DE69603166T2

DE69603166T2 - Verfahren und vorrichtung zur effizienten implementierung von einseitenband-filterbänken, die genaue werte der spektralen amplitude und phase erzeugen

Info

Publication number: DE69603166T2
Application number: DE69603166T
Authority: DE
Inventors: Grant Davidson; Stephen Vernon
Original assignee: Dolby Laboratories Licensing Corp
Current assignee: Dolby Laboratories Licensing Corp
Priority date: 1995-03-27
Filing date: 1996-03-20
Publication date: 2000-02-24
Anticipated expiration: 2016-03-21
Also published as: DE69603166D1; US5727119A; AU696442B2; JP4242450B2; DK0818037T3; KR100378128B1; JPH11503240A; AU5366996A; CA2213348C; CA2213348A1; EP0818037B1; WO1996030894A1; EP0818037A1; ES2133956T3; ATE182025T1

Description

Technisches Gebiet

Die Erfindung bezieht sich allgemein auf Signalverarbeitung und insbesondere auf eine effiziente Verwirklichung von Einseitenband-Signalanalyse-Filterbänken, die bei verschiedenen Signalverarbeitungsanwendungen verwendet werden können.
Bei der gesamten nachfolgenden Erörterung und insbesondere bei der Erörterung des Standes der Technik werden insbesondere Audiocodieranwendungen erwähnt. Es ist jedoch darauf hinzuweisen, daß die vorliegende Erfindung auch bei anderen Anwendungen einsetzbar ist.

Stand der Technik

Viele digitale Signalverarbeitungsanwendungen (DSP-Anwendungen) versuchen die zur angemessenen Darstellung eines Eingangssignals erforderliche Informationsmenge zu verringern. Durch Verringerung des Informationskapazitätsbedarfs kann eine Signaldarstellung über Kanäle geringerer Bandbreite übertragen oder unter Inanspruchnahme von weniger Platz auf Medien gespeichert werden.
Codierung kann den Informationskapazitätsbedarf eines Eingangssignals durch Beseitigung entweder redundanter Komponenten oder irrelevanter Komponenten in dem Signal verringern. Sogenannte perzeptive Codierverfahren und -systeme verwenden oft Filterbänke zur Verringerung von Redundanz durch Dekorrelieren eines Eingangssignals zu einem Basissatz von Spektralkomponenten und zur Verringerung von Irrelevanz durch adaptive Bitzuweisung gemäß psychoperzeptiver Kriterien auf der Basis von Schätzwerten von spektraler Leistung oder Größe. Andere Techniken, manchmal als Verbund-Stereo-Codieren und Mehrkanalkoppeln bezeichnet, versuchen Redundanz zwischen Kanälen zu verringern. Wie nachfolgend erläutert, erfordern sowohl perzeptive Codiertechniken als auch Mehrkanalcodiertechniken genaue Meßgrößen oder Maße der spektralen Größe und Phase zur Erzielung einer optimalen Leistungsfähigkeit.
Bei der Audiocodierung beispielsweise setzen perzeptive Codiersysteme oft psycho-akustische Modelle auf der Basis der Arbeit von E. Zwicker, Psychoacoustics, 1981, ein, die einen Zusammenhang zwischen Spektralmaskierung und Spektralleistung herstellt. Ein Beispiel eines perzeptiven Modells auf der Basis spektraler Größe wird erörtert in M. Schroeder, et al.; "Optimizing digital Speech Coders by Exploiting Masking Properties of the Human Ear," J. Acoust. Soc. Am., Dezember 1979, Seiten 1647-1652.
Viele digitale perzeptive Codiersysteme setzen perzeptive Modelle wie das in dem oben zitierten Aufsatz von Schroeder et al. diskutierte ein. Diese Modelle versuchen die Hörbarkeit der einzelnen Spektralkomponenten in einem Signal anhand der Frequenz und Größe aller Spektral komponenten in dem Signal vorherzusagen. Spektralkomponenten, die als unhörbar angesehen und daher als irrelevant betrachtet werden, brauchen in dem codierten Signal nicht enthalten zu sein. Andere Spektralkomponenten können quantisiert werden, indem gerade genug Bits verwendet werden um sicherzustellen, daß der Quantisierungsfehler oder das "Quantisierungsrauschen" von anderen Spektralkomponenten unhörbar gemacht wird. Genaue Vorhersagen durch ein perzeptives Modell ermöglichen es einem perzeptiven Coder, den einzelnen Spektralkomponenten eine optimale Anzahl an Bits zuzuweisen. Ein Coder, der Modelle einsetzt, die dafür bekannt sind, daß sie ungenaue Vorhersagen machen, muß generell zusätzliche Bits zuweisen, um eine hörbare Beeinträchtigung des codierten Signals zu verhindern. Perzeptive Modelle auf der Basis von Zwickers Arbeit, wie die von Schroeder et al. besprochene, basieren auf der spektralen Größe. Daher erfordert eine genaue Modellvorhersage genaue Maße oder Meßgrößen der spektralen Größe. Zwei übliche perzeptive Codiertechniken sind Teilbandcodierung und Transformationscodierung. Filterbänke, sowohl bei Teilbandcodern als auch bei Transformationscodern, können durch irgendeine verschiedener Transformationen vom Zeitbereich zum Frequenzbereich implementiert werden. Verwiesen sei auf J. Tribolet und R. Crochiere, "Frequency Domain Coding of Speech." IEEE Trans. Acoust., Speech and Signal Proc., ASSP-27, Oktober, 1979, Seiten 512-30. Einer oder mehrere benachbarte Transformationskoeffizienten können zu einer Gruppe zusammengefaßt werden, um "Teilbänder" mit effektiven Bandbreiten zu definieren, die Summen der Bandbreiten einzelner Transformationskoeffizienten sind.
Viele Codiersysteme verwenden Einseitenband-Filterbänke (SSB-Filterbänke). Eine "Einseitenband"-Filterbank wie sie in R. Crochiere und L. Rabiner, "Multirate Digital Signal Processing," Prentice-Hall, 1983, Seiten 366-376, besprochen wird, erzeugt, als Antwort auf realwertige Eingangssignalabtastwerte, eine Spektraldarstellung mit Komponentenwerten, die entweder rein real oder rein imaginär sind. Die Verwendung bestimmter SSB-Filterbänke bei Codieranwendungen ist oft sehr attraktiv, da sie die Realisierung kritisch abgetasteter Filterbänke für perfekte Rekonstruktion erlauben. Perfekte Rekonstruktion bezieht sich auf die Eigenschaft eines Analyse/Synthese-Filterbankpaares ein Eingangssignal in Abwesenheit von Fehlern, die durch endliche Genauigkeit verursacht werden, perfekt zu rekonstruieren. Kritische Abtastung bezieht sich auf die Eigenschaft einer Analyse-Filterbank zur Erzeugung einer Anzahl von Spektralkomponenten, die nicht größer ist als die Anzahl der zur Übermittlung des Eingangssignals verwendeten Abtastwerte.
Das Konzept der kritischen Abtastung verdient etwas Erläuterung. Obwohl die DFT beispielsweise eine Spektralkomponente für jeden Abtastwert in einem Signalabtastwertblock erzeugt, erlauben bei vielen Codieranwendungen DFT-basierte Analyse- und Synthese-Filterbänke keine perfekte Rekonstruktion des Eingangssignals bei kritischer Abtastung, weil die Transformation auf eine Folge überlappender Signalabtastwertblöcke angewendet wird. Die Überlappung erlaubt die Verwendung von Fensterfunktionen nicht rechtwinkliger Form, was den Analyse-Filterbank- Frequenzgang verbessert und Blockbildungsartifakte eliminiert. Die Überlappung verhindert aber auch eine perfekte Rekonstruktion bei kritischer Abtastung, da die Analysefilterbank mehr Koeffizientenwerte erzeugen muß als die Anzahl der Eingangssignalabtastwerte beträgt. Dieser Verlust kritischer Abtastung erhöht den Informationskapazitätsbedarf des codierten Signals.
Zwei bekannte SSB-Analyse-Filterbänke, die durch Transformationen mit überlappenden Blöcken implementiert werden, erlauben eine perfekte Rekonstruktion bei kritischer Abtastung unter Verwendung von Zeitbereichsaliasingaufhebung (TDAC). Eine Filterbank, beschrieben in J. Princen und A. Bradley, "Analysis/Synthesis Filter Bank Design Based on Time Domain Aliasing Cancellation," IEEE Trans. on Acoust., Speech. Signal Proc., ASSP-34, 1986, Seiten 1153-1161, umfaßt das abwechselnde Anwenden einer modifizierten diskreten Cosinustransformation (DCT) und einer modifizierten diskreten Sinustransformation (DST) und wird als das Zeitbereichsäquivalent eines geradzahlig gestapelten kritisch abgetasteten Einseitenband-Analyse-Synthese-Systems beschrieben. Die modifizierte DCT und modifizierte DST werden hier zusammen als die geradzahlig gestapelte Zeitbereichsaliasingaufhebungs-Transformation (E-TDAC-Transformation) bezeichnet. Die zweite Filterbank, beschrieben in J. Princen, A. Johnson und A. Bradley, "Subband/Transform Coding Using Filter Bank Designs Based on Time Domain Aliasing Cancellation," ICASSP 1987 Conf. Proc., Mai 1987, Seiten 2161-64, wird durch eine einzelne modifizierte DCT implementiert und wird als das Zeitbereichsäquivalent eines ungeradzahlig gestapelten kritisch abgetasteten Einseitenband-Analyse-Synthese-Systems beschrieben. Sie wird hier als die ungeradzahlig gestapelte Zeitbereichsaliasingaufhebungs-Transformation (O-TDAC-Transformation) bezeichnet. Jede der TDAC-Analyse-Filterbänke wird auf Signalabtastwertblöcke angewandt, die sich um eine halbe Blocklänge überlappen, sie erzielen jedoch eine perfekte Rekonstruktion bei kritischer Abtastung dadurch, daß praktisch eine Hälfte der Transformationskoeffizienten unberücksichtigt bleibt. Die fehlenden Koeffizienten bewirken ein Zeitbereichsaliasing in einer zugehörigen Synthese-Filterbank, welches jedoch durch Überlappen und Addieren der von der Synthese-Filterbank erzeugten Blöcke aufgehoben bzw. beseitigt wird.
SSB-Filterbänke wie die TDAC-Filterbänke sind bei vielen Codieranwendungen sehr attraktiv, da sie perfekte Rekonstruktion unter Verwendung von Transformationen mit überlappenden Blöcken erlauben, kritisch abgetastet sind und unter Einsatz annehmbar effizienter Verfahren implementiert werden können. Einige effiziente Verwirklichungen sind beispielsweise offenbart in S. Cramer und R. Gluth, "Computationally Efficient Real-Valued Filter Banks Based on a Modified O²DFT." Signal Processing V: Theories and Applications, Elsevier Science Publishers B. V., 1990, Seiten 585-588, H. Malvar, "Lapped Transforms for Efficient Transform/Subband Coding," IEEE Trans. Acoust., Speech, and Signal Proc., ASSP-38, Juni 1990, Seiten 969-78, R. Gluth, "Regular FFT-Related Transform Kernels for DCT/DST-Based Polyphase Filter Banks," ICASSP 1991 conf. Proc., Band 3, Mai 1991, Seiten 2205-2208, P. Duhamel, Y. Mahieux, and J. Petit, "A Fast Algorithm for the Implementation of Filter Banks Based on Time Domain Aliasing Cancellation," ICASSP 1991 Conf. Proc., Band 3, Mai 1991, Seiten 2209-2212, und M. Antill und G. Davidson, US 5,297,236 ausgegeben am 22. März, 1994.
Ein Beispiel eines digitalen Audiocodiersystems, das von einer SSB-TDAC-Filterbank Gebrauch macht, die Bits adaptiv gemäß einem Modell zuweist, das auf Zwicker's Arbeit beruht, um Spektralkomponenten zu quantisieren, ist offenbart in Y. Mahieux, U.S. 5,185,800 ausgegeben am 9. Februar 1993. Leider ist die Genauigkeit perzeptiver Modelle in Codiersystemen, die TDAC- Filterbänke verwenden, im allgemeinen nicht optimal, da die Transformationen, die zur Verwirklichung von SSB-Filterbänken verwendet werden, keine Information erzeugen, die zur Ableitung genauer Schätzwerte spektraler Größe ausreicht. Da genaue Meßgrößen der Größe nicht von den Spektraldarstellungen abgeleitet werden können, die von TDAC-Filterbänken erzeugt werden, bieten viele perzeptive Modelle, die von Codiersystemen eingesetzt werden, welche die TDAC- Filterbänke verwenden, keine so genauen Vorhersagen, wie sie möglich wären, wenn bessere Schätzwerte der Größe zur Verfügung stünden.
Eine Technik zum Erhalt genauer Meßgrößen ist offenbart in "ISO 11172-3 Coding of Moving Pictures and Associated Audio for Digital Storage Media at Up to About 1,5 Mbit/s," ISO/IEC JTC1/SC29/WG11, Part III Audio. Auszug vom 2. Juni 1994. Gemäß dieser Technik wird eine SSB-Filterbank dazu verwendet, eine Spektraldarstellung zur Codierung zu erzeugen, und eine zusätzliche FFT-basierte Filterbank wird dazu verwendet, genaue Meßgrößen spektraler Größe für Bitzuweisungen abzuleiten. Diese Technik ist nicht attraktiv, da beträchtliche Ressourcen erforderlich sind, um die zusätzliche Filterbank zu implementieren, die zur Ableitung dieser Meßgrößen erforderlich ist.
Das ISO-Dokument offenbart auch eine Mehrkanal-Codiertechnik, die Verbund-Stereo-Codierung genannt wird. Gemäß dieser Technik werden jeweilige Teilbandsignale in jedem von zwei Kanälen zur Bildung eines einzigen Teilbandsignals summiert. Nebeninformation, die den Beitrag der einzelnen Kanäle zu dem Summensignal abschätzt, wird mit dem Summensignal an einen Decoder übermittelt, um die Erzeugung einer Näherung eines ursprünglichen Teilbandsignals in den einzelnen Kanälen zu ermöglichen. Leider bietet die Nebeninformation nicht immer eine gute Meßgröße des Beitrags von den Kanälen, da sie auf Spitzenabtastwerten anstelle genauer Meßgrößen der Kanalleistung beruht. Wenn ferner die beiden jeweiligen Teilbandsignale irgendwie korreliert aber deutlich gegeneinander phasenversetzt sind, führt ihre Kombination zur Vernichtung und zu einer groben Fehldarstellung der akustischen Effekte der beiden Kanäle. Eine genaue Erfassung solcher Phasenversatzsituationen ist schwierig, da genaue Meßgrößen der Phase nicht zur Verfügung stehen.
Was benötigt wird, ist eine effiziente Technik, die eine kritisch abgetastete Filterbank, welche perfekte Konstruktion erlaubt, verwirklicht und die außerdem ausreichende Information zur Ableitung genauer Maße bzw. Meßgrößen spektraler Größe und Phase erlaubt.

