CN111033187B - 振动计量器及预测并且减少其传感器信号中的噪声的方法 - Google Patents

Abstract

一种振动计量器(5，1600)，其被配置成预测并且减少该振动计量器(5，1600)中的噪声。振动计量器(5，1600)包括传感器组件(10，1610)和与传感器组件(10，1610)通信的计量器电子设备(20、1620)。计量器电子设备(20，1620)被配置成：向传感器组件(10，1610)提供驱动信号；从传感器组件(10，1610)接收具有一个或更多个分量的传感器信号；以及生成要被施加至传感器信号和驱动信号中的一个以补偿一个或更多个分量的信号。

Description

振动计量器及预测并且减少其传感器信号中的噪声的方法

技术领域

下述实施方式涉及振动计量器中的传感器信号中的噪声，并且更具体地，涉及预测并且减少振动计量器中的噪声。

背景技术

诸如例如科里奥利(Coriolis)质量流量计、液体密度计、气体密度计、液体粘度计、气体/液体比重计、气体/液体相对密度计和气体分子量计的振动计量器通常是已知的并且用于测量流体的特性。通常，计量器包括传感器组件和电子设备部分。传感器组件内的材料可以是流动的或静止的。每种类型的传感器可以具有为了实现最佳性能计量器必须考虑的独特的特性。例如，一些传感器可能要求管设备以特定的位移水平进行振动。其他传感器组件类型可能需要特殊的补偿算法。

除了执行其他功能之外，计量器电子设备通常还包括所存储的用于正使用的特定传感器的传感器校准值。例如，计量器电子设备可以包括基准刚度测量值。基准或基线刚度测量值表示特定传感器组件的传感器几何形状的基本测量性能，如在基准条件下的工厂中或上次校准时所测量的基本测量性能。在振动计量器被安装在客户现场处之后所测量的刚度与基准传感器刚度之间的变化可以表示传感器组件中的除其他原因外由于传感器组件中的导管的涂覆、侵蚀、腐蚀或损坏而发生的物理变化。计量器校验或健康检查测试可以检测这些变化。

计量器校验测试通常使用被施加至传感器组件的驱动器的多分量驱动信号——也可以被称为多音驱动信号——来执行。多音驱动信号通常由在传感器组件的谐振频率下的谐振分量或驱动音以及与驱动音间隔开的多个非谐振或测试音组成。这与使多个测试音顺序地循环的方法不同。如果使用顺序音方法，则系统中的任何时变(例如，温度相关的影响、流量的变化)都可能使传感器组件的频率响应特征劣化。由于同时获得采样数据，所以多音驱动信号是有利的。

多音驱动信号中的每个测试音是传感器组件的频率响应函数的输入。将传感器组件的输出中的音或分量与相应的测试音进行比较，以确定传感器组件的频率响应。如果传感器组件发生涂覆、侵蚀、腐蚀或损坏，则传感器组件的频率响应将改变。然而，多音方法可能会引起互调失真。更具体地，多音驱动信号中的音可以引起可能位于音中的一个音的频率上或附近的互调信号。这些互调失真信号没有被表征，并且因此可以在传感器组件没有任何底层的变化的情况下使传感器组件的频率响应改变。即，互调失真信号是传感器信号中的噪声。因此，存在预测并且减少振动计量器中的噪声的需求。

发明内容

提供一种振动计量器，其被配置成预测并且减少该振动计量器中的噪声。根据实施方式，振动计量器包括传感器组件和与传感器组件通信的计量器电子设备。计量器电子设备被配置成：向传感器组件提供驱动信号；从传感器组件接收具有一个或更多个分量的传感器信号；以及生成要被施加至传感器信号和驱动信号中的一个以补偿一个或更多个分量的信号。

提供一种减少振动计量器中的传感器信号中的噪声的方法。根据实施方式，该方法包括：向振动计量器中的传感器组件提供驱动信号；响应于驱动信号从传感器组件接收传感器信号，传感器信号包括一个或更多个分量；以及生成要被施加至驱动信号和传感器信号中的至少一个以补偿一个或更多个分量的信号。

提供一种预测并且减少振动计量器中的传感器信号中的噪声的方法。根据实施方式，该方法包括：确定来自振动计量器的传感器组件的非线性模型的输出信号，该输出信号响应于具有两个或更多个分量的输入信号；以及调节滤波器以使输出信号中的一个或更多个分量衰减。

各个方面

根据一个方面，一种被配置成预测并且减少振动计量器(5，1600)中的噪声的振动计量器(5，1600)，其包括传感器组件(10，1610)和与传感器组件(10，1610)通信的计量器电子设备(20，1620)。计量器电子设备(20，1620)被配置成：向传感器组件(10，1610)提供驱动信号；从传感器组件(10，1610)接收具有一个或更多个分量的传感器信号；以及生成要被施加至传感器信号和驱动信号中的一个以补偿一个或更多个分量的信号。

优选地，计量器电子设备(20、1620)被配置成生成要被施加至传感器信号和驱动信号中的一个的信号包括基于传感器组件(10、1610)的系统模型来生成该信号。

优选地，传感器组件(10，1610)的系统模型包括传感器组件(10，1610)中的换能器的非线性模型。

优选地，计量器电子设备(20，1620)被配置成生成要被施加至驱动信号的信号包括生成用于引起传感器组件(10，1610)中的运动的信号，该运动基本上防止传感器信号中的一个或更多个分量形成。

优选地，计量器电子设备(20，1620)被配置成生成要被施加至传感器信号的信号包括生成抵消传感器信号中的一个或更多个分量的信号。

优选地，一个或更多个分量包括互调失真信号和谐波信号中的至少一个。

优选地，驱动信号包括多音驱动信号，多音驱动信号包括驱动音和用于校验传感器组件的一个或更多个测试音。

优选地，计量器电子设备(1620)包括补偿信号发生器(1623)，补偿信号发生器(1623)被配置成生成要被施加至传感器信号和驱动信号中的一个以补偿一个或更多个分量的信号。

根据一个方面，一种减少振动计量器中的传感器信号中的噪声的方法包括：向振动计量器中的传感器组件提供驱动信号；响应于驱动信号从传感器组件接收传感器信号，该传感器信号包括一个或更多个分量；以及生成要被施加至驱动信号和传感器信号中的至少一个以补偿一个或更多个分量的信号。

优选地，生成要被施加至传感器信号和驱动信号中的一个的信号包括基于传感器组件的系统模型来生成信号。

优选地，传感器组件的系统模型包括传感器组件中的换能器的非线性模型。

优选地，生成要被施加至驱动信号的信号包括生成用于引起传感器组件中的运动的信号，该运动基本上防止传感器信号中的一个或更多个分量形成。

优选地，生成要被施加至传感器信号的信号包括生成抵消传感器信号中的一个或更多个分量的信号。

优选地，一个或更多个分量包括互调失真信号和谐波信号中的至少一个。

优选地，驱动信号包括多音驱动信号，多音驱动信号包括驱动音和用于检验传感器组件的一个或更多个测试音。

优选地，通过振动计量器的计量器电子设备中的补偿信号发生器生成要被施加至传感器信号和驱动信号中的一个以补偿一个或更多个分量的信号。

根据一个方面，一种预测并且减少振动计量器中的传感器信号中的噪声的方法包括：确定来自振动计量器的传感器组件的非线性模型的输出信号，该输出信号响应于具有两个或更多个分量的输入信号；以及调节滤波器以使输出信号中的一个或更多个分量衰减。

