DE69406256T2 - Linearstrahl-Hohlräumeschaltungen mit nicht resonanten RF-Dämpfungsplatten - Google Patents

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG Gebiet der Erfindung
• Die Erfindung betrifft Linearstrahl-Hohlraumschaltungen wie hohiraumgekoppelte Wanderfeidröhren (TWTs) und Klystrons und betrifft insbesondere die Verwendung eines für RF- Frequenzen verlustbehafteten dielektrischen Materials in derartigen Schaltungen, um ein verbessertes Frequenzantwortverhalten der Signalverstärkung zu schaffen.
Beschreibung des Standes der Technik
• Linearstrahl-Schaltungen wie TWTs und Klystrons besitzen die Wirkung, daß ein Elektronenstrahl mit einem elektromagnetischen Radiofrequenzfeld (RF-Feld) auf eine Weise in Wechselwirkung tritt, daß die elektromagnetische Feldenergie verstärkt wird. Bei einem TWT breitet sich beispielsweise eine elektromagnetische Welle entlang einer "Slow-Wave"-Schaltung aus, wie eine leitende Helix bzw. Spirale, die um den Pfad des Elektronenstrahls gewunden ist, oder wie eine Struktur vom Typ mit gefaltetem Hohlleiter, bei der ein Hohlleiter quer zu dem Pfad der Elektronen wirksam vor- und zurückgewunden wird. Die "Slow- Wave"-Schaltung schafft einen Ausbreitungspfad für die elektromagnetische Welle, der beträchtlich länger ist als die axiale Länge der Schaltung, so daß man bewirken kann, daß sich die wandernde Welle effektiv nahezu mit der Geschwindigkeit des Elektronenstrahls ausbreitet. Die Wechselwirkungen zwischen den Elektronen in dem Strahl und der wandernden Welle rufen Geschwindigkeitsmodulationen und eine Bündelung der Strahlelektronen hervor. Das Nettoergebnis besteht in einem Energietransfer von dem Elektronenstrahl zu der Welle, die entlang der Slow-Wave-Schaltung wandert.
• Die Hauptkomponenten einer gewöhnlichen TWT 2 sind in Fig. 1 dargestellt. Eine Elektronenkanone 4 erzeugt einen Elektronenstrahl und führt diesen einer Slow-Wave-Struktur 6 zu. Der Elektronenstrahl wird durch die Slow-Wave-Struktur mittels eines statischen fokussierenden Magnetfeldes geführt und wird an dem gegenüberliegenden Ende der Slow-Wave-Struktur 6 von einem Elektronenkollektor 8 eingefangen. Die elektromagnetische Welle wird über einen RF-Eingangskoppler 10 in ein Ende der Slow- Wave-Struktur eingeführt und wird von dem gegenüberliegenden Ende der Slow-Wave-Struktur über einen RF-Ausgangskoppler 12 ausgekoppelt. TWTs werden gewöhnlich dazu verwendet, für Kommunikations- Radar- und andere Anwendungen ein hohes Maß an Signalverstärkung im Bereich von Mikrowellen- und Millimeterwellen-Frequenzen bereit zu stellen.
• TWTs und andere Linearstrahlröhren wie Klystrons sind dazu ausgelegt, in einem gegebenen Frequenzband zu arbeiten, wie zum Beispiel 3,1 bis 3,5 GHz. Die herkömmlichen Vorrichtungen zeigen jedoch bei unterschiedlichen Frequenzen innerhalb ihrer Nenn-Betriebsbänder ein nicht-gleichförmiges Verstärkungs- Anwortverhalten und TWTs mit gekoppelten Hohlräumen sind darüber hinaus bei verschiedenen Grenzen der Frequenzbänder, innerhalb derer die Schaltung eine RF-Welle ausbreiten lassen kann, Oszillationen ausgesetzt. TWTs neigen insbesondere dazu, an der oberen Frequenzgrenze des untersten Durchlaßbandes, das das Betriebsband enthält, unstabil zu sein. Um das Frequenz- Antwortverhalten zu verbessern und für Stabilität zu sorgen, hat man für RF-Frequenzen verlustbehaftete keramische "Verlustknöpfe" um den inneren Hohlraumumfang einer TWT verteilt. Die Verlustknöpfe bzw. Plättchen sind aus einem keramischem Material wie BeO oder MgO gebildet, daß mit einem leitenden Material gemischt oder dotiert ist, typischerweise SiC. Die Verlustknöpfe sind typischerweise zylindrisch, wobei ihre Achsen parallel zu der Achse der TWT ausgerichtet sind, und sind in der Röhrenwand aufgenommen.
• Zur Glättung des Frequenz-Antwortverhaltens der TWTs sind "wiedereintretende Verlustknöpfe" verwendet worden. Diese Knöpfe stehen gegenüber der Wand in die Hohlräume der Schaltung vor und bilden ein Verlustelement, indem die RF-Welle innerhalb der Röhre zerrissen bzw. unterbrochen wird. Nicht-wiedereintretende oder tangente Verlustknöpfe werden typischerweise auch verwendet, wobei die Kante des Knopfes entlang einer Tangente der inneren Hohlraumwand liegt. Die Funktion von nicht- wiedereintretenden Verlustknöpfen besteht darin, einen Verlust innerhalb eines engen Frequenzbereiches hinzuzufügen, wie in der Nähe der oberen Grenzfrequenz des Durchlaßbandes. Diese Maßnahme kann wirksam dazu benutzt werden, eine Instabilität an der oberen Grenze zu eliminieren, ist jedoch nicht dazu ausgelegt, das Verstärkungs-Antwortverhalten der Röhre über das Volle Betriebsfrequenzband zu glätten.
