 200 angelegt. Das Ausgangssignal aus dem linken Durchflußrohrsensor 16 aus Fig. 1 wird über Pfad 157 aus Fig. 1 an einen zweiten A/D-Wandler 200 angelegt. Der A/D-Wandler 200 tastet das analoge Signal von dem rechten Durchflußrohrsensor ab und wandelt es in einen digitalen Wert um. Ein zweiter A/D-Wandler 200 tastet das analoge Signal von dem linken Durchflußrohrsensor ab und wandelt es in einen digitalen Wert um. Die A/D-Wandler 200 sprechen auf das über den Pfad 270 empfangene und über einen systemweiten Taktgeber 214 zugeführte periodische Taktsignal mit feststehender Frequenz an. Der umgewandelte digitale Wert wird über Pfad 252 an ein 48 : 1-Untersetzungsfilterelement 202 angelegt. Das 48 : 1-Untersetzungsfilterelement 202 verfügt über zwei Stufen, eine 8 : 1-Stufe und anschließend eine 6 : 1-Stufe. Beide Stufen des Untersetzungsfilterelements 202 werden vorzugsweise als Anti-Alias-Filter mit begrenztem Ansprechverhalten auf einen Impuls (FIR) implementiert. Fachleuten auf dem Gebiet ist klar, daß für die Untersetzungsstufen auch ein IIR-Filter benutzt werden kann. Ob nun eine FIR- oder eine IIR-Filtration durchgeführt wird, ist eine Frage der Konstruktionsentscheidung und hängt auf der Komplexität der Berechnungen und der relativen Leistung der Berechnungselemente in der konkreten Konstruktion ab.
In der ersten Stufe führt das Untersetzungsfilterelement 202 eine 8 : 1-Verringerung der Abtastrate von 38,4 kHz auf 4,8 kHz durch. Die Übertragungsfunktion des Filters lautet:
G(z) = (1 - z&supmin;&sup8;)&sup5; /(1 - z&supmin;¹)&sup5;.
Durch die Aufhebung des Nullstellen-Pols entsteht ein FIR-Filter mit 36 Abgriffstellen. Das Filter weist 5 Nullstellen an jedem Vielfachen der Teilabtastfrequenz auf. Dadurch werden jene Frequenzen, die als Alias-Frequenzen in den Durchlaßbereich des Filters der zweiten Stufe gelangen, stark unterdrückt. Das Filter der ersten Stufe hat kleine ganzzahlige Koeffizienten, die in einer einzigen Präzisionscomputerrechnung dargestellt werden können, und dadurch die Komplexität des Umlaufs (convolution) vereinfacht und die Ausführgeschwindigkeit verbessert. Das Filter der zweiten Stufe des Untersetzungsfilterelements 202 führt eine 6 : 1-Reduzierung der Abtastrate von 4,8 kHz auf 800 Hz durch. Bei dem Filter der zweiten Stufe handelt es sich um ein FIR-Filter mit 131 Abgreifpunkten unter Verwendung des hinlänglich bekannten Remez-Austauschalgorithmus. Der Durchlaßbereich liegt bei einer Gleichspannung mit 250 Hz, und der Sperrbereich hat die Wichtung 1.
Durch die zweistufigen Untersetzungsfilter wird ein hoher Schutz: vor Alias- Frequenzen gewährleistet. Alle Alias-Komponenten werden um mehr als 120 dB reduziert, während das Gleichspannungsbrummen bei 230 Hz unter 1,5 dB liegt. Der linke Kanal mit dem A/D-Wandler 200 und dem über Pfad 250 angeschlossenen Untersetzungsfilterelement 202 funktioniert genauso wie der oben erörterte rechte Kanal. Vom Ausgang des Untersetzungsfilterelements 202 für den linken Kanal gelangt ein Ausgangssignal auf den Pfad 254.
Zur Aufrechterhaltung der geforderten Berechnungsgenauigkeit und Leistung kommt bei den Abtastwerten von den A/D-Wandlern 200 und den Berechnungen der Untersetzungsstufen vorrangig eine 32-Bit-Festpunktarithmetik zur Anwendung. Wegen des größeren Bereiches der Berechnungs-Skalierung bei komplexeren Funktionen erfolgen die nachfolgenden Berechnungen für die Sperrfiltration, die Phasen, Δt und den Massendurchfluß am besten mittels Gleitpunktarithmetik.
Die vor Alias-Werten geschützten, untersetzten, digitalisierten Signalwerte werden über Pfad 256 an das Sperrfilter 204 angelegt. Das unten genauer erläuterte adaptive Sperrfilter 204 verbessert die Signalwerte durch das effektive Filtern aller Frequenzen außerhalb eines Bandes, dessen Mittelpunkt auf der Grundfrequenz der schwingenden Durchflußrohre liegt. Das adaptive Sperrfilter 204 eliminiert ein Fre quenzband (Sperre) um die Grundfrequenz herum. Das entstehende Signal bildet das gesamte Rauschen außerhalb der Sperre um die Grundfrequenz der schwingenden Durchflußrohre herum. Anschließend wird das Rauschsignal von dem Signal abgezogen, das über den Pfad 256 als Eingangssignal in das Sperrfilter 204 gelangt und bei dem es sich um die Summe aus der Grundfrequenz und des gesamten nicht vom Untersetzungsfilterelement 202 herausgefilterten Rauschen handelt. Danach wird das Ergebnis der Subtraktion, das die Grundfrequenz der schwingenden Durchflußrohre mit dem herausgefilterten Großteil von Rauschsignalen darstellt, als Ausgangssignal des Sperrfilters 204 an Pfad 262 angelegt.
Die Parameter (Wichtungsfaktoren bzw. Koeffizienten und der Vorspannungsreduzierungsparameter) des Sperrfilters 204 bestimmen die Eigenschaften der Sperre, konkret deren Form (Bandbreite der unterdrückten Frequenzen) und die Grundfrequenz. Die Parameter werden mittel Wichtungsanpassungselement 210 berechnet und über den Pfad 258 an das Sperrfilter 204 angelegt.
Über den Pfad 254 nimmt das adaptive Sperrfilter 204 für den linken Kanal seinen Eingangswert an und gibt über Pfad 260 das Ausgangssignal aus. Wie im weiteren dargelegt, werden die Ausgangssignale aus dem adaptiven Sperrfilter 204 des linken Kanals von dem Wichtungsanpassungselement 210 als Rückführungssignale bei der Ermittlung der Koeffizienten beider Sperrfilter (der adaptiven Sperrfilter des linken und rechten Kanals) verwendet.
Die Wichtungsfaktoren (Koeffizienten) beider Sperrfilter 204 (linker und rechter Signalkanal) werden durch das Wichtungsanpassungselement 210 bestimmt. Das Wichtungsanpassungselement 210 empfängt das gefilterte Signal, den Rauschanteil des ungefilterten Signals und einen Gradienten des gefilterten Signals vom Ausgang des adaptiven Sperrfilters 203 des linken Kanals. Diese Signalwerte werden in den zeitabhängigen (iterativen) Berechnungen zur Ermittlung der angemessenen Koeffizienten der Sperrfilter verwendet. Die derart ermittelten Koeffizienten steuern die Eigenschaften der Sperre. Sowohl die Form der Sperre als auch die Grundfrequenz werden so angepaßt, daß sie Veränderungen in der Grundfrequenz nachfolgen. Die Form der Sperre bestimmt die Geschwindigkeit, mit der die adaptiven Sperrfilter nach Veränderungen der Grundfrequenz konvergieren können. Durch eine breitere Sperre entsteht eine geringere Filtration, allerdings wird eine schnellere Anpassung an Veränderungen in der Grundfrequenz erreicht. Demgegenüber bewirkt eine schmalere Sperre ein langsameres Konvergieren nach Änderungen in der Grundfrequenz, jedoch eine bessere Filtration der eingegebenen Sensorsignale.
Natürlich können sowohl die Ausgangssignale des linken als auch des rechten Kanals als Rückführungssignale für das Wichtungsanpassungselement 210 verwendet werden können. Wenngleich es möglich wäre, die Ausgangssignale der beiden Kanäle in dem Wichtungsanpassungselement 210 zu nutzen, bietet es angesichts der zusätzlichen berechnungsmäßigen Schwierigkeiten keinen deutlichen Vorteil. Ungeachtet der Herkunft der Eingangswerte für das Wichtungsanpassungselement 210 werden die errechneten Wichtungsanpassungsparameter sowohl an das Sperrfilter 204 des linken als auch des rechten Kanals angelegt, so daß beide Sensorsignalausgangskanäle identisch bearbeitet werden. Mit Hilfe eines einzigen Satzes von Parametern, die sowohl an den linken als auch an den rechten Kanal angelegt werden, soll das kritische Phasenverhältnis zwischen den beiden Kanälen, also der grundlegenden Wert für die Berechnung des Δt-Wertes, proportional zum Massendurchfluß gehalten werden.
Wie nachfolgend erläutert, werden die vom Wichtungsanpassungselennent 210 errechneten Werte auch bei den Phasen- und Δt-Berechnungen verwendet.
Das Element 212 erhält die Koeffizienten aus dem Wichtungsanpassungselement 210 und ermittelt die Grundfrequenz der schwingenden Durchflußrohre. Mit diesem Frequenzberechnungselement 212 werden die Goertzel-Wichtungsinfornationen erzeugt und an Pfad 268 angelegt.
Über Pfad 262 gelangen die vom adaptiven Sperrfilter 204 erzeugten, gefilterten Signalwerte zu dem Phasenberechnungselement 206. Das Phasenberechnungselement 206 empfängt die Informationen über das Goertzel-Gewicht und die Frequenz über Pfad 268 aus dem Frequenzberechnungselement 212. Zur Phasenbestimmung des gefilterten Signals nutzt das Phasenberechnungselement 206 Fourier- Analyseverfahren mit zwei Hanning-Windows. Die Länge eines Windows ist eine Funktion der nominalen bzw. erwarteten Durchflußrohr-Grundfrequenz und legt eine Anzahl von Schwingzyklen der Durchflußrohre fest, in denen die Abtastwerte zusammengetragen und gewichtet werden, um dadurch die Phase der Durchflußrohre zu ermitteln. Die erwartete Durchflußrohrfrequenz läßt sich während der Herstellung in die erfindungsgemäße Elektronik einprogrammieren bzw. an dem konkreten Installations-/Anwendungsort als Parameter eingeben bzw. durch den Betrieb des Durchflußmessers und entsprechende Messungen ermitteln. Die Länge eines Win dows stellt einen Kompromiß zwischen der Ansprechzeit und der Signalrauschunterdrückung und der Durchlaßmenge dar. Durch eine größere Anzahl von akkumulierten Zyklen für die Phasenbestimmung werden zwar mehr Rauschsignale unterdrückt, es wird aber für die Herstellung der Kausalität auch eine zusätzliche Verzögerung verursacht und daher die Reaktion auf Änderungen im Schwingungsphasenverhältnis der Durchflußrohre verlangsamt. Weniger Abtastwerte verringern die Verzögerung und verbessern folglich die Reaktionszeit bei Schwingungsphasenänderungen von Durchflußrohren, bringen jedoch eine geringere Rauschunterdrückung mit sich. Als bevorzugte Window-Länge werden acht Durchflußrohrzyklen gewählt. Geht man von einer gegebenen voraussichtlichen Frequenz aus, wird die bevorzugte Window- Größe (2N) festgelegt als:
window_length = 2.floor(3200/expected_tube_frequency)
(Window_Länge = 2.Minimum(3200/voraussichtliche_Rohr_frequenz),
wobei Minimum(x) die größte ganze Zahl kleiner als oder gleich x ist.
Das Hanning-Window wird dargestellt als ein Wichtungsvektor, der über den Zeitraum eines Hanning-Windows an die diskreten Abtastwerte angelegt wird. Wenn 2N die Anzahl diskreter Abtastwerte innerhalb eines Hanning-Windows ist, wird die Wichtung des k. diskreten Abtastwertes, wobei k zwischen 0 und 2 N-1 liegt, bestimmt als:
h(k) (1/2) (1 - cos (2πk / (2 N - 1))).
Vom Taktgeber 214 aus Fig. 2 wird ein Halbwindow-Signalimpuls erzeugt und bei jedem N. diskreten Signal an Pfad 274 aus Fig. 2 angelegt (wobei ein vollständiges Hanning-Window des abgetasteten Sensorausgangssignals 2 N diskrete Abtastwerte in einem Zeitraum hat), um, wie später näher erläutert, parallele Berechnungen sich überlappender Hanning-Windows aufrechtzuerhalten. Zusätzlich legt CLOCK 214 aus Fig. 2 einen Zählerwert, SAMPNO, an Pfad 272 an. Auf Pfad 272 zählt SAMPNO (als eine Modulo-N-Funktion des CLK-Signals) von 0 bis N-1. Mit jedem Impuls des CLK-Signals zählt der SAMPNO-Zähler auf Pfad 272 weiter. Wenn SAMPNO N-1 erreicht, setzt der nächste Impuls des CLK-Signals von CLOCK 214 auf 0 zurück. Das halbe Window-Signal entspricht dem SAMPNO-Zähler, der auf Null steht. Bei der bevorzugten erfindungsgemäßen Ausführungsform ist der SAMPNO- Zähler in der Software implementiert, die die Anzahl der diskreten, untersetzten, abgetasteten Sensorausgangssignalwerte zählt, die im Verlauf eines Hanning-Windows verarbeitet werden. Die Software-Implementierung des SAMPNO-Zähler führt auf dem Pfad 270 eine Inkrementierung asynchron zum quarzgesteuerten Taktgeber CLOCK 214 aus Fig. 2 mit festgelegter Frequenz aus.
Den Signalabtastwerten an den Rändern jedes Windows werden niedrigere Wichtungen als jene zur Mitte des Windows hin beigemessen. Zur besseren Ausnutzung der verfügbaren Daten werden zwei Fourier-Berechnungen gleichzeitig durchgeführt, so daß sich die Windows um eine halbe Window-Länge überlappen. Bei jedem halben Abtastwert-Window werden neue Fourier-Phasenmessungen erzeugt.
Durch die erfindungsgemäße Verwendung einer konstanten Window-Größe wird es möglich, daß die Hanning-Window-Wichtungen vor Beginn der Durchflußmessungen vorberechnet werden. Bei Verwendung im Zusammenhang mit einer zeitdiskreten Fourier-Transformierten (DTFT) - wie bei der vorliegenden Erfindung - legt die Window-Größe die Schärfe der Frequenzdiskriminierungseigenschaften des Ausgabewertes aus dem DTFT-Filter fest. Zudem werden dadurch das Rauschen und Pseudo-Harmonische stärker unterdrückt. Leider bewirkt ein längeres Window eine langsamere Reaktion des Filters auf Phasenänderungen. Daher stellt die wie oben ermittelte Window-Größe die beste bekannte Annäherung an ein Gleichgewicht zwischen den konkurrierenden Zielen dar (bessere Frequenzdiskriminierung und Rauschunterdrückung gegenüber einer schnellen Reaktion auf Phasenveränderungen). Die bevorzugte Window-Größe kann bei verschiedenen Durchflußmesseranwendungen so verändert werden, daß sie für bestimmte Umgebungsbedingungen optimal ist.
Die Phasenberechnungselemente 206 addieren die gefilterten diskreten Abtastwerte und erstellen daraus eine komplexe Zahl, welche die Phase des abgetasteten, gefilterten Sensorausgangssignals angibt. Diese komplexe Zahl wird Pfad 266 zugeführt, um in anschließenden Δt-Berechnungen verwendet zu werden. Konkret wird dabei eine Goertzel-Filter-Fourier-Transformierte an jedes Hanning-Window der gefilterten, diskreten, abgetasteten Sensorausgangssignalwerte sowohl des rechten als auch des linken Kanals angelegt. Die Koeffizienten des Goertzel-Filters werden durch das Frequenzberechnungselement 212 ermittelt und über Pfad 268 den Phasenberechnungselementen zugeführt. Die vom Phasenberechnungselement 206 ausgegebene komplexe Zahl wird an Pfad 266 angelegt und bei der Δt-Berechnung verwendet.
Das Phasenberechnungselement 206 für den linken Kanal arbeitet genauso wie jenes für den oben erörterten rechten Kanal. Vom Ausgang des adaptiven Sperrfilters 204 für den linken Kanal gehen die Ausgangssignale zum Pfad 260. Das Phasenbe rechnungselement 206 empfängt diese Signale und führt dem Pfad 264 Werte zu, die die Phase des Signals aus dem linken Kanal angeben.
Die Phaseninformationen sowohl für den linken als auch den rechten Kanal wird mittels der Phasenberechnungselemente 206 ermittelt und vom Δt-Berechnungselement 208 über den Pfad 264 für den linken Kanal und über den Pfad 266 für den rechten Kanal empfangen. Über Pfad 268 gelangt die mittels Frequenzberechnungselement 210 ermittelte Frequenzinformation zum Δt-Berechnungselement 208. Das Δt-Berechnungselement 208 legt die Zeitverzögerung fest, die sich aus der Phasendifferenz zwischen den Ausgangssignalen des linken und rechten Sensors ergibt, welche wiederum annähernd proportional zum Massendurchfluß des durch die Durchflußrohre des Coriolis-Durchflußmessers strömenden Werkstoffs ist.
Die Fourier-Transformierte des linken Kanals wird mit der konjugierten Fourier- Transformierten des rechten Kanals multipliziert. Anschließend wird der Winkel des komplexen Ergebnisses berechnet. Um einen Δt-Wert zu erhalten, wird der Phasendifferenzwinkel daraufhin durch die Rohrfrequenz der schwingenden Durchflußrohre dividiert.

Überblick - Software

Die Fließdiagramme der Fig. 17-19 bieten einen Überblick über die Funktionsweise einer Software-Implementierung der erfindungsgemäßen Verfahren. In Fig. 17 ist die Funktionsweise eines Teils der Software dargestellt, die in Echtzeit auf ein Interrupt von den A/D-Wandlern 200 (aus Fig. 2) anspricht. Fig. 18 stellt die Funktionsweise eines Teils der Software-Implementierung dar, der eine weitere Filtration sowie die Verarbeitung der mittels Software aus Fig. 17 erzeugten untersetzten Abtastwerte ausführt, welche zwischengespeichert werden, so daß die Software aus Fig. 18 asynchron zu den synchronisierten Abtastwerten aus den A/D-Wandlern 200 arbeitet. In Fig. 19 ist ein weiteres Detail eines Elements aus Fig. 18 abgebildet, das heuristische Verfahren anwendet, die zur Stabilität und Genauigkeit der entstehenden Messungen des Massendurchflusses beitragen.
Die Software aus den Fig. 17 bis 19 ist bei der Massendurchfluß-Meßeinrichtung 24 aus Fig. 20 einsetzbar. Der digitale Signalprozessor 2000 aus Fig. 20 ist eine einem üblichen Mikroprozessor sehr ähnliche Berechnungseinrichtung, allerdings mit Sonderfunktionen, die auf die Anwendung in der Signalbearbeitung abgestimmt sind. Fachleuten auf dem Gebiet sind viele solcher DSV-Prozessoren bekannt. Als ein Beispiel für ein derartiges Gerät sei TMS 320C50-57 von Texas Instruments genannt, bei dem es sich um einen arithmetischen Festpunkt-Signalprozessor handelt. Für präzise Gleitpunktberechnungen sind Softwareemulationsbibliotheken vorhanden.
Dieses als Beispiel angeführte Gerät bietet die 32-Bit-Genauigkeit, die zum Abtasten und Untersetzen erforderlich ist. Durch die Gleitpunktemulationssoftware wird bei den meisten Durchflußmesseranwendungen eine angemessene Leistung erreicht, obwohl auch andere Prozessoren zum Einsatz kommen können, wenn von einem bestimmten Durchflußmesser zusätzliche Gleitpunktberechnungen gefordert werden. Der Prozessor 2000 liest über den Bus 2052 Programmanweisungen aus dem Programm ROM 2002 und stellt über den Bus 2054 die Daten und Puffer in den RAM 2004 ein. Es liegt auf der Hand, daß es unter bestimmten Umständen günstiger ist, die Programmanweisungen aus dem ROM 2002 in den RAM 2004 zu kopieren und dadurch die Leistung des Prozessors 2000 beim Abruf von Anweisungen zu verbessern.
Über die Pfade 157 und 158 empfangen die A/D-Wandler 200 jeweils ein analoges Signal von den entsprechenden Durchflußrohrausgängen. Der Prozessor 2000 legt über die Pfade 250 und 252 Steuersignale an die A/D-Wandler 200 an und empfängt über die Pfade 250 und 252 die digitalisierten Abtastwerte von den A/D-Wandlern 200. Der Prozessor 2000 legt über den Pfad 2050 Steuersignale an den Taktgeber 214 an und ermittelt so die Abtastfrequenz der A/D-Wandler 200. Als Reaktion darauf legt der Taktgeber 214 über den Pfad 270 ein Abtastfrequenz-Taktsignal an die A/D- Wandler 200 an. Auf diese Weise stellt der Prozessor 2000 zu Beginn die Abtastfrequenz der A/D-Wandler 200 auf den gewünschten Wert ein.
Bei der bevorzugten Ausführungsform sind die A/D-Wandler 200 in Form einer einzigen integrierten Schaltung mit mehreren Wandlern und einem einzigen Verbindungsbus zu dem DSV-Prozessor ausgeführt. Dadurch wird gewährleistet, daß das Phasenverhältnis zwischen den beiden abgetasteten Signalen auf die Coriolis- Effekte der schwingenden Durchflußrohre zurückgeht und nicht auf die Effekte von Ungleichgewichten zwischen physisch getrennten A/D-Wandler-Schaltungen. Fachleuten auf dem Gebiet sind viele derartiger Stereo-A/D-Wandlerchips bekannt. Ein Beispiel für einen solchen Chip ist der CS5329 von Crystal Semiconductors, eine 2- Kanal-Stereo-A/D-Wandlereinrichtung.
Der Prozessor 2000 ermittelt die angemessene Grundfrequenz, mit der die Durchflußrohre in Schwingung versetzt werden, und legt ein proportionales Signal an den Pfad 2058 an. Dieses wird von der Antriebsschaltung 2008 in ein Signal umgewandelt, das die Durchflußrohre in Schwingung versetzt, und letzteres wird an Pfad 156 angelegt. Auf dem Fachgebiet sind zahlreiche Verfahren und Vorrichtung bekannt, mit denen die Durchflußrohre in Schwingung versetzt werden, die daher nicht näher erörtert zu werden brauchen.
Zudem bestimmt der Prozessor 2000 aus der Phasendifferenz zwischen den abgetasteten Kanälen einen Δt-Wert und legt ein zu Δt proportionales Signal an Pfad 2056 an. Dieses wird von dem D/A-Wandler 2006 in ein analoges Signal umgewandelt, das an Pfad 155 ausgegeben wird und proportional zum Massendurchfluß ist. Das Signal auf Pfad 155 gelangt zu einer Verwertungseinrichtung (nicht abgebildet) der speziellen Durchflußmeßanwendung.