优选地，调节滤波器以使输出信号中的一个或更多个分量衰减包括将滤波器的幅值响应的一个或更多个阻带的频率调节为基本上以输出信号中的一个或更多个分量的频率为中心。

优选地，调节滤波器以使输出信号中的一个或更多个分量衰减包括调节至少一个阻带的衰减以将一个或更多个分量减小至期望的幅值。

优选地，调节滤波器以使输出信号中的一个或更多个分量衰减包括减少滤波器的抽头的数量。

优选地，传感器组件的非线性模型包括传感器组件的换能器的非线性模型。

优选地，传感器组件的非线性模型为传感器组件的增益位置模型。

优选地，输入信号的一个或更多个分量包括彼此间隔开的一个或更多个音。

优选地，响应于具有两个或更多个分量的输入信号确定来自非线性模型的输出信号包括确定输出信号中的互调失真信号和谐波信号中的至少一个。

附图说明

在所有附图上，相同的附图标记表示相同的元件。应当理解，附图不一定按比例绘制。

图1示出了使用频率间隔以防止互调失真信号干扰的振动计量器5。

图2示出了图表200，图表200示出了多音驱动信号中的互调失真信号。

图3示出了图表300，图表300示出了互调失真。

图4示出了图表400，图表400示出了可以引起互调失真信号的音的频率间隔。

图5示出了图表500，图表500示出了可以引起互调失真信号的音的频率间隔。

图6示出了图表600，图表600示出了可以引起互调失真信号的频率间隔。

图7示出了用于预测并且减少振动计量器中的噪声的换能器的非线性模型的增益的图表700。

图8示出了用于预测并且减少振动计量器中的噪声的换能器的四阶多项式表示的图表800。

图9示出了通过使用四阶多项式模型P得到的失真模型的图表900。

图10示出了图表1000，图表1000示出了图9中示出的基本互调失真信号组930a和输入信号图940的详细视图。

图11a至图11d示出了拟合各阶多项式以拉取曲线数据的图表1100a至1100d。

图12示出了具有有限接合范围的四阶多项式换能器增益图1140c的图表1200。

图13a至图13d示出了图表1300a至1300d，图表1300a至1300d示出了振动计量器中的噪声的减少。

图14a至图14d示出了图表1400a至1400d，图表1400a至1400d示出了示出振动计量器中的噪声的减少的滤波器。

图15示出了用于预测并且减少振动计量器中的噪声的方法1500。

图16示出了被配置成预测并且减少振动计量器中的噪声的振动计量器1600的框图。

图17示出了用于预测并且减少振动计量器中的噪声的方法1700。

具体实施方式

图1至图17以及以下描述描绘了教导本领域技术人员如何制作和使用预测并且减少振动计量器中的噪声的实施方式的最佳模式的具体示例。出于教导发明原理的目的，已经简化或省略了一些常规方面。本领域技术人员将理解来自这些示例的落入本说明书范围内的变型。本领域技术人员将理解，下面描述的特征可以以各种方式组合以形成预测并且减少振动计量器中的噪声的多种变型。因此，下面描述的实施方式不限于下面描述的具体示例，而是仅由权利要求及其等同物限定。

可以通过生成补偿信号来减少噪声。补偿信号可以是被施加至向振动计量器中的传感器组件提供的驱动信号的倒数加权信号。补偿信号可以是被施加至由传感器组件提供的传感器信号的抵消信号。倒数加权信号可以防止传感器信号中的噪声形成，而抵消信号可以使传感器信号中的噪声衰减。可以使用传感器组件的系统模型来生成补偿信号。例如，系统模型可以是传感器组件中的换能器例如传感器组件中的拾取传感器的非线性模型。可以通过分析或使用实验数据例如换能器的拉取数据来确定系统模型。非线性模型还可以被用于(例如，原地)设计和选择使噪声衰减的滤波器。

图1示出了使用频率间隔以防止互调失真信号干扰的振动计量器5。如图1中所示，振动计量器5包括传感器组件10和计量器电子设备20。传感器组件10响应于处理材料的质量流速和密度。计量器电子设备20经由导线100连接至传感器组件10，以通过路径26提供密度、质量流速和温度信息以及其他信息。

传感器组件10包括一对歧管150和150'、具有法兰颈110和110'的法兰103和103'、一对平行导管130和130'、驱动机构180、电阻式温度检测器(RTD)190以及一对拾取传感器170l和170r。导管130和130'具有两个基本上直的入口支腿131、131'和出口支腿134、134'，它们在导管安装块120和120'处朝向彼此汇聚。导管130、130'沿其长度在两个对称的位置处弯曲，并且在其整个长度上基本上平行。支撑杆140和140'用于限定每个导管130、130'围绕其摆动的轴W和W'。导管130、130'的支腿131、131'和134、134'被固定地附接至导管安装块120和120'，并且这些块又被固定地附接至歧管150和150'。这提供了通过传感器组件10的连续闭合的材料路径。

当具有孔102和102'的法兰103和103'经由入口端104和出口端104'连接至承载要被测量的处理材料的处理线(未示出)中时，材料通过法兰103中的孔口101进入计量器的入口端104，并且通过歧管150被引导至具有表面121的导管安装块120。在歧管150内，材料被分开并通过导管130、130'被确定路线。当离开导管130、130'时，处理材料在具有表面121'的块120'和歧管150'内被重组成单个流，并且此后被确定路线至通过具有孔102'的法兰103'连接至处理线(未示出)的出口端104'。

选择导管130、130'并且将其适当地安装至导管安装块120、120'，使得导管130、130'围绕弯曲轴W-W和W'-W'分别具有基本上相同的质量分布、转动惯量和杨氏模量。这些弯曲轴穿过支撑杆140、140'。由于导管的杨氏模量随温度改变，并且这种改变影响流量和密度的计算，因此RTD 190被安装至导管130'以连续地测量导管130'的温度。导管130'的温度和对于给定的穿过其的电流由此而出现在RTD 190上的电压由穿过导管130'的材料的温度来控制。出现在RTD 190上的温度相关电压被计量器电子设备20以公知的方法使用以补偿由于导管温度中的任何变化而引起的导管130、130'的弹性模量的变化。RTD 190通过导线195连接至计量器电子设备20。

导管130、130'两者由驱动机构180围绕它们各自的弯曲轴W和W'沿相反的方向被驱动，并且这被称为流量计的第一异相弯曲模式。该驱动机构180可以包括许多公知布置中的任一种，例如安装至导管130'的磁体和安装至导管130的相对的线圈，并且交流电流穿过该线圈以使导管130、130'两者振动。合适的驱动信号通过计量器电子设备20经由导线185被施加至驱动机构180。

计量器电子设备20接收导线195上的RTD温度信号以及出现在导线100上分别携带左传感器信号165l和右传感器信号165r的左传感器信号和右传感器信号。计量器电子设备20产生出现在导线185上的驱动信号，以驱动机构180并使导管130、130'振动。计量器电子设备20处理左传感器信号和右传感器信号以及RTD信号，以计算穿过传感器组件10的材料的质量流速和密度。该信息和其他信息一起作为信号由计量器电子设备20被施加在路径26上。

互调失真信号

图2示出了图表200，图表200示出了多音驱动信号中的互调失真信号。如图2中所示，图表200包括频率轴210和幅值轴220。频率轴以赫兹(Hz)为单位，并且范围为从0至30。幅值轴220是满标度比率，并且范围为从0至1。图表200还包括以20Hz为中心对称的两个信号230。如图2中所示，图表200包括互调失真信号240，其由偶数阶互调失真信号240a和奇数阶互调失真信号240b组成。

两个信号230被示出为以20Hz为中心对称，并且具有大约0.9的幅值。两个信号230可以被提供至例如上面参照图1所描述的使用多音驱动信号的传感器组件10。更具体地，多音驱动信号可以由被提供至驱动机构180的两个信号230组成。

互调失真信号240可能在导线100上的传感器信号中，并且可能由计量器电子设备20或传感器组件10引起。例如，互调失真信号240可能由于多音驱动信号接近或处于计量器电子设备20中的放大器的饱和状态而产生。互调失真信号240也可能是由于传感器组件10例如传感器组件10中的拾取传感器170l、170r和驱动机构180或其他装置或结构中的非线性。互调失真信号240的频率是两个信号230的频率之间的差的倍数。可以理解，随着更多的输入信号被添加，互调失真信号的数量增加，这可能导致互调失真信号中的一个或更多个具有与输入信号的频率相同的频率。