• Nicht-wiedereintretende Verlustknöpfe sind mit einem relativ niedrigen Grad an SiC dotiert, typischerweise 1-5%, im Gegensatz zu der Dotierung von typischerweise 15% oder mehr bei wiedereintretenden Knöpfen, die dazu verwendet werden, das Frequenz-Antwortverhalten über das Betriebsband zu glätten. Die Verwendung von wiedereintretenden und nicht-wiedereintretenden Verlustknöpfen ist in den US-Patenten 3,607,766 von Grant und 3,221,204 von Hant et al. beschrieben; beide Patente sind auf Hughes Aircraft Company überschrieben, die Anmelderin der vorliegenden Erfindung. TWTs mit gekoppelten Hohlräumen und Klystrons sind generell in A.S. Gilmour, Jr., Microwave Tubes, Artech House, Inc., 1986, Seiten 201-209 und 302-313 beschrieben.
• Sowohl wiedereintretende als auch nicht-wiedereintretende Verlustknöpfe weisen typischerweise Durchmesser auf, die etwa gleich der Hälfte der Feldwellenlänge innerhalb des Knopfes für die Frequenzen sind, für die sie ausgelegt sind zu arbeiten. Da die leitende Röhrenwand, in die der Verlustknopf eingesetzt ist, die parallele Feldkomponente an der Wand verkürzt bzw. kurzschließt und da die Hauptkomponente des elektrischen Feldes in dem Knopf die Komponente in Richtung der Strahlachse ist, die parallel zur Knopfachse liegt, wird der Wert des Feldes an gegenüberliegenden Enden des Durchmessers des Knopfes typischerweise auf einem niedrigen oder einem Wert von 0 liegen. Bei einem Durchmesser von etwa der Hälfte einer Wellenlänge des Feldes in dem Knopf wird ein schwingender Zustand bzw. Resonanzzustand eingerichtet. Nicht-wiedereintretende Knöpfe, die aus einem Material mit einem geringen Prozentsatz an verlustbehafteten Komponenten hergestellt sind, sind in hohem Maße frequenzselektiv und besitzen einen hohen Q-Faktor bzw. eine hohe Kreisgüte. Sie können für einen schmalen Frequenzbereich einen signifikanten Verlust bereitstellen. Wiedereintretende Knöpfe, die aus einem Material mit einem hohen Prozentanteil an verlustbehafteten Komponenten hergestellt sind, besitzen ein breiteres und flacheres Verlust-Ansprech- bzw. Antwortverhalten.
• Obwohl wiedereintretende Verlustknöpfe darin wirksam sind, das Frequenz-Antwortverhalten der Röhre zu glätten, besitzen sie die Tendenz, die "Anpassung" der Schaltung an den Enden der Röhre zu stören, was zu internen Hohlraum-Reflexionen Anlaß gibt. Solche Fehlanpassungen tragen zu Welligkeiten in dem Verstärkungs-Antwortverhalten bei und wirken der glättenden Wirkung des Verlustes entgegen. In der Praxis erfordern Röhren mit wiedereintretenden Knöpfen einen größeren Aufwand bei der Herstellung, um akzeptable Anpassungen zu erzielen. Weiterhin sind sie hinsichtlich des Betrages des Verlustes nicht besonders wirksam, den sie für eine gegebene Größe und Masse des Knopfes einführen. Nicht-wiedereintretende Verlustknöpfe können einen größeren Verlustbetrag im Grenzbereich bereitstellen, sind jedoch beim Glätten des Frequenz-Antwortverhaltens über das Betriebsband nicht wirksam.
• Ein alternativer Ansatz zum Glätten des Frequenz- Antwortverhaltens besteht darin, entlang der inneren Hohlraumwände der Röhre eine für RF-Frequenzen verlustbehaftete Beschichtung vorzusehen. Diese Technik ist in dem US-Patent 3,453,491 beschrieben, das ebenfalls auf Hughes Aircraft Company überschrieben ist. Dieser Ansatz ist jedoch ebenfalls weniger als ideal. Es ist eine komplexere Verarbeitung bzw. Bearbeitung erforderlich als für Verlustknöpfe und der Betrag des Verlustes, den Beschichtungen bereitstellen können, ist relativ begrenzt.
• Bei Breitband-Klystrons sind die Hohlräume zwischen dem Eingangshohlraum und dem Ausgangshohlraum dazu ausgelegt, bei bestimmten Frequenzen in dem Betriebsband oder in der Nähe des Betriebsbandes zu schwingen, und die Resonanzen haben bestimmte Breiten (Werte des Hohlraum-Q bzw. Werte der Hohlraumgüte) für ein optimales breitbandiges Ansprechverhalten. Der Hohlraum-Q bzw. die Hohlraumgüte kann gesteuert werden, indem man einen RF-Verlust vorsieht, unter Verwendung einer Verlustbeschichtung oder von verlustbehafteten keramischen Elementen wie in einer Schaltung mit gekoppelten Hohlräumen.
• Eine Linearstrahlröhre gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 ist aus der US-A-3,221,205 bekannt. In der US-A-3,221,205 sind Platten in den Enden der Hohlleiter-Filterhohlräume vorgesehen, die sich senkrecht zu der Röhrenstruktur erstrecken. Ein Magnetron mit Hohlräumen, die mit Stücken niedriger Leitfähigkeit (z.B. Molybdän, Nickel, Chrom, Eisen) versehen sind, ist in der FR-A-972 702 offenbart.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