Offenbarung der Erfindung

Es ist eine Aufgabe der Erfindung, eine effiziente, kritisch abgetastete Filterbank zu schaffen, die eine perfekte Rekonstruktion erlaubt und außerdem genaue Meßgrößen spektraler Größe und Phase bereitstellt.
Gemäß den Lehren der vorliegenden Erfindung, wie sie in den unabhängigen Ansprüchen zum Ausdruck gebracht wird, enthält ein Einkanal-Verarbeitungsverfahren die Schritte des Empfangens von Eingangssignalabtastwerten und des Bildens einer Folge von Signalabtastwertblöcken, des Erzeugens einer ersten Spektraldarstellung der Folge von Signalabtastwertblöcken, des Erzeugens einer zweiten Spektraldarstellung der Folge von Signalabtastwertblöcken, des Ableitens von Maßen oder Meßgrößen spektraler Größe und Phase von den ersten und den zweiten Spektraldarstellungen, und des Erzeugens eines Ausgangssignals durch Verarbeiten der ersten Spektraldarstellung unter Verwendung eines Prozesses, der abhängig von den abgeleiteten Meßgrößen von Größe und/oder Phase angepaßt wird.
Bei einer Ausführungsform wird die erste Spektraldarstellung erzeugt durch Falten oder Kombinieren von N Eingangssignalabtastwerten zu einer Gruppe von ¹/&sub2; N kombinierten Abtastwerten, durch Umordnen oder Umstellen der Reihenfolge der kombinierten Abtastwerte zu einer Gruppe von ¹/&sub4; N komplexwertigen Abtastwerten, Anwenden einer komplexen Rotationsfunktion auf die komplexwertigen Abtastwerte, Erzeugen von ¹/&sub4; N Zwischentransformationskoeffizienten durch Anwenden einer Blocktransformationsfunktion auf die rotierten komplexwertigen Abtastwerte, durch Anwenden einer komplexen Rotationsfunktion auf die Zwischentransformationskoeffizienten und durch Erzeugen der ersten Spektraldarstellung durch Umordnen der rotierten Koeffizienten zu einer Gruppe von ¹/&sub2; N realen Spektralwerten. Die zweite Spektraldarstellung wird im wesentlichen durch denselben Prozeß erzeugt mit der Ausnahme, daß der erste Schritt des Faltens an einer in der Zeit umgekehrten Gruppe von Eingangssignalabtastwerten ausgeführt und der letzte Schritt des Umordnens optional das Vorzeichen der Hälfte der Werte in der Spektraldarstellung invertiert. Variationen sind möglich und werden nachfolgend beschrieben.
Aspekte der vorliegenden Erfindung können zur Verarbeitung von Mehrfacheingangssignalen angewendet werden und können bei Vorrichtungen eingesetzt werden, die durch verschiedenste Technologien verwirklicht werden, einschließlich linearer Schaltungen und mikroprozessorgesteuerter DSP-Vorrichtungen. Verschiedene Merkmale und Alternativen werden in der nachfolgenden Erörterung beschrieben und sind in den begleitenden Zeichnungen dargestellt, in denen gleiche Bezugszahlen in den verschiedenen Figuren gleiche Elemente bezeichnen. Der Inhalt der folgenden Erörterung und der Zeichnungen stellen lediglich Beispiele dar und sind nicht dahingehend zu verstehen, daß sie Beschränkungen des Umfangs der vorliegenden Erfindung bilden. Obwohl die vorliegende Erfindung insbesondere für Audiocodieranwendungen beschrieben wird, ist darauf hinzuweisen, daß die Erfindung sehr viel umfangreicher ist und bei anderen Anwendungen eingesetzt werden kann.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 ist ein Funktionsblockdiagramm einer Einkanalvorrichtung, die verschiedene Aspekte der vorliegenden Erfindung beinhaltet.
Fig. 1a bis 2b sind schematische Darstellungen zweier Ausführungsformen eines Blockgenerators, der Blöcke von Signalabtastwerten bildet.
Fig. 3 ist ein Funktionsblockdiagramm einer Zweikanalvorrichtung, die verschiedene Aspekte der vorliegenden Erfindung beinhaltet.
Fig. 4a bis 4c sind schematische Darstellungen von Schaltungen, die zur Realisierung einer verallgemeinerten O-TDAC-Filterbank eingesetzt werden können.

