DE69329816T2

DE69329816T2 - System zur Ladung von Defibrillatorskondensatoren in einer konstanten Zeitperiode und zu deren Entladung

Info

Publication number: DE69329816T2
Application number: DE69329816T
Authority: DE
Inventors: John Menken; Paul Monroe
Original assignee: Cardiac Pacemakers Inc
Current assignee: Cardiac Pacemakers Inc
Priority date: 1992-11-19
Filing date: 1993-10-15
Publication date: 2001-04-19
Anticipated expiration: 2013-10-16
Also published as: JP2825748B2; DE69329816D1; CA2103405C; JPH06339535A; EP0598225B1; US5800461A; ATE198425T1; AU4918993A; EP0598225A2; EP0598225A3; AU659569B2; CA2103405A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf implantierbare kardiologische Vorrichtungen, und insbesondere auf ein System zum Laden und Entladen eines Defibrillationskondensators.
Bei implantierbaren Vorrichtungen, beispielsweise Defibrillatoren, ist es notwendig, einen Kondensator auf ein gewünschtes Niveau aufzuladen, der dann entladen wird, um einen Defibrillationsimpuls zu erzeugen. Eine Batterie ist in der implantierbaren Vorrichtung vorgesehen, um die Energie zum Aufladen des Kondensators zu liefern. Wenn die Batterie aufgebraucht wird, hat es sich gezeigt, daß eine längere Zeit zum Laden des Kondensators erforderlich ist. Es ist in medizinischen Kreisen bekannt, daß, je länger es dauert, bis eine Defibrillation durchgeführt wird, sobald eine Fibrillation einsetzt, desto geringer sind die Chancen der Erholung und des Überlebens. Es gibt immer noch ein Problem zwischen der Batteriespannung und der Aufladungszeit der erheblich großen Kondensatoren, die bei der Defibrillation verwendet werden.
Systeme zum Laden eines Kondensators sind bekannt. Beispielsweise zeigt das US- Patent Nr. 4,586, 118 an Mihalka eine Kondensatorladeschaltung mit einer Einrichtung, um Änderungen in der kapazitiven Last bei der Aufladung des Kondensators zu kompensieren, um einen konstanten Spitzenladestrom unabhängig von Änderungen der kapazitiven Last zu erreichen. Das von Mihalka offenbarte System kompensiert jedoch nicht auf Schwankungen in der Stromquelle.
Auf dem Gebiet implantierbarer, kardiologischer Behandlungsvorrichtungen wurden Versuche unternommen, eine Kompensation in bezug auf aufgebrauchte Batterien durchzuführen. Die US-Patente Nrn. 4,599,523 an Pless et al. 4,590,941 an Saulson et al., 3,547,127 und 4,437,466 an Anderson, 3,759,265 und 3,746,005 an Thaler et al., 4,056,105 an Ravas und 4,345,604 und 4,120,306 an Renirie offenbaren solche Systeme in implantierbaren kardiologischen Schrittmachervorrichtungen. Das Patent an Pless et al. zeigt eine Prioritäts- Umschalteinrichtung, um eine minimale Spannung an eine auf eine Spannung ansprechende Last zu liefern, während ein Kondensator geladen wird, so daß eine Batteriequelle mit dem Kondensator immer dann verbunden ist, wenn die Spannung über dem Kondensator unter einen vorgegebenen Wert fällt. Die Schaltfrequenz ändert sich mit der internen Impedanz der Batterie.
Die Patente an Saulson et al. und ('466) an Anderson zeigen Herzschrittmachersysteme mit Hufs- oder Notfall-Batterien, um eine konstante Pulserzeugung aufrechtzuerhalten, wenn die Hauptbatterie schwach wird. Das ('127)-Patent von Anderson zeigt einen Herzschrittmacher mit einer geregelten Stromquelle, um einen Strom unabhängig von der Quellenspannung über einem weiten Bereich von Quellenspannungen zu liefern.
Die Patente an Thaler et al. und Ravas zeigen elektronische Schaltungen, um eine konstante Pulsbreite unabhängig von Schwankungen der Energiequelle in Schrittmachersystemen aufrechtzuerhalten.
Die Patente an Renirie zeigen Herzschrittmacher mit einer Stromquellenschnittstelle und Schalteinrichtungen, um eine maximale Ausnutzung der zur Verfügung stehenden Quellenenergie zu erreichen. Insbesondere wird eine Gleichstrom-Umsetzerschaltung vorgesehen, um den Wert der Quellenspannung auf einen gewünschten Wert als eine Funktion der Quellenspannung anzuheben, um die gesamten Schaltungen oder Teile einer Schaltung zu betreiben.