• Die vorliegende Erfindung zielt darauf ab, eine Schaltung mit gekoppelten Hohlräumen breiten Spektrums anzugeben, die für RF-Frequenzen verlustbehaftetes, dielektrisches Material auf wirksame Weise dazu verwendet, ein breitbandiges Antwortverhalten zu glätten, ohne Oszillationen an der Grenzfrequenz hervorzurufen, die eine relativ geringe Menge an verlustbehaftetem Material und ohne komplexe Verarbeitung desselben erfordert und die eine gute Schaltungsanpassung bei geringer Leistungsreflexion erzielt. Diese Technik ist auch auf eine breitbandige Klystronschaltung anwendbar, um die erforderlichen niedrigen Werte des Hohlraum-Q bzw. der Hohlraumgüte auf wirksame und gut gesteuerte Art und Weise zu erzielen. Diese Ziele werden durch die Verwendung eines neuartigen Verlustelementtyps in der Form von für RF-Frequenzen verlustbehafteten dielektrischen Platten erreicht, die ein Verlust-Antwortverhalten über ein breites Frequenzband zeigen und eine Dicke von etwa 1/4 der Wellenlänge besitzen, die in die Platte induziert wird. Die Platten sind vorzugsweise nicht wiedereintretend, mit einer flachen inneren und einer flachen äußeren Oberfläche, obgleich auch andere geometrische Konfigurationen verwendet werden können, um ein ähnliches breitbandiges Frequenz-Antwortverhalten zu schaffen.
• Das für die Platten bzw. Plättchen verwendete Material kann dasselbe sein wie für bekannte wiedereintretende Verlustknöpfe, es kann jedoch eine wirksamere Verwendung des Verlustmaterials erzielt werden und die mit bekannten wiedereintretenden Knöpfen einhergehende Schaltungs-Fehlanpassung wird vermieden.
• Eine Linearstrahlröhre gemäß der Erfindung ist im Anspruch 1 definiert. Ausführungsformen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen 2 - 11 angegeben.
• Diese und weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich für Fachleute aus der nachstehenden detaillierten Beschreibung in Verbindung mit der beigefügten Zeichnung.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
• Fig. 1 ist ein Blockdiagramm einer herkömmlichen TWT, wie sie oben beschrieben wurde;
• Fig. 2 ist ein Blockdiagramm einer herkömmlichen Slowwave-Struktur für eine TWT mit gekoppelten Hohlräumen, auf die die Erfindung anwendbar ist;
• Fig. 3 ist eine Schnittansicht, die die Verwendung der Erfindung in einem Schnitt bzw. Abschnitt einer TWT mit gekoppelten Hohlräumen zeigt;
• Fig. 4 ist eine Schnittansicht entlang der Linie 4-4 von Fig. 3;
• Fig. 5 ist eine perspektivische Explosionsdarstellung eines Teils des Abschnittes mit gekoppelten Hohlräumen der Fig. 3;
• Fig. 6a und 6b sind Signalverläufe, die den Unterschied im RF-Feldmuster zwischen den Platten, die bei der vorliegenden Erfindung verwendet werden, und bekannten Verlustknöpfen zeigen;
• Fig. 7a-7f sind Teilschnittansichten, die unterschiedliche mögliche Konfigurationen der für RF-Frequenzen verlustbehafteten Platten darstellen; und
• Fig. 8 ist Blockdiagramm, das die Anwendung der Erfindung auf ein Klystron zeigt.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
• Ein Hauptanwendungsgebiet der Erfindung sind TWTs mit gekoppelten Hohlräumen. Eine Slow-Wave-Struktur 6 dieses Gerätetyps ist in Fig. 2 dargestellt und ist weiterhin im Detail in dem US-Patent 5,162,697 von Davis und Tammaru beschrieben, das ebenfalls auf Hughes Aircraft Company überschrieben ist. Die Struktur umfaßt eine Treiberstufe 14 und einen Ausgangsabschnitt 16. Die Treiberstufe 14 ist in einen Eingangsabschnitt 18 und einen Mittenabschnitt 20 unterteilt, und zwar durch einen Trennabschnitt 22. Der Trennabschnitt 22 verhindert Reflexionswellen, die aufgrund einer übermäßigen Verstärkung in einem Verstärkungsabschnitt zu einer Oszillation führen könnten und enthält typischerweise ein stark verlustbehaftetes Material, das im wesentlichen die gesamte wandernde Welle absorbiert, während er den geschwindigkeitsmodulierten Elektronenstrahl unbeeinflußt durchläßt. Der Elektronenstrahl, der in den Mittenabschnitt 20 eintritt, erzeugt eine neue wandernde Welle, die ihrerseits mit dem Elektronenstrahl in Wechselwirkung tritt, um zusätzliche Signalverstärkung bereitzustellen.