Arten zur Ausführung der Erfindung

I. Grundlegende Ausführungsformen

Fig. 1 stellt die grundlegenden Funktionen dar, die in einer Einkanalvorrichtung gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung enthalten sind. Blockgenerator 10 puffert von Eingangssignalweg 1 empfangene Eingangsabtastwerte zu einer Folge von Signalabtastwertblöcken, Filterbank 20 erzeugt längs Weg 21 eine erste Spektraldarstellung der von Weg 11 empfangenen Folge von Signalabtastwertblöcken, Filterbank 30 erzeugt längs Weg 31 eine zweite Spektraldarstellung der von Weg 12 empfangenen Folge von Signalabtastwertblöcken, Zeiger oder Vektor 40 leitet Meßgrößen von Größen von Spektralkomponenten in dem Eingangssignal von der von Weg 21 und 31 empfangenen ersten bzw. zweiten Spektraldarstellung ab, und Prozessor 50 erzeugt ein Ausgangssignal längs Weg 51 in Abhängigkeit von der von Weg 21 empfangenen ersten Spektraldarstellung unter Verwendung eines Prozesses, der abhängig von den von Weg 41 empfangenen abgeleiteten Meßgrößen spektraler Größe angepaßt wird.
In einer digitalen Signalcodieranwendung beispielsweise ist Prozessor 50 ein Codierer, der ein codiertes Signal erzeugt, indem die erste Spektraldarstellung unter Verwendung einer Anzahl von Bits quantisiert wird, die abhängig von den abgeleiteten Meßgrößen spektraler Größe adaptiv zugewiesen werden, und der die codierte Information zu einem zur Übertragung oder Speicherung geeigneten Ausgangssignal zusammensetzt. Bei einer anderen Anwendung ist Prozessor 50 ein adaptiver Graphik-Equalizer, der verschiedene Verstärkungen auf Komponenten der ersten Spektraldarstellung entsprechend den abgeleiteten Meßgrößen spektraler Größe anwendet, um ein Ausgangsaudiosignal mit gewünschten Größenpegeln über die Bandbreite zu erhalten. Diese beiden Beispiele zeigen, daß die vorliegende Erfindung bei einer großen Vielfalt von Anwendungen eingesetzt werden kann.
Alternative Verwirklichungen sind möglich. Bei einer Alternative sind z. B. Filterbank 20 und Filterbank 30 beide durch eine einzige komplexe Transformation implementiert, von der die reale Ausgabe eine Spektraldarstellung und die imaginäre Ausgabe die andere Spektraldarstellung liefern. Bei einer anderen Alternative sind die einzelnen Filterbänke durch getrennte Transformationen implementiert. Zeiger 40 kann Maße oder Meßgrößen sowohl für die spektrale Größe als auch Phase ableiten, wie nachfolgend beschrieben. Bei Codieranwendungen kann Prozessor 50 die von Weg 41 empfangenen abgeleiteten Meßgrößen von Größe und/oder Phase codieren und die codierten Meßgrößen zu dem Ausgangssignal zusammensetzen.
Eine grundlegende Ausführungsform der vorliegenden Erfindung soll in gewissen Einzelheiten eingeführt werden, bevor alternative Ausführungsformen erörtert werden. Ein Eingangssignal umfaßt Signalabtastwerte, die ein Audiosignal darstellen. Bei einer digitalen Verwirklichung der grundlegenden Ausführungsform umfaßt das Eingangssignal diskretwertige Abtastwerte. Bei einer analogen Verwirklichung umfaßt das Eingangssignal analoge Signale mit Amplituden, die über einen gegebenen Bereich kontinuierlich variieren können. Aus den Signalabtastwerten wird eine Folge von Blöcken mit je N Abtastwerten gebildet. Filterbänke werden durch eine oder mehrere N-Punkt-Transformationen realisiert.

A. Blockgenerator

Blockgenerator 10 empfängt Eingangssignalabtastwerte und gruppiert sie zu einer Folge von Signalabtastwertblöcken. Die Signalabtastwerte können vom Abtasten eines analogen Signals stammen, von der Erzeugung von Abtastwerten, die ein analoges Signal repräsentieren oder simulieren, oder von irgendeiner anderen Quelle von Abtastwerten, die einem Zeitbereichssignal entsprechen. Die Signalabtastwertblöcke können sich bei Bedarf um einen beliebigen geeigneten Betrag überlappen.
Verschiedene praktische Systeme, die durch Transformationen verwirklichte Filterbänke beinhalten, trachten danach, die Leistungsfähigkeit der Filterbänke dadurch zu verbessern, daß Abtastwerte in jedem Eingangssignalabtastwertblock unter Verwendung einer sorgfältig ausgelegten Analysefensterfunktion gewichtet werden und die Filterbanktransformation auf sich überlappende Signalabtastwertblöcke angewendet wird. Die Länge der Blocküberlappung wird so gewählt, daß die zeitliche Modulation, die von der Anwendung der Analysefensterfunktion herrührt, kompensiert werden kann.
Einige Transformationen erfordern nicht den Einsatz von Analysefensterfunktionen. Die oben erwähnten und nachfolgend beschriebenen O-TDAC und E-TDAC-Transformationen erfordern jedoch die Verwendung eines Paares von Analyse- und Synthesefensterfunktionen. Die Analysefensterfunktion wird vor dem Anwenden einer Analysefilterbank angewendet, und die Synthesefensterfunktion wird in der Folge der Anwendung einer Synthesefilterbank angewendet. Es wird hier angenommen, daß die gepufferten Signalabtastwerte je nach Erfordernis oder Wunsch mittels einer Analysefensterfunktion gewichtet sind. Eingangssignalabtastwerte können vor oder nach Empfang durch Blockgenerator 10 mit einer Analysefensterfunktion gewichtet werden, ohne daß der Rahmen der vorliegenden Erfindung dadurch verlassen würde. Das Gewichten kann durch digitale Multiplikationsschaltungen oder Mikroprozessoren in digitaler Verwirklichung oder durch Verstärker bei analogen Verwirklichungen ausgeführt werden.
Die Art, in der Blockgenerator 10 implementiert wird, ist für die Praktizierung der vorliegenden Erfindung unkritisch. Fig. 2a zeigt in funktioneller Form eine Schaltung, die zur Verwirklichung von Blockgenerator 10 verwendet werden kann. Von Weg 1 empfangene Signalabtastwerte werden in Puffer 101 gespeichert, und der Wert jedes Abtastwerts in einem Block wird über einen jeweiligen von Wegen 11-1 bis 11-N - kollektiv als Weg 11 bezeichnet - erhalten. Der von Weg 11-1 erhaltene Wert repräsentiert den ältesten Abtastwert in einem Block, und der von Weg 11-N erhaltene Wert repräsentiert den jüngsten Abtastwert in dem Block. Von Weg 1 erhaltene Signalabtastwerte werden außerdem in Puffer 102 gespeichert, und der Wert jedes Abtastwerts in einem Block wird längs einem jeweiligen von Wegen 12-1 bis 12-N - kollektiv als Weg 12 bezeichnet - erhalten. Der von Weg 12-1 gewonnene Wert repräsentiert den jüngsten Abtastwert in dem Block, und der von Weg 12-N gewonnene Wert repräsentiert den ältesten Abtast wert in dem Block. Bei dieser speziellen Ausführungsform gibt Blockgenerator 10 längs Weg 11 die Abtastwerte in normaler zeitlicher Reihenfolge weiter, während er die Abtastwerte längs Weg 12 in zeitverkehrter Reihenfolge weitergibt. Wie unten erläutert, ermöglichen Abtastwerte in zeitverkehrter Reihenfolge bestimmte Effizienzen bei der Filterbankverwirklichung.
Fig. 2b zeigt in funktionaler Form eine andere Schaltung, die zur Verwirklichung von Blockgenerator 10 eingesetzt werden kann. Von Weg 1 erhaltene Signalabtastwerte werden in Puffer 101 gespeichert, und der Wert der einzelnen Abtastwerte in einem Block kann längs jedem von zwei Wegen gewonnen werden. Von Wegen 11-1 bis 11-N - kollektiv als Weg 11 bezeichnet - gewonnene Werte sind in normaler Zeitreihenfolge. Von Wegen 12-1 bis 12-N - kollektiv als Weg 12 bezeichnet - gewonnene Werte sind in zeitverkehrter Reihenfolge.
Bei einer anderen, in keiner Figur gezeigten, Ausführungsform umfaßt Blockgenerator 10 einen Puffer, und Wege 11 und 12 sind identisch. Keiner der Wege liefert eine Zeitumkehr. Diese Ausführungsform wird bevorzugt, wenn zeitverkehrte Abtastwerte keinen Vorteil bei der Filterbankverwirklichung bieten.
Bei bevorzugten Ausführungsformen, wird Blockgenerator 10 in herkömmlicher Weise durch einen Speicher mit wahlfreiem Zugriff (RAM) implementiert. Werte werden an Stellen im RAM gespeichert und von diesen geholt, die durch Adressen spezifiziert werden, wobei eine Mikroprozessorsteuerung oder eine digitale Signalprozessorsteuerung (DSP) verwendet wird.

