DE69531360T2

DE69531360T2 - Signalkonditionierungsschaltung zum komprimieren von audiosignalen

Info

Publication number: DE69531360T2
Application number: DE69531360T
Authority: DE
Inventors: R. Douglas FREY; Patrick Copley
Original assignee: Analog Devices Inc
Current assignee: Analog Devices Inc
Priority date: 1995-06-06
Filing date: 1995-08-31
Publication date: 2004-02-12
Anticipated expiration: 2015-09-01
Also published as: US5631968A; AU3542795A; WO1996039744A1; EP0830731B1; JPH11511300A; DE69531360D1; EP0830731A1; EP0830731A4

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG Erfindungsgebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein Signalkonditionierungsschaltungen und besonders eine Signalkonditionierungsschaltung, die Pufferungs- und Gleichrichtungsfunktionen verschmilzt und Abwärts-Expansions-, veränderbare Kompressions- und Begrenzungsfähigkeiten zur Verfügung stellt.
Beschreibung des Standes der Technik
Audiosysteme wie Lautsprecheranlagen (PA) und digitale Computer-Multimediasysteme empfangen Audiosignale durch Mikrophoneingaben. PA-Systeme verwenden Leistungsverstärker, um die Signale über ein Lautsprechersystem zu verstärken, während Multimedia-Computer die Eingaben zum Speichern, Verarbeiten oder Wiedergeben digitalisieren. Die Audiosignale werden typischerweise von einer Person, die in das Mikrophon spricht, bereitgestellt.
Der Sprecher ist oft unerfahren oder mit dem Gebrauch eines Mikrophons nicht vertraut und kann das Mikrophon zu nahe oder zu wert weg halten oder das Mikrophon beim Sprechen herumbewegen. Außerdem kann eine Person, die eine Darbietung gibt, sich in Bezug auf das Mikrophon hin und her bewegen. In einem PA-System wird dies dazu führen, dass das verstärkte Signal sehr laut und möglicherweise verzerrt oder ein- und ausgeblendet wird. Ebenso wird der Computer ein Signal aufzeichnen, dessen Dynamikbereich aufgrund der Schwankungen in dem erfassten Audiosignal variiert.
Um die unnatürlichen und lästigen Schwankungen in dem verstärkten oder aufgezeichneten Audiosignal zu verringern, verwenden diese Systeme Konditionierungsschaltungen, um den Dynamikbereich des ausgegebenen Audiosignals so zu komprimieren, dass leise Signale verstärkt und laute Signale abgeschwächt werden. Dies verbessert die Wahrnehmungsqualität oder stimmliche Klarheit des Signals. Der Grad an Kompression in der Konditionierungsschaltung ist durch ein Kompressionsverhältnis r gegeben, das das Verhältnis der Amplitudenänderung des RMS-Eingangs-Audiosignals im Vergleich zu der Amplitudenänderung des RMS-Ausgangs-Audiosignals in Dezibel (dB) ist. Bei einem Extrem erzeugt ein Kompressionsverhältnis von 1 : 1 keine Kompression, während bei dem anderen Extrem der RMS-Wert des Ausgangs ungeachtet des Eingangspegels konstant gehalten wird (dies wird allge mein als unendliches Verhältnis bezeichnet). Wenn in dB aufgetragen, ist die Kompressionskurve einer gegebenen Schaltung gewöhnlich eine gerade Linie, deren Steigung das Kompressionsverhältnis ist. Wenn das Kompressionsverhältnis verändert werden kann, werden sich die Linien für verschiedene Verhältnisse an einem festen Bezugspunkt, genannt Drehpunkt, kreuzen. An dem Drehpunkt ist die Verstärkung der Schaltung für alle ihrer verfügbaren Kompressionsverhältnisse gleich.
Bei einem unendlichen Kompressionsverhältnis werden Schwankungen in dem Ausgangs-Audiosignal, die ansonsten aus einem ungemäßen Gebrauch eines Mikrophons entstehen würden, beseitigt. Der natürliche Dynamikbereich von Sprache (das Eingangs-Audiosignal) geht ebenfalls verloren. Wenn das Kompressionsverhältnis zu groß ist, wird im Allgemeinen die Ausgangssignalamplitude abflachen, und Signale mit sehr niedrigigem Geräusch werden verstärkt werden. Wenn das Kompressionsverhältnis zu klein ist, werden die Mikrophoneingabeprobleme bleiben, und der Ausgang kann für große Signal in die Sättigung oder Beschneidung gehen. Die beste Wahrnehmungs-Audioqualität wird gewöhnlich zwischen Kompressionsverhältnissen von 2 : 1 und 10 : 1 erreicht.
Konditionierungsschaltungen wie z. B. in Produktdatenblätern für ein "AGC Microphone and Power Amplifier", Modell CS4611, hergestellt von Crystal Semiconductor in Austin, Texas, Dezember 1992, und ein "AGC Microphone and Power AMP", Modell MVA611, hergestellt von Media Vision, Inc. in Fremont, California, September 1992, beschrieben, umfassen getrennte Eingangspuffer- und Pegeldetektionsschaltungen und sind in 24 bzw- 28-Pin Gehäusen verpackt. Der Eingangspuffer präsentiert dem Mikrophon eine hohe Impedanz und gibt ein Puffersignal aus. Die Pegeldetektionsschaltung enthält sowohl einen Vollweggleichrichter als auch eine quadratische Mittelwert- (RMS) Schaltung zum Berechnen des RMS-Werts des Eingangssignals. Sperrkondensatoren sind in den Eingang zu der Pegeldetektionsschaltung und zwischen den Eingangspuffer und einen spannungsgesteuerten Verstärker (VCA) geschaltet, um zu verhindern, dass kleine DC-Ströme in den Konditionierungsschaltkreisen die Genauigkeit des VCA und der Pegeldetektionsschaltung nachteilig beeinflussen.
Eine Schnittstellenschaltung erzeugt ein Verstärkungssignal als Reaktion auf das RMS-Eingangssignal und ein voreingestelltes Kompressionsverhältnis. Der VCA verstärkt das Puffersignal mit einer Exponentialfunktion des Verstärkungssignals, um ein kompromiertes Ausgangssignal zu erzeugen. Das Kompressionsverhältnis kann extern eingestellt werden, um die konkurrierenden Interessen von guter Signalqualität in dem gewünschten Audiobereich, verringerter Begrenzung und Sättigung für übermäßig große Signale und minima lem Verstärken von Rauschsignalen auszugleichen. Wenn das Kompressionsverhältnis genug Kompression bereitstellt, um die Schwankungen in dem Audiosignal zu verringern, ohne den Dynamikbereich des Lautsprechers völlig flach zu machen, gibt es jedoch eine ungenügende Amplitudenbegrenzung von großen Signalen, was Beschneiden und Verzerrung zur Folge hat. Außerdem wird, wenn die Person nicht spricht, der Rauschpegel erheblich verstärkt.
Ein anderer Typ von Konditionierungsschaltung wie z. B. in den Produktdatenblätern für ein "Record/Playback Circuit with ALC", Modell TDA7284, hergestellt von SGS-Thomson Microelectronics in St. Genif Poully, Frankreich, Mai, 1991, und ein "Bipolar Linear Integrated Circuit Silicon Monolithic", Modell TA2011S, hergestellt von Toshiba Corporation in Tokyo, Japan, September, 1991, beschrieben, verwendet Rückkopplung, um die Signalkompression zu steuern. Das komprimierte Ausgangssignal der Konditionierungsschaltung wird zurückgeführt, um das Eingangssignal zu skalieren, sodass ein ungefähr konstanter Signalwert in den Festverstärkungs-Verstärker, der das komprimierte Ausgangssignal erzeugt, eingegeben wird. Diese Schaltungen sind 'Full Automatic Gain Control (AGC)'- Schaltungen mit einem unendlichen Kompressionsverhältnis und leiden unter den oben erwähnten Problemen, die mit unendlichen Kompressionsverhältnissen verbunden sind.
Analog Devices, Inc., der Zessionar der vorliegenden Erfindung, produziert Audioschaltungen AN-113, AN-116 und AN-134, die Signalkonditionierung beinhalten. Der Konditionierungschaltkreis benutzt einen Puffer, um das Eingangssignal zu einem VCA und einer Pegeldetektions-/RMS-Schaltung zu übertragen, die je einen eigenen Sperrkondensator benotigen. Das RMS-Signal wird mittels herkömmlicher Vergleichsschaltungen mit einem Drehpunkt verglichen. Bei der AN-116 kann das Kompressionsverhältnis auf einen von sechs voreingestellten Werten programmiert werden.
Herkömmliche RMS-Schaltungen wie z. B. von D. Sheingold "Nonlinear Circuits Handbook", Analog Devices, Inc., Seiten 398–403, 1976, offenbart, fallen in eine von zwei Kategorien:
explizit oder implizit. Explizite Detektoren quadrieren das Eingangssignal, berechnen seinen Mittelwert und berechnen dann die Quadratwurzel. Das Quadrieren des Eingangssignals reduziert den Dynamikbereich des Detektors, und die große Zahl zum Implementieren des expliziten Detektors benötigter Komponenten verringert seine Genauigkeit. Implizite Detektoren verwenden Gegenkopplung in dem Log-Bereich, um das RMS-Signal zu erzeugen. Durch Verarbeiten des Signals im Log-Bereich hat der implizite Detektor einen verbesserten Dynamikbereich. Die Rückkopplungs-Topologie begrenzt jedoch die praktische Bandbreite des Detektors.