图3示出了图表300，图表300示出了互调失真。如图3中所示，图表300包括频率轴310和幅值轴320。频率轴310以赫兹(Hz)为单位，并且范围为从95Hz至105Hz。幅值轴320是满标度比率，并且范围为从0至1。图表300包括第一信号330，第一信号330被标记为“驱动音”并且可以是多音驱动信号的谐振分量。第一信号330具有100Hz的频率。

还示出了测试音340，测试音340可以是多音驱动信号的非谐振分量(例如，不在传感器组件的谐振频率下)。测试音340由第二信号340a至第五信号340d组成。图表300还包括互调失真信号350。出于清楚和讨论的目的，未示出所有可能的互调失真信号。而是，图3中示出的互调失真信号350从第一信号330和第三信号340b产生。互调失真信号350之一是具有与第四信号340c的频率相同的频率的干扰信号350a。测试音340可以被注入至驱动信号例如出现在振动计量器5中的导线185上的驱动信号中。因此，出现在导线185上的驱动信号可以由第一信号330以及第二信号340a至第五信号340d组成。

第二信号340a至第五信号340d的幅值可以被测量并用于表征传感器组件10。例如，输出的与第二信号340a至第五信号340d之一相对应的幅值比率可以表征传感器组件10在该频率下的响应。通过使用在不同频率下的四个测试音，传感器组件10在一定频率范围内的频率响应可以被近似。然而，由于在与第四信号340c的频率相同的频率下的干扰信号350a不是测试音340之一，并且没有被测量为频率响应的输入，因此传感器组件10的频率响应是不正确的，并且因此，可能无法正确地检测侵蚀、腐蚀、沉淀物等。

可以通过改变第一信号330与第三信号340b之间的频率间隔来改变干扰信号350a的频率。更具体地，干扰信号350a的频率可以是第一信号330的频率与第三信号340b的频率之间的差的倍数。因此，增加或减小第三信号340b的频率将增加或减小干扰信号350a的频率。这将使干扰信号350a远离第四信号340c而移动，从而防止在表征传感器组件10的频率响应时包括干扰信号350a。

然而，简单地使干扰信号350a远离第四信号340c移动可能不会防止在表征传感器组件10的频率响应时包括干扰信号350a。例如，即使干扰信号350a的频率与第四信号340c的频率不同，干扰信号350a可能仍在解调窗内，并且因此在来自传感器组件的响应信号中引起干扰分量。

频率间隔

图4示出了图表400，图表400示出了可以引起互调失真信号的音的频率间隔。如图4中所示，图表400包括频率轴410和幅值轴420。频率轴410以赫兹(Hz)为单位，并且范围为从92Hz至108Hz。幅值轴420是满标度比率，并且范围为从0至1。图表400包括第一信号430，第一信号430可以是在传感器组件的谐振频率下的驱动音或谐振信号。还示出了第二信号440和互调失真信号450，第二信号440可以是作为多音驱动信号的非谐振分量的测试音。图4中还示出了与第一信号430相关联的第一解调窗460a以及与第二信号440相关联的第二解调窗460b。

第一解调窗460a和第二解调窗460b可以是围绕第一信号430和第二信号440的频率的允许第一信号430和第二信号440通过的频率范围。例如，第一解调窗460a和第二解调窗460b可以是大约1Hz宽。因此，第一信号430的解调窗的范围可以是从大约99.5Hz至大约100.5Hz。第二信号440的解调窗的范围可以是从大约101.5Hz至大约102.5Hz。互调失真信号450处于98Hz和104Hz的频率下，98Hz和104Hz不在第一解调窗460a和第二解调窗460b内。因此，在确定传感器组件10的频率响应时不包括互调失真信号450。

图5示出了图表500，图表500示出了可以引起互调失真信号的音的频率间隔。如图5中所示，图表500包括频率轴510和幅值轴520。频率轴510以赫兹(Hz)为单位，并且范围为从92Hz至108Hz。幅值轴520是满标度比率，并且范围为从0至1。图表500包括第一信号530，第一信号530可以是在传感器组件的谐振频率下的驱动音或信号。还示出了测试音540，测试音540由第二信号540a、第三信号540b、第四信号540c和第五信号540d组成，并且可以是多音驱动信号的非谐振正弦分量。图表500还包括互调失真信号550。还示出了与第一信号530和测试音540相关联的解调窗560。解调窗560包括分别与第一信号530、第二信号540a至第五信号540d相关联的第一解调窗560a至第五解调窗560e。

第一信号530以及第二信号540a至第五信号540d可以包括导线185上的多音驱动信号。第一信号530可以处于传感器组件的被示为100Hz的谐振频率下。第二信号540a、第三信号540b、第四信号540c和第五信号540d被示为分别在95Hz、97Hz、102Hz和103.5Hz处。第二信号540a至第五信号540d以频率间隔相对于第一信号530彼此偏移。如图5所示，可以选择频率间隔以确保互调失真信号550不在第一解调窗560a至第五解调窗560e内。更具体地，可以针对第一信号530以及第二信号540a至第五信号540d的各种频率间隔来确定互调失真信号550的所有频率。可以理解，其他频率间隔可能产生也不在解调窗560内的互调失真信号550。

另外，传感器组件10可以具有传感器组件10在其处轻微衰减的频率范围，其在本文中被称为传感器组件10的频率响应带宽。更具体地，传感器组件10可以围绕驱动音频率轻微衰减，其中传感器组件10的响应远离驱动音频率快速地减小。如果频率间隔太大，则第一信号530可能在频率响应带宽内居中，而测试音540中的一个或更多个可能在频率响应带宽之外。这可能产生具有不足以表征传感器组件10的频率响应的信噪比的分量的传感器信号。

为了避免这种信噪比问题，测试音540的频率可以接近于第一信号530的频率，使得它们位于传感器组件10的频率响应带宽之内。因此，期望的是，使测试音540的最低频率与最高频率之间的频率间隔最小化，在图5的实施方式中，是使第二信号540a与第五信号540d之间的频率间隔最小化。下面参照图6讨论这种最小化的示例。

图6示出了图表600，图表600示出了可以引起互调失真信号的频率间隔。如图6中所示，图表600包括频率轴610和幅值轴620。频率轴610以赫兹(Hz)为单位，并且范围为从92Hz至108Hz。幅值轴620是满标度比率，并且范围为从0至1。图表600包括第一信号630，第一信号630可以是在传感器组件的谐振频率下的驱动音或信号。还示出了测试音640，测试音640由第二信号640a、第三信号640b、第四信号640c和第五信号640d组成。测试音640可以是在非谐振频率下的正弦分量。图表600还包括互调失真信号650。还示出了与第一信号630和测试音640相关联的解调窗660。解调窗660包括与第一信号630和第二信号640a至第五信号640d相关联的第一解调窗660a至第五解调窗660e。

可以理解，相比于上面参照图5所描述的第二信号540a和第五信号540d，第二信号640a和第五信号640d更靠近在一起。第二信号640a和第五信号640d可以在传感器组件的频率响应带宽内。因此，传感器信号中的与测试音640相对应的信号可以具有可接受的信噪比。另外，互调失真信号650中的一些与解调窗660b至660e相邻。更具体地，互调失真信号650中的一些在解调窗660b至660e之外，但紧邻解调窗660b至660e。因此，互调失真信号650不被解调窗660b至660e通过，而允许传感器信号中的与测试音640相对应的分量通过。

因此，通过防止互调失真信号650干扰与测试音640相对应的信号，传感器组件10的频率响应的表征可以更加准确。由于第二信号640a与第五信号640d之间的更接近的频率间隔而造成的足够的信噪比，频率响应的表征也可以更加准确。