Überblick - Software (Echtzeit-Interrupt-Verarbeitung)

Wie bereits angesprochen, arbeiten die A/D-Wandler 200 mit einer festgelegten Frequenz, so daß genau synchronisierte Abtastwerte der Sensorausgangssignale aus dem linken und rechten Durchflußrohr bereitgestellt werden. Wie in Fig. 17 dargestellt, werden die unbearbeiteten Abtastwerte mittels eines zweistufigen 48 : 1- Untersetzungsfilters untersetzt. Durch die Untersetzungsfiltration kommt es zu einer gewissen Glättung (Anti-Aliasing) der abgetasteten Daten, während die Abtastrate und folglich auch die Berechnungsleistung verringert wird, die zum Anlegen an die Sperrfilter und zum Ermitteln der Phasendifferenz und für die daraus folgende Δt- Messung erforderlich ist. Es lassen sich bekannte Software-Verfahren anwenden, um die Verschachtelung von Interrupts während der Verarbeitung bestimmter, weniger kritischer Berechnungen zu ermöglichen, um dadurch im Verlauf der Verarbeitung des Abtast-Interrupts durch einen A/D-Wandler 200 einen möglichen Datenverlust infolge komplexer Berechnungen zu verhindern. Beispielsweise kann wie bei FIFO- Speicherverfahren eine Ringpufferung zum Einsatz kommen, während frühere Abtastsignale verarbeitet werden. Da diese Puffer- und andere Verfahren Fachleuten hinlänglich bekannt sind, braucht hier nicht näher auf sie eingegangen zu werden. Das Element 1700 aus Fig. 17 stellt das Auftreten eines von den A/D-Wandlern 200 erzeugten Interrupts dar, welches das Vorliegen eines digitalisierten Abtastwertes sowohl für den linken als auch den rechten Durchflußrohr-Sensorsignalausgang angibt. Anschließend reagieren die Elemente 1702 auf das Interrupt und lesen für jedes der Signale von dem linken und rechten Durchflußrohrsensor (nachstehend auch als linker und rechter Kanal bezeichnet) die abgetasteten, digitalisierten Werte von den A/D-Wandlern 200 ab. Die abgetasteten, digitalisierten Werte aus den A/D-Wandlern 200 werden in einem Ringpuffer des linken und des rechten Kanals gespeichert. Jeder Ringpuffer der ersten Stufe von dem Kanal ist groß genug, um die abgetasteten Werte des FIR-Filters zu speichern. Vorzugsweise handelt es sich bei dem Filter der ersten Stufe um ein Filter mit 36 Abgreifstellen, weshalb für jeden Kanal mindestens 36 Einträge in den Ringpuffer benötigt werden.
Mit dem Element 1704 kann bestimmt werden, ob seit dem letzten Umlauf der mit dem Element 1702 von den A/D-Wandlern 200 abgelesenen Abtastwerte acht neue Abtastwerte im Puffer der ersten Stufe gespeichert sind. Falls noch keine acht neuen Abtastwerte abgelesen worden sind, ist die Verarbeitung dieses Interrupts der A/D- Wandler 200 abgeschlossen. Sind demgegenüber seit dem letzten Umlauf acht neue Abtastwerte im Puffer der ersten Stufe gespeichert worden, kann mit dem Element 1706 der Umlauf der 36 aktuell im Puffer der ersten Stufe für jeden Kanal gespeicherten Abtastwerte ermittelt werden. Anschließend wird der Wert, der den Umlauf absolviert hat, für jeden Kanal in einem zu jedem Kanal gehörigen Puffer zweiter Stufe gespeichert. Der Puffer der zweiten Stufe jedes Kanals ist groß genug, um die Abtastwerte des FIR-Filters zu speichern. Bei dem Filter der zweiten Stufe handelt es sich vorzugsweise um ein Filter mit 131 Abgreifstellen, weshalb für jeden Kanal mindestens 131 Einträge in den Ringpuffer notwendig sind.
Mit dem Element 1708 läßt sich feststellen, ob durch das Element 1706 sechs neue Werte in dem Puffer der zweiten Stufe gespeichert worden sind. Wenn sechs neue Werte aus dem Umlauf der ersten Stufe noch nicht in dem Ringpuffer der zweiten Stufe gespeichert worden sind, dann ist die Verarbeitung dieses Interrupts des A/D- Wandlers 200 abgeschlossen. Wurden hingegen sechs neue Werte im Ringpuffer der zweiten Stufe gespeichert, dann kann das Element 1710 dazu benutzt werden, den Umlauf der 131 in dem Ringpuffer der zweiten Stufe für jeden Kanal gespeicherten Werte zu ermitteln. Anschließend wird die Filtersumme der zweiten Stufe (Umlauf) der Werte des Ringpuffers der zweiten Stufe für jeden Kanal in einem zu jedem Kanal gehörenden Ringpuffer für untersetzte Abtastwerte gespeichert. In dem Ringpuffer für die untersetzten Abtastwerte jedes Kanals werden die untersetzten Werte für die dazugehörigen Abtastwerte des linken bzw. rechten Kanals solange aufbewahrt, bis bei der nachstehend anhand von Fig. 18 beschriebenen asynchronen Verarbeitung die Werte für die weitere Filtration und Verarbeitung abgerufen werden können. Die Untersetzungsberechnungen sind so einfach, daß sie innerhalb der Interrupt-Verarbeitungssoftware aus Fig. 17 verarbeitet werden können. Die Weiterbearbeitung für die Sperrfilter zwecks Bestimmung der Phasendifferenz und der Δt-Werte und zur Einstellung der Sperrfilterparameter ist komplizierter und erfolgt deshalb asynchron zu der zum Ablesen der Abtastwerte aus den A/D-Wandlern 200 erforderlichen Echtzeitverarbeitung. Fachleuten ist klar, daß die Aufgabenteilung zwischen der Interruptverarbeitung aus Fig. 17 und der asynchronen Verarbeitung aus Fig. 18 von der gewählten Konstruktion und von den Leistungsmerkmalen des ausgewählten DSV-Chips sowie von der gewünschten Leistung, gemessen an der Abtastfrequenz des A/D-Wandlers, abhängt. In den Schutzumfang der vorliegenden Erfindung fällt eine Reihe äquivalenter Software- und dazugehöriger Datenstrukturen. Zum besseren Verständnis der Erfindung werden die hier in den Fig. 17-19 zusammengefaßten Softwarestrukturen nachfolgend anhand von "Pseudoschaltungen" beschrieben. In diesen beschriebenen "Pseudoschaltungen" wird für jeden durch die oben in Fig. 17 dargelegten Operationen erzeugten, untersetzten Abtastwert ein als CLK bezeichnetes Signal gepulst. Anders ausgedrückt, das CLK-Signal bildet 1148 der Abtastfrequenz. Wie aus der Beschreibung der Software aus den Fig. 17-19 hervorgeht, gibt das CLK-Signal einfach an, daß in den Ringpuffern ein untersetzter Abtastwert vorhanden ist (genauer gesagt ein Paar untersetzter Werte, einer für den linken und einer für den rechten Kanal). Die berechnungsmäßig komplexere Sperrfiltration und die Δt-Ermittlungen erfolgen asynchron zu den genau zeitgleich getakteten A/D-Umsetzungen der Abtastfrequenz und der dazugehörigen Zweistufenuntersetzung. Anders ausgedrückt, das unten erörtete CLK-Signal ist vorzugsweise nicht mehr als ein Hinweis darauf, daß ein untersetzter Abtastwert in dem Ringpuffer für untersetzte Abtastwerte vorliegt.

Übersicht - Software (Asynchrone digitale Signalverarbeitung)

Fig. 18 ist ein Fließdiagramm, welches den asynchronen Teil der Software zeigt, der als Reaktion auf das oben anhand des Fig. 17 beschriebenen Echtzeit-Abtastens und der Untersetzungsoperationen tätig wird. Das Element 1800 aus Fig. 18 stellt die gesamte Verarbeitung dar, die zum Initialisieren der zum Vorbearbeiten der Abtastdaten für beide Kanäle verwendeten Ringpuffer (erste Stufe, zweite Stufe und der untersetzte Abtastwert) erforderlich ist. Darüber hinaus initialisiert das Element 1800 die zu den A/D-Wandlern 200 aus Fig. 2 gehörende Hardware, die zum Einstellen der festgelegten Abtastfrequenz der Wandler (d. h. des Taktgebers 214) und zum Unterbrechen der digitalen Signalverarbeitung (DSV) durch die A/D-Wandler 200 benötigt wird, wenn von den A/D-Wandlern 200 ein Abtastwert zur Verfügung gestellt wird.
Das Element 1802 kann solange mit dem Betrieb warten, bis in jedem der Ringpuffer für die untersetzten Abtastwerte (einer für den linken Kanal und einer für den rechten Kanal) ein Paar untersetzter Abtastwerte zur Verfügung steht. Wenn dies der Fall ist, wendet das Element 1804 die Sperrfilterfunktion auf den untersetzten, abgetasteten Wert an, um dadurch das Signal zu verbessern. Das Signal wird verbessert, indem unerwünschtes Rauschen und Oberschwingungen der Signalfrequenz entfernt werden.
Als nächstes aktualisiert das Element 1806 die Parameter des Sperrfilters. Bei den erfindungsgemäßen Anpassungsverfahren werden die Sperrfilterparameter so angepaßt, daß Änderungen in der Grundfrequenz der schwingenden Durchflußrohre berücksichtigt werden. Bei den Sperrfilteranpassungen kommen heuristische Prinzipien zur Anwendung, mit denen die Stabilität der Durchflußmessungen mittels Meßeinrichtung 24 gewährleistet wird. Nachstehend werden diese heuristischen Prinzipien genauer erörtert. Die aktualisierten Filterparameter werden an die Sperrfilter angelegt.
Anschließend wird mit dem Element 1812 aus Fig. 18 festgestellt, ob der Abtastwert der erste am Anfang eines neuen halben Windows ist (d. h. SAMPNO = 0, womit angezeigt wird, daß alle Abtastwerte im vorherigen halben Window verarbeitet worden sind). Ist es nicht der erste Abtastwert am Anfang eines neuen halben Windows, dann wird die Verarbeitung mit den Elementen 1808 und 1810 fortgesetzt, damit die Goertzel-Filterparameter aktualisiert und die Signal- und Rauschenergiewerte gesammelt werden. Handelt es sich hingegen um den ersten Abtastwert in einem neuen halben Window-Zeitraum, dann erfolgt die Verarbeitung im Hinblick auf den Abschluß des vorherigen halben Windows durch das nachstehend angesprochene Element 1814.
Am Ende einer halben Window-Periode (Anfang des neuen halben Windows) kommt das Element 1814 zum Einsatz und ermittelt den Rauschabstand (signal-to-noise ratio - SNR) ausgehend von den akkumulierten Energien der verbesserten Abtastwerte und der verbesserten Rauschkomponenten, die durch das unten erläuterte Element 1810 gebildet wurden. Diese von dem Element 1810 erzeugten akkumu lierten Energiesummen werden darüber hinaus durch das Element 1814 zurückgesetzt, um die Akkumulation für den Start des nächsten halben Hanning-Windows mit Abtastwerten vorzubereiten. Anschließend prüft das Element 1816, ob der SNR über einem zulässigen Schwellenwert liegt. Erfindungsgemäß liegt ein bevorzugter SNR- Schwellenwert für viele gängige Anwendungen bei fünf. Für Fachleute ist klar, daß der bevorzugte SNR-Schwellenwert je nach den Erfordernissen der speziellen Durchflußmeßumgebung und -anwendung variieren kann. Wenn der SNR-Wert unter den vorgegebenen Schwellenwert fällt, dann geht man davon aus, daß ein SNR- Fehlerzustand für die vorherige halbe Window-Periode (das gerade abgeschlossene halbe Window) vorliegt. Stellt das Element 1816 fest, daß im vorherigen halben Window ein SNR-Fehler vorlag, geht die Verarbeitung mit dem Element 1818 weiter, ansonsten bei Element 1820. Mit dem Element 1820 werden die bei der Wichtungsanpassung der Sperrfilter erfolgenden Berechnungen zurückgesetzt. Konkret werden dabei der Vorspannungsreduzierungsparameter (α), der Vergessensfaktor (λ) und die Kovarianz-Matrix (P) sämtlich in jenen Zustand zurückversetzt, der die Berechnungen zum Konvergieren des Sperrfilters auf der Grundfrequenz der schwingenden Durchflußrohre erneut in Gang setzt.
Als nächstes kann das Element 1820 aus den komplexen Zahlen, welche die Signalphase auf jedem Kanal während des Zeitraums der unmittelbar vorangehenden Abtastwerte angeben, Δt ermitteln. Anders ausgedrückt, nach jedem Hanning-Window von Abtastwerten (wie unten erläutert, jedes halbe Window) wird aus den Abtastwerten vom unmittelbar vorangehenden Hanning-Window, die auf eine komplexe, die Phase für jeden Kanal angebende Zahl reduziert ist, ein Δt-Wert berechnet. Mit dem Element 1820 lassen sich weiterhin aus den mittels Element 1808 erzeugten, akkumulierten Parametern die Goertzel-Filterkoeffizienten für die nächste Periode ermitteln. Zu Beginn einer neuen Periode wird auch die Parameterakkumulation des Elements 1808 zurückgesetzt. Danach geht die Verarbeitung mit den Elementen 1808 und 1810 weiter, die die Goertzel-Filterparameter aktualisieren und die Signal- und Rauschenergien akkumulieren.
Das Element 1808 dient dazu, das Goertzel-Filter durch Akkumulieren der durchschnittlichen Sperrfilterwichtungen über den Zeitraum eines halben Windows zu aktualisieren. An den Grenzen der halben Windows werden die Goertzel- Filterwichtungen in Vorbereitung auf die Verarbeitung der Abtastwerte während des nächsten halben Windows fortgeschrieben. Zudem spricht das Element 1808 auf die Erzeugung der verbesserten Abtastwerte an und legt sie an ein komplexes Goertzel- Filter an. Wie oben erwähnt, erzeugt das Goertzel-Filter eine über eine Reihe von wellenförmigen Abtastwerten akkumulierte komplexe Zahl; welche die Phase der Wellenform darstellt. Dieser Phasenwert wird sowohl für den linken als auch den rechten Kanal akkumuliert.
Wie bereits dargelegt, werden die Goertzel-Filter zum Akkumulieren einer komplexen, die Phase des verbesserten Abtastsignals von jedem Kanal angebenden Zahl verwendet. Diese Akkumulation wird über eine Reihe von Abtastwerten hinweg fortgesetzt, die der Länge eines Hanning-Windows entspricht (durch 2N gekennzeichnete Länge). Die Abtastwerte in einem Hanning-Window erstrecken sich in etwa über acht vollständige Schwingungszyklen des dazugehörigen Durchflußrohr-Sensorsignals. Zwecks einer maximalen Ausnutzung der abgetasteten Daten erfolgen an den Abtastwerten eines Kanals parallel zwei Goertzel-Filterberechnungen (insgesamt vier Berechnungen, jeweils 2 auf dem linken und rechten Kanal). Die beiden parallelen Berechnungen auf einem Kanal werden mit denselben verbesserten Abtastwerten des Kanals durchgeführt, allerdings beginnt eine Berechnung eine halbe Hanning-Window-Länge nach der anderen (d. h. um N Abtastwerte verzögert). Anders ausgedrückt, die beiden parallelen Goertzel-Filterberechnungen der Abtastwerte eines Kanals sind zeitlich um die halbe Hanning-Window-Periode der Sensorsignalabtastwerte der schwingenden Durchflußrohre zueinander versetzt.
Mit dem Element 1810 wird die verbesserte Signalenergie und die Rauschenergie der Abtastwerte akkumuliert. Am Ende eines halben Windows werden die akkumulierten Werte überprüft (wie oben in bezug auf das Element 1814 erörtert), und es wird festgestellt, ob der Rauschabstand innerhalb der gewünschten Grenzen liegt. Anschließend geht es in der Verarbeitung gemäß dem vorliegenden Verfahren wieder zum Element 1802 zurück, wo auf den Eingang eines anderen untersetzten Abtastwertes gewartet wird.
Fig. 19 zeigt weitere Details der Funktionsweise des Elements 1806, welches die Filterparameter in Vorbereitung auf die Verarbeitung eines anders untersetzten Abtastwertes fortschreibt. Zusätzlich zum SNR-Test, wie oben anhand von Fig. 18 beschrieben, kommt bei den erfindungsgemäßen Verfahren ein weiterer heuristischer Test zum Einsatz, der zum Vermeiden jeglicher Instabilität bei den Sperrfilterberechnungen beiträgt.
Der in Fig. 19 dargestellte heuristische Test überprüft die berechneten Filterwichtungen auf Stabilität innerhalb eines vorgegebenen zulässigen Bereichs. Die neu berechneten Filterwichtungen werden nicht für den nächsten Abtastwert benutzt, wenn sie aus dem zulässigen Bereich fallen. In einem solchen Fall werden die früheren, aus vorherigen Abtastwerten errechneten Wichtungen solange weiterbenutzt, bis eine nachfolgende Berechnung zulässige Filterwichtungen ergibt.
Die Elemente 1902-1908 können dazu eingesetzt werden, aus den aktuellen Abtastwerten den aktualisierten Vergessensfaktor, den aktualisierten Verstärkungsvektor, den aktualisierten Vorspannungsverminderungparameter und die aktualisierte Kovarianz-Matrix zu ermitteln. Als nächstes bestimmt das Element 1910 die aktualisierten Sperrfilterwichtungen ausgehend von den vorherigen Wichtungen (berechnet aus der vorangehenden Abtastwertverarbeitung), dem Verstärkungsvektor und den Vorspannungsverminderungsparametern, die von den Elementen 1902-1908 ermittelt wurden. Wenn bei der Überprüfung des verbesserten Rauschabstandes ein Fehler festgestellt wird, werden die mit den aktualisierten Koeffizienten zusammenhängenden Berechnungen, wie bereits für Fig. 18 angegeben, zurückgesetzt, um die Konvergenz des Sperrfilters auf der verschobenen Grundfrequenz der Gurchflußrohre erneut in Gang zu setzen.
Mit dem Element 1912 wird die Stabilität der neu errechneten Wichtungen gegenüber dem zulässigen Wertebereich eingeschätzt. Befinden sich die neu berechneten Wichtungen in dem zulässigen Bereich, dann legt das Element 1914 die neuen Wichtungen in Vorbereitung auf die Verarbeitung der nächsten untersetzten Abtastwerte an die Sperrfilter an. Liegen die neu berechneten Wichtungen außerhalb des zulässigen Bereiches, werden sie nicht an die Filter angelegt, sondern für den nächsten untersetzten Abtastwert werden nochmals die vorherigen (durch die Verarbeitung des vorherigen Abtastwertes berechneten) Wichtungen verwendet.