VCAs, die gegenwärtig für Kompressionsschaltungen zur Verfügung stehen, wie z. B. der in einem Produktdatenblatt für ein "Voltage-Controlled Amplifier/OVCE", Modell SSM 2018, hergestellt von Analog Devices, Inc., 1981, beschriebene, benutzen eine Gegenkopplungs-Architektur um eine Verstärkungskernstufe herum, um einen Differenzausgangsstrom und einen Differenzrückkopplungsstrom zu erzeugen. Eine Transimpedanzstufe, die ein Paar von Widerständen umfasst, spricht auf eine Differenzeingangsspanunng und den Differenzrückkopplungsstrom an, um eine Differenzspannung zu erzeugen. Eine Einpol-Transkonduktanzstufe benutzt einen Kondensator, um die Hochfrequenzverstärkung des VCA zu begrenzen, um die Rückkopplungsschleife zu stabilisieren und einen Differenztreiberstrom an die Verstärkungskernstufe zu liefern. Der VCA umfasst auch eine zweite Verstärkungskernstufe und ein Differenzpaar von Transistoren zum Einstellen der effektiven Kapazitanz der Transkonduktanzstufe, um eine konstante Schleifenverstärkung aufrechtzuerhalten. Die zweite Verstärkungskernstufe und ihre Steuerschaltkreise verwenden eine große Zahl von Komponenten, um die Schleifenverstärkung aufrechtzuerhalten, was die Kosten erhöht und die Genauigkeit senkt.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung stellt eine Signalkonditionienrngsschaltung bereit, die ein programmierbares Kompressionsverhältnis in einem gewünschten Audiobereich und Amplitudenbegrenzungs- und -Expansionsfähigkeiten außerhalb dieses Bereichs besitzt. Die vorliegende Schaltung benötigt weniger Komponenten und Pins auf einem IC-Gehäuse, benutzt weniger Kapazitanz und weist bessere Genauigkeit als frühere Konditionierungsschaltungen auf.
Dies wird zustande gebracht, indem die Pufferungs- und Pegeldetektionsfunktionen in einen einzigen Eingangspuffer verschmolzen werden, der eine gleichgerichtete Version des Eingangssignals und auch einen gepufferten Eingang erzeugt, der im Wesentlichen dem Eingangssignal folgt. Das gleichgerichtete Signal wird an eine Mittelwertschaltung angelegt, die einen Bemittelten Eingang erzeugt. Eine Schnittstellenschaltung errichtet drei verschiedene Kompressionszonen. Für normale Eingangssignale, die über dem Rauschpegel und unter dem Pegel liegen, bei dem Signalbeschneidung auftreten kann, kann der Benutzer ein gewünschtes Kompressonsverhältnis wählen. Wenn das Eingangssignal groß wird und sich einem Pegel nähert, bei dem Beschneiden auftreten kann, erhöht die Schnittstellenschaltung automatisch das Kompressionsverhältnis, um den Ausgangspegel zu begrenzen. Die Schaltung wird vorzugsweise so ausgelegt, dass die Änderung im Kompressionsverhältnis an dem Drehpunkt auftritt. Wenn andererseits das Eingangssignal so tief fällt, dass es zu verrauscht wird, reduziert die Schnittstellenschaltung das Kompressionsverhältnis, um den Ausgangspegel abwärts zu dehnen. Die Schaltung wird vorzugsweise so ausgelegt, dass die Änderung im Kompressionsverhältnis an einem Knickpunkt auftritt. Als Reaktion auf den Bemittelten Eingang und sein entsprechendes Kompressionsverhältnis erzeugt die Schnittstellenschaltung ein Verstärkungssignal. Ein VCA verstärkt den gepufterten Eingang mit einer Exponentialfunktion des Verstärkungssignals, um ein komprimiertes Ausgangssignal zu erzeugen. Ein einziger Kondensator ist zwischen den VCA und den Eingangspuffer geschaltet, um die VCA- und Gleichrichtungskreise in dem Puffer von DC-Schwankungen in der Konditionierungsschaltung zu trennen.
Zum besseren Verständnis der Erfindung, und um zu zeigen, wie dieselbe in Wirkung gesetzt werden kann, wird nun als Beispiel auf die begleitenden Zeichnungen Bezug genommen.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Signalkonditionierungsschaltung;
2 ist ein Plot von charakteristischen Kurven für die in 1 gezeigte Signalkonditionierungsschaltung;
3 ist ein Schaltbild, das eine bevorzugte Implementierung eines Eingangspuffers und einer Mittelwertschaltung, die in der Signalkonditionierungsschaltung von 1 benutzt werden, veranschaulicht;
4a, 4b, 4c, 4d und 4e sind Plots des Eingangsspannungssignals, eines Paares von Ausgangsstufenströmen in dem Eingangspuffer, des gepufterten Spannungssignals bzw. des gleichgerichteten Stromes in der Schaltung von 3;
5 ist ein Schaltbild, das eine bevorzugte Implementierung der in der Signalkonditionierungsschaltung von 1 verwendeten Schnittstellenschaltung veranschaulicht, und
6 ist ein Schaltbild, das eine bevorzugte Implementierung des in der Signalkonditionierungsschaltung von 1 verwendeten spannungsgesteuerten Verstärkers veranschaulicht.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung stellt eine Signalkonditionierungsschaltung bereit, die eine veränderbare Kompressionsfähigkeit für Audiosignale in einem gewünschten Audiobereich, eine Begrenzungsfunktion zum Verhindern von Verzerrung von großen Signalen und eine Abwärts-Expansionsfähigkeit zum Unterdrücken von Rauschsignalen besitzt. Die Schaltungs topologie verschmilzt die Pufferungs- und Gleichrichtungsfunktionen in einen einzigen Eingangspuffer. Die Topologie reduziert die Gesamtzahl von Komponenten, was die Genauigkeit der Schaltung erhöht, und reduziert die Zahl von Pins auf einem IC-Gehäuse. Die bevorzugte Ausführung benutzt hauptsächlich NPN-Transistoren, die typisch schneller sind als PNP-Transistoren, um die Geschwindigkeit der Schaltung zu verbessern und Signalverzerrung zu verringern. Außerdem können der VCA und Gleichrichter durch einen einzigen Sperrkondensator von DC-Schwankungen in der Konditionierungsschaltung isoliert werden.
1 ist ein Blockschaltbild der vorliegenden Signalkonditionierungsschaltung 10. Eine Signalquelle (nicht gezeigt), z. B. ein Mikrophon erzeugt ein Eingangssignal V_in, das an die Konditionierungsschaltung 10 angelegt wird. Als Reaktion auf V_in erzeugt die Konditionierungsschaltung 10 einen gemittelten Eingang V_L und erzeugt auch einen gepufterten Eingang V_buf, der ungefähr V_in folgt. Als Reaktion auf den gemittelten Eingang V_L legt die Konditionierungsschaltung ein Kompressionsverhältnis fest, erzeugt ein internes Verstärkungssignal V_C und verstärkt den gepufterten Eingang mit einer Exponentialfunktion des Verstärkungssignals V_C, um ein komprimiertes Ausgangssignal V_out zu liefern. Die Konditionierungsschaltung 10 wird vorzugsweise als ein integrierter Schaltkreis hergestellt und vermag nur 8 Pins haben. Die Pins V_dd und GND für die hohe bzw. tiefe Versorgungsspannung werden nicht gezeigt.
Das RMS-Ausgangsignal ist gegeben durch:
(Vout)rms = (Vin)rmseVc/Vt (1)
was in dB ausgedrück wird als:
(Vout)dB = K1Vc/Vt + (Vin)dB (2)
wo (V_in)_dB = 20log₁₀((V_in)_rms), (V_out)_dB = 20log₁₀((V_out)_rms) und K₁ = 20log₁₀(e) und e die Basis die Basis des natürlichen Logarithmus ist. Die Änderung im Ausgangspegel als Funktion der Änderung im Eingangspegel kann aus Gleichung 2 abgeleitet werden und ist wie folgt gegeben:
Δ(Vout)dB = K1ΔVc/Vt + Δ(Vin)dB (3)
Δ(V_out)_dB = 1/r Δ(V_in)_dB verwendend, wo r das Kompressionsverhältnis ist, und Lösen von Gleichung 3 ergibt:
ΔVC = –Vt(r – 1)/K1r Δ(Vin)dB (4)
In der Konditionierungsschaltung wird ein gegebener Wert von V_C gewählt, um einem Bezugseingangspegel für (V_in)_dB zu entsprechen. Diese Werte seien V_co und V_rp, ΔV_C = V_C – V_co und Δ(V_in)_dB = (V_in)_dB – (V_rp). Der Bezugspegel V_rp wird allgemein als der Drehpunkt bezeichnet. Lösen von Gleichung 4 liefert die Steuergleichung für das Verstärkungssignal V_C, das das gewünschte Kompressionsverhältnis r erzeugt:
VC = Vco – Vt (r – 1)/r [(Vin)dB – Vrp] (5)
Um die Steuergleichung zu implementieren, wird das Eingangssignal V_in über die ICs MICIN an einen Eingangspuffer 12 gelegt. Der Puffer verschmilzt die normalen Pufferungs- und Gleichrichtungsfunktionen in eine einzige Schaltung, die sowohl den gepufferten Eingang V_buf an einem Pin BUFOUT als auch eine vollweggleichgerichtete Version I_R des Eingangs V_in erzeugt. Der Puffer 12 ist vorzugsweise ein Spannungsfolger, der der Signalquelle eine hohe Impedanz, geeignet 100kOhm, präsentiert, um eine Belastung der Signalquelle zu vermeiden, und verwendet Gegenkopplung, sodass V_buf V_in folgt. Der Puffer umfasst Gleichrichtungskreise, die V_buf abtasten, um den Gleichrichtungsstrom I_R zu erzeugen.