系统模型

上面对互调失真的讨论假设互调失真信号是已知的。该假设又可以依赖于传感器组件的系统模型被充分表征的假设。如果系统模型通过例如使用非线性模型更正确地预测对输入的响应，则可以得到更准确和优化的测试音间隔。该非线性模型允许更有效率的滤波器设计以及不一定依赖于滤波的降噪系统，例如采用被添加至振动计量器中的驱动或传感器信号的补偿信号的系统。

换能器的非线性模型

换能器的更准确的系统模型可以是非线性模型，而不是线性模型。非线性模型的一个示例可以是多项式模型。例如，换能器可以被建模为具有以下关系的速度换能器：

其中：

k(x)是换能器相对于换能器的位置的增益；以及

是速度。

可以理解，增益k(x)不是恒定的，而是相对于例如线圈中的磁体的位置而改变。增益k(x)可以是任何合适的等式，但是下面为了说明性目的讨论示例性等式。

图7示出了用于预测并且减少振动计量器中的噪声的换能器的非线性模型的增益的图表700。如图7中所示，图表700包括由运动范围的满标度比率表示的位置轴710。更具体地，在该示例中，在线圈中心的磁体在位置零处。当磁体以运动的满标度范围的四分之一从中心朝向线圈的第一端移动时，换能器的位置是-0.25。当磁体以运动的满标度范围的四分之一朝向线圈的第二端移动时，换能器的位置是0.25。然而，可以采用该换能器以及其他类型的换能器例如应变仪、光学换能器等的位置的任何合适的测量。图表700还包括也以诸如例如伏特的测量单位的满标度比率示出的增益轴720。例如，如果换能器的满标度输出为5.00伏，则在0.95满标度处，换能器具有4.75伏的输出。图表700还包括被示出为抛物线曲线k(x)的换能器模型图730。

如图7中所示，增益k(x)由下面的等式确定：

k(x)＝1-x² [2]

为了观察互调失真的影响，考虑系统的输入为两个正弦波或两个不同的频率(ω₁，ω₂)和幅值(A₁，A₂)下的音的情况：

x(t)＝A₁ cos(ω₁t)+A₂ cos(ω₂t). [3]

将上面的等式[2]和[3]代入等式[1]得到下面的等式[4]：

使用三角恒等式进行简化将在八个不同的频率下产生特定幅值的正弦波。可以理解，即使换能器的系统模型是非线性换能器，这也是预测互调失真信号(幅值、相位和频率)的精确解。换言之，可以使用非线性模型来预测由非线性换能器引起的互调失真。如下面的讨论所示出的，可以使用广义输入和多项式非线性系统模型来重复该结果。

当展开多项式的高阶项时，输入信号(或它的一些导数/积分)被提高至越来越高次的幂。由于对多项式信号感兴趣，因此输入将是一定数量的项(正弦和余弦，但是此时它们可以被看作任意项)的和。因此，可能需要(x₀+x₁+x₂+…+x_n)^k的闭合形式的展开。这是二项式展开(a+b)^k的一般化。二项式展开产生k+1项，由a和b的和为k的幂的所有组合组成：a^k，a^k-1b，a^k-2b²，...，ab^k-1，b^k。然后，多项式展开式由x₀，x₁，...，x_n的和为k的幂的所有组合组成。多项式展开可以使用递归算法被容易地实现。例如，可以采用第一项x₀并且通过第一项x₀的允许的幂进行循环。对于第一项x₀的每个允许的幂，递归算法可以通过第二项x₁的所有允许的值进行循环，从0至k减去第一项x₀的所选幂进行循环。该递归算法一直持续直到总幂达到k为止。展开系数也可以例如使用公式

来计算，其中k₀+k₁+…+k_m＝n。

系统模型的输入可以被归纳为正弦波之和，由下面的等式[5]表示：

x(t)＝∑_iA_i cosω_it+∑_jB_jcosω_jt. [5]

如上指出，系统非线性是由输入/输出空间的多项式或该空间的一定数量的积分/导数来建模的(例如，一个可能是测量加速度，但系统在位置方面是非线性的)。将“非线性空间”表示为

我们的系统响应被写为下面的等式[6]：

其中：

表示“非线性空间”；

是非线性多项式：

其中k是多项式的阶数。

在上面的等式[7]中，

项是其项为正弦和余弦的标准多项式展开。更具体地，如上面的等式[5]中所示，x(t)被假设是正弦项的和，并且因此

也是作为

的正弦和余弦的多项式展开的正弦项的和。

组合上面的等式[6]和[7]得到下面的等式：

如下面解释的，上面的等式[8]可以以几个不同的计算水平进行迭代。

对于每个多项式项，计算

的全展开。回顾x被假设为正弦项，因此

也被假设为正弦项的和。因此

是其项为正弦和余弦的标准多项式展开。使用上面讨论的多项式项技术来计算展开式的项。给定

的该展开式，展开式的每个项都被乘以x，这将产生比展开式中的原始项更多的项。这产生

的所有项。此时，将N个项相加在一起，N个项中的每个项都是很多正弦和余弦的乘积。

现在可以采用第二循环，在第二循环中评估展开式的每一项。对每一项计算如上所述的多项式系数(即，每一项的乘数，仅基于

如何展开的模式)。该多项式系数然后被乘以多项式系数P_k以及对该项有贡献的正弦和余弦的幅值。这形成了与展开式的该特定项相关联的标量。展开式的其余部分是几个正弦和余弦的乘积。这被转变成各种频率下的正弦或余弦的和。保留关于这些正弦波的信息(即，频率、幅值和正弦/余弦)，并对展开式的下一项重复循环。

在针对展开式的每一项(例如“内循环”)和针对每一个多项式系数(即“外循环”)两者完成上述过程之后，结果是在特定频率下具有特定幅值的大量的正弦和余弦。整理结果，并且将任何负频率正弦波转变成它们的正频率正弦波，以及将相同频率的正弦和余弦一起求和。这些正弦和余弦的幅值和频率被返回，形成系统的完整输出。

不管如何从非线性系统中确定输出信号，非线性系统都可以用于预测并且减少振动计量器中的噪声，如上所示，尽管可以采用任何合适的非线性系统，下面以四阶多项式模型作为示例进行说明。

图8示出了用于预测并且减少振动计量器中的噪声的换能器的四阶多项式表示的图表800。如图8中所示，图表800包括位置轴810和换能器增益轴820。图8中所示的位置轴810以位置的满标度范围的百分比为单位来示出，并且范围为从-100％至100％。换能器增益轴820也以例如伏特的满标度比率来示出。换能器增益轴820的范围为从0.965至1.005。图表800还包括被示为多项式曲线的换能器模型图830，其中多项式是四阶多项式。更具体地，换能器被建模为四阶多项式，其中P_k值被表示为向量P＝[-1x10^-10-1x10^-8-1x10^-6-1x10^-51]。当由五个正弦信号组成的多音信号与如上面参照等式[5]至[8]所描述的多项式P＝[-1x10^-10-1x10^-8-1x10^-6-1x10^-51]组合时，可以得到包括互调失真信号的信号或失真模型。

预测互调失真信号

图9示出了通过使用四阶多项式模型P得到的失真模型的图表900。图表900包括以赫兹(Hz)为单位的频率轴910以及由于例如增益是由输出与输入的比率确定而具有dB标度的幅值轴920。图表900包括互调失真信号图930和输入信号图940。互调失真信号图930包括位于频率轴910上在大约五个音信号的频率下的基本互调失真信号组930a。尽管不可辨别，但是由与输入信号图940中的音相对应的音组成的输出信号包括覆盖输入信号图940的音的音。该输出信号中的音的幅值略小于输入信号图940的音的幅值。