• Ein weiterer Trennabschnitt 24, der dieselbe Funktion ausübt wie der Trennabschnitt 22, ist zwischen der Treiberstufe 14 und dem Ausgangsabschnitt 16 angeordnet. Der Ausgangsabschnitt 16 umfaßt typischerweise einen Primärabschnitt 26 und einen Geschwindigkeitsabnahmeabschnitt 28, wobei der Primärabschnitt 26 im wesentliche bei derselben Phasengeschwindigkeit arbeitet wie die Treiberstufe 14. Der Geschwindigkeitsabnahmeabschnitt bzw. Geschwindigkeitsverjüngungsabschnitt bzw. Geschwindigkeitsauslaufabschnitt 28 arbeitet bei einer verminderten Phasengeschwindigkeit und kann einige Unterabschnitte (nicht gezeigt) aufweisen, um die Reduktion der Phasengeschwindigkeit der wandernden Welle an die Abnahme der axialen Geschwindigkeit des Elektronenstrahls anzupassen. Sein Zweck besteht darin, den Wirkungsgrad der Leistungswandlung zu steigern, indem der Bereich der günstigen Strahl-Wellen-Wechselwirkung verlängert bzw. erweitert wird.
• Die Abschnitte 18, 20, 26 und 28 besitzen ähnliche Strukturen mit gekoppelten Hohlräumen. Erfindungsgemäß können speziell ausgelegte, für RF-Frequenzen verlustbehaftete dielektrische Platten bzw. Plättchen ("slabs") zu den Hohlräumen jedes Abschnittes hinzugefügt werden, um ein generell gleichförmiges Antwortverhalten der Röhre über ihren gesamten Betriebsfrequenzbereich ohne Oszillationen an der Grenzfrequenz bereitzustellen. Im Geschwindigkeitsabnahmeabschnitt 28 werden generell keine Verlustplatten vorgesehen. Das gleiche gilt möglicherweise auch für das Ende höherer Leistung des Primärabschnittes 26, und zwar aufgrund der höheren RF-Leistungspegel in diesen Bereichen. Das Vorsehen von Verlustplatten an diesen Stellen könnte zu einem Verlust an RF-Wirkungsgrad und zu einer übermäßigen Wärmeerzeugung führen.
• Ein Slow-Wave-Abschnitt, der die Verlustplatten verwendet, wie beispielsweise der Primärabschnitt 26, ist in den Figuren 3-5 dargestellt (Fig. 5 enthält die Elemente von nur drei der sechs Hohlräume, die in Fig. 3 enthalten sind). Der Abschnitt ist aus alternierenden metallischen Abstandsringen 36 und Scheiben 38 gebildet, die um ihren jeweiligen äußeren Umfang mechanisch miteinander verbunden sind, typischerweise durch Hartlöten Zwischen jedem aufeinanderfolgenden Paar von Scheiben 38 sind jeweilige Hohlräume 40 ausgebildet, und zwar innerhalb der Öffnungen der Abstandsringe 36. Jede Scheibe enthält einen zentralen rohrförmigen Abschnitt 42 für die Ausbreitung des Elektronenstrahls und einen Schlitz 44 in der Hohlraumwand zwischen dem rohrförmigen Abschnitt 42 und den massiven Teilen der Abstandsringe 36. Die Schlitze 44 sind entlang einer vertikalen Ebene orientiert, wobei der Schlitz für jede aufeinanderfolgende Scheibe um 180º bzgl. der direkt vorhergehenden und der direkt folgenden Scheibe versetzt ist. Diese Konfiguration wird als gefalteter Hohlleiter bezeichnet. Wenn sich eine RF- Welle in einem Hohlraum nach oben ausbreitet, dreht sich die Richtung des elektrischen Feldes um. Daher tritt grundsätzlich eine 180º-Phasenverschiebung von Hohlraum zu Hohlraum auf, zzgl. einer weiteren Phasenverzögerung, die der Zeit zugeordnet ist, die die Welle zur Ausbreitung von einem Hohlraum zum nächsten benötigt. Statt der in den Zeichnungen gezeigten Anordnung mit versetzten Schlitzen können TWTs mit gekoppelten Hohlräumen auch Schlitze einsetzen, die um einen etwas kleineren Winkel als 180º versetzt sind oder von einem Hohlraum zum nächsten miteinander ausgerichtet sind. Eine Schaltung kann auch mehr als einen Schlitz pro Scheibe aufweisen.
• Erfindungsgemäß sind in dem Abschnitt der TWT-Wand, der durch die Abstandsringe 36 definiert ist, speziell ausgelegte Verlustplatten 46 angeordnet. Vorzugsweise werden für jeden Hohlraum zwei Verlustplatten 46 verwendet, die entlang eines horizontalen Durchmessers der Röhre auf gegenüberliegenden Seiten der Abstandsringe 36 angeordnet sind, obwohl auch eine größere oder eine kleinere Anzahl von Verlustplatten verwendet werden könnte. Diese Orientierung bietet ein hohes Maß an Gleichförmigkeit des RF-Verlustes über das gesamte Durchlaßband des Rohrs bzw. der Röhre. Die Verlustplatten könnten entlang eines vertikalen Durchmessers der Röhre angeordnet sein, dies würde jedoch zu einer signifikanten Verminderung des Verlustes am unteren Ende des Frequenz-Durchlaßbandes führen. In Fig. 3 sind die Verlustplatten 46 nur für die ersten vier Hohlräume gezeigt. Die letzten zwei Hohlräume auf der rechten Seite sind ohne Verlustplatten gezeigt, um einen Slow-Wave-Primärabschnitt 26 darzustellen, der die Verlustplatten nur an seinem Ende mit niedrigerer Leistung verwendet.