Ein Mittelwertschaltung 14 erzeugt die zeitgemittelte Spannung V_L als Reaktion auf den gleichgerichteten Strom I_R, wo V_L vorzugsweise proportional zu dem Logarithmus des mittleren Quadrat von I_R ist. Die Integrationsperiode der Mittelwertschaltung wird über einen Pin CAVE mit einem Kondensator C_ave programmiert, der mit CAVE verbunden ist. Die Empfindlichkeit von V_L für Änderungen in dem gleichgerichteten Strom wird reduziert, wenn die Kapazität des Kondensators C_ave erhöht wird.
Eine Schnittstellenschaltung 16 errichtet drei verschiedene Kompressionszonen, die die Kennlinie der Konditionierungsschaltung definieren, in der V_out in dB über V_in in dB geplottet ist. Die Steigung der Kurve in den jeweiligen Zonen ist gleich dem Reziprok des mit dieser Zone verbundenen Kompressionsverhältnisses r. Für normale Eingangssignale, die über dem Rauschpegel und unter dem Pegel liegen, bei dem Signalbeschneidung auftreten kann, kann der Benutzer ein gewünschtes Kompressionsverhältnis wählen, zweckmäßig zwischen 1 : 1 und 10 : 1. Wenn das Eingangssignal groß wird und sich einem Pegel nähert, bei dem Beschneiden auftreten kann, erhöht die Schnittstellenschaltung automatisch das Kompressionsverhältnis, bevorzugt auf etwa unendliche Kompression, um den Ausgangspegel zu begrenzen, wobei dies Schaltung vorzugsweise so ausgelegt wird, dass die Änderung im Kompressionsverhältnis an dem Drehpunkt auftritt. Wenn andererseits das Eingangssignal so tief fällt, des zu verrauscht wird, reduziert die Schnittstellenschaltung das Kompressionsverhältnis, zweckmäßig auf kleiner 1 : 1, um den Ausgangspegel abwärts zu dehnen, wobei die Schaltung vorzugsweise so ausgelegt wird, dass die Änderung im Kompressionsverhältnis an einem Kehrpunkt auftritt.
Der erwünschte Audiobereich beträgt vorzugsweise 60 dB, was durch eine Schaltungskonstruktion erfüllt wird, bei der das Eingangssignal an dem Drehpunkt das Eintausendfache seines Werts an dem Kehrpunkt aufweist, geeigneterweise 1V_rms an dem Drehpunkt und 1mV_rms an dem Kehrpunkt. Der Drehpunkt liegt vorzugsweise etwas unter dem Eingangspegel, bei dem Beschneiden oder andere Verzerrung auftreten würde, und der Kehrpunkt liegt vorzugsweise gerade über dem Grundrauschen. Dadurch kann die normale Kompressionskurve für den größten Teil des Eingangsbereichs benutzt werden, wobei übermäßig große Eingänge begrenzt und niedrige Eingänge in dem Rauschbereich unterdrückt werden.
Die Schnittstellenschaltung berechnet die Quadratwurzel von V_L, sodass eine Näherung erster Ordnung V_L(V_in)_dB darstellt. Wie in Gleichung 5 beschrieben, verschiebt die Schnittstellenschaltung 16 V_L in Bezug auf eine Drehpukt-Bezugsspannung V_rp, skaliert sie gemäß dem Kompressionsverhältnis für die einzelne Zone und addiert das Bezugs-Verstärkungssignal V_co. Die Quadratwurzeloperation kann in der Mittelwertschaltung ausgeführt werden, würde aber zusätzliche Schaltkreise benötigen. Das Kompressionsverhältnis für die normale Zone, typisch zwischen 1 : 1 und 10 : 1, wird über einen Pin COMPR programmiert, indem der Wert eines externen Widerstands R_comp eingestellt wird.
Ein VCA 18 hat einen Stromeingang 19, der mit einem Pin VCAIN verbunden ist. Eine externe Last 21, bevorzugt ein Widerstand R in Reihe mit einem Kondensator C, äst zwischen den Pin BUFOUT des Puffers und den Pin VCAIN geschaltet. Der Kondensator C blockiert die DC-Komponente der gepufferten Spannung V_buf am Pin BUFOUT, sodass dem Stromeingang 19 des VCA ein wesentlicher AC-Strom I_buf zugeführt wird. Der Kondensator trennt auch kleine DC-Vorspannungsströme in dem VCA von dem Vollweggleichrichter des Puffers. Der VCA wandelt das Stromsignal I_buf in ein Spannungssignal um, das dem Eingangssignal V_in folgt, und verstärkt dieses Spannungssignal mit einer Exponentialfunktion des Verstärkungssignals V_C, wie oben in Gleichung 1 beschrieben. Der verstärkte Ausgang des VCA 18 wird an einen Strom-zu-Spannung-Wandler 22 angelegt, um das komprimierte Audiosignal V_out bereitzustellen.
2 ist ein Plot der in Gleichung 2 oben beschriebenen charakteristischen Kompressionskurve 23 der Konditionierungsschaltung der die Abwärts-Expansion von Signalen unter dem Kehrpunkt BP, programmierbare Kompressionsverhältnisse in dem gewünschten Bereich und das Begrenzen von Eingangssignalen über dem Drehpunkt RP veranschaulicht. Wie gezeigt, hat die Konditionierungsschaltung eine Verstärkung von 10 dB am Drehpunkt RP. Das Verstärkungssignal an diesem Punkt und folglich der Ausgangspegel sind für verschiedene Kompressionsverhältnisse konstant. Über dem Drehpunkt wird der Ausgang im Wesentlichen konstant gehalten, um Verzerrung und Beschneidung zu vermeiden. In dem gewünschten Eingangssignalbereich zwischen dem Drehpunkt und dem Kehrpunkt kann die Kompression des Audiosigals zwischen vorzugsweise 1 : 1 und 10 : 1 eingestellt werden. Für Audiosignale unter dem Kehrpunkt, z. B., wenn eine Person nicht spricht, wird das Kompressionsverhältnis unter 1 : 1 reduziert (abwärts expandiert), um Hintergrundrauschen zu unterdrücken. Diese Abwärts-Expansions- und Begrenzungsfunktionen verbessern die stimmliche Klarheit, ohne Verzerrung einzubringen oder Rauschsignale zu verstärken.
Wie in 3 gezeigt, ist der Eingangspuffer 12 ein Erststufen-Spannungsfolger, der einen Opertationsverstärker A1 mit symmetrischem Eingang und unsymmetrischem Ausgang, einen Zweitstufen-Transistor Q1 und eine Klasse AB Ausgangsstufe 24, die in einer Gegenkopplungsschleife geschaltet sind, und einen Summierungs-Stromspiegel 26 umfasst, der den vollweggleichgerichteten Ausgang bereitstellt. Die Dynamik des Differenzverstärkers A1 zwingt die Spannung an seinem nicht-invertierenden Anschluss 28, der Spannung an seinem invertierenden Anschluss 30 zu folgen. V_in wird an den invertierenden Anschluss 30 angelegt, und der Ausgang des Puffers an BUFOUT wird zu dem nicht-invertierenden Anschluss 28 zurückgeführt, was die Spannung V_buf veranlasst, dem Eingangssignal V_in zu folgen und von der Signalquelle durch den Innenwiderstand des Verstärkers A1 gepuffert zu werden.
In der bevorzugten Ausführung liegt die tiefe Spannungsversorgung auf Massebezugspotential. Das AC-Eingangssignal V_in muss daher pegelverschoben werden, sodass das AC-Ausgangssignal V_buf zwischen der tiefen und hohen Spannungsversorgung ohne Beschneiden ausschlagen kann. Wenn jedoch die tiefe Versorgung –5 V ist, ist keine Pegelverschiebung erforderlich. Die Pegelverschiebung wird zustande gebracht, indem ein interner DC-Offset im Verstärker A1 bereitgestellt wird, sodass die Spannung an seinem nicht-invertierenden Anschluss 28 gleich der Eingangsspannung V_in plus dem DC-Offset ist.
Der Verstärker A1 verfügt über eine interne Verstärkung, sodass ein konstanter Eingang eine Spannung V_A1 an seinem Ausgangssanschluss 31 mit einem Nominalwert auf einer Bipolar-Transistor-Basis-Emitter-Differenz, etwa 0.7 V, erzeugt. Die Ausgangsspannung V_A1 wird an die Basis 32 des Zweitstufen-Transistors Q1 angelegt, was ihn einschaltet. Der Emitter 34 des Transistors Q1 ist mit Masse verbunden, und sein Kollektor 35 ist mit der Klasse AB Ausgangsstufe 24 verbunden. Der Verstärker A1 spricht auf ein AC-Eingangssignal V_in an, indem er die Spannung V_A1 an der Basis 32 stört, was die Menge des in den Transistor Q1 getriebenen Basisstromes verändert, was wiederum den Kollektorstrom des Transistors und folglich seine Kollektorspannung verändert. Der Zweitstufen-Transistor Q1 verstärkt die Störungen in der Ausgangsspannung V_A1 des Verstärkers, um die Klasse AB Ausgangsstufe 24 zu steuern.
Die Klasse AB Ausgangsstufe 24 umfasst einen NPN-Transistor Q2, dessen Emitter 36 mit der Basis-Kollektor-Verbindung 38 eines als Diode geschalteten NPN-Transistors Q3 verbunden ist. Der Kollektor 39 der Transistors Q2 ist mit einem Stromspiegel M1 verbunden, der Strom von der hohen Spannungsversorgung V_dd zieht. Die Basis-Kollektor-Verbindung von Q3 ist auch durch den Pin BUFOUT mit der Last 21 verbunden und wird an den nichtinvertierenden Anschluss 28 des Verstärkers A1 zurückgeführt. Das AC-Eingangssignal V_in moduliert die Spannung am Kollektor 35 des Transistors Q1, der mit dem Emitter 40 von Transistor Q3 verbunden ist, was die Transistoren Q2 und Q3 veranlasst, bei abwechselnden Halbzyklen von V_in zu leiten. Q2 liefert einen Strom I_Q2 an die Last 21, während Q3 einen Strom I_Q3 von der Last abführt, sodass die Spannung V_buf am Pin BUFOUT der Eingangsspannung V_in plus dem DC-Offset folgt.