B. Filterbänke

Filterbank 20 ist eine SSB-Filterbank, die mittels verschiedenster Techniken verwirklicht werden kann. Eine geeignete Wahl ist die O-TDAC Filterbank implementiert durch eine modifizierte DCT, die auf eine Folge von Signalabtastwertblöcken angewendet wird.
wobei Co(m, k) = Spektralkomponente k in Signalabtastwertblock m,
x(n) = gefensterter, realwertiger Signalabtastwert n, und
n&sub0; = ¹/&sub4; N + ¹/&sub2;.
Filterbank 20 kann auch eine E-TDAC-Filterbank sein, die durch das abwechselnde Anwenden einer modifzierten DCT (MDCT) und einer modifzierten DST (MDST) auf eine Folge von Signalabtastwertblöcken implementiert wird.
wobei CE(m, k) = MDCT-Spektralkomponente k in Signalabtastwertblock m,
SE(m, k) = MDST-Spektralkomponente k in Signalabtastwertblock m, und
n&sub0; = ¹/&sub4; N + ¹/&sub2;.
Die E-TDAC-Filterbank erzeugt abwechselnde Gruppen von Spektralkomponenten {CE(m, k)} und {SE(m, k)} als Antwort auf eine Folge von Signalabtastwertblöcken.
Die O-TDAC- und die E-TDAC-Filterbänke erreichen kritische Abtastung dadurch, daß die Hälfte der Spektralkomponenten verworfen wird. Der Verlust dieser Komponenten erzeugt ein Zeitbereichsaliasing in der Synthesefilterbank, welches jedoch durch Überlappen und Addieren der durch die Synthesefilterbank wiederhergestellten Blöcke aufgehoben wird.
Da die TDAC-Filterbänke kritisch abgetastet sind, werden sie bei vielen Codieranwendungen, wie etwa bei perzeptiven Codiersystemen eingesetzt. Digitale perzeptive Codierer weisen Bits zur Quantisierung von Spektralkomponenten entsprechend psycho-perzeptiven Modellen adaptiv zu. Diese Modelle sind oft von empirischen Daten abgeleitet, die als Funktion spektraler Größe und manchmal Phase ausgedrückt sind. Leider erzeugt keine der TDAC-Filterbänke eine Gruppe spektraler Komponenten, von denen genaue Maße oder Meßgrößen spektraler Größe und/oder Phase abgeleitet werden können. Perzeptive Codiersysteme, die eine der TDAC-Filterbänke verwenden, müssen Bitzuweisungen auf den Werten der Spektralkomponenten selbst basieren, wobei jedoch die Erfinder festgestellt haben, daß die TDAC-Spektralkomponentenwerte schlechte Meßgrößen der spektralen Größe liefern und keine Meßgröße der spektralen Phase bieten.
Filterbank 30 ist eine SSB-Filterbank, die eine Gruppe von Spektralkomponenten erzeugt, die es zusammengenommen mit den von Filterbank 20 erzeugten Spektralkomponenten erlauben, daß genaue Meßgrößen spektraler Größe und/oder -Phase abgeleitet werden. Die Verwirklichung von Filterbank 30 wird nachfolgend erörtert.

C. Zeiger

Eine Technik zur Ableitung genauer Schätzwerte spektraler Größe und Phase von Spektralkomponenten, die mittels einer SSB-Filterbank erzeugt wurden, kann dadurch entwickelt werden, daß man zunächst erkennt, daß SSB-Filterbänke wie die oben erwähnten TDAC-Filterbänke allgemeiner als "verallgemeinerte" Filterbänke ausgedrückt werden können. Die verallgemeinerten TDAC- Filterbänke sind den herkömmlichen TDAC-Filterbänken äquivalent, da sie Spektraldarstellungen mit Komponenten erzeugen, deren Absolutwerte gleich denen sind, die von den entsprechenden TDAC-Filterbänken erzeugt werden, wobei jedoch die Vorzeichen einiger der Spektralkomponenten umgekehrt sind. Die Vorzeichenumkehr hat wenig praktische Bedeutung, da eine komplementäre Synthesefilterbank das Signal korrekt rekonstruieren kann. Der verallgemeinerte Ausdruck der Filterbank unterscheidet sich nicht von Block zu Block. Daher wird die Notation der Blocknummer m bei der folgenden Erörterung weggelassen. Zur Erleichterung der Erörterung werden verallgemeinerte Formen der O-TDAC- und der E-TDAC-Filterbänke als GO-TDAC- bzw. GE-TDAC-Filterbänke bezeichnet, und beide verallgemeinerten TDAC-Filterbänke werden kollektiv als G-TDAC-Filterbänke bezeichnet. Die Transformationen, die die G-TDAC-Filterbänke verwirklichen, können ausgedrückt werden als
und spektrale Komponenten, die von den G-TDAC-Filterbänken gewonnen werden, können ausgedrückt werden als
CGO(k) = Re{X(k)}, k&sub0; = ¹/&sub2; und n&sub0; = ¹/&sub4; N + ¹/&sub2;, für 0 ≤ k < ¹/&sub2; N, (5a)
CGE(k) = Re{X(k)}, k&sub0; = 0 und n&sub0; = ¹/&sub4; N + ¹/&sub2;, und (5b)
SGE(k) = Im{X(k)}, k&sub0; = 0 und n&sub0; = ¹/&sub4; N + ¹/&sub2;, für 0 ≤ k < ¹/&sub2; N, (5c)
wobei COO(k) = MDCT-Spektralkomponente k für die GO-TDAC-Filterbank,
SGE(k) = MDCT-Spektralkomponente k für die GE-TDAC-Filterbank,
SGE(k) = MDST-Spektralkomponente k für die GE-TDAC-Filterbank,
Re{X(k)} = Realteil der komplexen Funktion X(k), und
Im{X(k)} = Imaginärteil der komplexen Funktion X(k).
Man kann zeigen, daß
wobei XR(k) = Re{X(k)} und Xl(k) = Im{X(k)}. Dieser Ausdruck zeigt, daß die Parseval-Identität ohne Beschränkung für den Wert von k&sub0; oder n&sub0; gilt.
Es kann ebenso gezeigt werden, daß X(N-k-2k&sub0;) von einer komplexen Rotation von X(k) für 2k&sub0; = i, abgeleitet werden kann, wobei i eine ganze Zahl ist, oder
X(N-k-2ko) = X*(k)· e-j2πno (7)
was erlaubt, die Folge {X(¹/&sub2; N), ... X(N-1)} für k&sub0; = 0 oder k&sub0; = ¹/&sub2; von (X(0), ... X(¹/&sub2; N-1)) abgeleitet werden kann.
Ferner kann gezeigt werden, daß die Parseval-Identität für die GO-TDAC-Filterbank gilt, was ausgedrückt werden kann als
wobei k&sub0; = ¹/&sub2;, und daß die Parseval-Identität für die GE-TDAC-Filterbank gilt, was ausgedrückt werden kann als
wobei k&sub0; = 0.
Als Ergebnis dieser Beziehungen folgt daß
P(k) = X(k) · X*(k) (9a)
Φ(k) = arctan [Im{X(k)}/Re{X(k)}] = arctan [X(k) - X*(k)/X(k) + X*(k)] (9b)
wobei P(k) = Meßgröße geschätzter Größe von Spektralkomponente k und
Φ(k) = Meßgröße geschätzter Phase von Spektralkomponente k.
Meßgrößen geschätzter spektraler Größe und Phase können von Filterbänken abgeleitet werden, die eine Spektraldarstellung umfassend die Spektralkomponenten X(k) erzeugen. Diese Komponenten können von einer G-TDAC-Filterbank erhalten werden, die durch die oben in Ausdruck (4) gezeigte komplexe Transformation verwirklicht wird, oder durch zwei Filterbänke, die durch gesonderte Transformationen verwirklicht werden. Effiziente Techniken zur Verwirklichung dieser Filterbänke werden nachfolgend erörtert.
Die Maße oder Meßgrößen von Größe und Phase, die von den Spektraldarstellungen abgeleitet werden, sind nur Schätzwerte. Dies beruht nicht auf irgendeinem Mangel der von der vorliegenden Erfindung verwendeten Technik, sondern vielmehr beruht es auf einem unvermeidbaren Kompromiß zwischen der Auflösung räumlicher oder zeitlicher Messung und der Auflösung spektraler Messung. Wenn die Länge des Signalabtastwertblocks oder der Filterbank abnimmt, nimmt die zeitliche Auflösung der Größenmessung zu, aber die Auflösung der Spektralmessung nimmt ab. Ungeachtet dieser Unsicherheiten können Systeme, die Aspekte der vorliegenden Erfindung mit kritisch abgetasteten Filterbänken einsetzen, welche durch überlappende Blocktransformationen realisiert sind, Meßgrößen spektraler Größe und Phase ableiten, die deutlich genauer sind als bei Systemen, die andere Verfahren verwenden. Die Genauigkeit der Meßgrößen ist für viele Anwendungen ausreichend.

D. Prozessor

Bei Codieranwendungen erzeugt Prozessor 50 ein codiertes Signal durch Codieren der Spektraldarstellung, die durch Filterbank 20 erzeugt wird. Bei alternativen Ausführungsformen kann Prozessor 50 die Meßgrößen von Größe und/oder Phase codieren, die durch Zeiger 40 abgeleitet werden. Die Spektraldarstellung, die durch Filterbank 30 erzeugt wird, wird bei bevorzugten Ausführungsformen nicht codiert. Keine spezielle Verwirklichung von Prozessor 50 ist für die Praktizierung der vorliegenden Erfindung kritisch. Allgemein werden bei Einkanalcodiersystemen lediglich Meßgrößen der spektralen Größe benötigt. Meßgrößen spektraler Phase sind bei Mehrkanalcodiersystemen nützlicher, wie unten erörtert. Bei Codieranwendungen kann Prozessor 50 auch das codierte Signal zu einem für Übertragung oder Speicherung geeigneten Ausgangssignal zusammensetzen. Jedwede zusätzliche Seiteninformation, die ein Decoder benötigen mag, wird ebenfalls in das Ausgangssignal eingebunden. Rahmensynchronisationsbits und Fehlererkennungs/Korrektur-Codes können je nach Bedarf für Übertragung eingesetzt werden. Datenbankzeiger oder -schlüssel können je nach Bedarf im Fall der Speicherung hinzugefügt werden.