Eine erste bevorzugte Ausführungsform

Bei einer ersten, als Beispiel angegebenen Ausführungsform der Erfindung werden zwei adaptive Sperrfilter verwendet, eines zum Filtern diskreter digitalisierter Abtastwerte aus dem linken Kanal und ein zweites für den rechten Kanal. Bei den Wichtungsanpassungsberechnungen werden die Sperrfilterparameter für die beiden adaptiven Sperrfilter durch Abtasten der verarbeiteten Signale aus dem linken Kanal eingestellt. Die Berechnungselemente 204 sind die adaptiven Sperrfilter, die zuerst in Fig. 2 dargestellt wurden. Das adaptive Sperrfilter 204 für den linken Kanal empfängt untersetzte Sensorausgangssignal-Abtastwerte (XL) vom Pfad 254 (aus Fig. 2). Über Pfad 258 gehen die Wichtungskoeffizienten (W) der Sperrfilter-Übertragungsfunktion aus dem Wichtungsanpassungselement 210 ein. Der Vorspannungsverminderungsparameter (α), der die Form der Sperre bestimmt, geht ebenfalls über Pfad 258 aus dem Wichtungsanpassungselement 210 ein. Das adaptive Sperrfilter für den rechten Kanal empfängt untersetzte Sensorausgangssignal-Abtastwerte (xR) vom Pfad 256 (aus Fig. 2), funktioniert ansonsten aber genauso wie das adaptive Sperrfilter 204 für den linken Kanal. Sowohl das Sperrfilter für den linken als auch den rechten Kanal empfangen dieselben Anpassungsparameter (W und α) über Pfad 258 aus dem Wichtungsanpassungselement 210.
Beide Sperrfilter 204 - für den linken und den rechten Kanal - erzeugen ein verbessertes Signal, das durch diskrete, an ihre jeweiligen Ausgangspfade 260 und 262 angelegte Abtastwerte dargestellt wird. Das verbesserte Signal, für den linken bzw. rechten Kanal als eL bzw. eR gekennzeichnet, stellt die dazugehörigen Eingangssignal-Abtastwerte dar, aus denen alle Rauschsignale bis auf ein schmales Frequenzband nahe der Grundfrequenz der schwingenden Durchflußrohre herausgefiltert wurden.
Das adaptive Sperrfilter für den linken Kanal 204 legt ein Signal, das den Rauschanteil der Eingangssignal-Abtastwerte (nL) bildet, und einen Wert, der den Gradientenvektor der Eingangssignal-Abtastwerte (Ψ) angibt, an seinen Ausgangspfad 260 an. Diese Signalwerte (eL, nL und Ψ) werden von dem Wichtungsanpassungselement 210 genutzt, um die Wichtungsanpassungsparameter für die nächste Einstellung des Sperrfilters zu bestimmen. Sowohl das adaptive Sperrfilter des linken als auch des rechten Kanals 204 berechnen dieselben Funktionen, allerdings werden die Rausch- und Gradientenwerte aus dem adaptiven Sperrfilter des rechten Kanals in den erfindungsgemäßen Verfahren und der dazugehörigen Vorrichtung nicht genutzt. In der Praxis werden die ungenutzten Signale für das adaptive Sperrfilter des rechten Kanals 204 nicht von der DSV-Software der bevorzugten Ausführungsform berechnet. Weiter unten werden die von den adaptiven Sperrfiltern errechneten Funktionen genauer beschrieben.
Die verbesserten Signalwerte aus den adaptiven Sperrfiltern des linken und rechten Kanals 204 werden über die Pfade 260 bzw. 262 von dem Phasenberechnungselementen 206 empfangen. Die Phasenberechnungselemente 206 ermitteln die Phase der sinusförmigen Signale, dargestellt durch die verbesserten diskreten Abtastsignalen, die auf den Pfaden 260 und 262 an ihre jeweiligen Eingänge angelegt wurden. Die Fourier-Transformations-Phasenberechnungselemente 206 verwenden ein Hanning-Window-Wichtungsverfahren zum Addieren von 2N diskreten, gewichteten Abtastwerten auf jedem Kanal, die acht Zyklen der entsprechenden sinusförmigen Eingangssignale darstellen. Wie nachstehend angegeben, wenden erfindungsgemäß verschiedene Berechnungselemente ihre jeweiligen Berechnungen auf Daten an, die während einer Hälfte des Hanning-Windows (Abtastwerte 0.. N-1) eingehen. Der Wert SAMPNO, der den speziellen Abtastwert des vorliegenden halben Window- Zyklus (Abtastwert 0.. N-1) bildet, gelangt als Eingabewert über Pfad 272 zu den Phasenberechnungselementen 206. Der Wert SAMPNO wird als Index für einen Wichtungsvektor verwendet, der auf die verbesserten Abtastsignalwerte für die erste und zweite Hälfte des Hanning-Windows angewendet wird. Diese Wichtungsverfahren werden von den nachstehend erörterten Phasenberechnungselementen 206 ausgeführt.
Die Phasenberechnungselemente 206 legen eine Goertzel-Filter-Fourier- Transformierte an die gefilterten, diskreten Abtastsignalwerte an und bestimmen so die Phase des sinusförmigen Signals auf jedem Kanal des Systems. Die Koeffizienten des Goertzel-Filters (B - eine komplexe Zahl) werden den Phasenberechnungselementen 206 über Pfad 268 von dem Frequenzberechnungselement 212 zugeführt. Das Goertzel-Filter verarbeitet die Abtastwerte in jedem Hanning-Window, um eine komplexe Zahl zu generieren, welche die Phase der abgetasteten sinusförmigen Sensorausgangssignale angibt.
Diese von den Phasenberechnungselementen 206 erzeugten komplexen Zahlenwerte werden an den Pfad 264 und 266 des linken bzw. rechten Kanals angelegt. Auf den Pfaden 264 und 266 empfängt das Δt-Berechnungselement 208 diese komplexen Zahlen, welche die Phase der abgetasteten Signale angeben und den Signalen aus dem linken und dem rechten Kanal entsprachen. Darüber hinaus geht bei dem Δt-Berechnungselement 208 über Pfad 268 eine Zahl (Ω) aus dem Frequenzberechnungselement 212 ein, welche die aktuelle Grundfrequenz der schwingenden Durchflußrohre angibt.
Zur besseren Ausnutzung der aus jedem Kanal verfügbaren Daten werden die Phasen-, Frequenz- und Δt-Berechnungen in jedem halben Window (wie oben angegeben die Hälfte einer Hanning-Windowlänge) durchgeführt. An den gefilterten, diskre ten, abgetasteten Eingangswerten auf jedem Kanal erfolgen zwei parallele Phasenberechnungen. Für jedes vollständige Window der gefilterten, diskreten Abtastwerte wird jede der beiden parallelen Berechnungen einmal vollständig ausgeführt. Die parallelen Berechnungen sind zueinander um jenen Zeitraum versetzt, der einer Anzahl von Abtastwerten entspricht, die die halbe Länge des Hanning-Windovvs ausmacht. Da die beiden Berechnungselemente zueinander um eine Hälfte der Länge des Hanning-Windows versetzt sind, endet auf jedem Kanal nach jeweils einem halben Window-Zeitraum eine der beiden Berechnungen. Daher wird nach jedem halben Window eine neue Phasen-, Frequenz- und Δt-Berechnung abgeschlossen und für Messungen des Massendurchflusses genutzt.
In der Abbildung ist das Wichtungsanpassungselement 210 aus Fig. 2 in vier Teilelemente untergliedert, konkret in das SNR-Fehlererkennungselement 300, das Sperrfilter-Wichtungsberechnungselement 302, das Verstärkungsvektor-Berechnungselement 304 und das Vorspannungsverminderungs-Berechnungselement 306. Das SNR-Fehlererkennungselement 300 empfängt die verbesserten Signalwerte (eL) und die Rauschkomponente der ungefilterten Abtastwerte (nL), die beide von dem Sperrfilter des linken Kanals 204 erzeugt und an Pfad 260 angelegt wurden. Das SNR-Fehlererkennungselement 300 stellt fest, ob das Energieverhältnis zwischen den verbesserten Signalwerten (eL) und der Rauschkomponente der ungefilterten Abtastwerte (nL) unterhalb eines Schwellenwertes liegt. Fällt der Rauschabstand unter einen vorgegebenen unteren Grenzwert ab, so zeigt dies im typischen Fall an, daß das Sperrfilter 204 nicht auf der Grundfrequenz der schwingenden Durchflußrohre konvergiert ist. Wenn der Rauschabstand als unzureichend erachtet wird, wird ein SNR-FEHLERsignal erzeugt und zum Ausgang des SNR-Fehlererkennungselements 300 auf Pfad 350 aus Fig. 3 geleitet. Wie nachstehend angegeben, wird das auf den Pfad 350 ausgegebene SNR-Fehlersignal auch von anderen Berechnungselementen innerhalb des Wichtungsanpassungselements 210 verwendet, um die zum Anpassen des Sperrfilters und zum Konvergieren der Sperre auf der Grundfrequenz der schwingenden Durchflußrohre genutzten Berechnungen erneut zu beginnen. Anhand der Fig. 7 werden nun die genaue Berechnung und Details des SNR-Fehlererkennungselements 300 vorgestellt.
Das Berechnungselement für die Sperrfilteranpassung 302 empfängt die vom Sperrfilter des linken Kanals 204 erzeugte und auf den Pfad 260 ausgegebene Rauschkomponente der ungefilterten Abtastwerte (nL). Darüber hinaus gehen bei dem Element 302 die von dem Verstärkungsvektor-Berechungselement: 304 erzeugten und an den Pfad 352 angelegten Verstärkungsvektorwerte (K - ein aus zwei Elementen bestehender Vektor) ein. Weiterhin empfängt das Element 302 den mittels Vorspannungsverminderungsparameter-Berechnungselement 306 erzeugten und dem Pfad 354 zugeführten aktualisierten Vorspannungsvermindenungsparameter (α'). Anschließend berechnet das Sperrfilterwichtungs-Berechnungselement die aktuellen Werte der Sperrfilterwichtungen (W) und legt sie an Pfad 258 an, so daß sie von den Sperrfiltern 204 und dem Frequenzberechnungselement 212 genutzt werden können. Die genaue Berechnung und Details des Sperrfilter-Berechnungselements 302 werden nachfolgend anhand von Fig. 6 erläutert.
Das Verstärkungsvektor-Berechnungselement 304 empfängt den vom Sperrfilter des linken Kanals 204 erzeugten und an den Pfad 260 angelegten Gradienten (Ψ). Zudem geht bei dem Element 304 über den Pfad 350 das SNR-Fehlersignal aus dem SNR-Fehlererkennungselement 300 ebenso wie der über den Pfad 356 geleitete Vergessensfaktor (λ) aus dem Vorspannungsverminderungspararneter-Berechnungselement 306 ein. Anschließend berechnet das Verstärkungsvektor-Berechnungselement 304 die aktualisierten Werte des Verstärkungsvektors (K) und legt sie zur Nutzung durch das Sperrfilteranpassungs-Berechnungselement 302 an den Pfad 352 an. Die genaue Berechnung und Details des Verstärkungsvektor- Berechnungselements 304 werden nachfolgend anhand von Fig. 5 erläutert.
Das Vorspannungsverminderungsparameter-Berechnungselement 306 empfängt das vom SNR-Fehlererkennungselement 300 erzeugte und über Pfad 350 übertragene SNR-Fehlersignal, berechnet daraufhin die aktualisierten Werte des Vorspannungsverminderungsparameters (α) und gibt sie zur Nutzung durch die Sperrfilter 204 an Pfad 258 aus. Darüber hinaus berechnet das Vorspannungsverminderungsparameter-Berechnungselement 306 einen aktuellen Vorspannungsverminderungsparameter (α') und legt ihn an Pfad 354 an, damit er vom Sperrfilterwichtungs-Berechnungselement 302 genutzt werden kann. Weiterhin errechnet das Vorspannungsverminderungs-Berechnungselement 306 einen aktuellen Vergessensfaktor (λ) und legt ihn zur Nutzung durch das Verstärkungsvektor-Berechnungselement 304 an Pfad 356 an. Auf die genaue Berechnung und Details des Vorspannungsverminderungsparameter-Berechnungselements 306 wird nachfolgend anhand von Fig. 8 näher eingegangen.
In der Abbildung ist das Frequenzberechnungselement 212 in zwei Teilelemente untergliedert, nämlich in das Goertzel-Filterwichtungs-Berechnungselement 308 und in die Pipeline 310 für die Koeffizienten des halben Windows.
Das Goertzel-Filterwichtungs-Berechnungselement 308 nimmt die vom Wichtungsanpassungselement 210 vorgenommenen und an den Pfad 258 ausgegebenen Sperrfilterwichtungen entgegen. Anschließend legt es die Goertzel-Filterwichtungen (B') als eine komplexe Zahl und zudem die Frequenz (Ω) des sinusförmigen Sensorausgangssignals des Durchflußrohres fest, dargestellt durch die diskreten, abgetasteten Signalwerte, die auch in den Wichtungen des Sperrfilters enthalten sind. Beide auf diese Weise festgelegten Werte werden am Ende jedes halben Windows berechnet, wie durch das vom Taktgeber (CLOCK) 214 aus Fig. 2 an den Pfad 274 ausgegebene Signal des halben Windows angegeben. Über den Pfad 358 werden so ermittelten die Goertzel-Wichtungen und die Frequenz an die Halbwindow- Koeffizienten-Pipeline 310 weitergeleitet. Anhand der Fig. 9 wird nachstehend näher auf die genaue Berechnung und Details des Goertzel-Filterwichtungs-Elerechnungselements 308 eingegangen.
Die Halbwindow-Koeffizienten-Pipeline 310 empfängt die Goertzel-Filterwichtungen (B') und die Frequenz (Ω'), die beide von dem Goertzel-Filterwichtungs- Berechnungselement 308 errechnet wurden (siehe oben). Daraufhin regelt die Halbwindow-Koeffizienten-Pipeline 310 die Synchronisierung der berechneten Werte (B' und Ω') derart, daß sie einer der beiden parallelen Berechnungen für die einander überlappenden halben Windows zugeordnet werden. Anhand der Fig. 10 wird nun näher auf die genaue Berechnung und Details der Halbwindow-Koeffizienten- Pipeline 310 eingegangen.
Wie bereits angegeben, erfolgen die von den Elementen aus Fig. 3 (und anderen, später erläuterten detaillierten Figuren) durchgeführten Berechnungen am besten mittels Gleitwertarithmetik, um über einen breiten Bereich eine numerische Präzision zu gewährleisten. Die Gleitpunkt-Berechnungsfunktionen können durch Hardwareelemente innerhalb des Signalprozessors 200 aus Fig. 2 ausgeführt oder vom Prozessor 2000 mittels Software-Bibliotheksfunktion emuliert werden. Für die Entscheidung zwischen Gleitpunkt-Hardware und -Software werden je nach Anwendungszweck der Erfindung Leistungs- und Kostenfaktoren ausschlaggebend sein.

Eine als Beispiel fungierende erste Ausführungsform - Sperrfilter

Fig. 4 zeigt ein weiteres Detail im Hinblick auf die Funktion und die Berechnungen innerhalb des adaptiven Sperrfilters 204 aus Fig. 3. Beide Adaption Sperrfilter 204, von denen einer zum linken Kanal und der anderen zum rechten Kanal gehört, sind im Aufbau und bezüglich der ausgeführten Berechnungen identisch. Das adaptive Sperrfilter des linken Kanals 204 empfängt untersetzte, diskrete, synchronisierte Sensorabtastwerte als Eingabewerte vom Pfad 254 und gibt das gefilterte Signal an Pfad 260 aus. Das adaptive Sperrfilter des rechten Kanals 204 empfängt untersetzte, diskrete, synchronisierte Sensorabtastwerte als Eingabewerte vom Pfad 256 und gibt das gefilterte Signal an Pfad 262 aus.
Desweiteren empfängt das adaptive Sperrfilter 204 über den Pfad 258 aktuelle Wichtungen (W - ein aus zwei Elementen bestehender Vektor, dargestellt durch W&sub1; und W&sub2;) und die Vorspannungsverminderungsparameter (α) aus dem Wichtungsanpassungselement 210 aus Fig. 3. Das adaptive Sperrfilter 204 bildet das Quadrat des Vorspannungsverminderungsparameters (α²), indem letzterer vom Pfad 258 an beide Eingänge des Multiplikationsübergangs 446 angelegt wird, wobei dessen Ausgabesignal an Pfad 488 ausgegeben wird.
Ein Teil der Elemente mit dem adaptiven Sperrfilter 204 aus Fig. 4, der durch die den Strichlinienkasten innerhalb des adaptiven Sperrfilters 204 gekennzeichnet ist, wird zum Berechnen des Gradienten der abgetasteten Eingangssignale verwendet (ψ, ein aus zwei Elementen bestehender Vektor, dargestellt durch ψ&sub1;, ψ&sub2;). Der so berechnete Gradientenwert wird an den Pfad 260 im adaptiven Sperrfilter 204 des linken Kanals angelegt. Diesen Gradienten nutzt das Wichtungsanpassungselement 210 aus Fig. 3 zum Berechnen der fortgeschriebenen Sperrfilterwichtungen für den nächsten, auf dem Pfad 254 empfangenen Abtastwert. Die zum Berechnen des Gradienten verwendeten Elemente im gestrichelten Kasten aus Fig. 4 werden nicht im adaptiven Sperrfilter 204 des rechten Kanals genutzt.
Das adaptive Sperrfilter 204 aus Fig. 4 ermittelt das in den diskreten Abtasteingangswerten vorliegende Rauschen. Wenn man die Rauschsignalwerte von den Abtasteingangswerten subtrahiert, erhält man den verbesserten gefilterten Wert zur Ausgabe an den Pfad 260. Das adaptive Sperrfilter 204 bestimmt den verbesserten Signalwert e mittels einer Polynom- und Matrixarithmetik mit Filter zweiter Ordnung (wobei die Variable (t) in den folgenden Gleichungen den Wert der Variablen angibt, die der Abtastperiode "t" entspricht):
x(t) der auf dem Pfad 254 (256 für den rechten Kanal) empfangene Eingangssignalwert
A(t) = diag(α(t), α(t)²) die Vorspannungsverminderungs-Diagonalmatrix
W(t) = (W&sub1;(t), W&sub2;(t)] der Wichtungsvektor
Y(t) = (y(t-1),y(t-2)] der rekursive Filterzustandsvektor
y(t) = x(t) + W(t)A(t)Y(t) Zwischenberechnung
n(t) = y(t) - W(t)Y(t) die aus dem Eingangssignal x isolierten Rauschsignale
e(t) = x(t) - n(t) das verbesserte Signal, Eingangssignal x - Rauschsignale n
Die Pseudoschaltungen aus Fig. 4 beschreiben diese Gleichungen in Form von Schaft- und Berechnungselementen. Die Additionsverbindung 400 addiert den Eingangssignalwert x auf Pfad 254 (256 für den rechten Kanal) und den Zwischenberechnungswert auf Pfad 452 (stellt wie oben WAY dar), um wie oben y = x + WAY zu erzeugen, der an Pfad 450 angelegt wird. Der Wert y auf Pfad 450 gelangt als Eingabewert zur Verzögerungsschaltung 408, um ihn um einen Abtasttakt (CLK) zu verzögern und anschließend an den Ausgangspfad 460 anzulegen. Der einmal verzögerte Wert y auf dem Pfad 460 gelangt in die Verzögerungsschaltung 436, um ihn um einen zweiten Abtasttakt (CLK) zu verzögern und anschließend an den Ausgangspfad 468 auszugeben. Der einmal verzögerte Wert y auf Pfad 460 und der zweimal verzögerte Wert y auf Pfad 468 bilden, wie oben angegeben, den Vektor Y. Die Vorspannungsverminderungs-Diagonalmatrix A besteht aus dem Vorspannungsverminderungsparameter und dessen Quadrat (α und α²) auf den Pfaden 258 bzw. 488. Der Vektor Y auf den Pfaden 460 und 468 wird mit der über die Multiplikationsverbindungen 406 bzw. 434 an die Pfade 258 bzw. 488 angelegten Vorspannungsverminderungs-Diagonalmatrix A multipliziert, wodurch man auf den Pfaden 458 und 470 AY erhält. Dieses Produkt wird wiederum mit dem über die Multiplikationsverbindungen 404 und 432 an den Pfad 258 angelegten Wichtungsvektor W multipliziert, so daß man auf den Pfaden 456 bzw. 454 die Zwischenberechnungswerte erhält. Um wie oben beschrieben den Skalarwert WAY auf Pfad 452 zu erhalten, werden die beiden Zwischenwerte auf den Pfaden 456 und 454 an die Additionsverbindung 402 angelegt.
Desweiteren wird der Vektor Y auf den Pfaden 460 und 468 über die Multiplikationsverbindungen 414 bzw. 438 mit dem Wichtungsvektor W auf dem Pfad 258 multipliziert, wodurch auf den Pfaden 464 und 466 Zwischenwerte erzeugt werden. Die beiden Zwischenwerte auf den Pfaden 464 und 466 werden über die Additionsverbindung 416 addiert, so daß auf dem Pfad 462 der Wert WY erzeugt wird.
Die Additionsverbindung subtrahiert den Wert WY auf dem Pfad 462 von dem Wert y auf dem Pfad 450 und erzeugt so den Rauschwert n = y - WY auf Pfad 470. Im adaptiven Sperrfilter 204 des linken Kanals wird dieser den Rauschanteil n der Eingangsabtastwerte x darstellende Wert an Pfad 260 angelegt und anschließend von dem Wichtungsanpassungselement 210 aus Fig. 3 verwendet.
Von dem Eingangsabtastwert x auf Pfad 254 (256 für den rechten Kanal) subtrahiert die Additionsverbindung 410 den Rauschwert n auf Pfad 470 und erhält dadurch auf Pfad 260 (262 für den rechten Kanal) den verbesserten Signalwert e = x - n. In den nachfolgenden Phasenberechnungselementen 206 und im Wichtungsanpassungselement 210 wird der verbesserte Signalwert wie unten beschrieben angewendet.
Neben dem Rauschwert n und dem verbesserten Signalwert e berechnet das adaptive Sperrfilter 204 auf Pfad 260 den Gradientenvektor ψ als ψ&sub1; und ψ&sub2;. Mittels einer Polynom- und Matrixarithmetik mit Filter zweiter Ordnung ermittelt das adaptive Sperrfilter 204 den Gradientenvektor w wie folgt:
F(t) = [F(t-1), F (t-2)]T rekursiver Filterzustandsvektor
f(t) = n(t) + W(t)A(t)F(t) Zwischenberechnung
ψ = Y(t) - A(t)F(t) Gradientenvektor
Die Additionsverbindung 418 addiert den Rauschwert n auf dem Eingabepfad 470 zum Zwischenberechnungswert WAF auf dem Eingabepfad 474 hinzu, wodurch auf Pfad 472f = n + WAF entsteht. Der Wert f auf Pfad 472 gelangt als Eingangssignal in die Verzögerungsschaltung 420, wo er um einen Abtasttakt (CLK) verzögert wird, bevor er zum Ausgabepfad 476 geleitet wird. Der einmal verzögert Wert von f auf Pfad 476 wird in die Verzögerungsschaltung 430 eingegeben, um ihn um einen zweiten Abtasttakt (CLK) zu verzögern und ihn anschließend an den Ausgabepfad 484 auszugeben. Der einmal verzögerte Wert von f auf Pfad 476 und der zweimal verzögerte Wert von f auf dem Pfad 484 bilden, wie oben angegeben, den Vektor F. Der Vektor F auf den Pfaden 476 und 484 wird mit der über die Multiplikationsverbindungen 426 bzw. 442 an die Pfade 258 bzw. 488 angelegten Vorspannungsverminderungs-Diagonalmatrix A multipliziert, wodurch man auf den Pfaden 478 und 486 AF erhält. Dieses Produkt wird wiederum mit dem über die Multiplikationsverbindung 424 und 440 an den Pfad 258 angelegten Wichtungsvektor W multipliziert, so daß man auf den Pfaden 480 bzw. 482 die Zwischenberechnungswerte erhält. Um wie oben beschrieben den Skalarwert WAF auf Pfad 474 zu erhalten, werden die beiden Zwischenwerte auf den Pfaden 480 und 482 an die Additionsverbindung 442 angelegt.
Über die Additionsverbindungen 428 und 444 wird das Zwischenprodukt AF auf den Pfaden 478 und 486 vom Vektor Y auf den Pfaden 460 und 468 subtrahiert, so daß der Gradientenvektor ψ (ψ&sub1;, ψ&sub2;) = Y - AF entsteht und an den Pfad 260 angelegt wird. Der Gradientenvektor auf Pfad 260 wird von dem Wichtungsanpassungselement 210 aus Fig. 3 zum Berechnen der aktualisierten Sperrfilterwichtungen benutzt. Beide Sperrfilter 204 - sowohl für den linken als auch für den rechten Kanal - funktionieren wie oben beschrieben. Allerdings ist die Berechnung des Gradientenvektors ψ und des Rauschwertes n auf Pfad 260 im rechten Kanal unnötig und kann daher als Berechnungsschritt im rechten Kanal ausgelassen werden. Zur Anpassung der Wichtungen für beide adaptiven Sperrfilter 204 nutzt das Wichtungsanpassungselement 210 lediglich die an den Pfad 260 angelegten Werte aus dem linken Kanal. Vom rechten Kanal wird nur der verbesserte Signalwert e verwendet, der zur Weiterleitung an die Phasenberechnungselemente 206 an den Pfad 262 angelegt wird.