Für beste Leistung des Vollweggleichrichters ist Q3 Idealerweise ganz aus, wenn Q2 ein ist und umgekehrt. Dies verursacht jedoch Verzerrung, wenn die Eingangsspannung V_in 0V kreuzt. Ein Spannungsvervielfacher 44 ist parallel mit den Transistoren Q2 und Q3 geschaltet, um eine Vorspannung V_bias über die Transistoren zu legen, um diese Übergangsverzerrung zu verrigern.
Der Spannungsvervielfacher 44 umfasst ein Paar von Widerständen R1 und R2, die über die Basis-Kollektor- bzw. Basis-Emitter Verbindungen eines NPN-Transistors Q4 geschaltet sind. Der Emitter 46 von Transistor Q4 ist mit dem Emitter 40 von Transistor Q3 verbunden, und der Kollektor 48 von Transistor Q4 ist mit der Basis 50 von Transistor Q2 verbunden. Eine Stromquelle I_bias liefert Strom, geeigneterweise 50 μA, von der hohen Versorgung V_dd an den Vervielfacher 44, sodass V_bias ungefähr gleich (1 + R1/R2)V_be ist, wo V_be die Basis-Emitter-Spannung von Transistor Q4 ist. Der Widerstandswert des Widerstands R1 ist kleiner als der von Widerstand R2, geeigneterweise etwa ein Viertel von R2, sodass V_bias zwischen ein oder zwei Dioden-Spannungsabfällen liegt. Somit wird, wenn entweder Transistor Q2 oder Q3 leitet, der jeweils andere Transistor ausgeschaltet.
Die Dynamik der Gegenkopplung um die Pufferschaltung herum zwingt die Spannung am nicht invertierenden Anschluss 28 von A1, der Spannung am invertierenden Anschluss 30 plus dem DC-Offset zu folgen. Der Transistor Q1 führt ungefähr den ganzen Strom I_bias ab, der durch den Spannungsvervielfacher 44 fließt. Die Transistoren Q2 und Q3 sind somit bei sehr kleinen Strömen, vorzugsweise unter 30 nA, untätig. Weil die Transistoren Q2 und Q3 bei sehr kleinen Strömen leerlaufen, ist die Klasse AB-Ausgangsstufe sehr effizient.
Wenn ein AC-Eingangssignal V_in, wie in 4a gezeigt, an den invertierenden Anschluss 30 von Verstärker A1 angelegt wird, liefern die Transistoren Q2 und Q3 Strom an die Last 21, wobei jeder Transistor Ströme I_Q2 bzw. I_Q3 bei abwechselnden Halbzyklen des Eingangssignals leitet, wie in 4b-4c gezeigt. Speziell reduziert, wenn die Spannung V_in am invertierenden Anschluss 30 zunimmt, der Verstärker A1 die Basisspannung für Transistor Q1, was die Spannung an seinem Kollektor 35 erhöht und die Spannung an der Basis 50 von Q2 hochzieht. Der Transistor Q2 schaltet ein und liefert Strom an die Last 21, sodass V_buf zunimmt und der Eingangsspannung V_in plus dem DC-Offset folgt, wie in 4d gezeigt. Umgekehrt, wenn die Spannung V_in am invertierenden Anschluss 30 verringert wird, treibt der Verstärker A1 den Transistor Q1 stärker, was die Spannung an seinem Kollektor 35 verringert und die Spannung am Emitter 40 von Transistor Q3 herunterzieht. Der Transistor Q3 schaltet ein und zieht Strom von der Last 21, sodass V_buf reduziert wird und der Eingangsspannung V_in folgt.
Die zweite Funktion des Eingangspuffers 12 ist, eine vollweggleichgerichtete Version I_R des an die Last 21 gelieferten Stromes I_buf zu erzeugen. Die Vollweggleichrichtung wird mittels eines NPN-Transistors Q5 und des Stromspiegels M1 zustande gebracht. Die Basis-Emitter-Strecke von Transistor Q5 ist über die Basis-Emitter-Strecke von Transistor Q3 geschaltet, sodass der Strom I_Q5, der durch den Transistor Q5 fließt, den Strom I_Q3 nachbildet, der während des negativen Halbzyklusses des Eingangssignals V_in durch den Transistor Q3 fließt. Ein Zweig des Stromspiegels M1 ist geschaltet, um die Kollektorströme für beide Transistoren Q2 und Q3 zu liefern, sodass der Stromspiegel M1 während des positiven und des negativen Halbzyklusses des Eingangssignals V_in leitet, um dadurch den vollweggleichgerichteten Strom I_R (gezeigt in 4e) durch seinen anderen Zweig zu erzeugen. Der Stromspiegel M1 liefert den Strom I_R an die Mittelwertschaltung 14. Durch Vereinen des Vollweggleichrichters mit der Pufferschaltung kann der Gleichrichter den an den VCA gelieferten Strom I_buf direkt erfassen, was die Genauigkeit der Konditionierungsschaltung verbessert.
Wie in 3 gezeigt, ist die bevorzugte Mitterwertschaltung 14 ein explizierter logarithmischer mittlerer quadratischer Detektor, der die logarithmische mittlere quadratische Spannung V_L als Reaktion auf den vollweggleichgerichteten Eingangsstrom I_R erzeugt. Der gleichgerichtete Strom I_R wird an Dioden D1 und D2 angelegt, die zwischen einem Eingangskno ten 52 und Masse in Reihe geschaltet sind, um ein logarithmisches quadratisches Spannungssignal V₁ an dem Eingangsknoten 52 zu erzeugen. Grundsätzlich könnten n Dioden in Reihe geschaltet werden, um das Eingangssignal effektiv auf die n^th Potenz anzuheben. Die logarithmische Natur der I-V-(Strom über Spannung) Kurven der Dioden erzeugt das Spannungssignal V₁, das dem Spannungssignal gleichwertig ist, das durch den Eingangsstrom I_R erzeugt wird, der durch eine einzelne Diode fließt, normalisiert mit dem Rückwärts-Sättigungsstrom. Das Spannungssignal V₁ ist gegeben durch:
V1 = 2Vt In (IR/IS) = Vt In (IR 2/Is 2) (6)
wo V_t die thermische Spannung ist und I_s der Dioden-Rückwärts-Sättigungsstrom ist. Die in Gleichung 6 beschriebene Beziehung ist in der Vorwärts-Vorspannung für die Basis-Emitter-Spannung in einem Transistor sowie Dioden gültig. Die Dioden in der Konditionierungsschaltung sind vorzugsweise als Diode geschaltete Transistoren.
Das logarithmische quadratische Spannungssignal V₁ wird an ein Tiefpassfilter (Ipf) 53 angelegt, vorzugsweise ein Filtere rster Ordnung, das ungefähr die "Mittelwert"-Operationdurchführt. Das Filter umfasst einen NPN-Transistor Q6, dessen Kollektor 54 mit der hohen Spannungsversorgung V_dd verbunden ist, den externen Kondensator C_ave, der zwischen den Emitter 55 von Q2 und Masse geschaltet ist, und eine Stromquelle IS1, die einen Vorpsannungsstrom I_b von der Verbindung Q6/C_ave nach Masse zieht. Das Spannungssignal V₁ wird an die Basis 56 von Q6 angelegt, sodass ein Teil von seinem exponentiellen Emitterstrom I_e dem Kondensator C_ave zugeführt wird. Die Stromquelle IS1 zieht den Vorspannungsstrom I_b, geeigneterweise 3 μA, von I_e, um einen Netto-Kondensatorstrom I_C zu erzeugen, der gleich (I_e – I_b) ist. Wenn der Emitterstrom den Vorspannungsstrom übersteigt, fließt I_C in den Kondensator C_ave und lädt ihn auf, um seine Spannung zu erhöhen. Umgekehrt wird der Kondensator C_ave entladen, wenn der Nettostrom I_C negativ ist.
Die Grenzfrequenz ω_o des Filters wird durch die Kapazität des Kondensators C_ave bestimmt, die typischerweise 10 μF beträgt. Größere Kapazitäten erhöhen die Integrationszeit und verringem die Grenzfrequenz. Umgekehrt reduzieren kleinere Kapazitäten die Integrationszeit und erhöhen die Grenzfrequenz. Grundsätzlich wird der Frequenzgang eines Tiefpassfilters durch die folgende Differenzialgleichung beschrieben:
dx/dt = –ω0X + ω0I(t) (7)
wo I(t) der Eingang für das Filter ist und X seine Zeitantwort ist. Zu einer Näherung erster Ordnung ist die Zeitantwort X gleich dem Mittelwert des Eingangs I(t).
Die Spannung V_L über dem Kondensator C_ave ist bei Ignorieren der Effekte von Basisstrom durch die folgenden Gleichungen gegeben:
IC = Cave dVL/dt = Ise(V1–VL)/Vt – Ib (8)
Umstellen von Gleichung 8,
1/VtdVL/dt eVL/Vt = –(Ib/(CaveVt))eVL/Vt + (Is/(CaveVt))eV1/Vt (9)
Ersetzen von X = e^VL/Vt in Gleichung 9 und Kombinieren von Gleichung 6 und 9 gibt:
dX/dt = –(Ib/(CaveVt)) X + (Is/(CaveVt))IR 2/Is 2 (10)
dX/dt = –ω0X + ω0IR 2/(IbIs) (11)
wo ω₀ = I_b/(C_aveV_t).