• Die Verlustplatten 46 sind speziell so konfiguriert, daß sie ein breitbandiges Antwortverhalten gegenüber einer RF-Welle einrichten, die sich durch die Röhre ausbreitet. Dieses Konzept ist in den Fig. 6a und 6b dargestellt, in denen schematisch dargestellt ist, wie ein generischer TWT-Hohlraum 48 mit einer Verlustplatte 46 der Erfindung versehen ist, und zwar in Fig. 6a, und wie dieser Hohlraum mit einem herkömmlichen Verlustknopf 50 versehen ist, und zwar in Fig. 6b (um den Unterschied der Konzepte zwischen der Platte und einem Verlustknopf deutlicher darzustellen, ist letzterer mit einem quadratischen Querschnitt angegeben, im Gegensatz zu einer typischeren zylindrischen Form). Bei einem gegebenen Leistungspegel in dem Haupt-Hohlraum, wie er durch die Größe des elektrischen Feldes 52 und 54 gegeben ist, hängt das Maß der in der verlustbehafteten Keramik absorbierten Leistung in jedem Fall von der Charakteristik des verlustbehafteten Materials sowie von den Abmessungen des verlustbehafteten Elements ab.
• Eine maximale Leistungsabsorption bei einer gegebenen Betriebsfrequenz wird erhalten, wenn die Dicke der Verlustplatte etwa ein Viertel der Wellenlänge λs beträgt, die in der Platte erzeugt wird. Die Erfindung nutzt diese Eigenschaft, indem die Verlustplatte 46 mit einer Dicke von etwa λs/4 in dem Frequenzband versehen wird, für das der RF-Verlust gewünscht ist. Die sich ergebenden elektrischen Feldmuster 51 bilden ein nichtschwingendes Muster im Inneren der Verlustplatte 46, wie es in dem unteren Abschnitt von Fig. 6a dargestellt ist. Es ist anzumerken, daß der Feld-Signalverlauf 51 innerhalb der Platte eine kürzere Wellenlänge besitzt als der Feld-Signalverlauf 52 innerhalb des evakuierten Hohlraumes, und zwar aufgrund des Unterschiedes der Dielektrizitätskonstanten.
• Das nicht-schwingende Feld einer Viertel Wellenlänge in der Platte 46 kann man dem herkömmlicheren Verlustknopf 50 gegenüberstellen, dessen Dicke doppelt so groß ist wie die der Platte 46. Die Felder in dem Verlustknopf bilden bei einer aufrechterhaltenen Schwingung ein Muster 53 einer halben Wellenlänge, wie es in dem unteren Abschnitt von Fig. 6b dargestellt ist; das längere Feld-Muster in dem Hohlraum wird durch das Bezugszeichen 54 angegeben. Der Faktor von zwei bezüglich der Dicke ergibt sich, wenn die Verlustplatte 46 und der Verlustknopf 50 aus demselben Material gebildet werden. Wenn der Verlustknopf einen niedrigeren Prozentsatz an leitendem Material bei einer niedrigeren Dielektrizitätskonstante besitzt als bekannte, nicht-wiedereintretende Resonanz-Verlustknöpfe, würde der Knopf sogar noch dicker sein, um eine Resonanz einzustellen.
• Ein weiterer Weg, den Unterschied zwischen der verlustbehafteten Platte 46 mit einem niedrigen Wert von Q und dem Resonanz-Knopf 58 mit einem hohen Wert von Q anzugeben, besteht darin, daß die Felder in der Platte schnell abklingen, wenn sie nicht von einem antreibenden Feld aus der TWT aufrechterhalten werden. Die Kopplung von der Röhre zu der Platte muß stark ausgebildet sein, um die Felder im Inneren der Platte aufrecht zu erhalten, wenn die Platte Leistung absorbiert. Bei einer Dicke der Platte von etwa einer viertel Wellenlänge ist die Amplitude des Feldes in der Platte an der Kopplungsebene zu dem Hohlraum auf einem Maximum. Im Gegensatz hierzu sind die Felder bei dem Resonanz-Element 50 innerhalb des Knopfes in sich abgeschlossen. Die Felder erhalten sich im wesentlichen selbst, wobei nur ein geringes Maß an von der Röhre eingekoppelter Leistung notwendig ist, um die Resonanz aufrechtzuerhalten. Daher stellt die Platte 46 einer viertel Wellenlänge eine starke Kopplung mit einem hohen Maß an RF-Verlust zu der Röhre bereit, wohingegen der herkömmlichere Knopf 50 einer halben Wellenlänge einen niedrigeren Verlustbetrag bereitstellt.
• In Fig. 4 besitzt die Verlustplatte 46 eine Seite bzw. Stimseite 46i, die zum Inneren des Hohlraums hin weist, und eine gegenüberliegende Seite bzw. Stimseite 46o, die sich in Kontakt mit dem metallischen Abstandsring 36 befindet. Das leitende Material an der Seite 46o hält das elektrische Feld (insbesondere dessen axiale Komponente, die die Hauptkomponente ist) an dieser Oberfläche auf null, wie es in Fig. 6a dargestellt ist. Ein schmaler Spalt zwischen der Plattenseite 46o und der metallischen Oberfläche, der bei einer realen TWT existieren kann, wird die Feldeigenschaften in der Platte nicht signifikant ändern.
• Das bevorzugte dielektrische Material für die Verlustplatten ist BeO, das eine hohe thermische Leitfähigkeit besitzt. In der Vergangenheit ist für Verlustknöpfe auch MgO verwendet worden; AlN und Al&sub2;O&sub3; sind weitere mögliche Materialien. SiC ist das herkömmliche leitende Dotierungsmaterial, das mit dem dielektrischen Material gemischt wird, es können jedoch auch andere Materialien wie TiC verwendet werden. Bei einer Mischung von BeO/SiC sollte der Anteil von SiC wenigstens 15% betragen, wobei ein Anteilswert von etwa 40% bevorzugt ist, um den gewünschten niedrigen Wert von Q bereitzustellen.