II. Alternative Ausführungsformen

A. Mehrkanalcodierer

Fig. 3 zeigt die grundlegenden Funktionen, die bei einer Zweikanalvorrichtung gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung eingesetzt werden. Obwohl lediglich zwei Kanäle dargestellt und nachfolgend beschrieben werden, sollte klar sein, daß die vorliegende Erfindung bei Vorrichtungen für mehr als zwei Kanäle eingesetzt werden kann. Blockgenerator 10a gruppiert von einem Eingangssignalweg 1a eines ersten Kanals empfangene Eingangsabtastwerte zu einer Folge von Signalabtastwertblöcken, Filterbank 20a erzeugt längs Weg 21a eine erste Spektraldarstellung der von Weg 11a empfangenen Folge von Signalabtastwertblöcken, Filterbank 30a erzeugt längs Weg 31a eine zweite Spektraldarstellung der von Weg 12a empfangenen Folge von Signalabtastwertblöcken, und Zeiger 40a leitet Meßgrößen von Größe und Phase spektraler Komponenten im Eingangssignal des ersten Kanals von der von den Wegen 21a und 31a empfangenen ersten Spektraldarstellung bzw. zweiten Spektraldarstellung ab und gibt die abgeleiteten Meßgrößen längs Weg 41a weiter.
Blockgenerator 10b gruppiert von einem Eingangssignalweg, 1b eines zweiten Kanals empfangenen Eingangsabtastwerte zu einer Folge von Signalabtastwertblöcken, Filterbank 20b erzeugt längs Weg 21b eine erste Spektraldarstellung der von Weg 11b empfangenen Folge von Signalabtastwertblöcken, Filterbank 30b erzeugt längs Weg 31b eine zweite Spektraldarstellung der von Weg 12b empfangenen Folge von Signalabtastwertblöcken, und Zeiger 40b leitet Meßgrößen von Größe und Phase von Spektralkomponenten im Eingangssignal des zweiten Kanals von der von Weg 21b und 31b empfangenen ersten Spektraldarstellung bzw. zweiten Spektraldarstellung ab und gibt die abgeleiteten Meßgrößen längs Weg 41b weiter. Kombinierer 20c erzeugt eine erste kombinierte Spektraldarstellung durch Kombinieren der von den Wegen 21a und 21b empfangenen ersten Spektraldarstellungen des Eingangssignals des ersten Kanals bzw. desjenigen des zweiten Kanals, Kombinierer 30c erzeugt eine zweite kombinierte Spektraldarstellung durch Kombinieren der von den Wegen 31a und 31b empfangenen zweiten Spektraldarstellungen des Eingangssignals des ersten Kanals bzw. desjenigen des zweiten Kanals, und Zeiger 40c leitet Meßgrößen der Größe von Spektralkomponenten der kombinierten Eingangssignale des ersten und des zweiten Kanals von den von den Wegen 21c und 31c empfangenen ersten bzw. zweiten kombinierten Spektraldarstellungen ab und gibt die abgeleiteten Meßgrößen längs Weg 41c weiter. Meßgrößen kombinierter spektraler Phase können ebenfalls abgeleitet werden, sie sind jedoch bei vielen Anwendungen nicht erforderlich.
Prozessor 50' erzeugt längs Weg 51 ein Ausgangssignal in Abhängigkeit von den von Wegen 21a, 21b und 21c empfangenen ersten Spektraldarstellungen unter Verwendung eines Prozesses, der nach Maßgabe der von Wegen 41a, 41b und 41c empfangenen abgeleiteten Meßgrößen angepaßt wird.
Viele Alternativen einschließlich der oben für eine Einkanalvorrichtung erörterten sind auf eine Mehrkanalvorrichtung wie die gerade beschriebene und in Fig. 3 dargestellte anwendbar.
Die Funktionen, die von den Blockgenerator-Filterbank- und Zeiger-Komponenten ausgeführt werden, sind im wesentlichen die gleichen wie diejenigen, die oben für eine Einkanalvorrichtung beschrieben wurden. Im folgenden werden zusätzliche und alternative Funktionen beschrieben, die für eine Mehrkanalvorrichtung wie die in Fig. 3 gezeigte geeignet sind.

B. Kombinierer

Kombinierer 20c und 30c kombinieren Spektraldarstellungen mehrerer Eingangssignale zur Bildung kombinierter Spektraldarstellungen, die im Effekt die Spektralzusammensetzung eines Signals repräsentieren, daß durch Kombinieren der Eingangssignale geschaffen werden könnte. Bei einer einfachen Ausführungsform wird das Kombinieren durch einfaches Zusammenaddieren von Signalkomponenten erreicht. Dabei ist allerdings zu berücksichtigen, daß phasenungleiche Komponenten destruktiv kombiniert werden. Beispielsweise werden sich zwei Komponenten gleicher Größe, die 180 Grad gegeneinander phasenversetzt sind, gegenseitig aufheben, wenn sie kombiniert werden. Dieses Problem wird weiter unten näher erörtert. Zur Vereinfachung der Erörterung sollen Amplitudenfehler, die durch Kombination von Signalkomponenten ungleicher Phase entstehen, hier einfach als "Aufhebung" bezeichnet werden.

C. Prozessor

Bei Codieranwendungen erzeugt Prozessor 50' ein codiertes Signal durch Codieren von Spektraldarstellungen, die von Wegen 21a, 21b und 21c empfangenen werden. Prozessor 50' kann auch die Meßgrößen von Größe und/oder Phase codieren, die von Wegen 41a, 41b und 41c empfangen werden, und/oder er kann irgendwelche Information codieren, die die von Wegen 31a, 31b und 31c empfangenen Spektraldarstellungen repräsentiert. Das codierte Signal wird zu einem für Übertragung oder Speicherung geeigneten Ausgangssignal in einer Weise zusammengesetzt, die ähnlich der oben für Einkanalcodierer beschriebenen ist.
Ein Mehrkanalcodiersystem kann versuchen, die Redundanz zwischen einzelnen Kanälen durch "Koppeln" oder anderweitiges Verbundcodieren mehrerer Kanäle zu verringern. Vorzugsweise werden lediglich hochfrequente Teilbandsignale gekoppelt, da empirisch nachgewiesen wurde, daß die Effekte des Koppelns oder Verbundcodierens bei höheren Frequenzen nicht so sehr hörbar sind. Beispiele von Mehrkanalcodiertechniken sind in der internationalen Patentanmeldung WO 92/12607, die am 23. Juli 1992 veröffentlicht wurde und in "ISO 11172-3 Compatible Low Bit Rate Multi-Channel Audio coding System," ISO/IEC JTC1/SC29/WG11, Entwurf mit Datum 31. März 1993, beschrieben.
Die Mehrkanalcodiertechniken, auf die oben Bezug genommen wird, ähneln sich darin, daß jede das Erzeugen eines Verbund- oder "Koppel"-Signals beinhaltet, das ein Frequenzteilband eine Anzahl einzelner Kanäle repräsentiert, sowie Nebeninformation erzeugt, die zur Rekonstruktion eines Abbilds der einzelnen Kanäle in dem gekoppelten Teilband nötig ist. Beispielsweise wird ein codiertes Signal vom Mittel von Einzelkanal-Teilbandsignalen gebildet und Nebeninformation erzeugt, die die spektrale Spitzenamplitude jedes einzelnen Kanals in dem gekoppelten Teilband repräsentiert. Leider werden, wie oben kurz erwähnt, phasenungleiche Spektralkomponenten destruktiv kombiniert, und die Nebeninformation wird im allgemeinen den Beitrag jedes Einzelkanal-Teilbandsignals zu dem gekoppelten Signal mißrepräsentieren, weil die Nebeninformation von der Teilbandsignalamplitude anstelle der spektralen Größe gewonnen wird. Bei einem Codiersystem, das verschiedene Aspekte der vorliegenden Erfindung einsetzt, kann ein gekoppelter Kanal gebildet werden, der die Probleme der Aufhebung vermeidet, und Nebeninformation kann erzeugt werden, die genauer den tatsächlichen Beitrag jedes Einzelkanals repräsentiert. Einige wenige Techniken sollen hier erörtert werden, andere werden offensichtlich sein.

1. Größe

Genaue Meßgrößen der Größe sind bei perzeptiven Codiersystemen erforderlich, so daß Codierer eine optimale Bitzuweisung machen können und Decodierer die einzelnen Spektralkomponenten von einer gekoppelten Darstellung richtig rekonstruieren können. Zuweisungen zu einer gekoppelten Darstellung können auf der Größe der gekoppelten Darstellung oder auf der Größe der größten Spektralkomponente der Einzelkanäle, die in der gekoppelten Darstellung enthalten sind, basieren.
Die Rekonstruktion einzelner Spektralkomponenten von einer gekoppelten Darstellung kann unter Verwendung der relativen Größe der einzelnen Spektralkomponenten erfolgen, die in der gekoppelten Darstellung enthalten sind. Bei einer Ausführungsform enthält das codierte Signal Information, die das Verhältnis der Größe jeder einzelnen Spektralkomponente zur Gesamtgröße der gekoppelten Darstellung repräsentiert.