图10示出了图表1000，图表1000示出了图9中示出的基本互调失真信号组930a和输入信号图940的详细视图。图10中所示的图表1000包括以五个音信号的频率为中心的范围为从75Hz至85Hz的频率轴1010，以及具有dB标度的范围为从-200dB至100dB的幅值轴1020，幅值轴1020与图9中示出的图表900的幅值轴920相同。基本互调失真信号组930a由该组合产生的互调信号组成。尽管输出信号中的音不可辨别，但是输出信号的音在输入信号图940的音的幅值的大约0.3％至0.5％内，并且小于输入信号图940的音的0.2％度相位。输出信号的音的频率与输入信号图940的音的频率相同。

可以看出，基本互调失真信号组930a包括彼此均匀间隔开的单独的音。这是由于输入信号图940的音具有均匀间隔的信号。另外，基本互调失真信号组930a中的几个音在输入信号图940的音中占显著的比例。例如，基本互调失真信号组930a的一些音在输入信号图940的音的30dB内。

拟合非线性模型

图11a至图11d示出了拟合各阶的多项式以拉取曲线数据的图表1100a至1100d。特别地，图11a中示出的图表1100a是二阶多项式拟合，图11b中的图表1100b是三阶多项式拟合，图11c中的图表1100c是四阶多项式拟合，并且图表1100d是五阶多项式拟合。可以理解，如上面参照等式[6]至[8]所讨论的将多音输入信号与多项式组合的计算工作量与多项式的阶数相关。即，阶数越高，计算工作量越大。

图11a至图11d中示出的图表1100a至1100d包括范围为从0英寸至0.2英寸的接合轴1110a至1110d。接合是包含在线圈内的磁体的长度。例如，如果磁体的0.1英寸在线圈内，那么接合为0.1英寸。图表1100a至1100d还包括具有范围为约0.2至约1.2的增益轴1120a至1120d。图表1100a至1100d包括被示出为点的拉取曲线数据1130a至1130d。可以通过测量当磁体被插入至线圈中时实际换能器的输出来得到与图表1100a至1100d中的拉取曲线数据相同的拉取曲线数据1130。图表1100a至1100d中的换能器增益图1140a至1140d被示出为作为近似拉取曲线数据1130的线。

拉取曲线数据1130被示出为表示给定接合的值的范围的一系列点对。例如，对于0.1英寸的接合，拉取曲线数据示出了在大约1.18处和大约1.22处的两个点。因此，如果换能器增益曲线1140a至1140d位于在给定接合下由点对限定的范围内，则换能器增益曲线1140a至1140d可以在该接合处被拟合至拉取曲线数据1130。

如图1100a至图1100d中可以看到的，换能器增益图1140a至1140d根据多项式的阶数而变化。通过相对于每个换能器增益图1140a至1140d与拉取曲线数据1130的接近程度对换能器增益图1140a至1140d进行彼此比较，可以选择相对低的多项式阶数。在图1100a至图1100d所示的示例中，最低阶数可以是四阶多项式。通过注意到尽管五阶多项式换能器增益图1140d似乎更好地拟合了拉取曲线数据1130，但是四阶多项式换能器增益图1140c仍然位于拉取曲线数据1130的所有点对内，并且因此，可以被认为拟合了拉取曲线数据1130，则可以选择四阶多项式换能器增益图1140c。因此，采用四阶多项式换能器增益图1140c可以是对计算资源的最佳使用。

图12示出了具有有限接合范围的四阶多项式换能器增益图1140c的图表1200。图表1200包括接合轴1210和换能器增益轴1220。图表1200还具有与上面的图11c中示出的拉取曲线数据1130相同的拉取曲线数据1230。然而，图表1200包括截取的换能器增益图1240，该换能器增益图1240是限于接合范围的四阶多项式换能器增益图1140c。如所示的，接合范围为约-0.02英寸至约0.02英寸。截取的换能器增益图1240包括完整的驱动幅值部分(被示出为虚线)和计量器校验幅值部分(被示出为实线)。计量器校验幅值部分具有小于完整驱动幅值部分的接合范围的接合范围。

使用系统模型的滤波器设计

图13a至图13d示出了图表1300a至1300d，图表1300a至1300d示出了振动计量器中的噪声的减少。如图13a至图13b中所示，图表1300a至1300d包括频率轴1310a至1310d。在图13a中，频率轴1310a的范围为从70Hz至90Hz。在图13b至图13d中，频率轴1310b至1310d相对于第二音或相对于图13a中的自左侧起第二个的音被归一化，并且因此，相对于第二音以Hz为单位。图表1300a至1300d还包括具有dB标度的幅值轴1320a至1320d。在图13a、13b和13d中，幅值轴1320a、1320b和1320d的范围是从-160dB至0dB。在图13c中，幅值轴1320c的范围为从-200dB至0dB。图表1300a至1300d还包括下面更详细地描述的图。

图13a中示出的图表1300a包括由五个音组成的输入信号1330a。五个音位于大约77Hz、79Hz、80Hz、82Hz和83Hz处。位于80Hz处的音可以是具有与振动传感器的谐振频率诸如例如图1中所示的振动计量器5的导管130、130'的谐振频率相同的频率的驱动音。在这种情况下，谐振频率为80Hz，然而可以采用任何合适的谐振频率和/或驱动音。其他四个音可以是与驱动音混合的测试音。

图13b中示出的图表1300b包括具有相对于位于79Hz处的测试音间隔开的音的解调信号1330b。更具体地，图13b中示出的输出信号1330b包括与位于79Hz处的测试音相对应并且因此在0Hz处具有大约-20dB的幅值的解调音以及与该解调音间隔开的其他解调音。这些其他解调音与在79Hz处的解调音间隔开约0.5Hz、1.5Hz和3Hz。

图13c中示出的图表1300c包括滤波器的幅值响应图1330c。滤波器的幅值响应图1330c在0Hz处(其对应于图13a的79Hz)具有0dB衰减。幅值响应图1330c在0Hz至0.5Hz的范围内从0dB减小至-100dB。因此，由幅值响应图1330c表征的滤波器将使输入信号1330a中的与79Hz间隔开0.5Hz或更多的音衰减至少100dB。下面参照图13d描述图13b中示出的输出信号1330b的示例性衰减。

图13d中示出的图表1300d包括衰减输出信号1330d。衰减输出信号1330d包括由于输出信号1330b被由幅值响应图1330c表征的滤波器衰减而小于输出信号1330b的输出音的音。可以看出，0.5Hz处的音衰减了约-100dB。该音最接近0Hz频率，并且位于幅值响应图1330c的通带附近。这是由于滤波器是当知道输入信号1330a中的音的频率时设计的。然而，可以理解，0Hz处-20dB的音与0.5Hz处的音之间的幅值差为约80dB，这可能是不可接受的。

对于由图13c中示出的幅值响应图1330c表征的滤波器，滤波器设计可能例如需要122个抽头以得到以10Hz的采样率运行的相距0.5Hz的音的100dB的衰减。该滤波器在12.2秒的时间窗期间整合数据，并且在进行实时处理时可以施加超过6秒的有效延迟。为了更清晰的输出，甚至需要更大的滤波器衰减量，但代价是甚至更多的可能不可接受的滤波器抽头。

图14a至图14d示出了图表1400a至1400d，图表1400a至1400d示出了示出振动计量器中的噪声的减少的滤波器。图表1400a和1400b类似于图13a和图13b中示出的图表1300a和1300b，但是另外包括互调失真信号。可以理解，图表1400c的滤波器与图表1300c的滤波器不同。

如图14a至图14d中所示，图表1400a至1400d包括频率轴1410a至1410d。在图14a中，频率轴1410a的范围为从60Hz至80Hz。在图14b至14d中，频率轴1410b至1410d相对于第二音被归一化或相对于图14a中的自左侧起的第二个音被归一化，并且因此相对于第二音以Hz为单位。图表1400a至1400d还包括具有dB标度的幅值轴1420a至1420d。在图14a、14b和14d中，幅值轴1420a、1420b和1420d的范围是从-160dB至0dB。在图14c中，幅值轴1420c的范围为从-200dB至0dB。图表1400a至1400d还包括下面更详细地描述的图。