Eine erste als Beispiel angegebene Ausführungsform - Wichtungsanpassung

Das Wichtungsanpassungselement 210 aus Fig. 3 empfängt den verbesserten Signalwert eL, den Rauschanteil des ungefilterten Eingangssignals nL und den Gradienten ψ, die alle durch das adaptive Sperrfilter 204 des linken Kanals gebildet und an den Pfad 260 angelegt wurden. Anschließend ermittelt das Wichtungsanpassungselement 210 den Wichtungsvektor W und den Vorspannungsverminderungsparameter a und legt sie an Pfad 258 an, um die Sperrfilter beider Kanäle für den nächsten diskreten, abgetasteten Wert einzustellen, der im adaptiven Sperrfilter 204 verarbeitet wird. Zur einfacheren Beschreibung der Wichtungsanpassungsfunktionen ist das Wichtungsanpassungselement 210 in vier Teilelemente untergliedert worden, von denen jedes Teile der Gesamtberechnung ausführt, konkret sind dies das SNR- Fehlererkennungselement 300, das Sperrfilter-Wichtungsberechnungselement 302, das Verstärkungsvektor-Berechnungselement 304 und das Vorspannungsverminderungs-Berechnungselement 306.
Das in Fig. 7 im Detail abgebildete SNR-Fehlererkennungselement 300 empfängt die verbesserten Signalwerte (eL) und die Rauschkomponente der ungefilterten Abtastwerte (nL), die beide von dem Sperrfilter des linken Kanals 204 erzeugt und an Pfad 260 angelegt wurden. Das SNR-Fehlererkennungselement 300 stellt fest, ob das Energieverhältnis zwischen den verbesserten Signalwerten (eL) und der Rauschkomponente der ungefilterten Abtastwerte (nL) unterhalb eines Schwellenwertes liegt.
Zum Bestimmen des Rauschabstandes addiert das SNR-Fehlererkennungselement 300 aus Fig. 7 die Rauschenergie und die unterdrückte Rauschenergie und vergleicht anschließend das Verhältnis der beiden Werte mit einem vorgegebenen Schwellenwert. Das SNR-Fehlererkennungselement empfängt den verbesserten Signalwert eL und das Rauschsignal nL vom linken Kanal über den Pfad 260. Der Rauschsignalwert wird zu beiden Eingängen der Multiplikationsverbindung 700 geleitet, um das Quadrat des Rauschsignals n² zu bilden und dies an den Pfad 750 anzulegen. Der Wert auf Pfad 750 gelangt dann zu einem Eingang eines 2 : 1-MUX (Multiplexer) 704 und zu einem Eingang der Additionsverbindung 706. Über Pfad 758 wird das Ausgangssignal des Multiplexers 704 an den Eingang des Registers 712 angelegt. Das Register 712 speichert den Wert am Eingang nach Taktgebung durch den CLK-Abtasttaktgeber. Der aktuelle Wert im Register 712 wird über den Pfad 764 zum Ausgang und weiter zum anderen Eingang der Additionsverbindung 706 angelegt. Über Pfad 754 gelangt die ausgegebene Summe aus der Additionsverbindung 706 zum anderen Eingang des Multiplexers 704. Zu Beginn jeden halben Windows, wie auf Pfad 274 signalisiert, wählt der Multiplexer 704 den über den Pfad 750 mit dem Wert n² verbundenen Eingang aus, um erneut die Addition der Rauschenergie für ein neues halbes Window zu beginnen. Bei allen anderen Abtastwerten in dem halben Window wählt der Multiplexer 704 seinen mit dem Pfad 754 verbundenen Eingang aus, um die Rauschenergie zu akkumulieren. Die akkumulierte Rauschenergie wird für jeden Abtastwert in dem halben Window im Register 712 gesammelt, und die aktuelle Summe wird auf Pfad 764 an den Ausgang des Registers 712 angelegt. An jedem neuen halben Window wird die akkumulierte Summe erneut gestartet.
Die rauschunterdrückte Signalenergie wird in gleicher Weise akkumuliert, indem von dem auf Pfad 260 empfangenen verbesserten Signalwert das Quadrat gebildet wird und indem er akkumuliert wird. Das Akkumulieren der rauschunterdrückten Energie erfolgt mittels Multiplikationsverbindung 702, Additionsverbindung 710, Multiplexer 708 und Register 714 über die Pfade 752, 756, 760 und 762 genauso, wie dies für die Akkumulation der Rauschenergie beschrieben wurde.
Die über den Zeitraum jedes halben Windows von Abtastwerten akkumulierte rauschunterdrückte Energie wird am Ausgang des Registers 714 an Pfad 762 angelegt.
Das Berechnungselement 716 empfängt die akkumulierte Rauschenergie über Pfad 764 und die akkumulierte rauschunterdrückte Energie über Pfad 762 und vergleicht die Werte mit vorgegebenen Schwellenwerten. Das Verhältnis zwischen dem akkumulierten rauschunterdrückten Wert und dem akkumulierten Rauschwert bildet den Rauschabstand. Wenn das Verhältnis unter einen vorgegebenen Schwellenwert fällt, dann wird ein Rauschabstand-Fehlerzustand erkannt und ein Signal, welches diesen anzeigt, an den Ausgang des Berechnungselements 716 geschickt.
Das Fehlerzeitsteuerelement 718 empfängt auf Pfad 766 das vom Berechnungselement 716 erzeugte Fehlerzustandssignal und auf Pfad 274 das Signal des halben Windows. Wird auf dem Eingangspfad 766 ein Fehlerzustand erkannt, dann legt das Fehlerzeitsteuersignal 718 auf Pfad 350 ein Impulssignal an SNR FAULT (SNR Fehler) an. Das SNR-Fehlersignal auf Pfad 350 wird von anderen Teilelementen innerhalb des Wichtungsanpassungselements 210 erfaßt, damit eine Rücksetzung verschiedener Sperrfilterberechnungen erzwungen wird. Durch das nachfolgende Anlegen eines Signals an SNR FAULT setzt das Fehlerzeitsteuerelement 718 eine Gnadenfrist durch, in der keine weiteren Signale auf dem Pfad 350 an das SNR FAULT-Signal angelegt werden. Mit der Gnadenfrist sollen die Sperrfilterparameter Zeit erhalten, um erneut eine Konvergenz auf der Grundfrequenz der schwingenden Durchflußrohre herzustellen. Darüber hinaus erzwingt das Fehlerzeitsteuerelement 718 eine Gnadenfrist während der Einschaltinitialisierung, um den Sperrfiltern ein Konvergieren auf der der Grundfrequenz zu ermöglichen. Die Gnadenfrist während des Initialisierens beim Einschalten erstreckt sich vorzugsweise annähernd über 100 halbe Windows, während sie nach dem Erfassen eines SNR-Fehlersignals günstigerweise etwa 66 halbe Windows andauert.
Das in Fig. 6 genauer dargestellte Sperrfilterwichtungs-Berechnungselement 302 empfängt die Rauschkomponente des ungefilterten Abtastwertes (nL), die vom Sperrfilter des linken Kanals 204 erzeugt und an den Pfad 260 angelegt wurden. Desweiteren empfängt das Element 302 die mittels Verstärkungsvektor- Berechnungselement 304 erzeugten und an den Pfad 352 angelegten Verstärkungsvektorwerte (K). Zudem gehen bei dem Element 302 über den Pfad 354 die aktualisierten Vorspannungsverminderungsparameter (α') aus dem Vorspannungsverminderungsparameter-Berechnungselement 306 ein. Anschließend errechnet das Sperrfilterwichtungs-Berechnungselement 302 die aktualisierten Werte der Sperrfilterwichtungen (W) und legt sie an den Pfad 258 an, damit sie den Sperrfiltern 204 und dem Frequenzberechnungselement 212 zur Verfügung gestellt werden.
Das Sperrfilterwichtungs-Berechnungselement 302 ermittelt die Wichtungen W für die adaptiven Sperrfilter 204 mittels Matrix-Arithmetik wie folgt:
W(t) = W(t) + n(t)K(t) aktualisierter Wichtungsvektor, falls stabil, ansonsten
W(t) = W(t) Wichtungen, nicht aktualisiert, falls instabil.
Die Multiplikationsverbindungen 602 und 604 multiplizieren den Verstärkungsvektor K (K&sub1;, K&sub2;) auf dem Pfad 352 mit der Rauschkomponente (n) des auf Pfad 260 eingegangenen Abtastsignals, so daß das Produkt nK auf den Pfaden 650 und 656 entsteht. Das Produkt auf Pfad 650 wird der Additionsverbindung 606 zugeführt. Der andere Eingabewert der Additionsverbindung 606 ist die zuvor berechnete Wichtung W&sub1; auf Pfad 652. Ausgegeben wird von der Additionsverbindung 606 W&sub1; + nK&sub1;, das über Pfad 654 an den normal ausgewählten Eingang des Multiplexers 616 angelegt wird. Das Ausgangssignal aus dem Multiplexer 616 wird über Pfad 670 an den normal ausgewählten Eingang des Multiplexers 624 angelegt. Gewöhnlich passiert dieser Eingabewert den Multiplexer 624 bis zum Ausgabepfad 674, weiter zum Eingang der Verzögerungsschaltung 620 und zum Bus 258 als nächster aktualisierter Wert von W&sub1;' (wobei Wx' den Wert Wx angibt, der für den nächsten eingegangenen Abtastwert verwendet wird) für die Berechnung der Goertzel-Wichtungen in dem Element 308. Der einmal verzögerte Koeffizient (W&sub1;) aus der Verzögerungsschaltung 620 wird dem Bus 258 als W&sub1; zur Verwendung durch die Sperrfilter 204 zugeführt. Der normalerweise abgewählte Eingang des Multiplexers 624 auf dem Pfad 676 wird von einem System-RESET-Signal ausgewählt, wodurch der Nullwert (0) als Anfangswert der Wichtung W&sub1; angelegt wird.
Das andere Teilprodukt auf Pfad 656 wird an die Additionsverbindung 608 angelegt. Bei dem anderen Eingabewert in die Additionsverbindung 608 handelt es sich um die zuvor berechnete Wichtung W&sub2;. Das Ausgangssignal der Additionsverbindung 608 ist W&sub2; + nK&sub2; und wird über Pfad 660 an den normal ausgewählten Eingang des Multiplexers 618 angelegt. Der Ausgangswert aus dem Multiplexer 618 wird über Pfad 672 an den normal ausgewählten Eingang des Multiplexers 626 angelegt. Dieser Eingangswert gelangt normalerweise durch den Multiplexers 626 auf den Ausgabepfad 676 bis zum Eingang der Verzögerungsschaltung 622 und zum Bus 258 und bildet den nächsten aktualisierten Wert von W&sub2; für die Berechnung der Goertzel- Wichtungen im Element 308. Der einmal verzögerte Koeffizient (W&sub2;) aus der Verzögerungsschaltung 622 wird dem Bus 258 als W&sub2; zur Verwendung durch die Sperrfilter 204 zugeführt. Der normalerweise abgewählte Eingang des Multiplexers 626 auf Pfad 678 wird von einem System-RESET-Signal ausgewählt, wodurch der Wert Minus Eins (-1) als Anfangswert der Wichtung W&sub2; angelegt wird.
Auf Pfad 354 empfängt die Multiplikationsverbindung 600 den aktualisierten Vorspannungsverminderungsparameter α' (wobei α' den für den als nächstes eingehenden Abtastwert zu verwendenden Wert von a angibt) als beide Eingabewerte und bildet auf dem Ausgabepfad das Quadrat α'². Diesen Vorspannungsverminderungsparameter α' auf Pfad 354 empfängt die Multiplikationsverbindung 610 als den einen Eingabewert und als den anderen die aktualisierte Wichtung W, auf Pfad 654 und bildet aus ihnen das Produkt α'W&sub1; auf dem Ausgang 662. Die Multiplikationsverbindung 612 empfängt das Quadrat des Vorspannungsverminderungsparameters α'² auf Pfad 658 als einen Eingabewert und die aktualisierte Wichtung W&sub2; auf Pfad 660 als den anderen Eingabewert, aus denen sie das Produkt α'²W&sub2; bildet und an den Ausgabepfad 664 ausgibt. Bei dem Stabilitätstestelement 614 geht ein erster Parameter X = α'W&sub1; auf Pfad 662 und ein zweiter Parameter Y = α'²W&sub2; auf Pfad 664 ein. Mit dem Stabilitätstestelement 614 werden die X- und Y-Parameter bewertet und ein Ausgangssignal erzeugt, wenn die Testbedingungen erfüllt sind. Der Stabilitätstest gibt dann, und nur dann ein Signal aus, wenn:
Y < 1 und X < (1-Y).
Dieser Test begrenzt die Pole des Sperrfilters darauf, daß sie sich innerhalb des Einheitskreises (unit circle) befinden und so die Stabilität der Sperrfilter 204 und damit auch die Gültigkeit der resultierenden Massendurchflußmessungen gewährleisten. Der Ausgabewert aus dem Stabilitätstestelement 614 wird über den Pfad 668 an die ausgewählten Eingänge von Multiplexer 616 und 618 angelegt. Bei den normalerweise abgewählten Eingängen von Multiplexer 616 und 618 gehen die zuvor berechneten Werte von W&sub1; bzw. W&sub2; ein. Bestehen die aktualisierten Sperrfilterwichtungen den Stabilitätstest des Elements 614 nicht, dann wird von dem Testelement 614 ein Nullsignal erzeugt und auf dem Ausgabepfad 668 ausgegeben. Als Reaktion auf das Nullausgangssignal auf Pfad 668 legen die Multiplexer 616 und 618 ihre jeweiligen normalerweise abgewählten Eingangswerte auf den Pfaden 652 bzw. 666 an ihre Ausgabepfade 670 bzw. 672 an, so daß der zuvor berechnete Wert des entsprechenden Koeffizienten noch einmal für die nächsten zu verarbeitenden Abtastwerte verwendet wird. Anders ausgedrückt, der Wichtungsvektor aus den letzen stabilen Berechnungswerten ändert sich solange nicht, wie das Stabilitätstestelement 614 eine Instabilität der Berechnungen anzeigt. Mit diesem Test werden die numerischen Probleme im Zusammenhang mit einer instabilen Sperrfilterwichtungslberechnung behoben und zugleich stark fehlerhafte Massendurchilußberechnungen während einer kurzen Instabilität der Sperrfilter, in deren Verlauf sie nach einer Änderung in der Grundfrequenz der schwingenden Durchflußrohre konvergieren, verhindert.
Das in Fig. 5 genauer dargestellte Verstärkungsvektor-Berechnungselement 304 empfängt den Gradienten (Ψ), der vom Sperrfilter 204 des linken Kanals erzeugt und an den Pfad 260 angelegt wurde. Weiterhin geht bei dem Element 304 das vom SNR-Fehlererkennungselement 300 erzeugte und an den Pfad 350 angelegte SNR- Fehlersignal ein. Darüber hinaus empfängt das Element 304 über den Pfad 356 den Vergessensfaktor (λ) aus dem Vorspannungsverminderungsparameaer-Berechnungselement 306. Anschließend berechnet das Verstärkungsvektor-Berechnungselement 304 die aktualisierten Werte des Verstärkungsvektors (K) und legt sie zur Nutzung durch das Sperrfilterwichtungs-Berechnungselement 302 an den Pfad 352 an.
Bei dem in Fig. 5 näher betrachteten Verstärkungsvektor-Berechnungselement 304 geht der Gradientenvektor (Ψ) auf Pfad 260, der Vergessensfaktor (λ) auf Pfad 356 und das SNR-Fehlersignal auf Pfad 350 ein, woraufhin es den Verstärkungsvektor (K&sub1;, K&sub2;) berechnet und diesen zur weiteren Verarbeitung an Pfad 352 ausgibt. Die in Fig. 5 dargestellten Berechnungselemente führen allgemein Matrix-Verarbeitungen an den verschiedenen Eingangssignalen aus, um dadurch einen errechneten skalaren Ausgangswert bzw. Vektor zu bilden. Das Verstärkungsvektor-Berechnungselement 304 ermittelt den Verstärkungsvektor K mittels Matrix-Arithmetik wie folgt:
K(t) = QT(t) / (λ(t) + Ψ(t)TQ(t)) der aktualisierte Verstärkungsvektor
Q(t) = P(t)Ψ(t) Zwischenberechnungsvektor
P'(t) = (P(t) - Q(t)K(t)) / λ(t) die nächste Kovarianz-Matrix
Das Berechnungselement 500 empfängt den Gradientenvektor Ψ über den Pfad 260 und die aktuelle Kovarianz-Matrix (P) über den Pfad 552 aus der Verzögerungs schaltung 514. Wie aus Fig. 5 hervorgeht, sind die Pfade, welche die Kovarianz- Matrix (P) darstellende Signale weiterleiten, mit drei Signalen dargestellt. Dies weist auf die symmetrische Natur der 2 · 2-Kovarianz-Matrix hin. Die beiden nichtdiagonalen Elemente der 2 · 2-Kovarianz-Matrix (P) sind immer gleich. Daher krauchen bei der erfindungsgemäßen Implementierung nur drei Werte dargestellt zu werden (ob nun in der Pseudoschaltung aus Fig. 5 oder in der bevorzugten Ausführungsform der DSV-Software). Anschließend berechnet das Berechnungselement 500 das Zwischenprodukt Q = PΨ und legt den Q-Vektor an den Pfad 550 an. Bei dem Berechnungselement 502 gehen der Zwischenwert des Q-Vektors auf Pfad 550, der Gradientenvektor 1' auf Pfad 260 und der Vergessensfaktor λ auf Pfad 356 ein, woraufhin es den Verstärkungsvektor K (K&sub1;, K&sub2;) berechnet und den Verstärkungsvektor zur weiteren Verarbeitung an den Pfad 352 anlegt.
Das Element 504 empfängt den aktuellen Wert der aktuellen Kovarianz-Matrix P auf Pfad 552, den aktuellen Verstärkungsvektor K auf Pfad 352 und den aktuellen Q- Vektor auf Pfad 550, berechnet eine neue Kovarianz-Matrix P' = (P - QK)/ λ und legt diese neue Kovarianz-Matrix P' zur Verwendung bei der Verarbeitung des nächsten eingegangen Abtastwertes an Pfad 554 an. Mit den Multiplexern 508 und 512 werden die vom Element 504 ausgeführten Berechnungen zurückgesetzt, wenn ein Systemrücksetzen erfolgt oder wenn ein SNR-Fehlerzustand erkannt worden ist. Normalerweise legt der Multiplexer 508 die neue Kovarianz-Matrix auf seinem Eingabepfad 554 an seinen Ausgabepfad 558 an. Wenn ein SNR-Fehlersignal an Pfad 350 angelegt wird, wählt Multiplexer 508 seinen anderen Eingabepfad 556 aus, um einen anfänglichen Matrixwert (PSNR) an seinen Ausgabepfad 558 zu leiten. Multiplexer 512 legt normalerweise den Wert auf seinem Eingabepfad 558 als Eingabewert für das Verzögerungsregister 514 an seinen Ausgabepfad 562 an. Bei einem Systemzurücksetzen wählt Multiplexer 512 seinen anderen Eingabepfad 560 zum Anlegen eines anfänglichen Matrixwertes (PINIT) an seinen Ausgabepfad 562 aus. Anders ausgedrückt, bei einem Systemzurücksetzen oder bei Erkennung eines SNR-Fehlerzustand wird die Kovarianz-Matrixberechnung zurückgesetzt. Ansonsten ist die Berechnung der nächsten Kovarianz-Matrix (P' für den nächsten zu bearbeitenden Abtastwert) eine Funktion der vorherigen Kovarianz-Matrix (P), die über die Multiplexer 508 und 512 an Pfad 562 angelegt wird. Die Verzögerungsschaltung 514 verzögert das Anlegen seines Eingabewertes an Pfad 562 solange, bis durch einen CLK- Impuls signalisiert wird, daß der nächste Abtastwert zum Verarbeiten eingegangen ist, und legt dann den auf seinem Ausgabepfad 552 gespeicherten Wert als Eingabewert an das Kovarianz-Berechnungselement 504 an.
Das in Fig. 8 genauer dargestellte Vorspannungsverminderungsparameter-Berechnungselement 306 empfängt das vom SNR-Fehlererkennungselement 300 erzeugte und an den Pfad 350 angelegte SNR-Fehlersignal. Anschließend berechnet das Element 306 die fortgeschriebenen Werte des Vorspannungsverminderungsparameters (α) und leitet sie zur Nutzung durch die Sperrfilter 204 zu Pfad 258. Darüber hinaus berechnet das Vorspannungsverminderungsparameter-Berechnungselement 306 einen aktualisierten Vorspannungsverminderungsparameter für den nächsten Abtastwert (α') und legt ihn zur Verwendung durch das Sperrfilterwichtungs- Berechnungselement 302 an Pfad 354 an. Zudem berechnet das Vorspannungsverminderungs-Berechnungselement 306 einen aktualisierten Vergessensfaktor (λ) und gibt ihn für die Verwendung durch das Verstärkungsvektor-Berechnungselement 304 an Pfad 356 aus.
Das Vorspannungsverminderungsparameter-Berechnungselement 306 bestimmt die Vorspannungsverminderungsparameter und den Vergessensfaktor wie folgt:
α'(t) = α(t)αDECAY + αADDER Berechnung des aktualisierten Vorspannungsverminderungsparameters
λ(t) = λ'(t-1)λDECAY + λADDER Berechnung des aktualisierten Vergessensfaktors
Die Register 800, 802, 804 und 806 enthalten jeweils die bei der Berechnung des Vergessensfaktors λ verwendeten Werte. Der 2 : 1-Multiplexer 818 empfängt vom Pfad 356, an den der vorherige Wert des Vergessensfaktors λ angelegt wurde, einen Eingangswert. Normalerweise wird Multiplexer 818 ausgewählt, um diesen Wert zum Ausgabepfad 872 und weiter bis zu einem Eingang des 2 : 1-Multiplexers 820 weiterzuleiten. Multiplexer 820 wird normalerweise ausgewählt, um diesen Wert an den Ausgabepfad 874 und den Eingang des Registers 826 anzulegen. Im Register 826 ist der vorherige Wert des Vergessensfaktor λ solange gespeichert, bis seine Taktlinie von dem CLK-Signal gepulst wird. Der Wert im Register 826 wird an den Ausgang und auf Pfad 858 bis zu einem Eingang der Multiplikationsverbindung 828 angelegt. Den anderen Eingang der Multiplikationsverbindung 828 bildet Pfad 852, der den im Register 802 gespeicherten Wert λDECAY empfängt. Das Produkt aus der Multiplikationsverbindung 828, λ·λDECAY wird an den Ausgangspfad 860 angelegt und zu einem Eingang der Additionsverbindung 830 geleitet. Den anderen Eingang der Additionsverbindung 830 bildet Pfad 850, bei dem der im Register 800 gespeicherte Wert λADDER eingeht. Die an der Additionsverbindung 830 gebildet Summe wird an Pfad 356 angelegt, da der aktualisierte Vergessensfaktor λ = λ·λDECAY λADDER ist. Wenn das SNR-FEHLER-Signal an Pfad 350 angelegt ist, wählt Multiplexer 818 seinen Eingabewert vom Pfad 854 aus, der das im Register 804 gespeicherte λSNR empfängt. Anschließend wird dieser Wert über den Ausgang von Multiplexer 818 an Pfad 872 ausgegeben und ersetzt den vorherigen Vergessensfaktor, der üblicherweise bei der Berechnung des nächsten Wertes verwendet wird. Durch diesen vorher festgelegten Wert wird die Berechnung des Vergessensfaktors λ auf Pfad 356 immer dann zurückgesetzt, wenn, wie bereits erörtert, ein SNR-FEHLER-Zustand erkannt worden ist. Dieser vorbestimmte Vergessensfaktor setzt die Berechnungen des adaptiven Sperrfilters erneut in Gang, um eine Konvergenz auf der Grundfrequenz der schwingenden Durchflußrohre herbeizuführen.
Wenn am Multiplexer 820 ein Signal zum systemweiten Zurücksetzen eingeht, wählt er seinen Eingabewert vom Pfad 856 aus, der das im Register 806 gespeicherte λINIT empfängt. Daraufhin wird dieser Wert auf Pfad 874 an den Ausgang von Multiplexer 820 angelegt und ersetzt den vorherigen Vergessensfaktor, der bei der normalen Berechnung des nächsten Wertes verwendet wird. Dieser vorbestimmte Vergessensfaktor setzt die Berechnungen des adaptiven Sperrfilters erneut in Gang, wodurch eine Konvergenz auf der Grundfrequenz der schwingenden Durchflußrohre erzwungen wird.
In den Registern 808, 810, 812 und 832 sind jeweils Werte enthalten, die bei der Berechnung der Vorspannungsverminderungsparameter α genutzt werden. Der 2 : 1-Multiplexer 834 empfängt einen Eingabewert vom Pfad 354, zu dem der vorherige Wert des Vorspannungsverminderungsparameters α geleitet wurde. Normalerweise wird Multiplexer 834 ausgewählt, um diesen Wert zum Ausgabepfad 878 und bis zu einem Eingang des Multiplexers 820 weiterzuleiten. Normalerweise wird wiederum Multiplexer 814 ausgewählt, um diesen Wert zum Ausgabepfad 868 und bis zum Eingang des Registers 816 zu leiten. Im Register 816 ist dieser vorherige Wert des Vorspannungsverminderungsparameters α solange gespeichert, bis seine Taktlinie von dem CLK-Signal gepulst wird. Der Wert im Register 816 wird an den Ausgang und auf Pfad 258 bis zu einem Eingang der Multiplikationsverbindung 822 und zu den adaptiven Sperrfiltern 204 aus Fig. 3 geschickt. Den anderen Eingang der Multiplikationsverbindung 822 bildet Pfad 864, der den im Register 810 gespeicher ten Wert αDECAY empfängt. Das Produkt aus des Multiplikationsverbindung 822, αDECAY wird an seinen Ausgangspfad 866 angelegt und zu einem Eingang der Additionsverbindung 824 geleitet. Den anderen Eingang der Additionsverbindung 824 bildet Pfad 862, bei dem der im Register 808 gespeicherte Wert αADDER eingeht. Die an der Additionsverbindung 824 gebildete Summe wird an Pfad 354 angelegt, da der aktualisierte Vorspannungsverminderungsparameter α = α·αDECAY + αADDER ist.
Wenn das SNR-FEHLER-Signal an Pfad 350 angelegt ist, wählt Multiplexer 834 seinen Eingabewert vom Pfad 876 aus, der das im Register 832 gespeicherte αSNR empfängt. Anschließend wird dieser Wert über den Ausgang von Multiplexer 834 an Pfad 878 ausgegeben und ersetzt den vorherigen Vorspannungsverminderungsparameter, der bei der normalen Berechnung des nächsten Wertes verwendet wird. Durch diesen vorher festgelegten Wert wird die Berechnung des Vorspannungsverminderungsparameters α auf Pfad 354 immer dann zurückgesetzt, wenn, wie bereits erörtert, ein SNR-FEHLER-Zustand erkannt worden ist. Dieser vorbestimmte Vorspannungsverminderungsparameter setzt die Berechnungen des adaptiven Sperrfilters erneut in Gang, um eine Konvergenz auf der Grundfrequenz der schwingenden Durchflußrohre herbeizuführen.
Wenn am Multiplexer 814 ein Signal zum systemweiten Zurücksetzen eingeht, wählt der Multiplexer seinen Eingabewert vom Pfad 870 aus, der das im Register 812 gespeicherte αINIT empfängt. Daraufhin wird dieser Wert an den Ausgang von Multiplexer 814 auf Pfad 868 angelegt und ersetzt den vorherigen Vorspannungsverminderungsparameter, der bei der normalen Berechnung des nächsten Wertes verwendet wird. Dieser vorbestimmte Vorspannungsverminderungsparameter setzt die Berechnungen des adaptiven Sperrfilters erneut in Gang, wodurch eine Konvergenz auf der Grundfrequenz der schwingenden Durchflußrohre erzwungen wird.