2. Phase

Gemäß einer Technik vermeidet Prozessor 50' eine Aufhebung dadurch, daß sichergestellt wird, daß das codierte Signal keine gekoppelte Darstellung von irgendwelchen Spektralkomponenten enthält, die Phasenunterschiede über irgendeinem Schwellenwert, z. B. 45 Grad aufweisen. Gemäß einer anderen Technik identifiziert Prozessor 50' zu koppelnde Spektralkoeffizienten und prüft die Phasendifferenz zwischen diesen Komponenten in dem Eingangssignal des ersten Kanals und dem Eingangssignals des zweiten Kanals. Im Fall der Feststellung einer Phasendifferenz von mehr als 90 Grad instruiert Prozessor 50' Kombinierer 20c, die Differenz zwischen entsprechenden Spektralkomponenten anstelle der Summe zu bilden. Nebeninformation, die diese Umkehrung vermittelt, kann in dem codierten Signal enthalten sein und es dem Decoder erlauben eine Kompensation vorzunehmen. Auf diese Weise können Phasendifferenzen niemals 90 Grad überschreiten. Wenn die Phasendifferenz jedoch auf beiden Seiten von 90 Grad schwankt, können durch zahlreiche Änderungen der Phasenumkehr hörbare Artefakte erzeugt werden. Dieser Effekt kann durch Verwendung von zwei Schwellenwerten auf beiden Seiten von 90 Grad anstelle eines Schwellenwerts bei 90 Grad verringert werden, wodurch eine gewisse Hysteresis in die Entscheidung zur Invertierung einer Spektralkomponente eingeführt wird.
Gemäß noch einer anderen Technik identifiziert Prozessor 50' zu koppelnde Spektralkoeffizienten und prüft die Phasendifferenz zwischen diesen Komponenten in dem Eingangssignal des ersten Kanals und dem Eingangssignal des zweiten Kanals. Wenn die Phasendifferenz über eine Spanne von, sagen wir 50 bis 100 ms konstant ist, wird die Phase einer oder beider Spektralkomponenten so eingestellt, daß die Phasendifferenz zu Null konvergiert. Die Konvergenzgeschwindigkeit wird zur Vermeidung hörbarer Artefakte begrenzt. Diese Technik ist sehr nützlich in Situationen, wo die Spektralkomponenten der Signale des ersten Kanals und des zweiten Kanals stark korreliert sind. Dieser Zustand tritt beispielsweise auf, wenn ein Soloinstrument oder eine Stimme mit mehreren Mikrofonen aufgenommen wird.