Gleichung 11 ist eine Differenzialgleichung, die das Tiefpassfilter 53 beschreibt, wo X die Zeitanwort des Filters auf einen Eingang I_R ²/(I_bI_s) ist. Daher zu einer Näherung erster Ordnung,
X = mean (IR 2/(IbIs)) = 1/(IbIs) mean (IR 2) (12)
Einsetzen von Gleichung 12 in X = e^VL/Vt und Auflösen nach V_L:
VL = Vt In (1/(IbIs) mean (IR 2)) (13)
Die Kondensatorspannung V_L, die eine logarithmische Funktion des mittleren quadratischen Eingangstromes I_R ist, wird an einem Ausgang 57 bereitgestellt, der mit der Schnittstellenschaltung verbunden ist.
Wie in 5 gezeigt, umfast die Schnittstellenschaltung 16 vorzugsweise eine Kompressionsschaltung 58, eine Begrenzungsschaltung 59 und eine Abwärts-Expansionsschaltung 60 zum Erzeugen des Verstärkungssignals V_C gemäß Gleichung 5, um die Kompressionsverhältnisse für die in 2 gezeigten drei verschiedenen Kompressionszonen zustande zu bringen. Die Begrenzungsschaltung 59 steuert V_C für Eingangssignale über dem Drehpunkt, während die Kompressions- und Abwärts-Expansionsschaltungen 58 und 60 inaktiv sind. Desgleichen steuert die Kompressionsschaltung 58 das Verstärkungssignal für Eingangssignale zwischen den Dreh- und Kehrpunkten, und die Begrenzungs- und Abwärts-Expansionsschaltungen 59 und 60 sind inaktiv. Wenn der Eingang unter den Kehrpunkt fällt, steuern die Kompressions- und Abwärts-Expansionsschaltungen 58 und 60 das Verstärkungssignal.
Die Spannung V_L am Ausgang 57 der Mittelwertschaltung 14 (gezeigt in 3) wird durch eine Diode D3 im Pegel nach oben verschoben. Die Diode D3 wird auf etwa demselben Ruhestrom 1b wie der Transistor Q6 (gezeigt in 3) durch Stromquellen IS2 und IS3 vorgespannt, die in Reihe mit der Diode D3 zwischen die hohe Spannungsversorgung V_dd und Masse geschaltet sind. Die pegelverschobene Spannung V_L wird durch einen Spannungsfolger-Operationsverstärker A2 gepuffert, sodass eine Seite eines Widerstands R3, geeignet 1.2 kOhm, der mit einem Ausgangsanschluss 61 von A2 verbunden ist, auf den verschobenen Spannungspegel V_A2 gehalten werden kann, ohne die Diode D3 und die Mittelwertschaltung 14 zu belasten. Die Spannung V_A2 am Ausgangsanschluss 61 ist gegeben durch:

wo A der Transistor-Sperrschicht-Skalenfaktor für die Dioden D1 und D2 ist und geeigneterweise 10 beträgt.
Eine DC-Bezugsspannung V_rp, die dem Drehpunkt RP auf der in 2 gezeigten charakteristischen Kurve 23 entspricht, wird an der Basis 62 eines NPN-Transistors Q7 errichtet. Eine Diode D4 ist zwischen den Emitter 63 von Transistor Q7 und Masse geschaltet. Eine Stromquelle IS4 liefert einen Vorspannungsstrom I_rot, geeignet zwischen 10 μA und 100 μA, an den Transistor Q7 und die Diode D4, sodass die Bezugsspannung V_rp gleich V_A2 ist, wenn der RMS-Wert des Eingangssignals V_in auf dem Drehpunkt liegt. Die Bezugsspannung ist gegeben durch.
Vrp = Vt In (Irot 2/Is 2) (15)
Die andere Seite des Widerstands R3 ist mit der Basis von Transistor Q7 verbunden, sodass die Differenz zwischen V_rp und V_A2 einen Strom I_comp veranlasst, durch den Widerstand R3 zu fließen. Aus Gleichungen 14 und 15 ist der Strom:
Aus Gleichungen 14–16 ist, wenn das Eingangssignal auf dem Drehpunkt liegt, V_A2 = V_rp,
I_rot ²A², und I_comp ist null. Wenn V_A2 kleiner als V_rp,
und I_comp ist positiv (in 5 als I_comp ⁺ bezeichnet). Umgekehrt, wenn V_A2 größer als V_rp,
und I_comp ist negativ (in 5 als I_copm ^– bezeichnet).
Die Schnittstellenschaltung 16 liefert einen Teil von I_comp ⁺ und im Wesentlichen alles von I_comp ^– durch Ziehen von Strom durch ein Paar von Widerständen R4 bzw. R5, die zwischen eine Bezugsspannung V_ref, geeignet etwa 2.5 V, und einen negativen und positiven Knoten 64 bzw. 65 geschaltet sind. Das Differenzverstärkungssignal V_C wird über den Knoten 64 und 65 entwickelt und durch die Menge an Strom gesteuert, die durch die Widerstände R4 und R5 fließt. Die Kompressions- und Abwärts-Expansionsschaltungen 58 und 60 richten einen Teil von I_comp ⁺ durch R4, was die negative Seite des Differenzverstärkungssignals V_C nach unten zieht und V_C erhöht. Die Begrenzungsschaltung 59 richtet den Strom I_comp ^– durch R5, was die positive Spannung nach unten zieht und das Verstärkungssignal V_C verringert. Eine Stromquelle IS5 liefert einen Strom I_att, geeignet zwischen 0 und 100 μA, an R5, um das Bezugsverstärkungssignal V_C0 zu errichten. Gleichwertig könnte die Stromquelle IS5 Strom von R4 ziehen.
Das Ziehen der Kompressionsströme I_comp ⁺ und I_comp ^– durch R4 bzw. R5 in der beschriebenen Weise erzeugt das Differenzverstärkungssignal V_C, das im Kompressionsbereich gegeben ist durch:
Die Qudratwurzel des mittleren quadratischen gleichgerichteten Stromes wird errechnet, indem der Widerstandswert der Widerstände R4 und R5 etwa auf die Hälfte des Widerstandswertes von R3, geeignet 600 Ohm, gesetzt wird. Die Verhältnisse von R4 zu R3 und R5 zu R3 haben zur Folge, dass das Verstärkungssignal effektiv mit 1/2 multipliziert wird, was dem Ziehen der Quadratwurzel gleichkommt. Das von der Schnittstellenschaltung 16 erzeugte Verstärkungssignal V_C erfüllt somit die in Gleichung 5 gegebene Steuerbeziehung.
Die Kompressionsschaltung 58 umfasst ein Paar von Transistoren Q8, Q9, deren Emitter 66, 68 mit der Basis 62 von Transistor Q7 verbunden sind, um den positiven Strom I_comp ⁺ zu tiefem. Die Basis 70 von Transistor Q8 ist mit dem Kollektor 71 von Transistor Q7 verbunden, und sein Kollektor 72 ist mit der hohen Spannungsversorgung verbunden. Der Kollektor 73 von Transistor Q9 ist mit dem negativen Knoten 64 verbunden, und seine Basis 74 ist mit einem Spannungsteiler 76 verbunden, der das Kompressionsverhältnis r festlegt, das den Bruchteil (r – 1)/r des von dem Transistor Q9 gelieferten Stromes I_comp ⁺ steuert.
Wenn der RMS-Wert von V_in unter dem Drehpunkt liegt, ist die Spannung V_A2 am Eingangsanschluss 61 kleiner als die Spannung V_rp an der Basis 62 von Transistor Q7, was die Transistoren Q8 und Q9 einschaltet, sodass sie leiten und gemeinsam den Strom I_comp ⁺ liefern.
Der von der Bezugsspannung durch R4 gezogene Strom vermindert den Spannungspegel an dem negativen Knoten 64, wodurch das Verstärkungssignal V_C erhöht wird. Wenn V_A2 werter vermindert wird, wird das Verstärkungssignal V_C erhöht, um das nominelle Kompressionsverhältnis aufrechtzuerhalten.
Der Spannungsteiler 76 umfasst eine DC-Spannungsquelle 78, geeignet 0.2 V, die die Spannung am Ausgangsanschluss 79 eines Spannungsfolgers A3 auf etwa 0.2 V über der Spannung an der Basis 70 von Transistor Q8 hält. Ein Widerstand R6, geeignet 1 kOhm, ist zwischen den Ausgangsanschluss 79 und die Basis 74 von Transistor Q9 geschaltet, die auch über den Pin COMPR mit dem externen Widerstand R_comp verbunden ist. Bei richtiger Wahl des Widerstandswertes von R_comp kann die Spannung an der Basis 74 von Transistor Q9 über die Spannung an der Basis 70 von Transistor Q8 angehoben oder unter dieselbe gesenkt werden, sodass der Bruchteil (r – 1)/r des Stromes I_comp ⁺, der durch den Transistor Q9 geliefert wird, etwa zwischen 0 und 1 eingestellt werden kann. Dies entspricht der Einstellung des nominellen Kompressionsverhältnisses zwischen 1 : 1 und etwa unendlich zu eins.
Die Begrenzungsschaltung 59 umfasst einen Transistor Q10, der den Transistor Q7 in seinem aktiven Bereich hält, wenn I_comp negativ ist, und das Anlegen von I_comp ^– an den Widerstand R5 steuert. Die Basis 80, der Emitter 82 und der Kollektor 83 des Transistors Q10 sind mit dem Kollektor 71 von Transistor Q7, einer Stromquelle IS6 bzw. einer hohen Spannungsversorgung verbunden. Eine Diode D5 ist zwischen die Basis 62 von Transistor Q7 und die Stromquelle IS6 geschaltet, um den Strom I_comp ^– zu tiefem. Der Kollektor 88 eines Transistors Q11 ist mit dem positiven Knoten 65 verbunden, und sein Basis-Emitter-Übergang 90 ist über die Diode D5 geschaltet, sodass der Transistor Q11 den Strom I_comp ^– , der durch die Diode D5 fließt, an den positiven Knoten 65 spiegelt.