Eine erste als Beispiel angegebene Ausführungsform - Frequenzberechnung

In der Abbildung ist das Frequenzberechnungselement 212 aus Fig. 3 in zwei Teilelemente untergliedert, in das Goertzel-Filtenrvichtungs-Berechnungselement 308 und in eine Pipeline für den Koeffizienten eines halben Windows 310.
Das in Fig. 9 genauer dargestellte Goertzel-Filterwichtungs-Berechnungselement 308 nimmt die vom Wichtungsanpassungselement 210 ermittelten und an den Pfad 258 angelegten Sperrfilterwichtungen entgegen und bestimmt anschließend die Goertzel-Filterwichtungen (B') als eine komplexe Zahl sowie die Frequenz (Ω') des si nusförmigen Sensorausgangssignals der Durchflußrohre, dargestellt durch die diskreten, abgetasteten Signalwerte, wie sie in den Wichtungen der Sperrfilter enthalten sind. Beide auf diese Weise erhaltenen Werte werden am Ende jedes halben Windows berechnet, wie von dem mittels Taktgeber (CLOCK) 214 aus Fig. 2 an den Pfad 274 angelegten Halbwindow-Signal angegeben. Zur Verwendung durch die Halbwindow-Koeffizienten-Pipeline 310 werden die derart ermittelten Goertzel- Wichtungen und die Frequenz an Pfad 358 angelegt.
Die Additionsverbindung 900 empfängt die nächste Sperrfilterwichtung W&sub1;' als einen Eingabewert über den Pfad 258 und ihren anderen Eingabewert vom Pfad 966, der den Ausgabewert des Registers 916 bildet. Die entstehende Summe wird dann über Pfad 950 als ein Eingabewert zum 2 : 1-Multiplexer 904 geleitet. Den anderen Eingabewert von Multiplexer 904 auf einem Pfad bildet die nächste Wichtung (W&sub1;') auf dem Bus 258. Normalerweise wird Multiplexer 903 ausgewählt, um die Summe auf Pfad 950 vom Eingang weiter bis zum Ausgang und zu Pfad 954 zu leiten. Der 2 : 1- Multiplexer 912 wird normalerweise ausgewählt, um den Wert vom Eingabepfad 954 bis zum Ausgang auf Pfad 962 zu leiten. Der Wert auf Pfad 962 wird als Eingabewert, der bei jedem Impuls des Abtasttaktgebers CLK geladen wird, an das Register 916 angelegt. Wie gerade beschrieben, stellt der aktuell im Register 916 gespeicherte Wert die Additionssumme der Wichtungen (W&sub1;') dar. Zu Beginn eines neuen halben Windows wird auf Pfad 274 von dem Taktgeber 214 aus Fig. 2 ein Signal an das halbe Window angelegt. Am Anfang eines halben Windows wird der Multiplexer 904 für einen bestimmten Zeitraum verändert, so daß sein anderer Eingang von Pfad 258 ausgewählt wird, um eine neue Akkumulation der eingegangenen Wichtungen in Gang zu setzen. Während der Einschalt-Initialisierung geht ein systemweites RESET-Signal an Multiplexer 912, woraufhin er seinen Eingabewert vom Pfad 958 auswählt, auf dem der Anfangswichtungswert null (0) eingeht. Dadurch wird eine neue Akkumulation der auf Pfad 258 erhaltenen Wichtungen begonnen.
Über Pfad 258 empfängt die Additionsverbindung 902 die Sperrfilterwichtung W&sub2; als einen Eingabewert und über Pfad 968 den Ausgabewert des Registers 918 als ihren anderen Eingabewert. Die entstandene Summe gelangt über Pfad 952 als ein Eingabewert zum 2 : 1-Multiplexer 906. Den anderen Eingabewert von Multiplexer 906 bildet die nächste Wichtung (W&sub2;) auf Bus 258. Normalerweise wird Multiplexer 906 ausgewählt, damit die Summe auf Pfad 952 vom Eingang bis zum Ausgang zu Pfad 956 weitergeleitet wird. Demgegenüber wird der 2 : 1-Multiplexer 914 normalerweise aus gewählt, um den Wert vom Eingabepfad 956 zum Ausgang und zu Pfad 964 zu befördern. Der Wert auf Pfad 964 wird als ein Eingabewert an das Register 918 angelegt, der bei jedem Impuls des Abtasttaktgebers CLK geladen wird. Wie gerade beschrieben, stellt der aktuell im Register 918 gespeicherte Wert die Additionssumme der Wichtungen (W&sub2;') dar. Zu Beginn eines neuen halben Windows wird auf Pfad 274 von dem Taktgeber 214 aus Fig. 2 ein Signal an das halbe Window angelegt. Am Anfang eines halben Windows wird der Multiplexer 906 für einen bestimmten Zeitraum verändert, so daß sein anderer Eingang von Pfad 258 ausgewählt wird, um eine neue Akkumulation der eingegangenen Wichtungen in Gang zu setzen. Während der Einschalt-Initialisierung geht ein systemweites RESET-Signal an Multiplexer 914, woraufhin er seinen Eingabewert vom Pfad 960 auswählt, auf dem der Anfangswichtungswert minus eins (-1) eingeht.
Dadurch wird eine neue Akkumulation der auf Pfad 258 erhaltenen Wichtungen begonnen.
Die Summe der auf Pfad 258 empfangenen Wichtungen (W&sub1;') wird über den Pfad 966 an den X-Eingang des Berechnungselements 920 angelegt, während die auf Pfad 258 eingegangene Summe der Wichtungen (W&sub2;) über Pfad 968 an den Y- Eingang des Berechnungselements 920 angelegt wird. Das Berechnungselement 920 berechnet den Realteil der Goertzel-Filterwichtungen (B'&sub0;) wie folgt:
B'&sub0; = X / (2sqrt(-YN)),
wobei X und Y die Eingabewerte des Elements 920 (siehe oben) und N die Anzahl der Abtastwerte in einem halben Window sind. Konkret gilt für den Realteil der Filterwichtung die folgende Gleichung:
B'&sub0; = avg(W&sub1;') / (2 sqrt(-avg(W&sub2;'))),
wobei avg(x) der Durchschnittswert von x während des vorherigen halben Abtastwert-Windows ist und sqrt die Quadratwurzel angibt. Der mittels Berechnungselement 920 berechnete Realteil der Goertzel-Filterwichtungen (B'&sub0;) wird zur Verwendung durch eine Pipeline 310 für den Koeffizienten des halben Windows an Pfad 358 und darüber hinaus an den X-Eingang des Berechnungselements 922 angelegt, das den lmaginärteil der Goertzel-Filterwichtungen (B'&sub1;) berechnet als:
B'&sub1; = sqrt(1 - X²),
wobei X der wie oben errechnete Realteil der Filterwichtung ist. Der Imaginärteil der mittels Berechnungselement 922 errechneten Goertzel-Filterwichtungen (B'&sub1;) wird über den Pfad 358 zur Verwendung durch die nachfolgend erläuterte Pipeline für den Koeffizienten des halben Windows 310 bereitstellt. Darüber hinaus wird der Realteil der Goertzel-Filterwichtungen an den X-Eingang des Berechnungselements 924 angelegt, das die Grundfrequenz (Q') der schwingenden Durchflußrohre wie folgt berechnet:
Ω' = co&supmin;¹ X,
wobei X der wie oben berechnete Realteil der Filterwichtungen ist. Die mittels Berechnungselement 924 errechnete Grundfrequenz (Ω') wird über den Pfad 358 an die Pipeline für den Koeffizienten des halben Windows geleitet, auf die nachstehend näher eingegangen wird.
Angemerkt sei hier, daß die von den Berechnungselementen 920, 922 und 924 ausgeführten Berechnungen nicht definiert sind, wenn ihre jeweiligen Eingabewerte außerhalb bestimmter angemessener Bereiche liegen. Die Ausgabewerte dieser Berechnungen werden nur an den Grenzen der Hanning-Windows verwendet, also zu Zeiten, in denen gewährleistet ist, daß die Eingabewerte für die jeweiligen Berechnungen angemessen sind. Deshalb sind die undefinierten Berechnungen aus dem Diagramm in Fig. 9 von geringer praktischer Bedeutung. Unter bestimmten Fehlerbedingungen der Sperrfilter können diese Berechnungen an den Grenzen der halben Windows ungültig sein. Allerdings werden solche Filterfehler erkannt und, wie oben dargelegt, im Verlauf einiger weniger halber Windows korrigiert. Aus praktischer Sicht kann der Effekt dieser Fehler bei den Goertzel-Filterwichtungs-Berechnungen außer acht gelassen werden. Bei Anwendung der Erfindung in einer Produktionsumgebung kann ein solcher Zustand erkannt und mit einem Flag angezeigt werden, daß die Durchflußmeßwerte vorübergehend unbrauchbar sind. Wie oben erläutert, sollen die Pseudoschaltungen aus Fig. 9 lediglich dem leichteren Verständnis der erfindungsgemäßen Verfahren und der dazugehörigen Berechnungen dienen.
Von dem Goertzel-Filterwichtungs-Berechnungselement 308 gelangen die, wie oben beschrieben, errechneten Goertzel-Filterwichtungen (B' = B'&sub0;, B'&sub1;) und die Frequenz Ω' zur Halbwindow-Koeffizienten-Pipeline 310. Die vom Element 308 berechneten Werte entsprechen den Halbwindow-Abtastwerten, die zum Berechnen der Wichtungen und Frequenz verwendet werden. Anschließend regelt die Halbwindow- Koeffizienten-Pipeline 310 die Zeitsteuerung der berechneten Werte (B' und Ω') derart, daß sie einer der beiden parallelen Phasenberechnungen für die einander überlappenden Halbwindows zugeordnet werden. Mit den Goertzel-Filtern wird zu jedem Halbwindow der Abtastwerte ein Window-DTFT berechnet. Allerdings ist dazu die Summierung der Abtastwerte für ein gesamtes Window erforderlich. Wie bereits an anderer Stelle ausgeführt, werden daher parallel zwei Goertzel-Filter berechnet. Das erste Filter führt die erforderlichen Berechnungen für die erste Hälfte eines Windows aus. Nachdem diese beendet ist, und eine neue Filterberechnung zu beginnen hat, das wird der Status der ersten Hälfte zum zweiten Filter übertragen, welches dann für den Abschluß der Berechnung durch Filterung für die zweite Hälfte eines Windows zuständig ist. Auf diese Weise kann an jeder Grenze eines halben Windows die Berechnung eines vollständigen Windows abgeschlossen werden. Die Halbwindowkoeffizienten-Pipeline 310 gleicht die Berechnung der Filterwichtungen für das vollständige Window mit dem dazugehörigen Teil des Halbwindows ab, so daß das erste Halbwindow und das zweite Halbwindow mit denselben Filterwichtungen des vollständigen Windows akkumuliert werden.
Mit den Verzögerungsschaltungen 1000, 1002, 1004, 1010, 1012 und 1014 werden die Werte an ihren jeweiligen Eingängen um einen Impuls ihrer jeweiligen Taktgeber- Eingangsleitungen verzögert an ihre jeweiligen Ausgänge angelegt. Jede der Verzögerungsschaltungen 1000, 1002, 1004, 1010, 1012 und 1014 sowie die Multiplexer 1006, 1008, 1016 und 1018 empfangen ihre jeweiligen eingegebenen Taktimpulse bzw. Auswahlsignale vom Ausgang des UND-Gates 1020 auf Pfad 1062 (mit "X" gekennzeichnet). Das UND-Gate 1020 empfängt das Abtasttaktsignal CLK als einen Eingangswert und das Halbwindowsignal auf Pfad 274 als anderen Eingangswert. Zu Beginn jedes halben Windows werden die Werte aus den jeweiligen Registern geladen, wobei die Eingabewerte mit deren Eingangsbussen verbunden sind. Das Laden erfolgt synchron mit dem CLK-Impuls zu Beginn eines halben Windows. Über den Pfad 358 wird die Goertzel-Filterwichtung B'&sub0; an den Eingang der Verzögerungsschaltung 1000 und an einen Eingang (der normalerweise nicht ausgewählt wird) von Multiplexer 1006 angelegt. Die einmal verzögerte Goertzel-Filterwichtung B'&sub0; wird über den Pfad 1050 an den anderen Eingang (der normalerweise ausgewählt wird) von Multiplexer 1006, an den Eingang der Verzögerungsschaltung 1010 und an einen Eingang (den normalerweise nicht ausgewählten) von Multiplexer 1016 angelegt. Die einmal verzögerte Goertzel-Filterwichtung B'&sub0; wird über den Multiplexer 1006 als Goertzel-Filterwichtung B&sub0;&sub1; zur weiteren Verarbeitung durch die Phasenberechnungselemente 206 auf den Pfad 268 gebracht und entspricht einer ersten der beiden parallelen Window-Phasenberechnungen, auf die anhand von Fig. 11 nachstehend noch genauer eingegangen wird. Über Pfad 1056 wird die zweimal verzögerte Goertzel-Filterwichtung B'&sub0; an den anderen (normalerweise ausgewählten) Eingang von Multiplexer 1016 angelegt, und zwar als Goertzel-Filterwichtung B&sub0;&sub2; für die weitere Verarbeitung durch die Phasenberechnungselemente 206 entsprechend einer zweiten der beiden parallelen Halbwindow-Phasenberechnungen, die anhand von Fig. 11 noch genauer beschrieben wird. Wenn das Halbwindow-Signal an Pfad 274 angelegt wird (in Fig. 10 auch mit "A" gekennzeichnet), wird Multiplexer 1006 ausgewählt, um das Signal auf seinem Eingabepfad 358 zur weiteren Verarbeitung als Goertzel-Filterwichtung B&sub0;&sub1; an den Pfad 268 anzulegen, bei der es sich um eine nicht verzögerte Kopie des Eingabewertes B'&sub0; vom Eingabepfad 358 handelt. In der gleichen Art und Weise wird nach dem Anlegen des Halbwindow-Signals an Pfad 274 (in Fig. 10 auch als "A" gekennzeichnet) Multiplexer 1016 ausgewählt, um das Signal auf seinem Eingabepfad 1050 zur weiteren Verarbeitung als Goertzel-Filterwichtung B&sub0;&sub2;, bei der es sich um eine einmal verzögerte Kopie des Eingabeweites B'&sub0; vom Eingabepfad 358 handelt, an den Pfad 268 anzulegen.
Über Pfad 358 wird die Goertzel-Filterwichtung B'&sub1; zum Eingang der Verzögerungsschaltung 1002 und zu einem (den normalerweise nicht ausgewählten) Eingang von Multiplexer 1008 geleitet. Danach wird die verzögerte Goertzel-Filterwichtung B'&sub1; über Pfad 1052 an den (normalerweise ausgewählten) anderen Eingang von Multiplexer 1008, an den Eingang der Verzögerungsschaltung 1012 und am einen (den normalerweise nicht ausgewählten) Eingang von Multiplexer 1018 angelegt. Die einmal verzögerte Goertzel-Filterwichtung B'&sub1; wird zur weiteren Verarbeitung durch die Phasenberechnungselemente 206; die der ersten der beiden später anhand von Fig. 11 genauer erläuterten parallelen Halbwindow-Phasenberechnungen entspricht, über den Multiplexer 1008 zu Pfad 268 geleitet. Über Pfad 1058 wird die zweimal verzögerte Goertzel-Filterwichtungen B'&sub1; an den anderen (normalerweise ausgewählten) Eingang von Multiplexer 1018 angelegt und durch den Multiplexer 1018 als Goertzel- Filterwichtung B'&sub2; an Pfad 268 angelegt, um durch die Phasenberechnungselemente 206 derart weiterverarbeitet zu werden, daß eine zweite der beiden anhand von Fig. 11 erörterten parallelen Halbwindow-Phasenberechnungen ausgeführt wird. Wenn das Halbwindowsignal an Pfad 274 (in Fig. 10 auch mit "A" gekennzeichnet) anliegt, wird der Multiplexer 1008 dazu ausgewählt, das Signal auf seinem Eingabepfad 358 zur weiteren Verarbeitung als Goertzel-Filterwichtung B&sub1;&sub1;, eine unverzögerte Kopie des Eingabewertes B'&sub1; aus dem Eingabepfad 358, auf Pfad 268 zu bringen. Befindet sich das Halbwindowsignal auf Pfad 274 (in Fig. 10 auch mit "A" gekennzeichnet), dann wird der Multiplexer 1008 ebenfalls dazu ausgewählt, das Signal auf seinem Eingabepfad 1052 zur weiteren Verarbeitung als Goertzel-Filterwichtung B&sub1;&sub2;, eine einmal verzögerte Kopie des Eingabewertes B'&sub1; aus dem Eingabepfad 358, auf Pfad 268 zu bringen.
Über Pfad 358 wird die Grundfrequenz Ω' an den Eingang der Verzögerungsschaltung 1004 geschickt. Von dort gelangt die einmal verzögerte Frequenz Ω' über Pfad 1054 an den Eingang der Verzögerungsschaltung 1014. Von der Verzögerungsschaltung 1014 wird die zweimal verzögerte Frequenz Ω' als Frequenz Ω zur weiteren Verarbeitung durch das Δt-Berechnungselement 208 an Pfad 268 angelegt.