Auf dem Gebiet implantierbarer Kardioversions-Einrichtungen ist es im Gegensatz zu dem Schrittmachen erforderlich, einen Kondensator auf relativ hohe Energieniveaus aufzuladen, und es wurde ein System entwickelt, um das Herunterladen von Quellenspannung auf andere Schaltungen zu verhindern. Insbesondere zeigen die US-Patente Nrn. 4,548,209 an Wielders et al. und das US-Patent 4,595,009 an Leinders einen implantierbaren Kardioverter mit einer Ladeschaltung, die einen Speisespannungsdetektor umfaßt, der die Zeitdauer einer Zeitgeberschaltung ändert, um den Betrag des Stromes, der von der Primärwicklung eines Transformators gezogen wird, zu regeln; die Sekundärwicklung des Transformators ist dabei an einen Kardioversions-Kondensator angeschlossen.
Das US-Patent 4,823,796 an Benson zeigt eine Defibrillatorschaltung, in der ein Pulsabgabe-Steuersignal an einen Hauptschalter angelegt bzw. davon getrennt wird, um die Abgabe eines trapezförmigen Defibrillationspulses von Ladespeicherkondensatoren an einen Patienten zu starten bzw. zu beenden. Es wird festgestellt, wenn die Ladespeicherkondensatoren in der Schaltung auf ein gewünschtes Niveau aufgeladen sind, und das Niveau wird eingestellt, auf das die Kondensatoren aufgeladen werden, um dadurch die von den Defibrillationspulsen abgegebene Energie zu steuern. Das Patent erwähnt Nachteile, die mit der Verwendung eines Hilfs-SCR verbunden sind, um einen Defibrillationspuls dadurch zu beenden, daß eine verbleibende Ladung auf dem Defibrillationskondensator über einen Weg entladen wird, der nicht den Patienten umfaßt.
Es ist jedoch bisher kein System bekannt, welches so arbeitet, daß es eine konstante Ladezeit für einen Defibrillationskondensator über im wesentlichen der gesamten Lebensdauer der endlichen Batterieversorgung liefert.
Es ist die Hauptaufgabe der vorliegenden Erfindung, die Batteriespannung als einen Faktor der Defibrillationskondensatorladezeit zu eliminieren, um den Defibrillationskondensator in einer im wesentlichen konstanten Zeitdauer während der gesamten Lebensdauer einer Batterie aufzuladen und einen Defibrillationspuls mit wohldefinierter Energie bei der Entladung des Defibrillationskondensators zu erhalten.
Diese Aufgabe wird durch das System von Anspruch 1 erreicht, wobei Anspruch 2 eine vorteilhafte Ausführungsform der Erfindung definiert.
Die vorliegende Erfindung umfaßt eine Schaltung zur Aufladung von Defibrillationskondensatoren in einer konstanten Zeitdauer unabhängig von der Batteriespannung, indem eine Aufladungstechnik mit kontrolliertem Pulstastverhältnis verwendet wird. Die Defibrillationskondensatoren werden durch einen Transistor und eine Flyback-Transformatorschaltung schrittweise geladen. Das Gate des Transistors wird durch einen Pulszug mit konstanter Frequenz betrieben, bei dem die Spannung während einer Hälfte des vollen Zyklus des Pulszuges an die Kondensatoren angelegt wird. Das Produkt des Stromes und der an die Kondensatoren gelieferten Spannung (Spannung · Strom) ist konstant. Daher erhöht sich der Strom, wenn die Spannung abfällt, und auf diese Weise ist die Ladezeit konstant, weil die Leistung konstant ist.
Indem eine konstante Ladezeit verwirklicht wird, werden eine Reihe von Vorteilen erzielt. Die nutzbare Lebensdauer der Batterie wird erhöht, weil weniger gemittelter Strom von der Batterie gezogen wird. Da kleinere Mittelwerte und auch kleinere Spitzenströme verwendet werden, können weiterhin die zugehörigen Schaltungskomponenten in ihrer Größe kleiner ausgelegt werden, so daß die gesamte Größe des implantierbaren Paketes herabgesetzt wird. Eine weitere Konsequenz der kleineren Ströme ist die reduzierte Wärmeentwicklung und damit eine verbesserte Zuverlässigkeit. Weil die Ladezeit konstant ist, gibt es des weiteren keine Notwendigkeit, diagnostische Nachprüfungsprozeduren in bezug auf die Kondensatorladung durchzuführen. Indem eine geeignete Ladezeit gewählt wird und sie konstantgehalten wird, wenn die Batterie vollgeladen ist, und auch bei weiter abgenutzten Niveaus wird schließlich die Wahrscheinlichkeit des Überlebens während der gesamten nutzbaren Lebensdauer der Batterie vergrößert. Ein weiterer Vorteil ist noch die Verwendung einer festen Ladefrequenz. Eine feste Ladefrequenz ist einfacher mit einem Detektor herauszufinden, der zum Detektieren des Ladesignals dient.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm einer Schaltung, die zu dem System der vorliegenden Erfindung mit konstanter Ladezeit gehört.