• Die Verlustplatten 46 werden generell innerhalb ihrer jeweiligen Abstandsringe 46 an Ort und Stelle gehalten, indem eine Öffnung in den Ring mit einer Form gearbeitet wird, die der der Verlustplatte entspricht, und indem dann die Platte in die Öffnung eingeführt wird. Die Platte ist gegenüber einer lateralen Bewegung durch die geschlitzten Scheiben auf jeder Seite des Rings im zusammengebauten Zustand der Röhre gesichert, wohingegen eine radiale Bewegung der Platte entweder durch die Form der Platte und ihrer entsprechenden Ringöffnung und/oder durch einen mechanischen Sicherungsmechanismus verhindert wird. Verschiedene mögliche Plattenkonf igurationen sind in den Fig. 7a-7f dargestellt.
• In Fig. 7a besitzt die Platte 46a einen rechteckförmigen Querschnitt, wobei ihre innere Oberfläche tangential zu dem kreisförmigen Umfang des Hohlraums ausgerichtet ist. Der Betrag an RF-Verlust, den diese Platte bereitstellt, wird dadurch gesteigert, daß die Öffnung der Platte mit einer Iris 56 erweitert wird, die sich ausgehend von der oberen und der unteren Kante der Platte aufweitet. Dies ermöglicht, daß sich das magnetische RF-Feld im Inneren der Röhre tiefer in die Platte hinein ausbreitet, wodurch eine stärkere Kopplung errichtet wird. Es hat sich nicht erwiesen, daß ein Aufweiten der Öffnung der Platte es schwieriger macht, eine gute Anpassung in der Schaltung mit gekoppelten Hohlräumen aufrechtzuerhalten. Ein weiterer Weg, den RF-Verlust zu steigern, ist in Fig. 7b dargestellt, in der die Platte 46b bzgl. des Hohlraums eine wiedereintretende Position einnimmt. Der Betrag des Verlustes, der auf diese Weise hinzugefügt werden kann, ist aus praktischen Gründen beschränkter, da die Schaltungsanpassung verschlechtert wird, wenn das Maß des Wiedereintretens über einen kleinen Betrag hinausgeht.
• Die in den Fig. 7a und 7b gezeigten Platten 46a und 46b sind in ihren jeweiligen Öffnungen der Abstandsringe durch aktive Metall-Hartlötungen gehalten. Aufgrund der unterschiedlichen thermischen Ausdehnungsraten der Keramik der Platte und des Kupfers, das typischerweise für die Abstandsringe verwendet wird, ist die hartgelötete Verbindung bei wechselnden Temperaturen jedoch Belastungen ausgesetzt. Eine Möglichkeit, das Risiko eines Verbindungsfehlers zu reduzieren, besteht darin, zwischen der Platte und der hierzu passenden Oberfläche des Abstandsrings eine Schicht aus einem flexiblen Wellenrippenmaterial ("wavefin material") aus Kupfer vorzusehen. Die Anwendung dieser Technik auf das Hartlöten von Kollektorelektroden an isolierende Keramikzylinder ist in dem US-Patent 4,504,762 von Hart et al. beschrieben, das auf Hughes Aircraft Company überschrieben ist. Die Platte kann auch mechanisch zurückgehalten werden, wie es in den Fig. 7c-7f dargestellt ist.
• In Fig. 7c besitzen die Platte 46c und die hierzu passende Öffnung in dem Abstandsring 36 eine Trapezform, wobei sich eine maximale Abmessung am inneren Ende der Öffnung und eine minimale Abmessung entlang der Kante des Hohlraumes befindet. In Fig. 7d ist die Platte 46d rechteckförmig, wobei kleine Stifte 58 in Vertiefungen entlang der oberen und der unteren Plattenkante und in hierzu passende Oberflächen der Ringöffnung eingesetzt sind, um die Platte an Ort und Stelle zu halten. In Fig. 7e enthält das innere Ende der Platte 46e eine obere und eine untere Verlängerung 60, die einstückig mit der Platte vorgesehen sind und mit entsprechenden Schlitzen in der Ringöffnung zusammenpassen, um zu verhindern, daß die Platte ihre Lage verliert. In Fig. 7f ist die Platte 46f aus einem zylindrischen Verlustknopf gebildet, dessen rückseitige Hälfte abgetragen und durch einen metallischen Stopfen 62 ersetzt ist. Der metallische Stopfen bildet eine mechanische und elektrische Schnittstelle zum hinteren Teil einer zylindrischen Öffnung in dem Abstandsring, wobei der Radius der Platte 46f etwa gleich einer viertel Wellenlänge innerhalb der Platte ist. Obwohl die Dicke der verlustbehafteten Keramik an ihrem oberen und an ihrem unteren Ende weniger als eine viertel Wellenlänge beträgt, wird das Feld aufgrund der leitenden Umgebung an diesen Enden Null und der Hauptteil der Feldenergie wird auf den zentralen Bereich des Halb-Knopfes konzentriert, wo die Dicke eine viertel Wellenlänge beträgt.