Eine erste als Beispiel angegebene Ausführungsform - Phasenberechnungen

Die in Fig. 11 genauer dargestellten Phasenberechnungselemente 206 verarbeiten die gefilterten diskreten Abtastwerte derart, daß eine komplexe Zahl erzeugt wird, die die Phase des abgetasteten, gefilterten Sensorausgangssignals angibt. Die komplexe Zahl wird an Pfad 266 (und vom Phasenberechnungselement 206 für den linken Kanal an Pfad 264) angelegt, so daß sie in nachfolgenden Δt-Berechnungen verwendet werden kann. Konkret wird eine Goertzel-Filter-Fourier-Transformierte an jedes Hanning-Window gefilterter, diskreter, abgetasteter Sensorausgangssignalwerte sowohl des rechten als auch des linken Kanals angelegt. Vom Frequenzberechnungselement 212 werden die Koeffizienten des Goertzel-Filters ermittelt und über Pfad 268 den Phasenberechnungselementen 206 zugeführt. Die aus dem Phasenberechnungselement 206 ausgegebene komplexe Zahl wird über Pfad 266 (und Pfad 264 vom Phasenberechnungselement 206 für den linken Kanal) für die Δt- Berechnung bereitgestellt.
Um die zur Verfügung stehenden Abtastdaten effektiver zu nutzen, werden parallel zwei Berechnungen durchgeführt, eine erste an jedem Window abgetasteter Daten, und eine zweite an jedem Window von Abtastdaten, die ein halbes Window später als die erste parallele Berechnung mit dem ersten Abtastwert beginnt. An jeder Grenze eines halben Windows wird die Fourier-Teilsumme für die erste Hälfte eines Windows von dem ersten parallelen Berechnungselement übertragen, damit die zweite Teilberechnung initialisiert wird. Gleichzeitig wird die abgeschlossene Berechnung von dem zweiten parallelen Berechnungselement, das den komplexen Phasenwert für die vorangehende Periode des vollständigen Windows von Abtastwerten darstellt, zu den nachfolgenden Δt-Berechnungen transferiert.
Die Elemente 110 und 1102 empfangen die aktuelle Abtastzahl innerhalb des aktuellen Halbwindows (SAMPNO) auf Pfad 272 und legen auf ihren Ausgabepfaden (1150 bzw. 1152) den entsprechenden zuvor berechneten Wichtungswert an. Der Wert der Wichtung wird mit einem Vektor (WINDOW) zurückgewonnen, der vom SAMPNO-Indexwert angegeben wird. Zu dem beim Indizieren des WINDOW-Vektors auf Pfad 272 eingegangenen SAMPNO = Wert fügt Element 1102 den Wert N (halbe Länge des Hanning-Windows) hinzu, um die Wichtungswerte um eine Reihe von Abtastwerten zu versetzen, die der halben Größe des Hanning-Windows entspricht. Die Wichtungswerte auf den Pfaden 1150 und 1152 werden an einen Eingang der Multiplikationsverbindungen 1104 bzw. 1106 angelegt. Der andere Eingabewert der Multiplikationsverbindungen 1104 und 1106 ist der nächste verbesserte Abtastwert (e) auf Pfad 260 (bzw. Pfad 262 für den rechten Kanal). Von den Multiplikationsverbindungen 1104 und 1106 gelangen die Produkte (Hanning-Window-gevuichtete, verbesserte Abtastwerte) zu den Ausgabepfaden 1154 bzw. 1156 als Eingabewerte zum Berechnungselement 1108 bzw. 1110.
Die Berechnungselemente 1108 und 1110 legen jeweils ein Goertzel-Filter an die gewichteten Abtastwerte an, um so eine komplexe Zahl zu bilden, welche die Phase der abgetasteten Signalwerte darstellt. Die gewichteten Abtastwerte werden nach jedem gepulsten Abtasttaktsignal verarbeitet, das für die Dauer eines halben Windows von Abtastwerten an den CLK-Pfad angelegt wird. Bei dem Berechnungselement 1108 gehen auf Pfad 1154 der gewichtete Abtastwert (wsamp) ein, auf Pfad 268 die Goertzel-Filterkoeffizienten für das erste halbe Window (B&sub0;&sub1;, B&sub1;&sub1;) und auf Pfad 1158 der vorherige Filterstatus, woraufhin es den neuen Filterstatus als komplexe Summe Y' = wsamp + BY berechnet. Bei dem nächsten an den CLK-Pfad angelegten Taktimpuls wird der neue Status an den Ausgabepfad 1162 angelegt. Bei dem Berechnungselement 1110 gehen auf Pfad 1156 der gewichtete Abtastwert (wsamp) ein, auf Pfad 268 die Goertzel-Filterkoefflzienten für das zweite halbe Window (B&sub0;&sub2;, B&sub1;&sub2;) und auf Pfad 1160 der vorherige Filterstatus, woraufhin es den neuen Filterstatus als komplexe Summe Y' = wsamp + BY berechnet. Der neue Filterstatus wird als RL, QL an den Ausgabepfad 264 (für den linken Kanal und als RR, QR für den rechten Kanal) angelegt. Bei jedem Impuls des CLK-Signals, das einen neuen zu verarbeitenden Abtastwert anzeigt, führen die Berechnungselemente 1108 und 1110 ihre jeweiligen Berechnungen durch. Nach dem Taktimpuls (CLK) für die nächste Abtastperiode wird der neu berechnete Ausgabewert (Y') von Element 1108 und 1110 an dessen Ausgabepfad 1162 bzw. 264 (266 für den rechten Kanal) angelegt. Die getakteten Ausgabewerte werden über Pfad 1162 und 264 an den normalerweise ausgewählten Nulleingang Von Multiplexer 1112 und 1114 angelegt. Die Multiplexer 1112 und 1114 legen ihren jeweiligen normalerweise ausgewählten Eingabewert an ihre jeweiligen Ausgänge 1158 und 1160 und dadurch zur Verwendung bei der nächsten Goertzel-Filterberechnung an den Y-Eingang von Element 1108 und 1110. Nach Eingang eines gepulsten Halbwindow-Signals auf Pfad 274 werden beide Berechnungselemente 1108 und 1110 erneut für eine Goertzel-Filtration des nächsten halben Windows in Gang gesetzt. Normalerweise wird der Multiplexer 1112 dazu ausgewählt, den komplexen Wert vom Eingabepfad 1162 als den aktuellen Status im Berechnungselement 1108 für den Zeitraum des vorliegenden halben Windows an den Ausgabepfad 1158 anzulegen. Zu Beginn des halben Windows (Ende des vorherigen halben Windows) wählt das an Pfad 274 angelegte Halbwindow-Signal den Multiplexer 1112 aus, um einen Nullwert auf dessen Eingabepfad an den Ausgabepfad 1158 anzulegen. Dadurch wird das Filter im ersten Berechnungselement 1108 so zurückgesetzt, daß eine neue Halbwindow-Periode beginnt. Normalerweise wird der Multiplexer 1114 ausgewählt, um den komplexen Wert auf seinem Eingabepfad 264 (266 für den rechten Kanal) als Status des Berechnungselements 1110 für die gerade vorliegende Halbwindow-Periode an dessen Ausgabepfad 1160 anzulegen. Zu Beginn des halben Windows wählt das an Pfad 274 angelegte Halbwindow-Signal den Multiplexer 1114 aus, um den Filterstatus der vorherigen Halbwindlow-Periode, der als aktuelles Ausgangssignal des Elements 1108 berechnet wurde, vom Eingabepfad 1162 an seinen Ausgabepfad 1160 anzulegen. Anders ausgedrückt, das Berechnungselement 1108 verarbeitet die erste Hälfte jedes ganzen Abtastwert- Windows, während Element 1110 die zweite Hälfte verarbeitet und sie mit der ersten kombiniert, um so eine komplexe Zahl zu erhalten, die die Phase zu jeder halben Window-Periode für das vorangehende ganze Abtastwert-Window angibt. An der Grenze jedes halben Windows wird eine vollständige Phasenberechnung zur Erzeugung eines Ausgangssignals von Element 1110 auf Bus 264 (266 für den rechten Kanal) durchgeführt, welches die Phase des vorherigen vollständigen Abtastwert- Windows darstellt. Wie bereits dargelegt, verschiebt die Halbwindow-Koeffizienten- Pipeline 310 an der Grenze jedes halben Windows die Goertzel-Filterkoeffizienten (B&sub0;&sub1;, B&sub1;&sub1;) für das parallele Berechnungselement 1108 des ersten halben Windows zu den Koeffizienten (B&sub0;&sub2;, B&sub1;&sub2;), die im parallelen Berechnungselement 1110 für das zweite halbe Window verwendet werden. Dadurch wird gewährleistet, daß bei den parallel erfolgenden Teilberechnungen für das erste halbe Window und das zweite halbe Window dieselben Goertzel-Filterwichtungen zur Anwendung kommen.

Eine erste als Beispiel angeführte Ausführungsform - Δt-Berechnungen

Das in Fig. 12 genauer dargestellte Δt-Berechnungselement 208 empfängt die Phaseninformationen für den linken und den rechten Kanal, die vom Phasenberechnungselement 206 ermittelt und für den linken Kanal an Pfad 264 und für den rechten Kanal an Pfad 266 angelegt wurden. Auch die vom Frequenzberechnungselement 212 bestimmte Frequenzinformation geht bei dem Δt-Berechnungselement 208 ein, und zwar über Pfad 268. Das Δt-Berechnungselement 208 ermittelt die Zeitdifferenz zwischen den beiden abgetasteten sinusförmigen Signalen, die sich aus der Phasendifferenz zwischen den linken und rechten Durchflußrohr-Sensorausgangssignalen ergibt. Der Δt-Wert ist annähernd proportional zum Massendurchfluß des durch die Durchflußrohre des Coriolis-Durchflußmessers strömenden Werkstoffs. Andere, auf dem Fachgebiet hinlänglich bekannte Faktoren werden zum Korrigieren des berechneten Massendurchflusses verwendet, um dadurch Temperaturschwankungen und andere Faktoren auszugleichen.
Die Fourier-Transformierte des linken Kanals wird mit der konjugierten Fourier- Transformierten des rechten Kanals multipliziert. Anschließend wird der Winkel des komplexen Ergebnisses berechnet. Diese Phasendifferenz wird durch die Rohrfrequenz der schwingenden Durchflußrohre dividiert, woraus ein Wert Δt entsteht. Der Real- und der Imaginärteil des Phasenwertes des linken Kanals (RL bzw. QL) gehen über Pfad 264 von dem Phasenberechnungselement 206 für den linken Kanal ein. Der Real- und der lmaginärteil des Phasenwertes des rechten Kanals (RR bzw. QR) gehen über Pfad 266 von dem Phasenberechnungselement 206 für den rechten Kanal ein. Die Multiplikationsverbindung 1200 empfängt RL über Pfad 264 und RR über Pfad 266 als Eingabewerte, um das Produkt RLRR zu bilden und es an den Pfad 1250 anzulegen. Über Pfad 264 empfängt die Multiplikationsverbindung 1202 QL und über Pfad 266 QR als Eingabewerte, um aus ihnen das Produkt QLQR Zu bilden und an den Pfad 1252 auszugeben. Darüber hinaus gehen bei der Multiplikationsverbindung 1204 QL über den Pfad 264 und RR über Pfad 266 als Eingabewerte ein, aus denen sie das Produkt QLRR bildet und dieses an Pfad 1254 anlegt. Die Multiplikationsverbindung 1206 empfängt RL über Pfad 264 und QR über Pfad 266 als Einga bewerte, aus denen das Produkt RLQR gebildet wird, das an Pfad 1256 ausgegeben wird.
Die Additionsverbindung 1208 empfängt das Produkt RLRR über Pfad 1250 und das Produkt QLQR über Pfad 1252, um aus ihnen die Summe RLRR + QLQR zu bilden und über Pfad 1268 an den X-Eingang des Berechnungselements 1212 anzulegen. Das Berechnungselement 1212 nimmt den X-Eingabewert von Pfad 1268 und den Y-Eingabewert von Pfad 1270 und ermittelt daraus den Phasendifferenzwinkel zwischen dem sinusförmigen Signal am Durchflußrohrsensor des linken Kanals und dem sinusförmigen Signal am Durchflußrohrsensor des rechten Kanals aus dem Argument (Phase) der komplexen Zahl, die durch ihre Eingabewerte X und Y dargestellt wird als (X + iY) (d. h. ARG(X + iY)). Über Pfad 1258 wird die so mittels Berechnungselement 1212 berechnete Phasenwinkeldifferenz an den X-Eingang des Berechnungselements 1214 angelegt. Zudem wird an den Y-Eingang des Berechnungselements 1214 die vom Frequenzberechnungselement 212 aus Fig. 3 berechnete Frequenz (Ω) angelegt. Anschließend berechnet das Berechnungselement 1214 das Verhältnis X/Y (Phasendifferenz 1 Frequenz) und legt den errechneten Wert des Verhältnisses auf Pfad 1260 an seinen Ausgang an. Die Multiplikationsverbindung 1218 empfängt den errechneten Verhältniswert auf einem Eingang über Pfad 1260 und erhält den im Register 1216 gespeicherten Wert N über Pfad 1262, welcher die festgelegte Abtastperiode (Umkehrwert der Abtastfrequenz) darstellt. Das Produkt der beiden Eingabewerte in die Multiplikationsverbindung 1218 ergibt Δt und wird über Pfad 1264 an den Eingang des Registers 1222 angelegt. Register 1222 lädt den aktuellen Wert auf dessen Eingang, wenn durch einen Impuls auf Pfad 1266 ein Takt gegeben wird. Das UND-Gate 1220 empfängt den Abtastfrequenztakt CLK an einem Eingang und an seinem anderen Eingang das Signal des halben Windows, das den Beginn einer neuen Halbwindow-Abtastperiode anzeigt. Der Ausgangswert des UND- Gates 1220 ist der Signalimpuls des halben Windows, der mit den Abtastfrequenz- Taktimpulsen CLK vom Taktgeber CLOCK 214 aus Fig. 2 synchronisiert ist. Der in Register 1222 gespeicherte Wert Δt gibt den Massendurchfluß des Werkstoffs durch den Durchflußmesser an und legt ihn zur Nutzung durch das Massendurchfluß- Berechnungselement 290 an den Pfad 294 an. Wie auf dem Fachgebiet hinlänglich bekannt, ist der Wert Δt nur annähernd proportional zum Massendurchfluß in den Durchflußrohren. Mit dem Massendurchfluß-Berechnungselement 290 wird der Wert Δt korrigiert und ein Massendurchfluß-Wert gebildet, der über Pfad 155 zur Weiter verwendung an das Element 292 aus Fig. 2 geht. Das Element 290 führt die angemessenen Korrekturen und die Skalierung aus, um die Auswirkungen von Temperatur- und andern Umgebungsfaktoren auszugleichen.
Die oben beschriebene Ausführungsform verwendet eine Anzahl konstanter Werte zum Zurücksetzen der mit dem Sperrfilter im Zusammenhang stehenden Berechnungen. Der Vorspannungsverminderungsparameter (α), der Vergessensfaktor (λ) und die Kovarianz-Matrix (P) werden unter Fehlerbedingungen zurückgesetzt, wodurch die Berechnung zum Anpassen der Sperrfilterparameter αn Veränderungen in der Grundfrequenz erneut begonnen wird. Der Vorspannungsverminderungsparameter (α) und der Vergessensfaktor (λ) werden wie oben beschrieben eingestellt und initialisiert. Für Fachleute liegt es auf der Hand, daß diese Werte auf jegliche spezielle Durchflußrohranwendung und auf sämtliche Umgebungsparameter anwendbar sind.
Brauchbare Werte für diese Konstanten können als eine Funktion der erwarteten nominalen Grundfrequenz (freq) der schwingenden Durchflußrohre wie folgt berechnet werden:
αINIT = 0,90freq/100, αLIMIT = 0,98freq/100, αDECAY = 0,9freq/100 αsNR = 0,95freq/100
λINIT = 0,95freq/100, λLIMIT = 0,995freq/100, λDECAY = 0,99freq/100, λSNR = 0,97freq/100
αADDER = αLIMIT(1-αDECAY)
λADDER = λLIMIT(1-λDECAY)
Die Kovarianz-Matrix (P) wird unter verschiedenen oben beschriebenen Bedingungen wie folgt initialisiert:
PINIT 10&supmin;² I
PSNR = 10&supmin;&sup4; I
wobei "I" die Identitätsmatrix ist.

Eine zweite als Beispiel angegebene Ausführungsform (Bekanntester Modus)

In den Fig. 13-16 ist der gegenwärtig am besten bekannte Modus zur Umsetzung der Erfindung als eine zweite Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verfahren dargestellt. Wie bereits bei der ersten Ausführungsform beschrieben, werden die adaptiven Sperrfilter zum Verbessern des Signals verwendet, das durch die untersetzten abgetasteten Werte des linken und rechten Kanals dargestellt und an die Pfade 254 bzw. 256 angelegt wird. Bei dieser zweiten Ausführungsform kommen vier adaptive Sperrfilter zum Einsatz, jeweils zwei in Reihe am Signal des linken und des rechten Kanals. Die beiden Filter sowohl am linken als auch rechten Kanal werden insofern kaskadenartig hintereinandergeschaltet, als das erste Filter ein Filter mit niedrigem Q (breite Sperre) verwendet, um eine begrenzte Signalverbesserung, zugleich aber die Fähigkeit zu gewährleisten, nach Änderungen in der Grundfrequenz der schwingenden Durchflußrohre schnell zu konvergieren. Anschließend wird das aus dem ersten Kaskaden-Sperrfilter ausgegebene Signal an einen zweiten Kaskaden-Sperrfilter angelegt. Bei dem zweiten Sperrfilter wird ein Filter mit hohem Q (schmale Sperre) verwendet, mit dem eine bessere Rausch- und Oberschwingungsunterdrückung als bei früheren Lösungen bzw. als bei der oben beschriebenen ersten Ausführungsform geschaffen wird. Trotz der schmalen Sperre (hohes Q) des zweiten Filters kann es sich aufgrund der vom ersten Sperrfilter durchgeführten Verbesserung (Filtration) immer noch schnell an Änderungen in der Grundfrequenz der schwingenden Durchflußrohre anpassen. Zudem ist es wegen der geringeren Rausch- und Oberschwingungspegel in dem an das zweite Sperrfilter angelegte Signal möglich, nach Änderungen in der Grundfrequenz der schwingenden Durchflußrohre rasch zu konvergieren.
Um einen Schätzwert der Grundfrequenz der schwingenden Durchflußrohre zu erhalten, wird ein weiteres Sperrfilter mit einer noch breiteren Sperre als das erste kaskadenartig angeordnete Sperrfilter verwendet. Mit diesem Schätzwert werden bei den Wichtungsanpassungsberechnungen die Frequenzparameter der ersten kaskadenartigen Sperrfilter sowohl für den linken als auch den rechten Kanal eingestellt. Mit dem Ausgangssignal aus den zweiten Kaskaden-Sperrfiltern wird bei den Wichtungsanpassungsberechnungen der Frequenzparameter der zweiten Kaskaden- Sperrfilter eingestellt.
Die oben erläuterte erste Ausführungsform versucht, die Breite der Sperre auszugleichen, um dadurch eine schmalere Sperre (höheres Q) für eine größere Signalverbesserung bereitzustellen, während sie gleichzeitig durch die Verwendung einer breiten Sperre (mit niedrigem Q) eine schnelle Konvergenz nach Veränderungen in der Grundfrequenz der schwingenden Durchflußrohre ermöglicht. Bei dem Versuch, ein Gleichgewicht zwischen diesen Aspekten der Sperrfilter herzustellen, wird der Vorspannungsverminderungsparameter (α) in jeder Abtastperiode modifiziert, um so die Breite der Sperre für den nächsten abgetasteten Signalwert einzustellen. Diese zweite Ausführungsform verwendet eine Mehrzahl von Sperrfiltern innerhalb festge legter Formen von Sperren (feststehende Q-Werte), wodurch im Hinblick auf beide Anforderungen - schnelle Verfolgung von Frequenzänderungen und bessere Rauschunterdrückung - eine optimale Lösung geschaffen wird. Aus drei Gründen gewährleistet diese zweite Ausführungsform eine höhere Genauigkeit und bessere Wiederholbarkeit als die erste Ausführungsform. Erstens bleibt das zweite kaskadenartige Sperrfilter bei einer festgelegten schmalen Form der Sperre (hohes Q) zwecks besserer Unterdrückung von Rauschen und Harmonischen stetig. Durch diese verbesserte Rauschunterdrückung allein entsteht eine höhere Genauigkeit als bei anderen Lösungen. Zweitens verbessert das schnellere Nachfolgen von Veränderungen in der Grundfrequenz der schwingenden Durchflußrohre durch die kaskadenartigen Filter die Wiederholbarkeit der Verbesserung abgetasteter Signalwerte. Und drittens bieten die kaskadenartigen Sperrfilter einen noch genaueren Schätzwert der Durchflußrohrfrequenz für nachfolgende Δt-Berechnungen im Element 208.
Diese Verbesserungen gehen zu Lasten der Berechnungskomplexität. Die einzelnen Berechnungselemente der zweiten Ausführungsform sind in gewisser Weise einfacher als bei der ersten Ausführungsform (skalare Arithmetik gegenüber Matrix). Allerdings wird bei dieser zweiten Ausführungsform die Komplexität der Berechnungen insgesamt dadurch erhöht, daß fünf Sperrfilter und zwei Wichtungsanpassungsberechnungen an jedem Abtastwert durchgeführt werden. Wenngleich dies berechnungsmäßig komplexer ist, so liegt die Rechenleistung dieser zweiten Ausführungsform sehr wohl in dem Bereich handelsüblicher digitaler Signalprozessoren.

Zweite als Beispiel angegebene Ausführungsform - Überblick

In Fig. 13 sind die Elemente aus Fig. 2 noch einmal einzeln dargestellt, um den Informationsfluß zwischen den Berechnungselementen aus Fig. 2 genauer zu beleuchten. Bei den Berechnungselementen 1300 handelt es sich um die ersten Kaskaden-Sperrfilter. Das erste Kaskaden-Sperrfilter 1300 des linken Kanals empfängt die untersetzten abgetasteten Eingangssensor-Ausgangssignalwerte von Pfad 254 (aus Fig. 2). Über Pfad 1360 geht der Wichtungskoeffizient (θ(t)) der Sperrfilter- Übertragungsfunktion aus dem Wichtungsanpassungselement 1302 ein. Über den Pfad 1364 (auch mit "E" gekennzeichnet) wird der Vorspannungsverminderungsparameter (α&sub1;) empfangen, der die Form der Sperre bestimmt. Das erste kaskadenartig angeordnete adaptive Sperrfilter 1300 des rechten Kanals empfängt die abgetasteten untersetzten Eingangssensor-Ausgangssignalwerte vom Pfad 256, arbeitet aber an sonsten genauso wird das erste kaskadenartig angeordnete adaptive Sperrfilter 1300 des linken Kanals. Sowohl bei dem ersten adaptiven Kaskaden-Sperrfilter des linken als auch des rechten Kanals geht über Pfad 1360 derselbe Anpassungsparameter (θ(t)) aus dem Wichtungsanpassungselement 1302 und über Pfad 1364 derselbe Vorspannungsverminderungsparameter (α&sub1;) aus der Registerdatei 1306 ein.
Ein zusätzliches adaptives Sperrfilter 1308 empfängt die untersetzten Signalabtastwerte aus dem linken Kanal über Pfad 254 sowie einen Vorspannungsverminderungsparameter (α&sub0;) über Pfad 1364 aus der Registerdatei 1306. Dieser Vorspannungsverminderungsparameter (α&sub0;) definiert eine breite Sperre (mit geringem Q), wodurch dieses Filter schnell Veränderungen in der Grundfrequenz der schwingenden Durchflußrohre nachspüren kann. Das verbesserte Ausgangssiignal dieses Sperrfilters wird nicht genutzt (aufgrund seiner breiten Sperre bietet das Filter nur eine sehr geringe effektive Verbesserung). An seiner Steile werden der Fehlerfaktor (n) und der Gradient (Ψ) als Ausgangswerte erzeugt und über Pfad 1358 zur Berechnung der Wichtungsparameter (θ(t-1) und (θ(t)) an das Wichtungsanpassungselement 1302 geleitet. Vom Wichtungsanpassungselement 1302 werden die neu berechneten Wichtungsparameter (θ(t-1) und (θ(t)) über Pfad 1360 in Vorbereitung auf den Erhalt des nächsten untersetzten Abtastsignals an die Sperrfilter 1300 und 1308 angelegt.
Der verbesserte Signalwert jedes untersetzten Eingabeabtastwertes, der von den Sperrfiltern 1300 für den linken und rechten Kanal verarbeitet worden ist, wird als yL und yR für den linken bzw. rechten Kanal über die Pfade 1350 und 1352 an entsprechende zweite Kaskaden-Sperrfilter 1310 angelegt. Über Pfad 1362 empfangen die zweiten kaskadenartige angeordneten Sperrfilter 1310 dieselben Wichtungsparameter (θ(t-1) und (θ(t)) aus dem Wichtungsanpassungselement 1312. Der Vorspannungsverminderungsparameter (α&sub2;), der die Form der Sperre bestimmt, geht über Pfad 1364 (auch mit "E" gekennzeichnet) von der Registerdatei 1306 ein. Der Fehlerfaktor (n) und der Gradient (Ψ) werden als Ausgabewerte des Kaskaden- Sperrfilters 1310 des linken Kanals erzeugt und über Pfad 260 zur Berechnung der Wichtungsparameter (θ(t-1) und (θ(t)) an das Wichtungsanpassungselement 1312 angelegt. Vom Wichtungsanpassungselement 1302 werden die neu berechneten Wichtungsparameter (θ(t-1) und (θ(t)) über Pfad 1362 in Vorbereitung auf den Erhalt des nächsten untersetzten Abtastsignals an die Sperrfilter 1310 angelegt, nachdem sie von den ersten Kaskaden-Sperrfiltern 1300 verbessert worden sind.
Sowohl die kaskadenartig angeordneten adaptiven Sperrfilter für den linken als auch den rechten Kanal 1310 erzeugen ein verbessertes Signal, das von diskreten Abtastwerten dargestellt und an ihren jeweiligen Ausgabepfad 260 bzw. 260 ausgegeben wird. Die verbesserten Signale, für den linken und rechten Kanal als eL und eR gekennzeichnet, stellen die dazugehörigen Eingangs-Signalwerte dar, aus denen alle Rauschsignale bis auf eine schmale Frequenzsperre nahe der Grundfrequenz der schwingenden Durchflußrohre herausgefiltert sind.
Alle anhand von Fig. 13 beschriebenen Sperrfilter (1300, 1308 und 1310) berechnen dieselben Funktionen zur Bildung derselben Ausgangswerte, nämlich: einen verbesserten Signalwert (y oder e), einen Fehlerfaktor (n) und einen Gradienten (Ψ). Allerdings werden die Rauschwerte (Fehlerfaktor) und Gradienten aus dem zweiten adaptiven Kaskaden-Sperrfilter des rechten Kanals 1310 und beiden erste n adaptiven Kaskaden-Sperrfiltern nicht in den erfindungsgemäßen Verfahren und der dazugehörigen Vorrichtung genutzt. Ebenso wird der ausgegebene verbesserte Signalwert des anpassungsfähigen Frequenzverfolgungs-Sperrfilters 1308 nicht in den erfindungsgemäßen Verfahren verwendet. Nachstehend werden die von allen adaptiven Sperrfiltern 1300, 1308 und 1310 berechneten Funktionen genau erläutert. Bei dem Fehlerfaktor handelt es sich im wesentlichen um die Rauschkomponente der abgetasteten Werte. Fachleuten ist klar, daß bei Verwendung eines rekursiven Fehlerquadratalgorithmus wie im vorliegenden Fall ein a-posteriori-Vorhersagefehler die Konvergenzrate des Filters verbessert (siehe Arye Nehoral "A minimal Parameter Adaptive Notch Filter With Constrained Poles and Zero", IEEE Transactions on Accoustics, Speech, and Signal Processing, Band ASSP-33, Nr. 4, August 1985, Seite 987). Über die Pfade 260 und 262 werden die verbesserten Signalwerte aus den zweiten adaptiven Kaskaden-Sperrfiltern des linken und rechten Kanals (eL und eR) vom Phasenberechnungselement 206 empfangen. Die Phasenberechnungselemente 206 und das Δt-Berechnungselement 208 sind mit den bereits anhand der ersten Ausführungsform und den Fig. 3-12 erörterten Elementen identisch.
Das Frequenzberechnungselement 1304 erhält die Filterwichtung (θ(t)) über Pfad 1362 aus dem Wichtungsanpassungselement 1312 und berechnet die Wichtungen (B') für die Goertzel-Filterberechnungen des Phasenberechnungselements 206 sowie die Frequenz (Ω') der schwingenden Durchflußrohre. Diese Ausgangswerte werden über Pfad 358 an den Halbwindow-Multiplexer der Halbwindow-Koeffizienten- Pipeline 310 angelegt. Auf die Halbwindow-Koeffizienten-Pipeline 310 wurde bereits unter Verweis auf die erste Ausführungsform und die Fig. 3-12 eingegangen.