Fig. 2 ist eine schematische Darstellung der Inverterschaltung des Systems der vorliegenden Erfindung mit konstanter Ladezeit.
Fig. 3 ist ein detailliertes, schematisches Diagramm von einem Teil der in Fig. 1 gezeigten Schaltung.
Fig. 4 zeigt das Timing der verschiedenen Signale in dem System der vorliegenden Erfindung mit konstanter Ladezeit.
Fig. 5 zeigt einen Vergleich des Stromes in der Primärwicklung des Transformators, wenn die Batterie voll geladen, mittelmäßig geladen und kaum geladen ist.
Bezugnehmend auf Fig. 1 ist das System der vorliegenden Erfindung mit konstanter Ladezeit allgemein bei 10 gezeigt. Der Hauptzweck des Systems 10 ist es, die Defibrillationskondensatoren C1 und C2 mit Hilfe der Batterie 12 zu laden. Während zwei Kondensatoren gezeigt sind, ist es möglich, die vorliegende Erfindung zur Aufladung von einer oder mehr als zwei Kondensatoren zu verwenden. Insbesondere ist es erwünscht, die Kondensatoren C1 und C2 bei einer im wesentlichen konstanten Rate über der gesamten Lebensdauer der Batterie 12 zu laden.
In diesem Zusammenhang werden eine Inverterschaltung 14 und ein Transformator 16 zwischen der Batterie 12 und den Kondensatoren C1 und C2 vorgesehen. Der Inverter 14 wird durch eine Inverter-Treiberschaltung 18 betrieben, die als Teil einer auf geringe Leistung ausgelegten Hybridschaltung 20 ausgebildet ist. Wie im Detail weiter unten beschrieben wird, umfaßt der Inverter 14 im wesentlichen einen Transistorschalter, der wiederholt getriggert wird, um Strom von der Batterie 12 an eine Primärwicklung des Transformators 16 zu liefern.
Eine Sekundärwicklung des Transformators 16 wird durch die Primärwicklung aufgeladen, der seinerseits die Kondensatoren C1 und C2 auflädt.
Die Betriebsfrequenz des Inverters 14 wird durch die Inverter-Treiberschaltung 18 gesteuert. Die Inverter-Treiberschaltung 18 wird ihrerseits direkt von der I/O-Steuerschaltung 22 über den Mikroprozessor 24 gesteuert. Die I/O-Steuerschaltung 22 überwacht unter anderem das Spannungsniveau der Defibrillationskondensatoren C1 und C2, um die Abgabe eines Inverter-Treibersignals von der Treiberschaltung an den Inverter 14 zu beenden, wenn die in dem Mikroprozessor programmierte Aufladung auf C1 und C2 erreicht worden ist.
Die auf hohe Leistung ausgelegte Hybridschaltung 26 ist vorgesehen, um die Spannung, die an den Defibrillationskondensatoren C1 und C2 aufgeladen wurde, an die Defibrillationselektroden durchzuschalten, die bei 28 gezeigt sind. Der Mikroprozessor 24 spricht auf Parameter, die mit der Herzaktivität zusammenhängen, an, um die auf hohe Leistung ausgelegte Hybridschaltung zu steuern, so daß sie die Kondensatorspannung an die Defibrillationselektroden 28 weitergibt.
Wendet man sich nun an Fig. 2, so sind der Inverter 14, die auf hohe Leistung ausgelegte Hybridschaltung 26 und die I/O-Steuerschaltung 22 in größerem Detail im Zusammenhang mit den Defibrillationskondensatoren C1 und C2 gezeigt. Der Invertertreiber 18, der immer noch in Blockform dargestellt ist, ist zwischen der I/O-Steuereinheit 22 und der Invertereinheit 14 angeschlossen. Im allgemeinen umfaßt der Inverter 14 einen FET-Transistor Q1, der beispielsweise ein Modell Nr. MTP10NIOM, welches von Motorola Corporation verkauft wird, sein kann. Der Invertertreiber 18 steuert den Zustand des Transistors Q1 zum wähl weisen Zuführen von Strom durch das Drain D des Transistors Q1 an die Primärwicklung 16a des Transformators 16. Insbesondere liefert der Invertertreiber 18 Pulse in Form eines Inverter- Treibersignals mit einer vorgegebenen Frequenz F an das Gate G des Transistors Q1, um den Transistor Q1 einzuschalten. In einem EIN-Zustand liefert der Transistor Q1 Strom an die Primärwicklung 16a, während in einem AUS-Zustand kein Strom an die Primärwicklung 16a geliefert wird. Ein von dem Invertertreiber 18 gelieferter Puls wird beendet, wenn der Strom in dem Spiegel-Widerstand R1 einen vorgegebenen Wert erreicht.