Wenn V_A2 kleiner als V_rp, leitet der Transistor Q8, was die Spannung an der Basis 80 von Transistor Q10 auf etwa einer Basis-Emitter-Spannung über V_rp hält. Folglich leitet die Diode D5 nicht, und der ganze Strom von der Stromquelle IS6 fließt durch den Transistor Q10. Umgekehrt, wenn V_A2 V_rp übersteigt, schalten die Transistoren Q8 und Q9 aus. Diese verringert die Spannung an den Basen von Q8 und Q10 und folglich an der Kathode 86 der Diode D5, sodass die Diode D5 leitet und I_comp ^– liefert. Der Transistor Q11 spiegelt I_comp ^– am Knoten 65, um das Verstärkungssignal V_C zu verringern. Wenn V_A2 werter erhöht wird, leitet die Diode D5 mehr Strom, um I_comp ^– zu liefern, was das Verstärkungssignal V_C werter vermindert und das gewünschte Kompressionsverhältnis aufrechterhält.
In der bevorzugten Ausführung erhöht die Begrenzungsschaltung das Kompressionsverhält nis von einem Nominalwert auf unendlich, indem der ganze Strom I_comp ^– zu der positiven Seite des Differenzverstärkungssignals geleitet wird. Alternativ könnten ein Differenztransistorpaar und eine Spannungsteilerschaltung ähnlich den in der Kompressionsschaltung 58 verwendeten benutzt werden, um ein veränderbares Kompressionsverhältnis für die Begrenzungsschaltung 59 bereitzustellen.
Die Abwärts-Expansionsschaltung 60 legt eine DC-Bezugsspannung V_bp fest, die dem unteren Kehrpunkt BP in der in 2 gezeigten charakteristischen Kurve 23 entspricht. Wenn V_A2 unter V_bp fällt, liefert die Abwärts-Expansionsschaltung 60 einen Teil des Stromes I_comp ⁺, der durch R3 fließt. Dies vermindert die Menge des von den Transistoren Q8 und Q9 gelieferten Stromes. Anstatt der Kompressionsschaltung 58 zu erlauben, das Verstärkungssignal V_C zu erhöhen, um das nominelle Kompressionsverhältnis aufrechtzuerhalten, vermindert somit die Abwärts-Expansionsschaltung 60 V_C, sodass das Kompressionsverhältnis kleiner als 1 : 1 ist.
Die Abwärts-Expansionsschaltung 60 umfasst einen Widerstand R7, der zwischen den Anschluss 61 und die Basis 92 eines NPN-Transistors Q12 geschaltet ist. Eine Diode D6 ist zwischen den Emitter 94 des Transistors Q12 und Masse geschaltet. Eine Stromquelle IS7 liefert einen Strom I_de, geeignet 1 μA, an den Kollektor 96 von Transistor Q12. Der Vorrichtungsflächen-Skalenfaktor von Q12 und D6 wird geeigneterweise größer als, typisch 10, gewählt. Der Strom I_de fließt durch den Transistor Q12 und die Diode D6 und errichtet die Bezugsspannung V_bp an der Basis 92 von Transistor Q12. Der Transistor Q12 und die Diode D6 sind vorgespannt, sodass die DC-Bezugsspannung V_bp einem Eingangssignal entspricht, das 60dB kleiner ist als das, das der DC-Bezugsspannung V_rp entspricht.
Die Basis-Emitter Strecke eines Transistors Q13 ist über die Kollektor-Basis-Strecke von Transistor Q12 geschaltet. Wenn V_A2 kleiner ist als V_bp, schaltet der Transistor Q13 ein, sodass er den Strom I_e tiefem kann, der durch den Widerstand R7 fließt. Der Kollektor 98 von Transistor Q13 ist mit einem Stromspiegel M2 verbunden, der I_e an die Basis 62 von Q7 spiegelt, um dadurch einen Teil von I_comp ⁺ zu tiefem. Umgekehrt, wenn V_A2 V_bp übersteigt, geht der Transistor Q12 in die Sättigung, und die Spannung über der Basis-Emitter-Strecke von Q13 reicht nicht aus, um ihn einzuschalten.
Wenn V_A2 reduziert wird, nehmen I_comp ⁺ und I_e zu. Der Zuwachs von I_e steht der Zunahme in I_comp ⁺ entgegen, sodass der Teil des von den Transistoren Q8 und Q9 gelieferten Stromes nicht so schnell wie I_comp ⁺ zunimmt. Außerdem nimmt durch Wählen des Widerstandswertes des Widerstands R7 kleiner als Widerstand R3 I_e schneller zu als I_comp ⁺. Dies veranlasst den Strom im Transistor Q9, tatsächlich abzunehmen, wenn V_A2 fälle. Das gleiche Ergebnis kann erzielt werden, indem die widerstandswerte von R7 und R3 gleich gemacht werden und dem Stromspiegel eine feste Verstärkung größer als 1 gegeben wird. Durch Verringern des Teils von I_comp ⁺, der von den Transistoren Q8 und Q9 geliefert wird, verringert die Abwärts-Expansionsschaltung 60 wirkungsvoll das Kompressionsverhältnis r, wie in Gleichung 16 beschrieben, von seinem Nominalwert auf einen Wert kleiner als 1 : 1.
Wenn V_A2 weit genug unter V_bp fällt, wird I_e tatsächlich I_comp ⁺ übersteigen. In diesem Fall wird der zusätzliche Strom durch die Begrenzungsschaltung 59 fließen, was eine weitere Verminderung des Verstärkungssignals V_C zur Folge hat.
Wie in 6 gezeigt, verwendet der bevorzugte Strommodus-VCA 18 eine Gegenkopplungs-Architektur um eine Differenzverstärkungs-Kernstufe 100 herum. Zur Klarheit sind Vor spannungsströme mit einem Großbuchstaben 1 bezeichnet, und AC-Signalströme sind mit einem Kleinbuchstaben i bezeichnet. Beim Beschreiben des VCA ist der Pufferstrom I_buf gegeben als i_buf.
Der Puferstrom i_buf wird über den Pin VCAIN am Stromeingang 19 in den Signalweg eingeleitet und wird durch eine Transimpedanzstufe 102 in eine Differenzspannung V_D umgewandelt. Die Spannung V_D wird an eine Transkonduktanzstufe 104 angelegt, die die Hochfrequenzverstärkung des VCA mit einem Kondensator begrenzt und die Rückkopplungsschleife stabilisiert. Die Transkonduktanzstufe liefert einen Differenztreiberstrom (I_DC – i_g, I_DC + i_g, wo I_DC der Vorspannungsstrom des Verstärkungskerns ist, der die Verstärkungskernstufe 100 treibt.
Die Verstärkungskernstufe 100 erzeugt zwei Differenzausgangsströme, die sich zu dem von der Transkonduktanzstufe an den Verstärkungskern gelieferten Differenztreiberstrom summieren. Der Bruchteil des jedem Ausgangsstrom bereitgestellten Treiberstromes wird durch das Anlegen des Verstärkungssignals V_C an die Verstärkungskernstufe 100 gesteuert. Ein Differenz-Rückkopplungsstrom (I₁ – i₁, I₁ + i₁) wird zu der Transimpedanzstufe 102 zuückgeführt, um die Gegenkopplungsschleife zu vervollständigen. Ein Differenz-Ausgangsstrom (I₀ – i₀, I₀ + i₀) wird an den Differenz-Strom-zu-Spannung-Wandler 22 angelegt, um die Ausgangsspannung V_out = 2Ri₀ am Pin VOUT zu erzeugen, wo R der Widerstand des Wandlers 22 ist.
Die Verstärkungskernstufe 100 umfasst zwei Paare von differenzgeschalteten NPN-Transistoren Q14, Q15 und Q16, Q17. Die Emitter 106 und 108 der Transistoren Q14 bzw. Q15 sind verbunden und tiefem gemeinsam den Schwanzstrom I_DC – i_g, und die Emitter 110 und 112 der Transistoren Q16 bzw. Q17 sind verbunden und tiefem gemeinsam den Schwanzstrom I_DC + i_g. Die Kollektoren 114 und 116 der Transistoren Q15 bzw. Q16 sind mit dem Strom-zu-Spannung-Wandler 22 verbunden, um den Differenzausgangsstrom zu liefern, und die Kollektoren 118 und 120 von Q14 bzw. Q17 sind mit der Transimpedanzstufe 102 verbunden, um den Differenz-Rückkopplungsstrom zu tiefem. Die Basen 122 und 124 von Q15 bzw. Q16 sind mit einem positiven Knoten 126 verbunden, und die Basen 128 und 130 von Q14 und Q17 sind mit einem negativen Knoten 132 verbunden.
Das von der Schnittstellenschaltung 16 (gezeigt in 5) erzeugte Verstärkungssignal V_C wird über den positiven und negativen Knoten 126 bzw. 132 angelegt, sodass die Schwanzströme I_DC – i_g und I_DC + i_g in differenzielle Rückkopplungs- und Ausgangsströme I₁+/–i₁ bzw. I₀+/–i₀ geteilt werden, wo I₀ = GI_DC, i₀ = Gi_g, I₁ = (1 – G)I_DC und i₁ = (1 – G)i_g. Der Teilungsbruchteil G variiert als Reaktion auf das Verstärkungssignal V_C zwischen 0 und 1 gemäß der folgenden Beziehung:
G = eVc/Vt/(1 + eVc/Vt) (18)
Die Transimpedanzstufe 102 umfasst ein Diodenpaar D7, D8, das zwischen eine Bezugsspannung V_ref1, etwa 1V tiefer als die hohe Spannungsverorgung V_dd, und die Kollektoren 118 und 120 der Transistoren Q14 bzw. Q17 geschaltet ist. Alternativ können die Dioden D7 und D8 als die Emitter-Basis-Strecken eines NPN-Transistorpaares mit einer gemeinsamen Basisverbindung mit V_ref1 implementiert werden.