图14a中示出的图表1400a包括由五个音组成的输入信号1430a。五个音位于大约68.5Hz、70Hz、70.5Hz、71.5Hz和73Hz处。位于70.5Hz处的音可以是具有与导管诸如例如图1中所示的振动计量器5的导管130、130'的谐振频率相同的频率的驱动音。在这种情况下，谐振频率为80Hz，然而可以采用任何合适的谐振频率和/或驱动音。其他四个音可以是与驱动音混合的测试音。

图14b中示出的图表1400b包括具有与位于70Hz处的测试音相关联的解调音的解调信号1430b。更具体地，图14b中示出的解调信号1430b包括与位于70Hz处的测试音相对应并且因此具有大约-18dB的幅值的解调音，以及与该解调音间隔开的其他解调音。这些其他解调音与70Hz处的解调音间隔开约0.5Hz、1.5Hz和3Hz。

图14c中示出的图表1400c包括滤波器的幅值响应图1430c。滤波器的幅值响应图1430c在0Hz处(其对应于图14a的79Hz)具有0dB衰减。幅值响应图1430c在0Hz至0.5Hz的范围内从0dB减小至约-125dB；其比图13c中所示的幅值响应图1330c更深。因此，取决于音的频率，由幅值响应图1430c表征的滤波器可以使与70Hz间隔开0.5Hz或更多的音衰减。下面参照图14d描述图14b中示出的解调信号1430b的示例性衰减。

图14d中示出的图表1400d包括由于解调信号1430b被由幅值响应图1430c表征的滤波器衰减而具有小于解调信号1430b的输出音的幅值的音的衰减信号1430d。可以看出，大多数音被衰减至大约-118，比0Hz处的音小约100dB。这是由于滤波器被设计成具有解调信号1430b中的音的预测。

可以理解，相比于图13c中所示的幅值响应图1330c，图14c中所示的幅值响应图1430c包括高衰减区域(“谷部”)和低衰减区域(“山部”)。谷部以与解调信号1430b中的音的频率相对应的频率为中心。更具体地，幅值响应图1430c的谷部以0.5Hz、1.5Hz和3Hz为中心，这是由于滤波器被设计成确保谷部以此为中心。与参照图13a至图13d描述的滤波器相比，由幅值响应图1430c表征的滤波器是具有58个抽头的低阶滤波器(5.8秒的数据，2.9秒的延迟)。因此，通过知道要被滤波的音的频率和幅值，可以提高滤波器的计算效率。如下面的讨论所示，此概念可以被应用于预测由输入信号中的音的互调失真导致的音。

除了生成要应用于驱动信号或传感器信号的信号之外，包括扰动的预测响应信号还可以用于以一种不需要如参照11a至11d所讨论的将多项式模型拟合至拉取曲线数据的方法来估计换能器模型，以及更通常地被用于估计传感器组件的系统模型。下面讨论使用谐波确定的示例性系统模型。

使用谐波确定系统模型

为了方便，可以如下使用表示正弦和余弦的复数符号：

Acosωt→A

Bcosωt→jB

该符号将考虑生成解时谐波的相位。另一个符号上的便利是使用用于正弦波的展开式的被升高至幂的系数的符号R。取决于k(测量值与非线性空间之间的导数或积分的数量)，cos^p+1ωt或cosωt·sin^P可以被展开。在任一情况下，项

R_kpf，

可以用于表示具有频率f·ω的项的展开幂p的系数。例如，三角恒等式的简单的应用将示出cosωt·cos²ωt＝cos²ωt＝0.75cosωt+0.25cos3ωt。因此，对于这种情况，R₀₂₁＝0.75并且R₀₂₃＝0.25。作为替选示例，考虑cosωt·sin²ωt＝0.25cosωt-0.25cos3ωt。在这种情况下，R₁₂₁＝0.25并且R₁₂₃＝-0.25。注意，为了限定R的目的，只有在k为偶数或奇数时才重要；即，R_0pf＝R_2pf＝R_-4pf并且R_1pf＝R_3pf＝R_-5pf。p的偶数值仅产生基频的奇数倍，并且p的奇数值仅产生基频的偶数倍。这可以被用于简化以下开发。

如果k被表示为从测量空间至非线性空间的导数(正)或积分(负)的数量，则非线性空间中的幅值被写为s_kAω^k，其中A是原始信号的幅值，以及s_k是适当的符号(闭合等式可以被计算为例如s_k＝1-2mod[ceil(k/2)，2])。例如，如果原始的加速度信号为Acosωt，则其位置为

按照简化的符号，这是幅值s_-2Aω^-2＝-Aω^-2的余弦。作为另一示例，Acosωt的位置变为-Asinωt的速度，或者在我们的简化的符号中，变为具有幅值s₁Aω¹＝-Aω的正弦。另外的符号包括被表示为y＝P_nxⁿ+P_n-1x^n-1+…+P₁x+P₀的非线性多项式，并且音输入Acosωt的系统响应被写为H₀+H₁cosωt+H₂cos2ωt+…+H_ncosnωt。正弦分量可以经由H的系数的虚值被合并。

可以写出用于计算非线性系统的对于纯音输入Acosωt的输出的矩阵等式。将扩展四阶非线性多项式的等式。该系统在输入测量值的特定空间k中是非线性的(对于积分，k为负)。等式组可以被写成：

A表示底层行为“真”，与系统的非线性动力学无关。没有来自底层系统的测量值，A就不能被直接知道。

为了解决这个问题，可以以有意义的单位提供测量值；即，例如，用户可能需要将测量值按比例决定成实际的物理的单位，以给出正确的结果(本质上迫使它们假设真实幅值)。更具体地，然而，数学假设该系数为P₀＝1。P₀表示非线性多项式的y截距；因此，进行以下假设：所提供的测量值在“停止处”(位置0处)正确。另一种看待此的方式是，用户的测量值必须以无限小的幅值接近“真”值。

利用该假设，系统变为可解的。过程可以是例如：

1.对中间变量组P_rA^r+1求解

2.从解退回得到P₀A，假设P₀＝1

3.将A的计算值代入[9]中，并且求解系数P_r，或者简单地将已知值A应用至步骤1的解中以计算P_r。如下面所讨论的，无论如何确定的非线性模型都可以被用于补偿振动计量器中的噪声。

补偿信号

如上面所讨论的，换能器可以被建模为非线性换能器，例如等式[2]的情况，被再现如下：

k(x)＝1-x². [10]

从传感器组件接收到的传感器信号可以被测量，并且可以被乘以上面的等式[10]的倒数。更具体地，使用上面的等式[10]作为示例，可以建立以下关系：

其可以被称为“倒数加权”。

在倒数加权中，换能器模型的倒数乘以换能器模型是恒等式。因此，换能器模型的响应被线性化，使得向内运动等于没有扰动的向外运动——例如由驱动信号中音的互调失真造成的响应信号中的分量或音。即，响应信号由与驱动信号中的驱动音和测试音相对应的音组成。使用该倒数加权概念，可以从获得期望的响应中确定倒数加权信号，所述期望的响应是例如由与被提供至传感器组件的驱动信号中的音相对应的音组成的响应信号，由期望的响应除以换能器模型以得到倒数加权信号，并且将该倒数加权信号提供至传感器组件。因此，响应信号可以不包括由驱动信号中的音的互调失真而造成的音。被提供至传感器组件的该倒数加权信号是补偿信号。