• Die in Fig. 7a dargestellten Verlustplatten wurden zur Demonstration der Erfindung in einer TWT verwendet, die dazu ausgelegt war, in einem Frequenzband von 3,1 bis 3,5 GHz zu arbeiten. Der Hohlraumdurchmesser betrug 4,496 cm und die Länge (parallel zur Hohlraumachse) von sowohl der Platte 46a als auch des Abstandsrings 46 betrug 1,715 cm. Die Platte war 0,559 cm dick (die horizontale Abmessung in Fig. 7a) und 0,940 cm hoch (die vertikale Abmessung in Fig. 7a). Die Iris 56 hatte eine Breite von 0,940 cm am oberen und am unteren Ende der Platte und erweiterte sich auf eine Breite von 1,295 cm unter einem Aufweitungswinkel von 34º zur Horizontalen. Das Plattenmaterial war BeO/SiC, mit einem 40%-igen SiC-Bestandteil.
• Die Wellenlänge λs innerhalb der Platte, wenn eingefangen -in dem Metallring, kann aus der folgenden Gleichung bestimmt werden
• λs = λo [εr -(λo/λc)²]-½
• wobei λo die Wellenlänge im freien Raum ist (die Lichtgeschwindigkeit im freien Raum geteilt durch die Frequenz), wobei er die relative Dielektrizitätskonstante des Plattenmaterials ist und wobei λc die Grenzwellenlänge innerhalb der Platte ist, die gleich dem zweifachen Wert der Plattenhöhe ist. Bei einem Wert von εr = 45 beträgt ein Viertel einer Platten-Wellenlänge bei der mittleren Betriebsfrequenz von 3,3 GHz 0,488 cm. Obgleich die Plattendicke von 0,559 cm etwas größer war als die optimale Nenndicke von 0,488 cm, zeigte die Röhre eine Verstärkungswelligkeit von weniger als 1 dB über das Band von 3,1 -3,5 GHz. Dies stellt eine außerordentlich signifikante Verbesserung für diese Art von TWT dar, die typischerweise eine Verstärkungswelligkeit von wenigstens 3 dB zeigt, wenn die Verlustplatten nicht vorhanden sind. Weiterhin oszillierte die Röhre nicht an der oberen Grenzfrequenz, obgleich keine gesonderten Verlustknöpfe für die obere Grenze verwendet wurden. Die Verstärkungswelligkeit von weniger als 1 dB wurde bei einem kleinen Signalansteuerungspegel erzielt, bei dem die Welligkeit normalerweise am stärksten ist.
• Diese Demonstration zeigte, daß signifikante Verbesserungen erhalten werden können, wenn die Plattendicke etwa gleich einer viertel Wellenlänge innerhalb der Platte ist. Der kritische Faktor ist jener, daß die Plattendicke wesentlich näher an einer viertel Wellenlänge liegt als an der Resonanz-Abmessung einer halben Wellenlänge, um ein breitbandiges Antwortverhalten bei einem signifikanten Verlustbetrag bereitzustellen.
• Fig. 8 zeigt die Anwendung der Erfindung auf eine herkömmliche Klystron-Röhre 64. Das Klystron umfaßt eine Elektronenkanone 66 an einem Ende, einen Elektronenkollektor 68 an seinem gegenüberliegenden Ende und eine dazwischenliegende Röhrenstruktur 70. Über einen Einlaßport 72 in der Nähe des Elektronenkanonenendes der Röhre wird ein RF-Signal zugeführt, wobei das verstärkte RF-Signal über einen Auslaßport 74 in der Nähe des Kollektorendes der Röhre abgezogen wird. Im Gegensatz zu TWTs mit gekoppelten Höhlräumen, bei denen eine Wechselwirkung von Elektronenstrahl und RF kontinuierlich entlang der Röhre stattfindet und sich die RF-Energie entlang der Wechselwirkungsstruktur zusätzlich dazu ausbreitet, daß sie entlang des Elektronenstrahls geführt wird, finden bei einem Klystron die Wechselwirkungen an diskreten Orten entlang des Strahls statt und das RF-Signal wird von Hohlraum zu Hohlraum nur von dem Strahl geführt. Die Wechselwirkungshohlräume des Klystrons sind durch die Bezugsziffer 76 angegeben, wobei Verlustplatten 78 um den Umfang der Hohlräume herum angeordnet sind. In einigen Fällen kann ein Zwischen-Hohlraum aus zwei oder mehr Hohlräumen bestehen, die über Schlitze gekoppelt sind, wie bei einer Schaltung mit gekoppelten Hohlräumen, um einen Resonanz- Verbundhohlraum zu bilden. In jedem Fall werden die Zwischen- Hohlräume in einem Resonanzmodus betrieben und nicht in einem Wanderwellenmodus und der Wert von Q der Resonanz ist der wichtige Konstruktionsparameter. Verlustplatten können wirksam dazu verwendet werden, den gewünschten Wert von Q des Hohlraums bzw. die gewünschte Hohlraumgüte zu erzielen, da diese von der Anzahl von Platten als auch von der Stärke der Kopplung zwischen jeder Platte und dem Hohlraum abhängt und die Kopplung eingestellt werden kann durch das Maß des Aufweitens der Koppeliris oder das Maß des Wiedereintretens.
• Obgleich einige unterschiedliche Ausführungsformen der Erfindung gezeigt und beschrieben worden sind, ergeben sich für Fachleute verschiedene Variationen und alternative Ausführungsformen. Die Erfindung soll demgemäß nur durch die beigefügten Ansprüche begrenzt sein.