Der Eingangsstrom i_buf wird bei VCAIN zwischen der Diode D8 und dem Transistor Q17 in den Signalweg eingeführt, sodass die Dioden D7 und D8 Ströme I₂+ i₂ bzw. I₂ – i₂ leiten, um die Differenzspannung V_D zu erzeugen. Die Basisströme ignorierend ist der von der Diode D7 fließende Strom gleich dem an den Kollektor 118 des Transistors Q14 gelieferten Strom, und der Strom der Diode D8 ist gleich dem Kollektorstrom des Transistors Q17 minus dem Eingangsstrom i_buf. Daher,
I2 + i2 = I1 – i1 (19)
und I2 – i2 = I1 + i1 – ibuf (20)
Lösen Gleichungen 19 und 20,
I2 = I1 – (ibuf/2) (21)
und i2 = –i1 + (ibuf/2) (22)
Gleichung 22 zeigt, dass, obwohl der Eingangsstrom i_buf auf einer Seite des Signalwegs eingeführt wird, er effektiv differenziell eingeführt wird. Wie in Gleichung 21 beschrieben, hat jedoch der Vorspannungsstron I₂ eine Gleichtaktkomponente von –i_buf/2. Diese Gleichtaktkomponente wird an beide Seiten des Signalwegs angelegt und durch die Transimpedanzstufe 102 aufgehoben.
Der Widerstand der Transimpedanzstufe ist 2r, wo r die dynamische Impedanz der Dioden D7 und D8 ist. Die dynamische Impedanz r ist umgekehrt proportional zu den durch die Dioden D7 und D8 fließenden Vorspannungsströmen. Da der durch die Dioden fließende Vorspannungsstrom ausschließlich von der Verstärkungskernstufe 100 bereitgestellt wird, ist der Vorspannungsstrom I₂ = (1 – G)I_dc und r = Vt/(1 – G)I_DC. Die über den Dioden gemessene Differenzspannung V_D ist daher:
VD = r[(I2 + i2) – (I2 – i2)] = (2Vti2)/((1 – G)IDC) (23)
Die Transkonduktanzstufe 104 ist ein Tiefpassfilter, bevorzugt ein Filter erster Ordnung, das die Differenzspannung V_D in die Differenztreiberströme I_DC – i_g und I_DC + i_g umwandelt, wo i_g = gm(f)V_D. Die effektive Transkonduktanzfunktion für ein Tiefpassfilter erster Ordnung ist:
gm(f) = gm0/(1 + (jf/f0)) (24)
wo f Frequenz ist, f₀ die Grenzfrequenz ist und gm₀ die Niederfrequenzverstärkung ist. Durch Abschwächen der Verstärkung bei hohen Frequenzen werden Transistoreffekte erster Ordnung, die ansonsten bei höheren Frequenzen bedeutsam werden, vermindert, um Stabilität zu gewährleisten.
Die Transkonduktanzstufe 104 umfasst eine Stromquelle IS8, geeignet 10 μA, die Strom an ein emittergekoppeltes PNP-Transistorpaar Q18 und Q19 liefert. Dies bewirkt, dass Vorspannungsströme I₃, etwa 5 μA, durch die Kollektoren 136 und 138 der Transistoren Q18 bzw. Q19 fließen. Die Basen 140 und 142 der Transistoren Q18 bzw. Q19 sind mit Kathoden 144 und 146 der Dioden D7 bzw. D8 verbunden. Die Differenzspannung V_D verschiebt folglich die relativen Basisspannungen der Transistoren Q18 und Q19, wodurch ihre Kollektorströme I₃ durch +i₃ bzw. –i₃ gestört werden.
Ein Stromspiegel M3 ist mit den Kollektoren 136 und 138 verbunden, sodass der Spiegel einen Strom I₃ + i₃ an einem Knoten 148 zieht, der mit dem Kollektor 138 des Transistors Q19 verbunden ist. Als Folge lädt bzw. entlädt ein Strom 2i₃ abwechselnd einen Kondensator C_v, geeignet 5pf, der zwischen den Knoten 148 und Masse geschaltet ist. Weil die Impedanz des Kondensators C_v bei höheren Frequenzen abnimmt, fällt die Verstärkung der Transkonduktanzstufe ab, wenn die Frequenz zunimmt.
Eine Stromquelle IS9 liefert einen Schwanzstrom, geeignet 2 mA, an ein emittergekoppeltes NPN-Transistorpaar Q20 und Q21, dessen Kollektoren 150 und 152 mit Emittern 106 und 108 der Transistoren Q14 und Q15 und mit Emittern 110 und 112 der Transistoren Q16 bzw. Q17 verbunden sind. Dies liefert den Differenztreiberstrom I_DC – i_g und I_DC + i_g, wo I_DC nominell 1 mA beträgt. Eine Bezugsspannung V_ref2, geeignet 1 V plus eine Diodenspannung über Masse, ist mit der Basis 154 von Transistor Q21 verbunden. Die Basis 156 von Transistor Q20 ist mit Knoten 148 oben auf dem Kondensator C_v verbunden. Die Basisströme der Transistoren Q20 ud Q21 werden als null angenommen, aber in der Praxis kann dies durch Verwenden von Darlington-Paaren anstelle von Q20 und Q21 sichergestellt werden.
Bei DC (i_buf = 0) ist die Kondensatorspannung V_Cv im Wesentlichen gleich V_ref2, sodass der Schwanzstrom 2I_DC gleichmäßig zwischen den Transistoren Q20 und Q21 aufgeteilt wird und ig = 0 ist. Wenn der Eingangsstrom i_buf positiv ist, ist V_D positiv, und 2i₃ entlädt den Kondensator C_v. Dies vermindert die Spannung an der Basis von Transistor Q20 relativ zu der Spannung an der Basis von Transistor Q21 und vermindert den durch Q20 fließenden Strom um i_g. Dies wiederum vermindert den Differenz-Rückkopplungsstrom um i₁, der dem positiven Eingangsstrom i_buf entgenwirkt. Umgekehrt, wenn i_buf negativ ist, wird der Kondensator C_v geladen, und ein größerer Teil des Stromes fließt durch den Transistor Q20, um die Gegenkopplung zu tiefem, die dem negativen Eingangsstrom entgegenwirkt.
Die von dem Strom-zu-Spannung-Wandler 22 als Reaktion auf den Differenztreiberstrom erzeugte Ausgangsspannung V_out wird beschrieben durch:
Vout = 2GRig (25)
Der von der Transkonduktanzstuffe 104 erzeugte Treiberstrom i_g ist gegeben druch:
ig = gm(f)VD (26)
Einsetzen von Gleichungen 23 und 22, i₁ = (1 – G)i_g und Auflösen nach i_g ergibt:
ig = 1/(1 – G)/(1 + (IDC/(2Vtgm(f))) × ibuf/2) (27)
Einsetzen von i_g in Gleichung 25 unter Verwendung von G/(1 – G) = e^Vc/Vt und Umstellen ergibt:
Vout = H(f)eVc/VtRibuf (28)
wo H(f) = 1/(1 + ((1 + jf/f0)IDC)/(2gm0Vt)) (29)
und Vin = Ribuf (30)
Wenn die Schleifenverstärkung 2gm₀V_t/I_DC viel größer als 1 ist, ist H(f) etwa 1, und die in Gleichung 28 beschriebene Eingangs/Ausgangs-Verstärkungsfunktion ist die ursprünglich in Gleichung 1 gegebene gewünschte Exponentialfunktion von V_C. Des Weiteren wird die Schleifenverstärkung ungeachtet des aus dem VCA gezogenen Verstärkungsbetrags konstant gehalten. Der VCA kann somit die gewünschten 60 dB an Verstärkung bis zu etwa 100 kHz für einen typischen IC-Prozess bereitstellen.
Außerdem wird die von Transistoren, speziell dem emittergekoppelten PNP-Paar (Q18, Q19) in der Transkonduktanzstufe 104, als Reaktion auf große Eingangssignale gezeigte Verzerrung im Wesentlichen durch die entgegengesetzte Verzerrung in den Transimpedanzstufendioden (D7, D8) aufgehoben.
Ein Steuerdurchgriff wird durch die Tatsache eingebracht, dass sich der Eingangsknoten als Reaktion auf Verstärkungsänderungen bewegt. Das Hinzufügen des Operationsverstärkers A4 hält den Knoten 19 mit Verstärkungsänderungen konstant. Sein nicht-invertierender Eingang 160 ist mit einer Bezugsspannung V_ref3 verbunden, die geeigneterweise gleich oder positiver als V_ref in 5 ist. Der invertierende Eingang 162 ist mit dem Knoten 19 verbunden. Der Ausgang 164 des Operationsverstärkers A4 ist mit der Anode der Dioden D7 und D8 oder vorzugsweise den Basen von NPN-Transistoren verbunden, die anstelle von D7 und D8, wie zuvor erwähnt, benutzt werden. Dies errichtet eine Gegenkopplungsschleife um den Operationsverstärker A4 herum, die bewirkt, dass der Knoten 19 auf dem gleichen Potential wie V_ref3 gehalten wird. Nicht nur wird der Steuerdurchgriff auf diese Weise minimiert, sondern die Eingangsimpedanz des VCA wird in hohem Maße reduziert, was die Genauigkeit der Spannung-zu-Strom-Umwandlung über die in 1 gezeigte Widerstands/Kondensator-Kombination 21 verbessert.