Eine zweite als Beispiel angegebene Ausführungsform - Sperrfilter

In Fig. 14 sind die adaptiven Sperrfilter 1300, 1308 und 1310 der vorliegenden zweiten Ausführungsform genauer dargestellt. Wie oben erörtert, werden bestimmte Ausgabewerte und dazugehörige Eingabewerte bei bestimmten der ansonsten identischen anpassungsfähigen Sperrfilter der zweiten erfindungsgemäßen Ausführungsform nicht verwendet. In der Beschreibung von Fig. 14 wird die Funktionsweise der abgebildeten Sperrfilter so erläutert, als ob alle Eingänge und Ausgänge verwendet werden (wie bei dem zweiten anpassungsfähigen Kaskaden-Sperrfilter 1310). Zur Vereinfachung wird der nachstehend näher erläuterte Sperrfilter mit der Kennziffer 1310 (linker Kanal) gekennzeichnet, der alle fünf anpassungsfähigen Sperrfilter der zweiten Ausführungsform (1300, 1308 und 1310) darstellen soll. Auf Pfad 1350 empfängt das Filter des linken Kanals 1310 seinen Eingabewert und legt seine Ausgabewerte an Pfad 260 an. Die anderen Sperrfilter erhalten ihre jeweiligen Eingabewerte von den Pfaden 254 (1300, linker Kanal, und 1308), 256 (rechter Kanal 1300) und 1352 (rechter Kanal 1310). Andere Sperrfilter legen ihre jeweiligen Ausgangssignale an die Pfade 1350 (linker Kanal 1300), 1352 (rechter Kanal 1300), 1358 (1308) und 262 (rechter Kanal 1300) an. Fachleuten sind natürlich die Ähnlichkeiten in der Funktionsweise aller fünf Sperrfilter-Berechnungselemente klar.
Das adaptive Sperrfilter 1310 (linker Kanal) aus Fig. 14 ermittelt das in den diskreten Abtasteingangswerten u(t) vorliegende und über Pfad 1350 empfangene Rauschen (wobei (t) aus den folgenden Gleichungen den Wert bestimmt, der einem Abtastzeitraum "t" entspricht). Der Vorspannungsverminderungsparameter (in den folgenden Gleichungen als α gekennzeichnet) geht auf Pfad 1364 ein. Der Koeffizient des Sperrfilters für die aktuelle Abtastperiode (θ(t)) und für die vorhergehende Abtastperiode (θ(t-1)) werden über Pfad 1362 empfangen. Subtrahiert man die Rauschsignalwerte e von den Eingangsabtastwerten u, erhält man den verbesserten gefilterten Wert e zur Ausgabe auf Pfad 260. Das adaptive Sperrfilter ermittelt den verbesserten Signalwert e(t) mit einem Filterpolynom zweiter Ordnung wie folgt:
u(t) Abtastwerte
e(t) = u(t) - e(t) verbesserte Abtastwerte
e(t) = u(t) + u(t-2) - α²e(t-2) - φ(t)θ(t) Rauschkomponente der Abtastwerte
φ(t) -u(t-1) + αe(t-1).
Desweiteren bestimmt das adaptive Sperrfilter 1310 den Gradienten ('1/(t)) wie folgt:
Ψ(t) = φ(t) - α²Ψ(t-2) - αΨ(t-1)θ (t-1)
Schließlich ermittelt das adaptive Sperrfilter 1310 noch den Fehlerschätzwert (n(t)) wie folgt:
N(t) = u(t) - u(t-2) - α²e(t-2) - φ(t)θ(t-1).
Das adaptive Sperrfilter 1310 legt den Eingangswert (u(t) bzw. y(t) - den an das Sperrfilter anzulegenden Abtastwert) vom Pfad 1350 an die Verzögerungsschaltung 1408 an. Die Verzögerungsschaltungen 1408 und 1410 verzögern den an ihre jeweiligen Eingänge angelegten Wert um einen Abtastimpuls des, wie bereits dargelegt, an den CLK-Pfad angelegten Signals. Genauso arbeiten auch die Verzögerungsschaltungen 1426, 1428, 1440 und 1442 bei der Verzögerung ihrer jeweiligen Eingabewerte um einen Abtastimpuls vom CLK-Signalpfad. Der Vorspannungsverminderungsparameter α vom Pfad 1364 wird zu beiden Eingängen der Multiplikationsverbindung 1412 geleitet und das Produkt α² an Pfad 1468 ausgegeben.
Der Vorspannungsverminderungsparameter α auf Pfad 1364 und der einmal verzögerte Zwischenwert e(t-1) auf Pfad 1462 (nachstehend erläutert) werden als Eingabewerte an die Multiplikationsverbindung 1416 und das entstehende Produkt α²e(t-1) an Pfad 1460 angelegt. Der ins Quadrat gesetzte Vorspannungsverminderungsparameter α² auf Pfad 1468 und der zweimal verzögerte Zwischenwert e(t-2) auf Pfad 1464 (nachstehend erläutert) werden als Eingabewerte an die Multiplikationsverbindung 1420 und das Ausgangsprodukt α²e(t-2) an Pfad 1466 angelegt.
Mittels Additionsverbindung 1414 wird der einmal verzögerte Eingangssignalwert u(t-1) vom Zwischenwert α²e(t-1) auf Pfad 1460 subtrahiert, wodurch der Zwischenwert φ(t) = -u(t-1) + αe(t-1) entsteht, der an Pfad 1458 angelegt wird. Der Zwischenwert α²e(t-2) auf Pfad 1466 wird mit der Additionsverbindung 1418 von dem zweifach verzögerten Eingangssignalwert u(t-2) auf Pfad 1456 subtrahiert und der entstehende Zwischenwert u(t-2) - α²e(t-2) an Pfad 1486 angelegt. Nun gelangt der Wert +(t) auf Pfad 1458 und der Filterkoeffizient θ(t) auf Pfad 1362 zur Multiplikationsverbin dung 1422, wodurch der Zwischenwert φ(t)θ(t) als Produkt entsteht, das an Pfad 1472 angelegt wird. Aus dem Zwischenwert φ(t) auf Pfad 1458 und dem Filterkoeffizienten θ(t-1) auf Pfad 1362 wird in der Multiplikationsverbindung 1424 der Zwischenwert φ(t)θ(t-1) gebildet, wobei dieses Produkt an Pfad 1470 ausgegeben wird. Der Sperrfilter 1310 ermittelt den Rausch-Schätzwert e(t) des Eingangsabtastwertes u(t), indem zuerst der Eingangsabtastwert u(t) auf Pfad 1350 und der Zwischenwert u(t-2) - α²e(t-2) auf Pfad 1486 an die Eingänge der Additionsverbindung 1400 angelegt werden, aus denen die Summe u(t) + u(t-2) - α²e(t-2) gebildet und an Pfad 1450 angelegt wird. Der Zwischenwert φ(t)θ(t) auf Pfad 1472 wird von dem Zwischenwert u(t-2) + α²e(t-2) auf Pfad 1450 mittels Additionsverbindung subtrahiert, wodurch der Rausch-Schätzwert e(t) des Eingangswerts u(t) ermittelt wird, der anschließend an Pfad 1452 angelegt wird. Mit der Additionsverbindung 1406 wird der Rausch- Schätzwert e(t) auf Pfad 1452 von dem Eingangsabtastwert u(t) auf Pfad 1350 subtrahiert und der im Ergebnis entstehende verbesserte Signalwert e(t) an den Ausgabepfad 260 des Sperrfilters angelegt. Der Rausch-Schätzwert e(t) auf Pfad 1452 wird an die Verzögerungsschaltung 1426 angelegt, um einen einmal verzögerten Rausch- Schätzwert e(t-1) auf Pfad 1462 zu erhalten. Letzterer wird der Verzögerungsschaltung 1428 zugeführt, damit der zweimal verzögerte Rausch-Schätzwert e(t-2) auf Pfad 1464 gebildet wird. Diese verzögerten Rausch-Schätzwerte auf den Pfaden 1462 und 1464 werden, wie oben beschrieben, in Zwischenberechnungen verwendet.
Zusätzlich zu dem mittels Sperrfilter 1310 erzeugten verbesserten Signal e(t) wird ein A-priori-Schätzwert n(t) zur Verwendung bei den Wichtungsanpassungsberechnungen ermittelt, auf die noch näher eingegangen wird. Mit der Additionsverbindung 1402 wird der Zwischenwert φ(t)θ(t-1) auf Pfad 1470 vom Zwischenwert u(t)+u(t-2)-α²e(t-2) auf Pfad 1450 subtrahiert. So erhält man den geschätzten Fehler n(t) des Eingangsabtastwertes u(t), der zur Verwendung durch das Wichtungsanpassungs-Berechnungselement 1312 an Pfad 260 angelegt wird (siehe unten).
Schließlich berechnet das Sperrfilter 1310 rekursiv einen Gradienten Ψ(t) für die nachstehend erörterten Wichtungsanpassungsberechnungen. Der aktuelle Gradientenwert Ψ(t) auf Pfad 260 wird an die Verzögerungsschaltung 1440 angelegt, so daß ein einmal verzögerter Gradientenwert Ψ(t-1) auf Pfad 1474 entsteht, welcher wiederum an die Verzögerungsschaltung 1442 angelegt wird, so daß der zweimal ver zögerte Gradientenwert Ψ(t-2) auf Pfad 1480 geschaffen wird. Anschließend wird der einmal verzögerte Gradientenwert Ψ(t-1) auf Pfad 1474 und der Wichtungskoeffizient θ(t-1) auf Pfad 1362 von der Multiplikationsverbindung 1434 multipliziert, woraufhin das Zwischenprodukt an Pfad 1476 geleitet wird. Dieses Zwischenprodukt auf Pfad 1476 und der Vorspannungsverminderungsparameter α auf Pfad 1364 werden an die Multiplikationsverbindung 1432 angelegt, die das Zwischenprodukt αθ(t-1)Ψ(t-1) an Pfad 1478 ausgibt. Danach werden der zweimal verzögerte Gradient Ψ(t-2) auf Pfad 1468 und das Quadrat des Vorspannungsverminderungsparameters α² an die Multiplikationsverbindung 1438 angelegt. Das Produkt der Multiplikationsverbindung 1438 geht an Pfad 1482 und wird mittels Additionsverbindung 1436 von dem Zwischenwert φ(t) auf Pfad 1458 subtrahiert, wodurch der Zwischenwert φ(t) - α²Ψ(t-2) auf Pfad 1484 entsteht. Mittels Additionsverbindung 1430 wird der Zwischenwert auf Pfad 1478 von dem Zwischenwert auf Pfad 1484 subtrahiert, so daß der neue Gradient entsteht:
Ψ(t) = φ(t) - a²Ψ(t-2) - αθ(t-1)Ψ(t-1),
der an Pfad 260 ausgegeben wird.

Eine zweite als Beispiel angegebene Ausführungsform - Wichtungsanpassung

In Fig. 15 ist der Aufbau und die Funktionsweise der Wichtungsanpassungs- Berechnungselemente 1302 und 1312 aus Fig. 13 noch genauer dargestellt, mit denen genau die gleichen Berechnungen durchgeführt werden, die jedoch andere Eingabewerte von der Registerdatei 1306 aus Fig. 13 und von ihren dazugehörigen adaptiven Sperrfiltern 1308 und 1310 erhalten. Das Wichtungsanpassungs-Berechnungselement 1302 empfängt den Fehlerfaktor n und den Gradienten Ψ aus dem Sperrfilter 1308 über Pfad 1358 und den Vergessensfaktor λ&sub1; aus der Registerdatei 1306 über Pfad 1364. Von dem Wichtungsanpassungs-Berechnungselement 1302 gelangt die aktuelle Wichtung θ(t) über Pfad 1360 zu den Sperrfiltern 1300 und 1308. Über Pfad 1360 wird die einmal verzögerte Wichtung θ(t-1) an Sperrfilter 1308 angelegt. An dem Wichtungsanpassungs-Berechnungselement 1312 gehen der Rausch-Schätzwert n und der Gradient Ψ vom Sperrfilter des linken Kanals 1310 über Pfad 260 und der Vergessensfaktor λ&sub2; über Pfad 1364 von der Registerdatei 1306 ein. Das Wichtungsanpassungs-Berechnungselement 1312 legt die aktuelle Wichtung θ(t) und die einmal verzögerte Wichtung θ(t-1) an die Sperrfilter 1310 und die aktuelle Wichtung θ(t) über Pfad 1362 an das Frequenzberechnungselement 1304 an. Da die Funktionsweise beider Wichtungsanpassungs-Berechnungselemente 1302 und 1312 identisch ist, bezieht sich die nachfolgende Beschreibung lediglich auf Element 1302.
Das Wichtungsanpassungs-Berechnungselement 1302 bestimmt den nächsten Wichtungskoeffizienten für die dazugehörigen Sperrfilter wie folgt mittels skalarer Arithmetik (wobei (t) in den folgenden Gleichungen den der Abtastperiode "t" entsprechenden Wert angibt:
θ(t) = θ(t-1) + P(t)Ψ(t)n(t) der aktualisierte Wichtungskoeffizient
P(t) = (P(t-1) - ((P(t-1)Ψ(t)²P(t-1)) / (λ + Ψ(t)²P(t-1)))) / λ die Kovariana-Variable.
Das Wichtungsanpassungs-Berechnungselement 1302 ermittelt einen aktualisierten Wichtungskoeffizienten θ(t) auf Pfad 1360 (siehe unten) und legt ihn an den Eingang der Verzögerungsschaltung 1500 an, wodurch ein einmal verzögerter Wichtungskoeffizient θ(t-1) auf Pfad 1360 an den Eingang der Verzögerungsschaltung 1500 ausgegeben wird, die einen einmal verzögerten Wichtungskoeffizienten θ(t-1) erstellt und an Pfad 1360 anlegt.
Das Wichtungsanpassungs-Berechnungselement 1302 ermittelt die aktualisierte Kovarianz-Variable P(t) für jeden neuen Abtastwert als Funktion der zuvor berechneten Kovarianz-Variable auf Pfad 1556, des zugeführten Gradienten Ψ auf Pfad 1358 und des Vergessensfaktors λ&sub1; aus der Registerdatei 1306 über Pfad 1364. Anschließend wird die aktuelle Kovarianz-Variable P(t) auf Pfad 1554 an die Verzögerungsschaltung 1508 angelegt, um eine einmal verzögerte Kovarianz-Variable P(t-1) zu bilden, die an Pfad 1556 angelegt wird. Die Multiplikationsverbindung 1512 empfängt die einmal verzögerte Kovarianz-Variable P(t-1) auf Pfad 1556 und den Gradienten T auf Pfad 1358 und legt das Produkt P(t-1)Ψ(t) an Pfad 1558 an. Bei der Multiplikationsverbindung 1514 geht dieses Produkt auf Pfad 1558 und der Gradient + auf Pfad 1358 ein, die aus ihnen das Produkt P(t-1)Ψ(t)² bildet, das an Pfad 1560 angelegt wird. Die Multiplikationsverbindung 1516 empfängt dieses Produkt auf Pfad 1560 sowie die einmal verzögerte Kovarianz-Variable P(t-1) und legt das Produkt aus ihnen, P(t-1)Ψ(t)²P(t-1) (der Zähler in der oben angegebenen Berechnung der Kovarianz-Variablen), an Pfad 1562 an. Die Additionsverbindung 1510 empfängt das Produkt P(t-1)Ψ(t)² auf Pfad 1560 und den Vergessensfaktor λ&sub1; auf Pfad 1 : 364 und legt die Summe aus ihnen, λ&sub1; + P(t-1)Ψ(t)² (der Nenner in der obigen Berechnung der Kovarianz-Variablen), an Pfad 1568 an. Von dem Berechnungselement 1518 wird der an den Eingabepfad 1562 angelegte Zähler durch den an den Eingabepfad 1568 angelegten Nenner dividiert, wodurch auf Pfad 1564 ein Ausgabequotient entsteht. Anschließend subtrahiert die Additionsverbindung 1520 diesen Quotienten auf Pfad 1564 von der einmal verzögerten Kovarianz-Variable auf Pfad 1556 und gibt das Ergebnis an Pfad 1566 aus. Das Berechnungselement 1522 dividiert den Zähler auf dem Eingabepfad 1566 durch den Nenner, Vergessensfaktor λ&sub1;, auf dem Eingabepfad 1364, bildet so die aktualisierte Kovarianz-Variable P(t) und legt sie an den Ausgabepfad 1554 an.
Die Multiplikationsverbindung 1502 empfängt den Fehlerfaktor n auf Pfad 1358 und den Gradienten Ψ auf Pfad 1358, bildet aus ihnen das Produkt Ψn und gibt es an Pfad 1550 aus. Mit der Multiplikationsverbindung 1504 wird aus dem auf Pfad 1550 eingegangenen Produkt Ψ(t)n(t) und der aktualisierten Kovarianz-Variable P(t) von Pfad 1554 das Produkt P(t) Ψ(t)n(t) gebildet und an Pfad 1552 ausgegeben. Anschließend empfängt die Additionsverbindung 1506 dieses Produkt auf Pfad 1552 und den einmal verzögerten Wichtungskoeffizienten θ(t-1) auf Pfad 1360 und legt den aktualisierten Wichtungskoeffizienten θ(t) an Pfad 1360 an.

Eine zweite als Beispiel angegebene Ausführungsform - Frequenzberechnung

Zusätzlich zu den adaptiven Sperrfiltern 1310 empfängt auch das Frequenzberechnungselement 1304 den aktualisierten Wichtungskoeffizienten θ(t) über Pfad 1362 vom Wichtungsanpassungs-Berechnungselement 1312. Das in Fig. 16 genauer dargestellte Frequenzberechnungselement 1304 akkumuliert die über Pfad 1362 eingegangenen Wichtungskoeffizienten θ(t) und berechnet aus ihnen die Goertzel- Filterwichtungen B' (B'&sub0; und B'&sub1;) sowie die Frequenz Ω' und legt sie an Pfad 358 an. Das Frequenzberechnungselement 1304 arbeitet ähnlich wie das Element 308 aus Fig. 9 in der oben erörterten ersten Ausführungsform. Bei der Additionsverbindung 1600 gehen die zuvor akkumulierte Summe auf Pfad 1652 und die aktualisierte Wichtung θ(t) auf Pfad 1362 ein, und die Summe aus ihnen wird über den Pfad 1654 an den Eingang des Multiplexers 1602 angelegt. Der Multiplexer 1602 wird normalerweise ausgewählt, um die akkumulierte Summe auf seinem Eingabepfad 1654 an den Ausgabepfad 1650 anzulegen. Die akkumulierte Summe auf Pfad 1650 wird an den Eingang des Registers 1604 angelegt, um so die akkumulierte Summe zu speichern, wenn das Abtasttaktsignal CLK für jeden neuen, an Pfad 1362 angelegten Wichtungswert gepulst wird. Wenn das Halbwindowsignal (oben unter Verweis auf die erste Ausführungsform und die Fig. 3-12 erläutert) über Pfad 274 an den Multiplexer 1602 angelegt ist, wird die Akkumulation durch Anlegen des neueingegangenen Wichtungswertes auf dem Eingabepfad 1362 durch den Multiplexer 1602 zum Ausgabepfad 1650 geleitet. Dadurch wird die akkumulierte Summe im Register 1604 zurückgesetzt und die neue Akkumulation für ein weiteres halbes Abtastwert-Window begonnen.
Die Summe der auf Pfad 1362 empfangenen Wichtungen wird über Pfad 1652 an den X-Eingang des Berechnungselements 1606 angelegt. Mit dem Berechnungselement 1606 wird der Realteil der Goertzel-Filterwichtungen (B'&sub0;) wie folgt berechnet:
B'&sub0; = -X/2N,
wobei X der Eingabewert in das Element 1606 (siehe oben) und N die Anzahl der Abtastwerte in einem halben Window ist. Der mittels Berechnungselement 1606 berechnete Realteil der Goertzel-Filterwichtungen (B'&sub0;) wird über Pfad 358 an die obige Halbwindow-Koeffizienten-Pipeline 310 angelegt. Darüber hinaus gelangt der Realteil der Goertzel-Filterwichtungen an den X-Eingang des Berechnungselements 1608, welches den Imaginärteil der Goertzel-Filterwichtungen (B'&sub1;) wie folgt berechnet:
B'&sub1; = sqrt(1-X²),
wobei X wie oben der Eingabewert in das Element 1608 ist. Der mittels Berechnungselement 1608 berechnete Imaginärteil der Goertzel-Filterwichtungen (B'&sub1;) wird über Pfad 358 an die obige Halbwindow-Koeffizienten-Pipeline 310 angelegt. Desweiteren gelangt der Realteil der Goertzel-Filterwichtungen an den X-Eingang des Berechnungselements 1610, welches die Grundfrequenz (Ω') der schwingenden Durchflußrohre wie folgt berechnet:
Ω' = cos&supmin;¹ X,
wobei X wie oben der Eingabewert in das Element 1610 ist. Die mittels Berechnungselement 1610 berechnete Grundfrequenz (Ω') wird über Pfad 358 an die oben erläuterte Halbwindow-Koeffizienten-Pipeline 310 angelegt.
Natürlich sind die von den Berechnungselementen 1606,1608 und 1610 ausgeführten Berechnungen undefiniert, wenn ihre jeweiligen Ausgangswerte außerhalb bestimmter angemessener Bereiche liegen. Die Ausgabewerte dieser Berechnungen werden nur dann an den Grenzen der Hanning-Windows verwendet, wenn sichergestellt ist, daß die Eingangswerte für die Berechnungen geeignet sind. Daher sind die im Diagramm aus Fig. 16 angegebenen undefinierten Berechnungen praktisch ohne Bedeutung. Wie bereits erörtert, dienen die Pseudoschaltungen aus Figur. 16 lediglich als Hilfestellung zum Verstehen der erfindungsgemäßen Verfahren und der dazugehörigen Berechnungen.
Für Fachleute ist es offensichtlich, daß ähnliche heuristische Tests wie jene, die oben im Hinblick auf die erste Ausführungsform beschrieben wurden, auch bei der zweiten Ausführungsform zur Anwendung kommen können. Mit ihnen kann eine fehlerhafte Durchflußmessung infolge fehlerhafter Berechnungen verhindert werden, die auf eine mangelnde Konvergenz der Frequenz bei Sperrfilteranpassungsverfahren zurückzuführen sind. Im allgemeinen aktualisieren derartige heuristische Verfahren die Berechnungen nur dann bei jedem Abtastwert (bzw. an den Grenzen der Halbwindows), wenn die neuen Werte je nach Anwendungszweck des Durchflußmessers innerhalb vernünftiger Bereiche liegen. Wenn die Berechnungen zu unerwarteten Werten führen, werden nicht die aktualisierten Werte, sondern die vorherigen Werte weiterverwendet.
Natürlich ist die in den Ansprüchen definierte Erfindung nicht auf die Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform begrenzt, sondern umfaßt auch andere Abwandlungen und Änderungen innerhalb des Schutzumfangs des erfindungsgemäßen Konzepts. Zum Beispiel wurde die Erfindung im Zusammenhang mit dem Durchflußmesser aus Fig. 1 beschrieben, doch es ist klar, daß die Anwendungsmöglichkeiten der Erfindung nicht auf Durchflußmesser der in Fig. 1 dargestellten Art beschränkt sind. Hingegen läßt sie sich bei jeder Art Durchflußmesser nutzen, die nach dem Coriolis- Prinzip funktioniert, einschließlich solcher mit Einzelrohren, Doppelrohren, geraden Rohren, Rohren mit unregelmäßiger Form, usw. Zudem brauchen die Durchflußmesser, bei denen die Erfindung zur Anwendung kommt, nicht die speziellen Flansche oder Öffnungen aus Fig. 1 aufzuweisen, sondern können mit sämtlichen geeigneten Mitteln und Vorrichtungen an der Leitung angebracht werden, an die der Durchflußmesser angeschlossen ist. Oder es können zum Beispiel die in der Erfindung abgebildeten adaptiven Sperrfilter auch abgetastete Eingangssignalwerte mit anderer Untersetzungs oder sogar ohne Untersetzung empfangen, wenn es sich bei den speziellen Durchflußraten und der konkreten Anwendung anbietet. Darüber hinaus können die Wichtungsanpassungsberechnungen auf anderen Signalwerten als den abgetasteten Signalwerten des linken Kanals beruhen. Für Fachleute auf dem Gebiet ist es klar, daß eine große Vielzahl von Abwandlungsmöglichkeiten an den hier be schriebenen Ausführungsform denkbar ist, die in den Schutzumfang der in den Patentansprüchen definierten Erfindung fallen.