Claims (11)

1. Linearstrahlröhre mit einer geglätteten RF-Verstärkung als Funktion der Frequenz, mit:

- einer Röhrenstruktur (36, 42; 70) mit Röhrenwänden, die einen Feld-Interaktionsbereich für Elektronenstrahlen bei Radiofrequenzen (RF) umgeben, wobei die Röhrenstruktur (36, 42; 70) dazu ausgelegt ist, ein RF-Feld innerhalb eines vorbestimmten Betriebsfrequenzbereiches zu führen,

- einer Vielzahl von Öffnungen in den Röhrenwänden, und

- Platten (46; 78) aus einem für RF-Frequenzen verlustbehafteten dielektrischen Material, die jeweils in die Öffnungen eingesetzt sind und zum Inneren der Röhrenstruktur (36, 42; 70) hin freiliegen,

dadurch gekennzeichnet, daß

- die Platten (46; 78) jeweils eine radiale Dicke von etwa einer Viertel Wellenlänge in einem Frequenzband innerhalb des Betriebsfrequenzbereiches besitzen, innerhalb dessen der RF-Verlust gewünscht ist, so daß die Platten (46; 78) im wesentlichen nicht mitschwingende RF-Verluststellen für das Frequenzband des RF-Feldes in der Röhrenstruktur (36, 42; 70) innerhalb des Betriebsfrequenzbereiches bereitstellen.

2. Röhre nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Platten (46) Innenseiten (46i) aufweisen, die zum Inneren der Röhrenstruktur (36, 42; 70) hinzeigen und zu diesem hin freiliegen, und Außenseiten (46o) aufweisen, die von dem Inneren der Röhrenstruktur (36, 42; 70) wegweisen, und wobei weiterhin eine elektrisch leitende Oberfläche in enger Nachbarschaft zu den Außenseiten (46o) der Platten (46; 78) vorgesehen ist.

3. Röhre nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Außenseiten (46o) gegenüber dem Inneren der Röhrenstruktur (36, 42; 70) abgeschirmt sind.

4. Röhre nach Anspruch 2 oder Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Außenseiten (46o) der Platten (46) im wesentlichen flach sind.

5. Röhre nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Innenseiten (46i) der Platten (46) im wesentlichen flach sind.

6. Röhre nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Platten (46) im wesentlichen flache Innenseiten (46i) aufweisen und im wesentlichen entlang von Tangenten der Röhrenwände angeordnet sind.

7. Röhre nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnetf daß wenigstens einige der Öffnungen in der Röhrenwand lateral von gegenüberliegenden Kanten ihrer jeweiligen Platten (46c) entlang der Innenoberfläche der Röhrenwand aufgeweitet sind.

8. Röhre nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß das dielektrische Material einen leitenden Dotierungsgehalt von wenigstens etwa 15 % aufweist.

9. Röhre nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Röhre eine Wanderfeldröhre (TWT) mit gekoppelten Hohlräumen ist, wobei die jeweiligen Platten (46) in mehrfachen Hohlräumen (40) der TWT angeordnet sind.

10. Röhre nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die TWT mehrfache Hohlräume (40) zwischen einem RF-Eingang niedriger Leistung und einem RF-Ausgang hoher Leistung aufweist und daß die Platten (46) in zumindest einem Hohlraum (40) in der Nachbarschaft des RF-Ausgangs hoher Leistung nicht vorgesehen sind.

11. Röhre nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Röhre ein Klystron (64) aufweist.