Während verschiedene veranschaulichende Ausführungen der Erfindung gezeigt und beschrieben wurden, werden für die Fachleute in der Technik zahlreiche Variationen und alternative Ausführungen ersichtlich sein. Solche Variationen und alternativen Ausführungen sind vorausgesehen und können vorgenommen werden, ohne vom Umfang der Erfindung, wie in den anliegenden Ansprüchen definiert, abzuweichen.

Claims

Schaltung zur Konditionierung eines Eingangssignals gemäß einem Kompressionsverhältnis, die umfasst: einen Analogeingangspuffer (12) mit einem primären und einem sekundären Ausgangsanschluss (BUFOUT, 52), wobei der Eingangspuffer auf ein Eingangssignal (V_in) reagiert, indem er a) ein Puffersignal (V_buf) an dem primären Ausgangsanschluss erzeugt, das dem Eingangssignal folgt, und b) das Puffersignal an dem primären Ausgangsanschluss direkt abtastet und gleichrichtet, um ein gleichgerichtetes Eingangssignal (I_R) an dem sekundären Ausgangsanschluss zu erzeugen; eine analoge Mittelbildungsschaltung (14), die eine gemitteltes Signal (V_L) aus dem gleichgerichteten Eingangssignal erzeugt; eine Schnittstellenschaltung (16), die ein Verstärkungssignal (V_C) erzeugt, das eine Funktion des Bemittelten Signals und des Kompressionsverhältnisses ist, und einen spannungsgesteuerten Verstärker (18), der geschaltet ist, das Puffersignal mit einer Exponentialfunktion des Verstärkungssignals zu verstärken, um ein komprimiertes Ausgangssignal (V_OUT) zu erzeugen.
Schaltung nach Anspruch 1, wobei der Eingangspuffer einen Vollweggleichrichter (24, 26) umfasst, der das Puffersignal an dem primären Ausgangsanschluss direkt abtastet und gleichrichtet, um das gleichgerichtete Eingangssignal zu erzeugen, wobei der primäre Ausgangsanschluss des Eingangspuffers über einen einzelnen Kondensator (21) mit dem spannungsgesteuerten Verstärker verbunden ist, um gleichzeitig den DC-Anteil des Puffersignals, der infolge von DC-Schwankungen in dem Puffer und dem VCA an den VCA und den Vollweggleichrichter des Puffers angelegt wird, zu blockieren.
Schaffung nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Schaltung eine charakteristische Kompressionskurve (23) aufweist, die ihr komprimiertes Ausgangssignal mit dem Eingangssignal in Beziehung setzt, wobei die Schnittstellenschaltung umfasst: eine Vorspannungsschaltung (D4, Q7, IS4), die einen Drehpunkt auf der charakteristischen Kompressionskurve errichtet; einen Vergleicher (R3), der das gemittelte Signal mit dem Drehpunkt vergleicht; eine Kompressionsschaltung (58), die einen Nominalwert für das Kompressionsverhältnis errichtet und das Bemittelte Signal gemäß dem Nominalwert skaliert, um das Verstärkungssignal zu erzeugen, wenn das gemittelte Signal kleiner als der Drehpunkt ist, und eine Begrenzungsschaltung (59), die das Kompressionsverhältnis auf einen Begrenzungswert erhöht und das gemittelte Signal gemäß dem Begrenzungswert skaliert, um das Verstärkungssignal zu verringern, wenn das gemittelte Signal den Drehpunkt überschreitet.
Schaltung nach Anspruch 3, wobei die Kompressionsschaltung einen programmierbaren Eingang (RCOMP) zum Auswählen des Nominalwertes besitzt, wobei die Schnittstellenschaltung des Werteren umfasst: eine Abwärts-Expansionsschaltung (60), die einen Knickpunkt errichtet, der unter dem Drehpunkt auf der charakteristischen Kompressionskurve liegt, und den Wert des Kompressionsverhältnisses verringert, wenn das gemittelte Signal kleiner als der Knickpunkt ist.
Schaltung nach Anspruch 3, worin der Drehpunkt einer hohen Bezugsspannung entspricht, wobei die Schnittstellenschaltung einen Eingangsanschluss (57) zum Empfangen des gemittelten Signals umfasst, die Vorspannungsschaltung einen Vorspannungstransistor (Q7) mit einer Basis umfasst und die hohe Bezugsspannung an der Basis des Vorspannungstransistors errichtet, der Vergleicher einen ersten Eingangswiderstand umfasst, der zwischen die Basis des Vorspannungstransistors und den Eingangsanschluss geschaltet ist, sodass ein positiver Strom durch den ersten Eingangswiderstand fließt, wenn das gemittelte Signal kleiner ist als die hohe Bezugsspannung, und die Kompressionsschaltung einen ersten und zweiten Kompressionstransistor (Q8, Q9) umfasst, die gemeinsam den positiven Strom liefern, wobei ein bekannter Bruchteil des positiven Stromes gemäß dem nominellen Kompressionsverhältnis durch den zweiten Kompressionstransistor fließt, um das Verstärkungssignal bereitzustellen.
Schaltung nach Anspruch 5, worin das Verstärkungssignal eine Verstärkungsspannung ist und das gemittelte Signal proportional dem Logarithmus des mittleren Quadrats des gleichgerichteten Eingangssignals ist, wobei die Kompressionsschaltung weiter umfasst: einen Bezugsspannungsknoten, und einen ersten Ausgangswiderstand, der zwischen den Bezugsspannungsknoten und den zweiten Kompressionstransistor geschaltet ist, sodass der bekannte Bruchteil des positiven Stromes durch den ersten Ausgangswiderstand fließt, um die Verstärkungsspannung zu liefern, wobei der erste Ausgangswiderstand im Wesentlichen den halben Widerstandswert des ersten Eingangswiderstands aufweist, sodass die Verstärkungsspannung proportional dem Logarithmus des quadratischen Mittels des Eingangssignals ist.
Schaltung nach Anspruch 5, worin das Verstärkungssignal ein differenzielles Verstärkungssignal ist, das als Differenz zwischen dem bekannten Bruchteil des positiven Stromes, der durch den zweiten Kompressionstransistor fließt, und einem Begrenzungsstrom gebildet wird, wobei die Begrenzungsschaltung umfasst: eine Fühlerschaltung (Q10), die abfühlt, wenn das gemittelte Signal die hohe Bezugsspannung übersteigt, und veranlasst, dass ein negativer Strom durch den ersten Eingangswiderstand fließt, und die ein Steuersignal erzeugt; eine Begrenzungsschaltung (D5), die den negativen Strom als Reaktion auf das Steuersignal liefert, und eine Spiegelschaltung (Q11), die einen Teil des negativen Stromes spiegelt, um den Begrenzungsstrom mit einem Pegel zu erzeugen, der das Kompressionsverhältnis auf den Begrenzungswert erhöht.
Schaltung nach Anspruch 4, worin der Knickpunkt einer tiefen Bezugsspannung entspricht, wobei die Abwärts-Expansionsschaltung umfasst: eine zweite Vorspannungsschaltung (Q12, D6), die einen zweiten Vorspannungstransistor mit einer Basis umfasst, wobei die zweite Vorspannungsschaltung die tiefe Bezugsspannung an der Basis des zweiten Vorspannungstransistors errichtet; einen zweiten Eingangswiderstand (R7), der zwischen die Basis des zweiten Vorspannungstransistors und den Eingangsanschluss der Schnittstellenschaltung geschaltet ist, sodass ein Expansionsstrom (I_e) durch den zweiten Eingangswiderstand fließt, wenn das gemittelte Signal kleiner als die tiefe Bezugsspannung ist, und einen Stromspiegel (M2), der den Expansionsstrom an die Basis des ersten Vorspannungstransistors spiegelt, um einen Teil des positiven Stromes zu liefern, wodurch der durch den zweiten Kompressionstransistor fließende Strom verringert wird, was wiederum das Verstär kungssignal und das Kompressionsverhältnis verringert, wobei der Widerstandswert des zweiten Eingangswiderstands kleiner ist der Widerstandswert des ersten Eingangswiderstands, sodass der Expansionsstrom schneller zunimmt als der positive Strom, wenn das Bemittelte Signal verringert wird.
Schaltung nach Anspruch 1, worin die Schnittstellenschaltung feste und auswählbare Kompressionsverhältnisse erzeugt, wenn das Eingangssignal über bzw. unter einem Drehpunkt liegt, wobei die Schnittstellenschaltung einen programmierbaren Eingang zum Auswählen des Kompressionsverhältnisses besitzt, wenn das Eingangssignal unter dem Drehpunkt liegt.
Schaltung nach Anspruch 1, worin das komprimierte Ausgangssignal ein differenzieller Ausgangsstrom ist und der regelbare Verstärker ein spannungsgesteuerter Verstärker (VCA) (18) ist, der umfasst: eine Verstärkungskernstufe (100), die einen differenziellen Rückkopplungsstrom und den differenziellen Ausgangsstrom als Reaktion auf einen differenziellen Treiberstrom und das Verstärkungssignal erzeugt: eine Transimpedanzstufe (102) mit einer dynamischen Impedanz, die sich gemäß dem Verstärkungssignal ändert, sodass die Schleifenverstärkung des VCA ungefähr konstant ist, wobei das gepufferte Eingangssignal mit dem differenziellen Rückkopplungsstrom eingeführt wird, um eine Differenzspannung über der dynamischen Impedanz zu erzeugen, und eine Transkonduktanzstufe (104), die die Differenzspannung tiefpassfiltert und den differenziellen Treiberstrom liefert.