Der Strom in dem Spiegelwiderstand R1, der mit der Source-Elektrode des Transistors Q1 verbunden ist, wird an die I/O-Steuereinheit 22 geliefert, so daß sie kontinuierlich mit einem vorgegebenen Wert verglichen werden kann. In diesem Zusammenhang umfaßt die I/O- Steuereinheit 22 einen Vergleicher-Verstärker 32, eine Stromquelle 34 und einen Widerstand Rd, der mit der Source-Elektrode mit einer Quelle von -6 Volt verbunden ist. Der Strom, der von dem Spiegelwiderstand R1 erfaßt wird, wird mit einem Anschluß des Verstärkers 32 verbunden, und der andere Anschluß des Verstärkers tastet die Spannung (VUPREF) von dem Noden zwischen der Stromquelle 34 und dem Teilungswiderstand Rd ab.
Der Inverter 14 umfaßt auch Gleichrichterdioden D1 und D2, um sicherzustellen, daß der sich in der Sekundärwicklung 16b des Transistors 16 aufbauende Strom die Kondensatoren C1 und C2 lädt, um eine Spannung zu erzeugen, die an dem Noden VC in bezug auf den Erdanschluß positiv ist, der mit einem Anschluß des Kondensators C2 verbunden ist.
Die auf hoher Leistung ausgelegte Hybridschaltung 26 umfaßt außer anderen Unterschaltungen, die in Fig. 2 nicht gezeigt sind, zwei Widerstände R2 und R3 und einen Schalter 42. Der Widerstand R2 hat einen erheblich großen Wert, beispielsweise 10 M Ohm, während der Widerstand R3 einen im wesentlichen kleinen Wert hat und so getrimmt werden kann, daß ein genaues Verhältnis zwischen R2 und R3 erreicht wird. Der Widerstand R3 ist mit einer -3 Volt-Quelle an einem Anschluß derselben verbunden. Die Spannung zwischen den Widerständen R2 und R3 wird abgegriffen und an die I/O-Steuerschaltung 22 über die Leitung 36 zugeführt. Die Spannung auf der Leitung 34 ist die Spannung über den Kondensatoren C1 und C2 und wird als CV bezeichnet. Die I/O-Steuereinheit 22 umfaßt einen Vergleicherverstärker 38, eine Stromquelle 40 und einen Widerstand Rd. Die Leitung, die das Signal CV führt, ist mit dem Eingang des Vergleichers 38 verbunden, und der andere Eingangsanschluß des Vergleichers 38 ist zwischen der Stromquelle 40 und dem Widerstand Rd angeschlossen.
Die Ausgangssignale der Vergleicher 32 und 38 werden an den Mikroprozessor 24 zur weiteren Verarbeitung geliefert, wie in größerem Detail im folgenden beschrieben wird. Im allgemeinen bewirkt der Mikroprozessor 24, daß der Invertertreiber 18 über die I/O- Steuerschaltung 22 die Abgabe von Treiberpulsen an den Invertern 18 stoppt, sobald die Spannung auf den Defibrillationskondensatoren den Wert erreicht hat, der durch den Mikroprozessor programmiert wurde, indem das Signal CV überwacht wird. Dies wird über das TREIBER-STEUER-Signal ausgeführt, welches in Fig. 2 gezeigt ist.
Wenn es erwünscht, die auf den Defibrillationskondensatoren C1 und C2 gespeicherte Ladung zu entladen, erzeugt der Mikroprozessor ein Signal, welches den Schalter 42 in der auf hohe Leistung aufgelegten Hybridschaltung 26 schließt. Wenn der Schalter 42 verschlossen wird, wird die Spannung über den Defibrillationskondensatoren an eine der Defibrillation selektroden 28a und 28b gegenüber der anderen zugeführt, so daß ein elektrisches Feld durch das Herz zwischen den Elektroden 28a und 28b erzeugt wird.