被施加至传感器信号的信号可以是抵消信号。以类似于生成倒数加权信号的方式，换能器模型可以被用于确定由与没有扰动的驱动信号中的驱动音和测试音相对应的音组成的响应信号。该响应信号可以被用于消除由非线性换能器模型生成的音，包括与驱动信号的驱动音和测试音相对应的音以及由于驱动信号中的音的互调失真而生成的音。因此，抵消信号由由于驱动信号中的音的互调失真而生成的音组成。该抵消信号可以由电子设备例如计量器电子设备20生成，并且可以被施加至传感器信号以抵消由被施加至传感器组件的驱动信号中的音的互调失真而造成的分量或音。

图15示出了用于预测并且减少振动计量器中的噪声的方法1500。方法1500开始于在步骤1510中向振动计量器中的传感器组件提供驱动信号。驱动信号可以包括测试音，例如上面参照图3和图13a讨论的测试音，然而可以提供任何合适的驱动信号。在步骤1520中，方法1500响应于驱动信号从传感器组件接收传感器信号。传感器信号包括一个或更多个分量。一个或更多个分量可以包括与驱动信号中的测试音相对应的音以及由传感器组件10引起的噪声例如互调失真信号、谐波等。例如，互调失真信号可以由换能器例如传感器组件10中的拾取传感器170l、170r引起。在步骤1530中，方法1500生成要被施加至驱动信号和传感器信号中的至少一个以补偿一个或更多个分量的信号。方法1500可以由任何系统来实现。下面描述示例性系统。

图16示出了振动计量器1600的框图，振动计量器1600被配置成预测并且减少该振动计量器中的噪声。振动计量器1600包括传感器组件1610和计量器电子设备1620。如图16中所示，传感器组件1610被通信上耦接至计量器电子设备1620。计量器电子设备1620包括向传感器组件1610提供驱动信号的驱动电路1622。传感器组件1610与计量器电子设备1620通信上耦接，并向计量器电子设备1620提供传感器信号。补偿信号发生器1623通信上耦接至驱动电路1622和传感器组件1610。尽管补偿信号发生器1623被示为与计量器电子设备1620中的其他部件不同，但是补偿信号发生器1623可以是例如驱动电路1622的一部分。解调滤波器1624从传感器组件1610接收传感器信号，并且使在解调滤波器1624的一个解调窗或多个解调窗内的信号通过。通过解调滤波器1624的信号被提供至FRF估计单元1625。陷波滤波器1626还接收向驱动电路1622以及流量和密度测量模块1627传递谐振分量的传感器信号，流量和密度测量模块1627可以确定流体的流体特性。

传感器组件1610可以是表示前面参照图1描述的传感器组件10的模型。替选地，传感器组件1610可以是从驱动电路1622接收电驱动信号的实际的传感器组件。在任一情况下，传感器组件1610从计量器电子设备1620接收多音驱动信号并且将传感器信号提供至计量器电子设备1620以表征传感器组件1610。因此，多音驱动信号是传感器组件1610的频率响应的输入，以及传感器信号是传感器组件1610的频率响应的输出。通过比较输入和输出，可以表征传感器组件1610的频率响应。此外，可以通过例如使曲线拟合传感器组件1610的特征来用公式表示分析解。

驱动电路1622可以由反馈电路组成，反馈电路跟踪谐振分量的频率并且调节被提供至传感器组件1610的驱动信号的驱动音的频率。驱动电路1622还可以包括生成或提供可以是包括驱动音和测试音的多音驱动信号的驱动信号的信号发生器、放大器等。

补偿信号发生器1623被配置成生成倒数加权信号并将倒数加权信号提供给传感器组件1610或者生成抵消信号并将抵消信号提供给由传感器组件1610提供的传感器信号。补偿信号发生器1623可以使用任何合适的采用系统模型例如换能器模型的手段来生成倒数加权信号和抵消信号。例如，如上面所讨论的，换能器模型可以具有被定义为多项式的输入和输出关系。

被施加至传感器组件1610的倒数加权信号通过确定期望的输出来生成。例如，期望的输出可以是来自传感器组件1610的传感器信号，该传感器信号仅由与例如图6中所示的测试音640相对应的分量组成。换言之，期望的输出是不包括图6中所示的互调失真信号650的传感器信号。

补偿信号发生器1623可以通过将期望的输出乘以系统模型的倒数来生成倒数加权信号。例如，在上面的等式[11]中所示的关系中，[1-x²(t)]是系统模型。系统模型的倒数被示出为项

然后将倒数加权信号施加至传感器组件1610以得到期望的输出或传感器信号。

补偿信号发生器1623可以生成要被施加至由传感器组件1610提供的传感器信号的抵消信号。例如，如上面所讨论的，补偿信号发生器1623可以使用系统模型来确定响应信号。例如，参照上面的等式[9]，换能器的非线性模型可以用于确定包括一个或更多个分量诸如与例如第一信号630和测试音640以及互调失真音650相对应的音的输出或传感器信号。可以从该输出中去除与第一信号630即驱动音以及测试音640相对应的音，以仅留下互调失真音650。这是被施加至由传感器组件1610提供的传感器信号的抵消信号。抵消信号是补偿信号。

尽管上面讨论了使用补偿信号来防止互调失真信号存在于由传感器组件1610提供的传感器信号中，但是由于例如驱动信号的频率漂移和驱动信号中的测试音，传感器信号可能仍然存在一些互调失真信号。因此，如图16中所示，仍可以在振动计量器1600中使用滤波。

解调滤波器1624使在解调窗内的信号通过。例如，参照图6，解调滤波器1624使在解调窗660b至660e内的信号通过。仍然参照图6，互调失真信号650不在解调窗660b至660e内，并且因此不通过解调滤波器1624。因此，计量器电子设备1620可以利用第二信号640a至第五信号640d准确地校验传感器组件1610。

由于可能仅在计量器校验期间采用测试音640时出现互调失真信号650，因此在振动计量器1600的生产操作期间可能不采用解调滤波器1624和陷波滤波器1626。更具体地，在操作期间，振动计量器1600可以仅提供由具有传感器组件1610的谐振频率下的频率的正弦信号组成的单一分量信号。

图17示出了用于预测并且减少振动计量器的传感器信号中的噪声的方法1700。如图17中所示，在步骤1710中，方法1700确定来自振动计量器的传感器组件的非线性模型的输出信号。输出信号可以响应于具有两个或更多个分量的输入信号。在步骤1720中，方法1700调节滤波器以使输出信号中的一个或更多个分量衰减。

来自非线性模型的输出信号中的一个或更多个分量可以由互调失真信号和/或谐波组成。例如，输出信号可以包括类似于图14c中所示的音的音。即，至滤波器的输入信号1430a是来自非线性模型的输出。非线性模型可以是任何合适的模式并且可以使用任何合适的手段来确定。例如，非线性模型可以是传感器组件中的换能器的增益位置模型，例如图7中所示的增益位置模型。可以理解，一个或更多个分量可以由彼此间隔开的音——例如，图14a中所示的输入信号1430a，其可以是来自非线性模型的输出和至滤波器的输入——组成。

在步骤1720中，可以通过将滤波器的幅值响应的一个或更多个阻带的频率调节为基本上以输出信号中的一个或更多个分量的频率为中心来调节滤波器。例如，参照图14c中所示的滤波器，阻带的频率——其为幅值响应曲线1430c的谷部和山部——大约以图14b中所示的解调信号1430b的频率为中心，解调信号1430b是非线性模型的输出和至由幅值响应曲线1430c表征的滤波器的输入。

另外地，可以调节至少一个阻带的衰减，以将一个或更多个分量之一减小至期望的幅值。例如，再次参照图14c，调节幅值响应图1430c中的每个阻带的幅值，使得滤波器输出的幅值在期望的幅值处。如图14d中所示，即使解调信号包括范围为从约+10dB至-118dB的音，作为滤波器的输出的衰减信号1430d的期望的幅值也通常大约为-118dB。