Claims

1. Vorrichtung (24) zur Massendurchflußmessung eines Werkstoffs in einem Coriolis- Massendurchflußmesser (10) mit einer Durchflußrohreinrichtung (12, 14) und einer Sensoreinrichtung (14, 18) mit einem ersten und einem zweiten zur Durchflußrohreinrichtung gehörenden Sensor zum Erzeugen von Ausgangssignalen, welche die Schwingungsbewegung der Durchflußrohreinrichtung anzeigen, wobei die Vorrichtung folgendes aufweist:

eine Einrichtung (200) zum periodischen Abtasten der Sensorausgangssignale und zum Umwandeln der abgetasteten Sensorausgangssignale in digitale Form, so daß eine Sequenz diskreter Abtastwerte erzeugt wird, die die Ausgangssignale, einschließlich der unerwünschten Komponenten, der Sensoreinrichtung darstellen, eine digitale Sperrfiltrationseinrichtung (204), welche auf die Erzeugung der Sequenz diskreter Abtastwerte zwecks Erzeugung einer Sequenz diskreter verbesserter Werte reagiert, wobei jeder diskrete verbesserte Wert einem Abtastergebnis aus der Sequenz diskreter Abtastwerte entspricht, dessen unerwünschte Komponenten entfernt sind,

eine Phasenbestimmungseinrichtung (206, 208), welche auf die Erzeugung der Sequenz diskreter verbesserter Werte reagiert, um eine Phasendifferenz zwischen den Ausgangssignalen der Sensoreinrichtung, einschließlich einer Phasendifferenz zwischen den Ausgangssignalen des ersten und des zweiten Sensors, zu bestimmen, und

eine Massendurchflußmeßeinrichtung (290), welche auf die Bestimmung der Phasendifferenz reagiert, um so einen Massendurchflußwert des durch die Durchflußrohreinrichtung strömenden Werkstoffs zu bestimmen.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, die desweiteren aufweist:

eine mit der digitalen Sperrfiltrationseinrichtung zusammenwirkende Sperranpassungseinrichtung (210) zum Ändern der Filterparameter der digitalen Sperrfiltra tionseinrichtung, um die Sperrfähigkeit dahingehend zu beeinflussen, daß unerwünschte Komponenten der Ausgangssignale der Sensoreinrichtung gesperrt werden.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, wobei die Filterparameter variable polynomische Koeffizienten aufweisen, die zur Verbesserung der diskreten Abtastwerte auf selbige angewendet werden, wobei die variablen polynomischen Koeffizienten die Mittenfrequenz der Sperre der digitalen Sperrfiltrationseinrichtung bestimmen.

4. Vorrichtung nach Anspruch 3, wobei die Sperrfiltrationseinrichtung weiterhin eine Wichtungsanpassungseinrichtung (302, 304, 306) zum Einstellen der variablen polynomischen Koeffizienten aufweist, die bei der Verbesserung der diskreten Abtastwerte an selbige angelegt werden, um die Mittenfrequenz der digitalen Sperrfiltrationseinrichtung zu ändern.

5. Vorrichtung nach Anspruch 4, die zudem aufweist:

eine Einrichtung (300) zum Erkennen, daß das Verhältnis eines diskreten verbesserten Wertes zu einem entsprechenden Rauschsignal unter einen vorgegebenen Schwellenwert gefallen ist, und zum Erzeugen eines Fehlersignals als Reaktion auf diese Erkennung, und

eine Einrichtung (508, 818, 834), welche auf die Erzeugung des Fehlersignals zum Einstellen der variablen polynomischen Koeffizienten anspricht.

6. Vorrichtung nach Anspruch 4, die weiterhin aufweist:

eine Stabilitätsprüfeinrichtung (302, 614) zum Erkennen einer Instabilität bei der Einstellung der variablen polynomischen Koeffizienten und zum Erzeugen eines Instabilitätssignals, um die Erkennung der Instabilität anzuzeigen, und eine Einrichtung (616, 618), welche auf die Erzeugung des Instabilitäissignals anspricht, um die variablen polynomischen Koeffizienten einzustellen und dadurch die Instabilität zu verringern.

7. Vorrichtung nach Anspruch 2, wobei die Filterparameter einen variablen Vorspannungsverminderungsparameter aufweisen, der bei der Verbesserung der diskreten Abtastwerte an selbige angelegt wird, wobei der variable Vorspannungsverminderungsparameter die Breite des Frequenzspektrums der Sperre der digitalen Sperrfiltrationseinrichtung bestimmt.

8. Vorrichtung nach Anspruch 7, wobei die Sperranpassungseinrichtung weiterhin eine Wichtungsanpassungseinrichtung (302, 304, 306) zum Einstellen des variablen Vorspannungsverminderungsparameter aufweist, der bei der Verbesserung der diskreten Abtastwerte an selbige angelegt wird.

9. Vorrichtung nach Anspruch 8, die zudem aufweist:

eine Einrichtung (508, 818, 834), welche auf die Erzeugung des Fehlersignals zum Einstellen des variablen Vorspannungsverminderungsparameters anspricht.

10. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Phasendifferenzeinrichtung weiterhin aufweist:

eine Window-Einrichtung (212) zum Definieren eines Windows mit einer Mehrzahl von den sequentiellen diskreten verbesserten Werten und

eine Goertzel-Filtrationseinrichtung (206, 212) zum digitalen Untersetzen der diskreten verbesserten Werte in dem Window und folglich zum Bestimmen eines Phasenwertes für das Window.

11. Vorrichtung nach Anspruch 10, die darüber hinaus eine Hanning-Window- Einrichtung (308, 310) zur Wichtung jedes einzelnen aus der Mehrzahl diskreter verbesserter Werte in dem Window aufweist, wobei die Wichtungen festgelegt sind als:

h(k) = (1/2) (1 - cos (2πk / (2N - 1))),

wobei

N die Hälfte der Anzahl diskreter verbesserter Werte in dem Window ist, und

K der Index des Wertes ist, auf den die Wichtung h(k) zutrifft.

12. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Phasendifferenzeinrichtung weiterhin aufweist:

eine Window-Einrichtung (212) zum Definieren einer Mehrzahl von Windows, wobei jedes Window eine Mehrzahl von den sequentiellen diskreten verbesserten Abtastwerten umfaßt, und

eine Goertzel-Filtrationseinrichtung (209, 212) zum digitalen Untersetzen der Mehrzahl der diskreten verbesserten Werte in jedem der Windows, um einen Phasenwert für jedes aus der Mehrzahl der Windows zu bestimmen, wobei jedes der Windows eine gleiche Anzahl diskreter verbesserter Werte aufweist und wobei jedes der Windows um eine gleiche Anzahl diskreter verbesserter Werte zu einem früheren Window versetzt ist.

13. Vorrichtung nach Anspruch 12, die darüber hinaus eine Hanning-Window- Einrichtung (308, 310) zur Wichtung jedes einzelnen aus der Mehrzahl diskreter verbesserter Werte in jedem der Windows aufweist, wobei die Wichtungen festgelegt sind als:

h(k) = (1/2) (1 - cos (2πk/(2 N -1))),

wobei

N die Hälfte der Anzahl diskreter verbesserter Werte in dem Window ist, und

K der Index des Wertes ist, auf den die Wichtung h(k) zutrifft.

14. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die digitale Sperrfiltrationseinrichtung weiterhin aufweist:

eine erste digitale Sperrfiltrationseinrichtung (1300), die auf die Erzeugung der Sequenz diskreter Abtastwerte anspricht, so daß eine Zwischensequenz diskreter Werte erzeugt wird, wobei jeder diskrete Zwischenwert einem Abtastwert aus der Sequenz diskreter Abtastwerte entspricht, von denen Signale, die die unerwünschten Komponenten darstellen, teilweise entfernt sind,

eine zweite digitale Sperrfiltrationseinrichtung (1310), die auf die Erzeugung der Zwischensequenz diskreter Werte anspricht, um die Sequenz diskreter verbesserter Werte zu erzeugen, wobei jeder diskrete verbesserte Wert einem diskreten Zwischenwerte aus der Zwischensequenz diskreter Werte entspricht, von denen Signale, die die unerwünschten Komponenten darstellen, entfernt sind.

15. Vorrichtung nach Anspruch 14, die zudem aufweist:

eine erste Sperranpassungseinrichtung (1302), die mit der ersten digitalen Sperrfiltrationseinrichtung zusammenwirkt und so die Filterparameter der ersten digitalen Sperrfiltrationseinrichtung ändert, welche ausschlaggebend für die Charakterisierung von Signalen als Rauschsignale sind, und

eine zweite Sperranpassungseinrichtung (1312), die mit der zweiten digitalen Sperrfiltrationseinrichtung zusammenwirkt und so die Filterparameter der zweiten digitalen Sperrfiltrationseinrichtung ändert, welche ausschlaggebend für die Charakterisierung von Signalen als Rauschsignale sind.

16. Vorrichtung nach Anspruch 15, wobei die Filterparameter variable polynomische Koeffizienten aufweisen, die zur Verbesserung der diskreten Abtastwerte auf selbige angewendet werden.

17. Vorrichtung nach Anspruch 16, wobei die erste Sperranpassungseinrichtung eine Wichtungsanpassungseinrichtung (1302, 1500, 1568) zum Anpassen der variablen polynomischen Koeffizienten aufweist, die auf die diskreten Abtastwerte angewendet werden, um die Zwischensequenz diskreter Werte zu erzeugen, und wobei die zweite Sperranpassungseinrichtung weiterhin die Wichtungsanpassungseinrichtung (1312, 1500, 1568) aufweist, um die variablen polynomischen Koeffizienten einzustellen, die zum Erzeugen der Sequenz diskreter verbesserter Werte auf die Zwischensequenz diskreter Werte angewendet werden.

18. Verfahren zur Massendurchflußmessung eines Werkstoffs, der durch die Durchflußrohreinrichtung eines Coriolis-Massendurchflußmessers mit einer Durchflußrohreinrichtung und einer Sensoreinrichtung mit einem ersten und einem zweiten zur Durchflußrohreinrichtung gehörenden Sensor zur Erzeugung von Ausgangssignalen, welche die Schwingungsbewegung der Durchflußrohreinrichtung anzeigen, strömt, wobei das Verfahren die folgenden Schritte aufweist:

periodisches Umwandeln analoger, von der Sensoreinrichtung erzeugter Ausgangssignale (1700, 1710) in eine digitale Form, so daß eine Sequenz diskreter Abtastwerte erzeugt wird, welche die Ausgangssignale, einschließlich der unerwünschten Komponenten, der Sensoreinrichtung darstellen,

Zuführen der Sequenz diskreter Abtastwerte zur digitalen Sperrfiltrationseinrichtung (1804), so daß eine Sequenz diskreter verbesserter Werte erzeugt wird, wobei jeder diskrete verbesserte Wert einem Abtastergebnis aus der Sequenz diskreter Abtastwerte entspricht, dessen Rauschsignale entfernt sind,

Zuführen der Sequenz diskreter verbesserter Werte zu einer Phasenwert- Bestimmungseinrichtung (1808), um eine Phaseninformation im Hinblick auf die von der Sequenz diskreter verbesserter Werte angezeigte Schwingbewegung der Durchflußrohreinrichtung zu bestimmen,

Anlegen der Phaseninformation an die Phasendifferenz-Berechnungseinrichtung (1820), um eine Phasendifferenz zwischen den Ausgangssignalen der Sensorein richtung, einschließlich einer Phasendifferenz zwischen den Ausgangssignalen des ersten und des zweiten Sensors, zu bestimmen, und

Ermitteln der Massendurchflußrate (1820) des Werkstoffs, welcher durch den auf die Bestimmung der Phasendifferenz ansprechenden Durchflußmesser fließt.

19. Verfahren nach Anspruch 18, das zudem aufweist:

die Änderung von Filterparametern (1860) der digitalen Sperrfiltrationseinrichtung, um die digitale Sperrfiltrationseinrichtung so einzustellen, daß Schwankungen in der Schwingungsfrequenz der Durchflußrohreinrichtung ausgeglichen werden.

20. Verfahren nach Anspruch 19, wobei die Filterparameter variable polynomische Koeffizienten aufweisen, die zur Verbesserung der diskreten abgetasteten Werte an selbige angelegt werden, wobei die variablen polynomischen Koeffizienten die Mittenfrequenz der Sperre der digitalen Sperrfiltrationseinrichtung bestimmen.

21. Verfahren nach Anspruch 20, wobei der Änderungsschritt zudem das Einstellen der variablen polynomischen Koeffizienten (1902, 1910), die bei der Verbesserung der diskreten Abtastwerte an selbige angelegt werden, um die Mittenfrequenz der digitalen Sperrfiltrationseinrichtung zu ändern.

22. Verfahren nach Anspruch 21, welches weiterhin umfaßt:

das Ermitteln eines Verhältnisses (1814, 1810) zwischen einem diskreten verbesserten Wert und einem entsprechenden Rauschsignal,

das Feststellen, ob das Verhältnis (1816) unter einen vorgegebenen Schwellenwert gesunken ist, und

das Erzeugen eines Fehlersignals (1816) als Reaktion auf die Feststellung, daß das Verhältnis unter den vorgegebenen Schwellenwert gesunken ist, und das Einstellen der variablen polynomischen Koeffizienten (1818) als Reaktion auf die Erzeugung des Fehlersignals.

23. Verfahren nach Anspruch 21, welches zudem umfaßt:

das Feststellen, ob die variablen polynomischen Koeffizienten (1912) außerhalb eines annehmbaren Bereiches stabiler Werte liegen,

das Erzeugen eines Instabilitätssignals (1912) als Reaktion auf eine Feststellung, daß die variablen polynomischen Koeffizienten instabil sind, und

das Einstellen der variablen polynomischen Koeffizienten (1914) als Reaktion auf die Erzeugung des Instabilitätssignals, um so die Instabilität zu verringern.

24. Verfahren nach Anspruch 19, wobei die Filterparameter einen variablen Vorspannungsverminderungsparameter aufweisen, der bei der Verbesserung der diskreten Abtastwerte an selbige angelegt wird, wobei der variable Vorspannungsverminderungsparameter die Breite des Frequenzspektrums der Sperre der digitalen Sperrfiltrationseinrichtung bestimmt.

25. Verfahren nach Anspruch 24, wobei der Schritt des Änderns der Parameter weiterhin das Einstellen des variablen Vorspannungsverminderungsparameters (1902, 1910) aufweist, der zur Verbesserung der diskreten Abtastwerte an selbige angelegt wird.

26. Verfahren nach Anspruch 25, das weiterhin einschließt:

das Erzeugen eines Fehlersignals (1816) als Reaktion auf die Feststellung, daß

das Verhältnis unter den vorgegebenen Schwellenwert gesunken ist, und

das Einstellen des variablen Vorspannungsverminderungsparameters (1818) als Reaktion auf die Erzeugung des Fehlersignals.

27. Verfahren nach Anspruch 18, wobei die Anwendung der Phasenwerte in der Phasendifferenz-Berechnungseinrichtung weiterhin umfaßt:

das Definieren eines Windows (1812) mit einer Mehrzahl sequentieller diskreter verbesserter Werte und

das digitale Untersetzen der verbesserten diskreten Werte in dem Window mittels einer Goertzel-Filtration (1808) zur Bestimmung eines Phasenwertes für das Window.

28. Verfahren nach Anspruch 27, das darüber hinaus einschließt:

das Bestimmen einer Hanning-Window-Wichtung (1808) zum Wichten jedes einzelnen aus der Mehrzahl diskreter verbesserter Werte in dem Window, wobei die Wichtungen festgelegt sind als:

h(k) = (1/2) (1 - cos (2πk / (2N -1))),

wobei

N die Hälfte der Anzahl diskreter verbesserter Werte in dem Window ist, und

K der Index des Wertes ist, auf den die Wichtung h(k) zutrifft.

29. Verfahren nach Anspruch 18, wobei die Anwendung der Phasenwerte in der Phasendifferenz-Berechnungseinrichtung weiterhin umfaßt:

das Definieren einer Mehrzahl von Windows (1812), wobei jedes aus der Mehrzahl der Windows eine Mehrzahl sequentieller diskreter verbesserter Werte aufweist, und

das digitale Untersetzen der diskreten verbesserten Werte (1808) in jedem aus der Mehrzahl der Windows mittels eines Goertzel-Filters, um einen Phasenwert für jedes aus der Mehrzahl der Windows zu bestimmen, wobei jedes der Windows eine gleiche Anzahl diskreter verbesserter Werte aufweist und wobei jedes der Windows um eine gleiche Anzahl diskreter verbesserter Werte zu einem früheren Window versetzt ist.

30. Verfahren nach Anspruch 29, das darüber hinaus umfaßt:

Das Bestimmen einer Hanning-Window-Wichtung (1808) zum Wichten jedes einzelnen aus der Mehrzahl diskreter verbesserter Werte in jedem aus der Mehrzahl von Windows, wobei die Wichtungen festgelegt sind als:

h(k) = (1/2) (1 - cos (2πk / (2 N -1))),

wobei

N die Hälfte der Anzahl diskreter verbesserter Werte in dem Window ist, und

K der Index des Wertes ist, auf den die Wichtung h(k) zutrifft.

31. Verfahren nach Anspruch 18, wobei der Schritt des Anlegens der diskreten Abtastwerte an die digitale Sperrfiltrationseinrichtung zudem einschließt:

das Betätigen einer ersten digitalen Sperrfiltrationseinrichtung (1804) zur Erzeugung einer Zwischensequenz diskreter Werte, wobei jeder diskrete Zwischenwert einem Abtastwert aus der Sequenz diskreter Abtastwerte entspricht, von denen Signale, die ein Rauschen darstellen, teilweise entfernt sind,

das Betätigen einer zweiten digitalen Sperrfiltrationseinrichtung (1804), die auf die Erzeugung der Zwischensequenz diskreter Werte anspricht, um eine Sequenz diskreter verbesserter Werte zu erzeugen, wobei jeder diskrete verbesserte Wert ei nem diskreten Zwischenwert aus der Zwischensequenz diskreter Werte entspricht, von denen Signale, die ein Rauschen darstellen, entfernt sind.

32. Verfahren nach Anspruch 31, das zudem einschließt:

das Betätigen einer ersten Sperranpassungseinrichtung (1806) zum Ändern der Filterparameter der ersten digitalen Sperrfiltrationseinrichtung, um die erste digitale Sperrfiltrationseinrichtung derart einzustellen, daß Schwankungen in der Schwingungsfrequenz der Durchflußrohreinrichtung ausgeglichen werden, und

das Betätigen der zweiten Sperranpassungseinrichtung (1806) zum Ändern der Filterparameter der zweiten digitalen Sperrfiltrationseinrichtung, um die zweite digitale Sperrfiltrationseinrichtung derart einzustellen, daß Schwankungen in der Schwingungsfrequenz der Durchflußrohreinrichtung ausgeglichen werden.

33. Verfahren nach Anspruch 32, wobei die Filterparameter variable polynomische Koeffizienten (1902, 1910) aufweisen, die zur Verbesserung der diskreten Abtastwerte auf selbige angewendet werden.

34. Verfahren nach Anspruch 33, wobei der Schritt des Änderns der ersten Sperranpassungseinrichtung weiterhin das Betätigen der Wichtungsanpassungseinrichtung zum Einstellen der variablen polynomischen Koeffizienten (1902, 1910) einschließt, die auf die diskreten Abtastwerte angewendet werden, um die Zwischensequenz diskreter Werte zu erzeugen, und wobei der Schritt des Betätigens der zweiten Sperranpassungseinrichtung weiterhin das Betätigen der Wichtungsanpassungseinrichtung zum Einstellen der variablen polynomischen Koeffizienten (1902, 1910) einschließt, die auf die Zwischensequenz diskreter Werte angewendet werden, um die Sequenz diskreter verbesserter Werte zu erzeugen.