Fig. 3 zeigt den Inverter 14, den Invertertreiber 18 und die auf hohe Leistung ausgelegte Hybridschaltung 26 in größerem Detail. (Die auf geringe Leistung ausgelegte Hybridschaltung 20 ist in Fig. 3 zur Vereinfachung ohne die I/O-Steuerschaltung 22 gezeigt.) Die Batterie ist als VB dargestellt und ist mit der Source-Elektrode des Transistors Q1 und dem Invertertreiber 18 verbunden. Das Gate des Transistors Q1 erfordert 10 Volt oder mehr, um eine niedrige Einschaltwiderstandscharakteristik sicherzustellen. Weil das Treibersignal, welches von der I/O-Steuerschaltung 22 geliefert wird, bis auf 3 Volt unter Übergangsbedingungen abfallen kann, ist eine Gate-Boost-Schaltung erforderlich. In diesem Zusammenhang weist der Invertertreiber 18 Transistoren Q3 und Q4 auf, die so miteinander verbunden sind, daß sie einen komplementären Inverter für das Treibersignal bilden. Der Kondensator C3 und die Diode D3 bilden einen Polaritätsinverter. Die Diode D4 und die Induktivität L1 sind in Reihe mit dem Transistor Q5 angeschlossen und bilden einen LC-Spannungsverdoppler mit der Kapazität zwischen Gate- und Source-Elektrode von Q1.
Unter Steuerung des TREIBER-STEUER-Signals wird immer dann, wenn der Transistor Q4 eingeschaltet wird, der Kondensator C3 auf die Speisespannung aufgeladen. Wenn Q4 ausgeschaltet und Q3 eingeschaltet ist, wird andererseits die Polarität des Kondensators C3 umgekehrt, und die Drain-Elektrode von Q4 ist geerdet. Folglich wird die invertierte (positive statt negative) Speisespannung an die Source-Elektrode des Transistors Q5 angelegt, um diesen Transistor einzuschalten. Die Kombination der Diode D3 und der Induktivität L1 garantiert, daß das Gate des Transistors Q1 in bezug auf die Source-Elektrode um das Dreifache des Wertes der Speisespannung positiv wird, weil die Source-Elektrode auf einem negativen Potential ist.
Wie in Fig. 3 gezeigt ist, umfaßt der Inverter 14 ferner Kondensatoren C4 und C5, die zusammen mit der Induktivität L3 einen Filter bilden, um zu verhindern, daß ein hochfrequenter Strom in die Batterie fließt, und der Transistor Q6 ist über dem Gate des Transistors Q1 angeschlossen und stellt zusammen mit der Diode D5 sicher, daß die tatsächliche Gate- Spannung 10 Volt gegenüber Erde nicht übersteigt, so daß das Gate des Transistors Q1 geschützt ist, wenn die Batterie frisch ist (bei voller Leistungsfähigkeit ist). Der Transistor Q2 führt das Gate des Transistors Q1 auf VB zurück, um sicherzustellen, daß er schnell abschaltet.
Der Transformator 16 ist ein Flyback-Transformator, der so dimensioniert ist, daß er bei einer konstanten Ladezeit über einem weiten Bereich von Speisespannungen arbeiten kann. Die Ladezeit wird auf etwa 10 Sekunden gewählt, wobei angenommen wird, daß eine neue Batterie 6,4 Volt ohne Last liefert. Die erforderliche Induktanz der Primärwicklung kann je nach der gewählten Ladezeit für eine maximale Batterieausgangsleistung abgeleitet werden. Es hat sich gezeigt, daß die erforderliche primäre Wicklungs-Impedanz 10 Microhenries beträgt. Der kleinste mögliche Kern für die Anwendung bei diesem Transformator ist ein RM4- Kern, der vorzugsweise aus dem Material TDK H7C1 gebildet ist und der ein Bsat von 4000 Gauss bei 40 Grad Celsius hat.
Die Sekundärschaltung des Transformators 16 und die Kondensatoren C1 und C2 werden parallel zueinander geladen, obwohl sie in Reihe in bezug auf den Schalter 42 der auf hohe Leistung ausgelegten Hybridschaltung 26 angeschlossen sind. Als Resultat gibt es keine Notwendigkeit, die Kondensatoren "auszubalancieren", um eine gleichmäßige Spannungsverteilung zu erhalten. Wenn die Kondensatoren entladen werden, stellen die Dioden D7 und D8 sicher, daß der größere der beiden Kondensatoren die Polarität des kleineren Kondensators umkehrt.