调节滤波器可以包括减少滤波器的抽头的数量。例如，由图13c中所示的幅值响应图1330c表征的滤波器可能需要122个抽头。由图14c中所示的幅值响应图1430c表征的滤波器具有58个抽头。因此，58抽头滤波器使用较少的计算资源，从而改进了计量器电子设备例如上述计量器电子设备20的操作。

上述实施方式提供了振动计量器5、1600以及可以确定并且减少振动计量器5、1600中的噪声的方法1500。噪声可以是传感器信号中的分量，例如，由振动计量器5、1600中的传感器组件10、1610或诸如拾取传感器160l、170r的传感器引起的互调失真信号、谐波等。可以通过使用系统模型例如拾取传感器170l、170r的非线性换能器模型来预测噪声。通过预测噪声，可以减少噪声。

例如，可以通过使用系统模型来生成补偿信号。补偿信号可以防止传感器信号中的噪声的形成或者可以抵消传感器信号中的噪声。因此，滤波器例如陷波滤波器1626可能不是必需的。另外地或替选地，可以通过使用预测的噪声来设计或选择滤波器。例如，滤波器的阻带频率可以以诸如音的分量所在的位置为中心。因此，滤波器设计可以是在计算上更有效率和/或使噪声衰减或减少至期望的幅值的低阶滤波器。因此，通过减少或消除对复杂滤波器的需求，改进了计量器电子设备20、1620的操作。

另外地，通过将噪声减少或衰减至期望的水平来改进振动计量器5、1600的操作，从而改进了计量器校验的技术过程。例如，减少噪声可以使噪声最小化或防止噪声干扰传感器信号中的被用于执行计量器校验的分量。因此，通过提供传感器组件10中的导管130、130'的刚度、质量、剩余柔度等的更准确的测量，改进了计量器校验的技术过程。也可以通过减少在计量器电子设备中使用的滤波器中的抽头的数量来改进计量器电子设备20的操作。如上面所讨论的，可以通过确定来自非线性模型的输出信号中的分量例如互调失真信号并且将滤波器的阻带调节为以分量的频率为中心来减少抽头的数量。

以上实施方式的详细描述不是发明人构想的要落入本说明书的范围内的所有实施方式的详尽描述。甚至，本领域技术人员将认识到，上述实施方式中的某些要素可以被不同地组合或消除以创建更多的实施方式，并且这种更多的实施方式落入本说明书的范围和教示中。对于那些本领域普通技术人员明显的是，上述实施方式可以全部或部分地被组合以在本说明书的范围和教示内创建另外的实施方式。

因此，尽管本文出于说明性目的描述了具体实施方式，但是如相关领域技术人员将认识到的，在本说明书的范围内可以进行各种等同修改。本文提供的教示可以被应用于预测并且减少振动计量器中的噪声的其他实施方式。因此，上述实施方式的范围应该由所附权利要求确定。

Claims (22)

1.一种振动计量器，其被配置成预测并且减少所述振动计量器中的传感器信号中的噪声，所述振动计量器包括：

传感器组件；以及

与所述传感器组件通信的计量器电子设备，所述计量器电子设备被配置成：

向传感器组件提供驱动信号；

从所述传感器组件接收具有一个或更多个分量的传感器信号；以及

生成要被施加至所述传感器信号和所述驱动信号中的一个以补偿所述一个或更多个分量的信号，

其中，所述计量器电子设备被配置成生成要被施加至所述传感器信号和所述驱动信号中的一个的信号包括基于所述传感器组件的系统模型生成所述信号。

2.根据权利要求1所述的振动计量器，其中，所述传感器组件的系统模型包括所述传感器组件中的换能器的非线性模型。

3.根据权利要求1所述的振动计量器，其中，所述计量器电子设备被配置成生成要被施加至所述驱动信号的信号包括生成用于引起所述传感器组件中的运动的信号，所述运动防止所述传感器信号中的一个或更多个分量形成。

4.根据权利要求1所述的振动计量器，其中，所述计量器电子设备被配置成生成要被施加至所述传感器信号的信号包括生成用于抵消所述传感器信号中的一个或更多个分量的信号。

5.根据权利要求1所述的振动计量器，其中，所述一个或更多个分量包括互调失真信号和谐波信号中的至少一个。

6.根据权利要求1所述的振动计量器，其中，所述驱动信号包括多音驱动信号，所述多音驱动信号包括驱动音和用于校验所述传感器组件的一个或更多个测试音。

7.根据权利要求1所述的振动计量器，其中，所述计量器电子设备包括补偿信号发生器，所述补偿信号发生器被配置成生成要被施加至所述传感器信号和所述驱动信号中的一个以补偿所述一个或更多个分量的信号。

8.一种预测并且减少振动计量器中的传感器信号中的噪声的方法，所述方法包括：

向所述振动计量器中的传感器组件提供驱动信号；

响应于所述驱动信号从所述传感器组件接收所述传感器信号，所述传感器信号包括一个或更多个分量；以及

生成要被施加至所述驱动信号和所述传感器信号中的至少一个以补偿所述一个或更多个分量的信号，

其中，生成要被施加至所述传感器信号和所述驱动信号中的一个的信号包括基于所述传感器组件的系统模型来生成所述信号。

9.根据权利要求8所述的方法，其中，所述传感器组件的系统模型包括所述传感器组件中的换能器的非线性模型。

10.根据权利要求8所述的方法，其中，生成要被施加至所述驱动信号的信号包括生成用于引起所述传感器组件中的运动的信号，所述运动防止所述传感器信号中的一个或更多个分量形成。

11.根据权利要求8所述的方法，其中，生成要被施加至所述传感器信号的信号包括生成抵消所述传感器信号中的一个或更多个分量的信号。

12.根据权利要求8所述的方法，其中，所述一个或更多个分量包括互调失真信号和谐波信号中的至少一个。

13.根据权利要求8所述的方法，其中，所述驱动信号包括多音驱动信号，所述多音驱动信号包括驱动音和用于校验所述传感器组件的一个或更多个测试音。

14.根据权利要求8所述的方法，其中，通过所述振动计量器的计量器电子设备中的补偿信号发生器生成要被施加至所述传感器信号和所述驱动信号中的一个以补偿所述一个或更多个分量的信号。

15.一种预测并且减少振动计量器中的传感器信号中的噪声的方法，所述方法包括：

确定来自所述振动计量器的传感器组件的非线性模型的输出信号，所述输出信号响应于具有两个或更多个分量的输入信号；以及

调节滤波器以使所述输出信号中的一个或更多个分量衰减，所述输出信号中的一个或更多个分量包括互调失真信号和谐波信号中的至少一个。

16.根据权利要求15所述的方法，其中，调节所述滤波器以使所述输出信号中的一个或更多个分量衰减包括将所述滤波器的幅值响应的一个或更多个阻带的频率调节为以所述输出信号中的一个或更多个分量的频率为中心。

17.根据权利要求15所述的方法，其中，调节所述滤波器以使所述输出信号中的一个或更多个分量衰减包括调节至少一个阻带的衰减以将所述一个或更多个分量减小至期望的幅值。

18.根据权利要求15所述的方法，其中，调节所述滤波器以使所述输出信号中的一个或更多个分量衰减包括减少所述滤波器的抽头的数量。

19.根据权利要求15所述的方法，其中，所述传感器组件的非线性模型包括所述传感器组件的换能器的非线性模型。

20.根据权利要求15所述的方法，其中，所述传感器组件的非线性模型为所述传感器组件的增益位置模型。

21.根据权利要求15所述的方法，其中，所述输入信号的一个或更多个分量包括彼此间隔开的一个或更多个音。

22.根据权利要求15所述的方法，其中，响应于具有两个或更多个分量的输入信号确定来自非线性模型的输出信号包括确定所述输出信号中的所述互调失真信号和所述谐波信号中的至少一个。

Images