III. Effiziente Filterbankverwirklichung

Die herkömmlichen TDAC-Filterbänke können wirkungsvoll implementiert werden, indem Techniken wie die in den oben erwähnten Druckschriften offenbarten verwendet werden. Die G- TDAC-Filterbänke können ebenfalls wirkungsvoll implementiert werden; es sind jedoch zwei Spektraldarstellungen erforderlich, um Meßgrößen von Größe oder Phase abzuleiten.
Eine Verwirklichung zur Erzeugung einer ersten Spektraldarstellung verwirklicht auch die GO- TDAC-Filterbank. Die Verwirklichung enthält die Schritte des (1) "Faltens" und "Umordnens" eines Blocks von N realwertigen Signalabtastwerten x(n) zur Bildung von ¹/&sub4; N komplexwertigen Abtastwerten y(n), (2) Rotieren der komplexwertigen Abtastwerte in der komplexen Ebene zur Bildung von ¹/&sub4; N rotierten Abtastwerten z(n), (3) Transformieren der rotierten Abtastwerte zu ¹/&sub4; N Zwischentransformationskoeffizienten Z(k), (4) Rotieren der Zwischentransformationskoeffizienten zur Bildung von ¹/&sub4; N rotierten Transformationskoeffizienten Y(k) und (5) Umordnen der komplexwertigen rotierten Transformationskoeffizienten zur Bildung eines Blocks von ¹/&sub2; N Spektralwerten CGO(k). Unter Bezugnahme auf die Fig. 1 und 3 repräsentieren die CGO(k)- Werte die erste Spektraldarstellung, die von den Filterbänken 20, 20a und 20b erzeugt wird.
Eine Technik zur Erzeugung der entsprechenden zweiten Spektraldarstellung enthält die gleichen Schritte, wie sie oben besprochen wurden, wenn man von kleineren Unterschieden bei den Schritten (1) und (5) absieht. Bei einer Verwirklichung wird Schritt (1) in identischer Weise mit der Ausnahme ausgeführt, daß die Reihenfolge der Eingangssignalabtastwerte x(n) in jedem Abtastwertblock umgekehrt wird. Bei einer anderen Verwirklichung werden die Eingangssignalabtastwerte in einer etwas unterschiedlichen Weise gefaltet und umgeordnet, bei der die Effekte der Zeitumkehr, des Faltens und des Umordnens wirkungsvoll kombiniert werden.
Für die Filterbank, die die erste Spektraldarstellung erzeugt, können das Falten und Umordnen eines Blocks von N realwertigen Eingangssignalabtastwerten zur Bildung von ¹/&sub4; N komplexwertigen Abtastwerten y(n) ausgedrückt werden als
yR(n) = x(N/4 + 2n) - x(N/4 - 2n - 1) für 0 ≤ n < N/8
yl(n) = -x(3N/4 + 2n) - x(3N/4 - 2n - 1)
yR(n) = x(N/4 + 2n) + x(5N/4 - 2n - 1) für N/8 ≤ n < N/4
yl(n) = x(-N/4 + 2n) - x(3N/4 -2n - 1)
wobei yR(n) = Realteil des komplexwertigen Abtastwerts y(n), und
yl(n) = Imaginärteil des komplexwertigen Abtastwerts y(n).
Für die Filterbank, die die zweite Spektraldarstellung erzeugt, kann, wie oben erwähnt, das Falten und Umordnen gemäß denselben Gleichungen erfolgen, vorausgesetzt daß die Reihenfolge der Eingangssignalabtastwerte x(n) in jedem Signalabtastwertblock hinsichtlich ihrer zeitlichen Reihenfolge zunächst umgekehrt wird. Alternativ kann das Falten und Umordnen ohne Zeitumkehr ausgeführt werden gemäß
yR(n) = -x(3N/4 + 2n) + x(3N/4 - 2n - 1) für 0 ≤ n < N/8
yl(n) = -x(N/4 + 2n) - x(N/4 - 2n - 1)
yR(n) = x(-N/4 + 2n) + x(3N/4 - 2n - 1) für N/8 ≤ n < n/4
yl(n) = -x(N/4 + 2n) + x(5N/4 - 2n - 1)
Die Rotation der komplexwertigen Abtastwerte kann ausgedrückt werden als
Zwischentransformationskoeffizienten werden durch Anwenden einer schnellen Fouriertransformation auf die rotierten Abtastwerte erzeugt, was ausgedrückt werden kann als
Die Rotation der Zwischentransformationskoeffizienten läßt sich ausdrücken als
Die rotierten Koeffizienten werden zur Bildung zweiter Spektraldarstellungen umgeordnet. Die Spektralwerte in der ersten Spektraldarstellung entsprechen den Spektralwerten, die von der GO- TDAC- Filterbank erzeugt werden. Die ungeradzahligen Spektralwerte kann man erhalten aus
CGO(N/2 - 2k-1) = Re{Y(k)} für 0 ≤ k < N/4 (15a)
und die geradzahligen Spektralwerte kann man erhalten aus
CGO(2k) = -Im{Y(k)} für 0 ≤ k < N/4 (15b)
Die Spektralwerte SGO(k) in der zweiten Spektraldarstellung können in ähnlicher Weise gewonnen werden. Die ungeradzahligen Spektralwerte können erhalten werden aus
SGO(N/2 - 2k - 1) = Re{Y(k)} für 0 ≤ k < N/4 (16a)
und die geradzahligen Spektralwerte können erhalten werden aus
SGO(2k) = Im{Y(k)} für 0 ≤ k < N/4 (16b)
Aus dem Ausdruck 5a ist bekannt, daß CGO(k) = XR(k), und es läßt sich zeigen, daß SGO(k) = Xl(k). Daher folgt aus den oben besprochenen Ausdrücken 9a und 9b, daß Meßgrößen geschätzter Spektralgröße bzw. -phase erhalten werden können aus den beiden Ausdrücken
P(k) = (CGO(k))² + (SGO(k))² (17)
Φ(k) = arctan SGO(k)/CGO(k)
Die Fig. 4a-4c zeigen in schematischer Form eine Schaltung, die Spektralsignale erzeugt, welche die CGO(k)-Werte repräsentieren. Zur einfacheren Darstellung und Erörterung realisiert die in den Figuren gezeigte Schaltung eine 8-Punkt-Transformation. Kurze Transformationen, beispielsweise vier bis 16 Punkte, werden oft bei Videocodieranwendungen eingesetzt, während längere Transformationen, beispielsweise 128 bis 4096 Punkte, typischerweise bei Audiocodieranwendungen verwendet werden. Es ist darauf hinzuweisen, daß die Schaltung zur Realisierung von Transformationen verschiedenster Längen erweitert werden kann.
Es sei nun auf Fig. 4a Bezug genommen. Acht Signalabtastwerte x(n) werden von einem Puffer längs Wegen 11-1 bis 11-8 erhalten. Das Falten und Umordnen der Eingangssignalabtastwerte erfolgt durch Inverter 202a bis 202d, die notwendige Vorzeichenumkehrungen durchführen, und Kombinierer 204a bis 204d, die zwei Signale zu einem zusammenführen. Die von den Kombinierern 204a und 204b weitergereichten Signale stellen den Realteil bzw. den Imaginärteil eines komplexwertigen Signals y(0) dar, und die von den Kombinierern 204c und 204d weitergereichten Signale stellen den Realteil bzw. den Imaginärteil eines komplexwertigen Signals y(1) dar.
Eine Rotation der komplexwertigen Signale erfolgt durch Verstärker 206a bis 206h und Kombinierer 208a bis 208d. Die von den Kombinierern 208a und 208b weitergereichten Signale stellen den Realteil bzw. den Imaginärteil eines komplexwertigen Signals z(0) dar, und die von den Kombinierern 208c und 208d weitergereichten Signale stellen den Realteil bzw. den Imaginärteil eines komplexwertigen Signals z(1) dar. Die Verstärkung der Verstärker kann anhand von Ausdruck 12 festgelegt werden. Bei diesem Beispiel betragen die Verstärkungen der Verstärker 206a bis 206d cosθ&sub0;, -sinθ&sub0;, cosθ&sub0; bzw. sinθ&sub0;, wobei θ&sub0; = (2π/64) rad.
Es wird jetzt auf Fig. 4b Bezug genommen. Die von Wegen 210a bis 210d empfangenen rotierten komplexwertigen Signale werden mittels einer 2-Punkt-FFT transformiert. Der Schmetterling (butterfly) der Transformation wird durch inverter 212a und 212b, Kombinierer 214a bis 214d implementiert, und die komplexe Multiplikation wird durch Verstärker 216a bis 216d und Kombinierer 218a bis 218b implementiert. Diese Schaltungselemente implementieren eine FFT mit Frequenzdezimierung. Gemäß obigem Ausdruck 13 sollte auch ein Skalierungsfaktor von ¹/&sub4; N auf die Signale angewendet werden. Diese Skalierung kann durch Einführen zusätzlicher Verstärker in die dargestellte Schaltung oder durch Einstellung der Verstärkung der Verstärker 206a bis 206 h und/oder 222a bis 222 h erreicht werden. Für die Praktizierung der vorliegenden Erfindung ist es nicht kritisch, ob eine Skalierung vorgenommen wird oder nicht und, wenn sie erfolgt, wo oder wie sie erfolgt. Andere Implementierungen der FFT können anstelle der in der Figur gezeigten Schaltung eingesetzt werden.
Es wird jetzt auf Fig. 4c Bezug genommen. Die von Wegen 220a und 220b empfangenen Signale stellen den Realteil bzw. den Imaginärteil eines komplexwertigen Signals dar, das den Zwischentransformationskoeffizienten Z(0) repräsentiert, und die von Wegen 220c und 220d empfangenen Signale stellen den Realteil bzw. den Imaginärteil eines komplexwertigen Signals dar, das den Zwischentransformationskoeffizienten Z(1) repräsentiert. Eine Rotation dieser Signale erfolgt durch Verstärker 222a bis 222h und Kombinierer 224a bis 224d. Die Verstärkung dieser Verstärker kann aufgrund von Ausdruck 14 festgelegt werden. Beim vorliegenden Beispiel beträgt die Verstärkung der Verstärker 222a bis 222d cosθ&sub0;, -sinθ&sub0;, cosθ&sub0; bzw. sinθ&sub0;, wobei θ&sub0; = (2π/64) rad. Die Verstärkungen der Verstärker 222e bis 222h betrugen cosθ&sub1;, -sinθ&sub1;, cosθ&sub1;, bzw. sinθ&sub1;, wobei θ&sub1; = 2π(65/64) rad. Die von Kombinierern 24a und 24b weitergereichten Signale stellen den Realteil bzw. den Imaginärteil eines komplexwertigen Signals Y(0) dar, und die von Kombinierern 224c und 224b weitergereichten Signale stellen den Realteil bzw. den Imaginärteil eines komplexwertigen Signals Y(1) dar.
Die rotierten Transformationssignale werden dann umgeordnet und im Vorzeichen geändert, je nach Notwendigkeit, zur Schaffung von Spektralsignalen, die die CGO(k)-Werte der ersten Spektraldarstellung repräsentieren. Inverter 226a und 226b invertieren das Vorzeichen der beiden vom Kombinierer 224b bzw. 224d empfangenen Signale. Signale werden so umgeordnet, daß der Realteil und der Imaginärteil des Signals Y(0) längs Wegen 228d bzw. 228a weitergereicht werden, während der Realteil und der Imaginärteil des Signals Y(1) längs Wegen 228b bzw. 228c weitergereicht werden. Unter Bezugnahme auf die obigen Ausdrücke 15a und 15b ist ersichtlich, daß die vier längs Wegen 228a bis 228d präsentierten Signale jeweils einem der Spektralwerte CGO(0) bis CGO(3) entsprechen.
Eine Schaltung ähnlich der in den Fig. 4a bis 4c dargestellten kann zur Erzeugung von Spektralwerten verwendet werden, die die SGO(k)-Werte repräsentieren. Unter Bezugnahme auf Fig. 4a würden Wege 11-1 bis 11-8 Wegen 12-8 bis 12-1 in jeweiliger Zuordnung entsprechen. Unter Bezugnahme auf Fig. 4c wären Inverter 226a und 226b nicht erforderlich. Aus den obigen Ausdrücken 16a und 16b ist ersichtlich, daß die vier längs Wegen 228a bis 228d präsentierten Signale jeweils einem der Spektralwerte SGO(0) bis SGO(3) entsprechen.
Obwohl in keiner der Figuren dargestellt, sollte klar sein, daß die Spektralsignale spannungsgesteuerten Verstärkern zugeführt werden können, um die Multiplikation und Division der obigen Ausdrücke 17 und 18 zu verwirklichen und Signale zu erzeugen, die Meßgrößen bzw. Maße spektraler Größe und Phase repräsentieren.
Die in den Fig. 4a-4c dargestellten Schaltungen repräsentieren eine analoge Ausführungsform. Eine digitale Ausführungsform kann auch implementiert werden, indem entweder digitale Schaltungen zur Berechnung von Summen, Differenzen, Produkten und Quotienten digitaler Werte benutzt werden oder ein software-gesteuerter Prozessor zur Ausführung dieser Funktionen verwendet wird. Wie in "DSP Principles," Studio Sound, April 1994, Seiten 73-78 besprochen, ist eine Verwirklichung mittels eines DSP "Chips" wie des Motorola DSP56001 attraktiv, da sie Vorteile bezüglich Flexibilität und Kosten bietet. Ein Beispiel eines Codierers, der Filterbänke und Codierprozesse beinhaltet, die durch einen DSP-Typ implementiert sind, ist in Fielder und Davidson, U. S. 5,109,417 offenbart, die am 28. April 1992 ausgegeben wurde.
Bei prozessorbasierten Verwirklichungen, können verschiedene Rechenschritte kombiniert werden, um die Effektivität zu steigern, und die Skalierung von Zwischenberechnungen kann zur Verhinderung eines arithmetischen Überlaufs wünschenswert sein. Beispielsweise bei einer Ausführungsform unter Verwendung des Motorola DSP56001 Prozessors, kann die Effektivität dadurch verbessert werden, daß Additionen und Subtraktionen für das Falten und Umordnen von Eingangssignalabtastwerten gleichzeitig mit Multiplikationen zum Anwenden einer Analysefensterfunktion ausgeführt werden. Als weiteres Beispiel können die Eingangssignalabtastwerte mit Einhalb skaliert werden, um sicherzustellen, daß beim Falten und Umordnen oder während nachfolgender Rechenschritte kein arithmetischer Überlauf auftritt. Bei einer bevorzugten Ausführungsform eines Codiersystems werden beispielsweise gefensterte Eingangssignalabtastwerte vor oder gleichzeitig mit dem Falten und Umordnen mit Einhalb skaliert, und eine Kompensation der Skalierung erfolgt während oder nach der Überlappungsaddition der Signalblöcke, die von einer komplementären Synthesefilterbank wiedergewonnen wurden. Andere Überlegungen gelten für andere Implementationen, etwa solche die Gleit-Arithmetik einsetzen.

Claims

1. Vorrichtung zur Verarbeitung eines Eingangssignals, das Audioinformation repräsentierende Eingangssignalabtastwerte umfaßt, wobei die Vorrichtung umfaßt

Puffermittel zum Empfang einer Mehrzahl der Eingangssignalabtastwerte und zur Bildung einer Folge von Signalabtastwertblöcken,

Spektralmittel zur Erzeugung erster Spektraldarstellungen durch Anwenden einer ersten Einseitenband-Filterbank auf die Folge von Signalabtastwertblöcken sowie Erzeugung zweiter Spektraldarstellungen durch Anwenden einer zweiten Einseitenband-Filterbank auf die Folge von Signalabtastwertblöcken,

Zeigermittel zur Ableitung von von Größen- und/oder Phasen-Meßgrößen von Spektralkomponenten in der Audioinformation abhängig von den ersten und den zweiten Spektraldarstellungen, und

Prozessormittel zur Verarbeitung der ersten Spektraldarstellungen zur Erzeugung eines zur Übertragung oder Speicherung geeigneten Ausgangssignals, wobei die Prozessormittel beschaffen sind, auf die Größen- und/oder Phasen-Meßgrößen von Spektralkomponenten anzusprechen.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der aufeinanderfolgende Blöcke der Folge von Signalabtastwertblöcken einander überlappen und die erste und die zweite Einseitenband- Filterbank durch diskrete Transformationen implementiert sind.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, bei der die erste und die zweite Einseitenband-Filterbank kritisch abgetastet sind.