Die auf hohe Leistung ausgelegte Hybridschaltung 26 ist dazu bestimmt, die Ladung auf den Kondensatoren C1 und C2 an die Defibrillationselektroden 28a und 28b weiterzuleiten, wenn der Mikroprozessor ein Defibrillationssteuersignal abgibt. Der Entlade- Unterschaltkreis 50 umfaßt den Transistor Q7 und den Widerstand R5, die einen Entladeweg für die auf den Kondensatoren C1 und C2 gespeicherte Energie bilden, wenn es erforderlich ist, die Konden-satoren ohne Abgabe eines Pulses an den Patienten zu entladen. Der Unterschaltkreis 50 umfaßt einen SCR Q7 und einen zugehörigen Vorspannungswiderstand und eine Diode (nicht bezeichnet), die die Kondensatoren C1 und C2 intern entlädt, wenn keine Therapie erforderlich ist. Dies wird dadurch erreicht, daß der SCR Q7 getriggert wird, um die Kondensatoren C1 und C2 durch den Widerstand R5 zu entladen. Eine Abschluß- Unterschaltung 52 umfaßt einen SCR Q8 (und zugehörige Vorspannungsdiode und - widerstand), um die Defibrillati-onspulse, die an den Patienten abgegeben werden, durch Entladen der Kondensatoren C1 und C2 direkt zu Erde zu begrenzen. Die Schaltungen 50 und 52 werden durch die auf geringe Leistung ausgelegte Hybridschaltung 20 gesteuert, wie im folgenden beschrieben wird. Der Widerstand R6 begrenzt den Entladestrom, um eine interne Beschädigung zu verhindern.
Der Schalter 42 ist als Siliciumgleichrichter Q9 ausgebildet, dessen Gate mit dem Transformator T2 verbunden ist. Der Transformator T2 ist vorgesehen, um den SCR Q9 zu zünden.
Wie oben erwähnt wurde, wird die Spannung über den Kondensatoren C1 und C2 durch die Widerstände R2 und R3 abgetastet. Die Diode D9 ist vorgesehen, um die Systemschaltungen in dem Fall zu schützen, daß sich R3 öffnet. Eine negative 3-Volt- Bezugsspannung wird an den Widerstand R3 angelegt, die die gleiche ist wie die, die als Bezugsspannung an dem Vergleicher 38 über den Widerstand Rd benutzt wird (Fig. 2). Auf diese Weise sind beide Eingänge des Vergleichers 38 (indirekt) auf negative 3 Volt bezogen, um es zu ermöglichen, daß die Stromquelle 40 auf Null programmiert wird, während der Vergleicher immer noch einen Freiraum für seine Arbeit hat.
Die auf niedrige Energie ausgelegte Hybridschaltung 20 umfaßt ferner eine Entlade- Treiberschaltung 54, eine Abschluß-Treiberschaltung 56, eine Defibrillationstriggerschaltung 58 und eine Fehler-Detektorschaltung 60. Die Entlade-Treiberschaltung 54 umfaßt einen Transistor Q10 und einen Kondensator C8 (zusammen mit den zugehörigen Vorspannungs- Schaltungselementen). Indem ein Signal auf der Leitung, die mit "ENTLADUNG" bezeichnet ist, auf ein niedriges Niveau gebracht wird, wird der SCR Q7 der Entladeschaltung 50 geerdet, so daß die Ladung auf den Kondensatoren C1 und C2 über die Widerstände R5 und SCR Q7 der Entlade-Unterschaltung 50 an Erde abgeführt wird.
Die Defibrillationstriggerschaltung 58 und die Abschluß-Treiberschaltung 56 werden verwendet, um einen Defibrillations- oder Kardioversionspuls abzugeben. Die Abschluß- Treiberschaltung 56 umfaßt einen Transistor S11 (und zugehörige Gate- Treiberschaltungskomponenten), der über einen Kondensator C9 und die Abschluß- Unterschaltung 52 mit der auf hohe Leistung ausgelegten Hybridschaltung 26 verbunden ist. Entsprechend umfaßt die Defibrillationstriggerschaltung 58 einen Transistor Q12 (und zugehörige Gate-Treiberschaltungskomponenten), der über den Kondensator C10 mit dem Transformator T2 verbunden ist.
Wenn der Mikroprozessor 24 feststellt, daß es notwendig ist, einen Defibrillations- oder Kardioversions-Puls abzugeben, wird das Signal auf der Leitung DEFIB auf ein niedriges Niveau gebracht. Dadurch wird der Transistor Q12 eingeschaltet, wodurch der Kondensator C10 über den Pulstransformator T2 entladen wird. Als Resultat wird der SCR Q9 eingeschaltet, und die Ladung auf den Kondensatoren C1 und C2 wird über die Leitungen 62 und 64 an die Defibrillationselektroden abgegeben. Wenn der Defibrillationspuls etwa 1/3 seines an-fanglichen Wertes erreicht, wird das Signal CV von dem Mikroprozessor über die I/O-Schaltung 22 erfaßt. Der Mikroprozessor antwortet durch Erzeugung eines Signales auf der Leitung TERM, um den Transistor Q11 einzuschalten. Dadurch wird der Kondensator C9 durch das Gate des Transistors Q8 entladen, was die Kondensatoren C1 und C2 durch den Widerstand R6 (etwa 2 Ohm) zu Erde kurzschließt.
Die Fehler-Detektorschaltung 60 umfaßt den Transistor Q13, dessen Emitter mit einer Widerstands-/Diodenkombination R10-D7 verbunden ist. Die Fehler-Detektorschaltung 60 ist mit der Ausgangsleitung 64 der Hochleistungshybridschaltung 26 über den Widerstand R11 verbunden. Wenn der Transistor, der den Schalter 42 bildet, kurzgeschlossen wird, würde der Ausgang des Ladestromes durch das Herz fließen. Ein Teil dieses Stromes würde jedoch auch den Widerstand R11 und die Emitter-Basis-Verbindung des Transistors Q13 fließen, wodurch das Signal auf der Leitung FAULT auf ein hohes Niveau gebracht wird. Der Mikroprozessor erfaßt den Status der Leitung FAULT durch die I/O-Steuerschaltung 22 und schaltet den Inverter 14 sofort ab, wenn der Schalter 42 kurzgeschlossen wird.
Die Arbeitsweise der Einrichtung für die konstante Ladezeit wird nun unter Bezugnahme auf die Fig. 2, 3 und 4 beschrieben. Im allgemeinen arbeitet die Einrichtung für konstante Ladezeit so, daß die Kondensatoren C1 und C2 in Inkrementen aufgeladen werden, indem die Primärwicklung des Transformators 16 wiederholt auf einen Spitzenspannungswert aufgeladen wird. Wenn die Batteriespeisespannung VB abfällt, braucht der Primärstrom länger, um den Spitzen Wert zu erreichen. Die Treiber-Wellenform wird jedoch durch eine Schaltung abgeschaltet, die den Strom durch den Spiegelwiderstand R1 abtastet. Daher bleibt der Spitzenstrom in der Primärwicklung unabhängig von der Speisespannung konstant.
Das Inverter-Treibersignal, welches von der Inverter-Treiberschaltung 18 unter der Steuerung des Mikroprozessors erzeugt wird, wird an das Gate des Transistors Q1 geliefert. Die Amplitude des Inverter-Treibersignals muß etwa 10 Volt betragen, um das Gate des Transistors Q1 anzutreiben. In Antwort auf den 10-Volt-Puls des Inverter-Treibersignals wird ein Strom in der Primärwicklung des Transformators 16 erzeugt. Das Niveau des Stromes IPRI in der Primärwicklung wird über den Spiegelwiderstand R1 abgetastet und als Spannung wiedergegeben, die im folgenden als OVER I bezeichnet wird. Der Strom in dem Spiegelwiderstand ist ein bekannter (1/1000) des Stromes in der Primärwicklung des Transformators 16 OVER I wird in dem Vergleicherverstärker 32 mit einem vorgegebenen Referenzniveau ISET von 0,4 V verglichen.
Wenn die Spannung OVER I das voreingestellte Referenzniveau erreicht, beendet der Mikroprozessor den positiven Abschnitt des Inverter-Treibersignals über das TREIBER- STEUER-Signal. Der Strom in der Sekundärwicklung des Transformators ISEC springt bei dem Maximum der Stromes in der Primärwicklung auf ein hohes Niveau und beginnt dann, abzufallen. Als Resultat steigt die Spannung VC über den Kondensatoren C1 und C2 in Abhängigkeit von dem Strom in der Sekundärwicklung des Transformators an. Wenn der Strom in der Sekundärwicklung jedoch auf den Wert 0 zurückkehrt, hört die Spannung über den Konden-satoren auf, anzusteigen. Das Signal CV, welches die Kondensatorspannung darstellt, wird in der I/O-Steuerschaltung 22 konstant überwacht und mit dem programmierten, endgültigen Spannungsniveau der Kondensatoren, welches im folgenden als VUPREF bezeichnet wird, verglichen. Bei dem nächsten Auftreten eines positiven Pulses in dem Inverter-Treibersignal führt die Einrichtung ihre Arbeit erneut aus, und die Spannung über den Kondensatoren C1 und C2 (VC) steigt von dem früher aufgeladenen Niveau auf ein höheres Niveau an. Wenn die Spannung über den Kondensatoren das endgültige Niveau erreicht, welches durch VUPREF eingestellt ist, gibt der Vergleicher 38 einen Impuls ab, wie in Fig. 4 gezeigt ist, der von dem Mikroprozessor detektiert wird, um das TREIBER-Signal zu beenden. Das Niveau von VU-PREF ist (über die Stromquelle 40) von 0 bis 2,4 Volt (Gleichspannung) (oder -3 Volt bis -0,6 Volt in bezug auf die -3-Volt-Bezugsspannung) programmierbar, was eine Ausgangsleistung von 0,1 bis 34 Joules erzeugt.