4. Vorrichtung nach Anspruch 3, bei der die erste Einseitenband-Filterbank umfaßt

Mittel zum Falten der Eingangssignal-Abtastwerte in einem jeweiligen Signalabtastwertblock in einen Satz erster kombinierter Abtastwerte,

Mittel zum Umordnen der Reihenfolge der ersten kombinierten Abtastwerte zu einem Satz erster komplexwertiger Abtastwerte,

Mittel zum Anwenden einer ersten komplexen Rotationsfunktion auf die ersten komplexwertigen Abtastwerte,

Mittel zum Erzeugen erster Zwischen-Transformationskoeffizienten durch Anwenden einer ersten Transformationsfunktion auf die rotierten ersten komplexwertigen Abtastwerte,

Mittel zum Anwenden einer zweiten komplexen Rotationsfunktion auf die ersten Zwischen-Transformationskoeffizienten, und

Mittel zum Umordnen der rotierten ersten Zwischen-Transformationskoeffizienten zu einer jeweiligen ersten Spektraldarstellung,

und wobei die zweite Einseitenband-Filterbank umfaßt

Mittel zum Falten der Eingangssignal-Abtastwerte in einem jeweiligen Signalabtastwertblock in einen Satz zweiter kombinierter Abtastwerte,

Mittel zum Umordnen der Reihenfolge der zweiten kombinierten Abtastwerte zu einem Satz zweiter komplexwertiger Abtastwerte,

Mittel zum Anwenden einer dritten komplexen Rotationsfunktion auf die zweiten komplexwertigen Abtastwerte,

Mittel zum Erzeugen zweiter Zwischen-Transformationskoeffizienten durch Anwenden einer zweiten Transformationsfunktion auf die rotierten zweiten komplexwertigen Abtastwerte,

Mittel zum Anwenden einer vierten komplexen Rotationsfunktion auf die zweiten Zwischen-Transformationskoeffizienten, und

Mittel zum Umordnen der rotierten zweiten Zwischen-Transformationskoeffizienten zu einer jeweiligen zweiten Spektraldarstellung.

5. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der die erste und die zweite Einseitenband-Filterbank kritisch abgetastet sind.

6. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Prozessormittel ein codiertes Signal durch Codieren der ersten Spektraldarstellungen unter Verwendung einer Anzahl von abhängig von den spektralen Größen-Meßgrößen adaptiv zugewiesenen Bits erzeugen, und das codierte Signal zu dem Ausgangssignal zusammensetzen.

7. Vorrichtung zur Verarbeitung von zwei oder mehr Eingangssignalen, die Audioinformation darstellende Eingangssignalabtastwerte umfassen, wobei die Vorrichtung für jedes jeweilige Eingangssignal umfaßt

Puffermittel zum Empfang einer Mehrzahl der Eingangssignalabtastwerte, die das jeweilige Eingangssignal darstellen, und Bilden einer Folge von Signalabtastwertblöcken,

Spektralmittel zur Erzeugung erster Spektraldarstellungen durch Anwenden einer ersten Einseitenband-Filterbank auf die Folge von Signalabtastwertblöcken und Erzeugen zweiter Spektraldarstellungen durch Anwenden einer zweiten Einseitenband-Filterbank auf die Folge von Signalabtastwertblöcken, und

Zeigermittel zur Ableitung von Größen- und/oder Phasen-Meßgrößen von Spektralkomponenten in dem jeweiligen Eingangssignal abhängig von den ersten und zweiten Spektraldarstellungen,

und ferner umfaßt

Prozessormittel zur Verarbeitung erster Spektraldarstellungen für jedes jeweilige Eingangssignal zur Erzeugung eines zur Übertragung oder Speicherung geeigneten Ausgangssignals, wobei die Prozessormittel beschaffen sind, auf die Größen und/oder Phasen-Meßgrößen von Spektralkomponenten entsprechend jedem der Eingangssignale anzusprechen.

8. Vorrichtung nach Anspruch 7, bei der für ein jeweiliges Eingangssignal aufeinanderfolgende Blöcke in der Folge von Signalabtastwertblöcken einander überlappen und die erste und die zweite Einseitenband-Filterbank durch diskrete Transformationen implementiert sind.

9. Vorrichtung nach Anspruch 8, bei der die erste und die zweite Einseitenband-Filterbank kritisch abgetastet sind.

10. Vorrichtung nach Anspruch 9, bei der die erste Einseitenband-Filterbank umfaßt

und wobei die zweite Einseitenband-Filterbank umfaßt

11. Vorrichtung nach Anspruch 7, bei der die erste und die zweite Einseitenband-Filterbank kritisch abgetastet sind.

12. Vorrichtung nach Anspruch 7, bei der die Prozessormittel ein codiertes Signal durch Codieren der ersten Spektraldarstellungen unter Verwendung einer Anzahl von abhängig von den spektralen Größen-Meßgrößen adaptiv zugewiesenen Bits erzeugen, und das codierte Signal zu dem Ausgangssignal zusammensetzen.

13. Vorrichtung nach Anspruch 7, bei der die Prozessormittel umfassen

Kopplungsmittel zur Erzeugung einer gekoppelten Spektraldarstellung durch Kombinieren von Spektralkomponenten erster Spektraldarstellungen entsprechend den zwei oder mehr Eingangssignalen,

Nebenmittel zur Erzeugung von Nebeninformation, die die relative spektrale Größe der in der gekoppelten Spektraldarstellung repräsentierten Spektralkomponenten repräsentiert,

Codiermittel zur Erzeugung eines codierten Signals durch Codieren der gekoppelten Spektraldarstellung unter Verwendung einer Anzahl von abhängig von den spektralen Größen- Meßgrößen adaptiv zugewiesenen Bits, und

Formatiermittel zum Zusammensetzen des codierten Signals und der Nebeninformation zu dem Ausgangssignal.

14. Vorrichtung nach Anspruch 13, bei der die Kopplungsmittel das Kombinieren abhängig von den Phasen-Meßgrößen zur Vermeidung von Auslöschen adaptieren.

15. Verfahren zur Verarbeitung eines Eingangssignals umfassend Audioinformation darstellende Eingangssignalabtastwerte, wobei das Verfahren umfaßt

Empfangen einer Mehrzahl der Eingangssignalabtastwerte und Bilden einer Folge von Signalabtastwertblöcken,

Erzeugen erster Spektraldarstellungen durch Anwenden einer ersten Einseitenband- Filterbank auf die Folge von Signalabtastwertblöcken und Erzeugen zweiter Spektraldarstellungen durch Anwenden einer zweiten Einseitenband-Filterbank auf die Folge von Signalabtastwertblöcken.

Ableiten von Größen- und/oder Phasen-Meßgrößen von Spektralkomponenten in der Audioinformation abhängig von den ersten und zweiten Spektraldarstellungen, und

Verarbeiten der ersten Spektraldarstellungen zur Erzeugung eines zur Übertragung oder Speicherung geeigneten Ausgangssignals, wobei die Verarbeitung so beschaffen ist, daß sie auf die Größen- und/oder Phasen-Meßgrößen von Spektralkomponenten anspricht.

16. Verfahren nach Anspruch 15, bei dem aufeinanderfolgende Blöcke in der Folge von Signalabtastwertblöcken einander überlappen und die erste und die zweite Einseitenband- Filterbank durch diskrete Transformationen implementiert sind.

17. Verfahren nach Anspruch 16, bei dem die erste und die zweite Einseitenband-Filterbank kritisch abgetastet sind.

18. Verfahren nach Anspruch 17, bei dem das Anwenden der ersten Einseitenband- Filterbank die Schritte umfaßt

Falten der Eingangssignal-Abtastwerte in einem jeweiligen Signalabtastwertblock in einen Satz erster kombinierter Abtastwerte,

Umordnen der Reihenfolge der ersten kombinierten Abtastwerte in einen Satz erster komplexwertiger Abtastwerte,

Anwenden einer ersten komplexen Rotationsfunktion auf die ersten komplexwertigen Abtastwerte,

Erzeugen erster Zwischen-Transformationskoeffizienten durch Anwenden einer ersten Transformationsfunktion auf die rotierten ersten komplexwertigen Abtastwerte,

Anwenden einer zweiten komplexen Rotationsfunktion auf die ersten Zwischen-Transformationskoeffizienten, und

Umordnen der rotierten ersten Zwischen-Transformationskoeffizienten zu einer jeweiligen ersten Spektraldarstellung,

und wobei das Anwenden der zweiten Einseitenband-Filterbank die Schritte umfaßt

Falten der Eingangssignal-Abtastwerte in einem jeweiligen Signalabtastwertblock in einen Satz zweiter kombinierter Abtastwerte,

Umordnen der Reihenfolge der zweiten kombinierten Abtastwerte zu einem Satz zweiter komplexwertiger Abtastwerte,

Anwenden einer dritten komplexen Rotationsfunktion auf die zweiten komplexwertigen Abtastwerte,

Erzeugen zweiter Zwischen-Transformationskoeffizienten durch Anwenden einer zweiten Transformationsfunktion auf die rotierten zweiten komplexwertigen Abtastwerte,

Anwenden einer vierten komplexen Rotationsfunktion auf die zweiten Zwischen-Transformationskoeffizienten, und

Umordnen der rotierten zweiten Zwischen-Transformationskoeffizienten zu einer jeweiligen zweiten Spektraldarstellung.

19. Verfahren nach Anspruch 15, bei dem die erste und die zweite Einseitenband-Filterbank kritisch abgetastet sind.

20. Verfahren nach Anspruch 15, bei dem die Verarbeitung ein codiertes Signal durch Codieren der ersten Spektraldarstellungen unter Verwendung einer Anzahl von abhängig von den spektralen Größen-Meßgrößen adaptiv zugewiesenen Bits erzeugt und das codierte Signal zu dem Ausgangssignal zusammensetzt.