Die in der Primärwicklung des Transformators gespeicherte Energie bei jedem Zyklus des Treibersignales ist gleich 1/2LI2PK, wobei L die Induktanz der Primärwicklung 16a des Transformators 16 ist. Unter Annahme der idealen Bedingungen mit idealen Induktivitäten und Null-Ohm-Schaltern ist die Einschaltzeit tON gleich IPKL/VBAT, so daß IPK gleich VBATtON/L wird. Wenn die Frequenz des Treibersignals konstantgehalten wird, ist die an die Kondensatoren pro Zyklus gelieferte Energie konstant, so daß sich das Resultat ergibt, daß die Ladezeit der Kondensatoren konstant ist. Der Wert tON in den vorhergehenden Gleichungen stellt die Zeit dar, die erforderlich ist, damit der Strom in der Primärwicklung (IPRI) den Wert IPK erreicht. Da der Kondensator in Inkrementen aufgeladen wird (Fig. 4), ist insbesondere die Gesamtzeit zur Ladung der Kondensatoren gleich der Summe der Ladezeit für die Lade-Inkremente. Indem sichergestellt wird, daß der Strom in der Primärwicklung des Transformators einen spitzen Wert innerhalb einer konstanten Zeitdauer erreicht, werden somit die Ladeinkremente in einer konstanten Zeitdauer ausgeführt. Im Effekt wird die Batterieleistung intermittierend mit einer festen Frequenz an den Kondensator angeschlossen.
In Fig. 5 ist ein Vergleich des Stromes in der Primärwicklung 16a des Transformators 16 bei drei unterschiedlichen, näherungsweisen Batteriespannungen gezeigt. Wenn die Batterie neu ist und daher eine hohe Spannung aufweist, erreicht der Strom in der Primärwicklung den Spitzenwert schneller, als dann, wenn die Batteriespannung sich auf einem mittleren Niveau oder auf einem nahezu entladenen, niedrigen Niveau befindet. Wie oben erwähnt wurde, wird jedoch das Inverter-Treibersignal entsprechend dem durch den Spiegelwiderstand R1 über das TREIBER-STEUER-Signal von dem Mikroprozessor 24 beendet. Daher bleibt der Spitzenstrom unabhängig von der Batteriespannung konstant.
Die vorhergehende Beschreibung ist nur als Beispiel und nicht dafür gedacht, die vorliegende Erfindung in irgendeiner Weise zu begrenzen, außer, wie es in den folgenden Ansprüchen dargelegt ist.

Claims

1. System zur Kontrolle der Ladung und Entladung eines Defibrillationskondensators (C1, C2) umfassend:

eine Batteriezufuhreinrichtung (12) zur Lieferung einer Quellenspannung;

eine Defibrillationskondensatoreinrichtung, um auf eine vorgegebene Spannung aufgeladen zu werden;

eine Transformatoreinrichtung (16), die eine Primär- und eine Sekundärwicklung aufweist, wobei die Sekundärwicklung mit der Defibrillationskondensatoreinrichtung verbunden ist, und wobei diese Sekundärwicklung von der Primärwicklung geladen wird, um einen Strom an die Defibrillationskondensatoreinrichtung abzugeben;

eine Invertereinrichtung (Q1), die mit der Batteriezufuhreinrichtung und mit der Primärwicklung der Transformatoreinrichtung verbunden ist, wobei die Invertereinrichtung in der Lage ist, einen ersten Zustand, in dem Strom von der Batteriezufuhreinrichtung an die Primärwicklung der Transformatoreinrichtung zugeführt wird, und einen zweiten Zustand anzunehmen, in dem kein Strom an die Primärwicklung geliefert wird;

eine Invertertreibereinrichtung (18), die mit der Invertereinrichtung verbunden ist, um ein Invertertreibersignal zu erzeugen, welches sich wiederholende, unter Abstand erfolgende Impulse aufweist, wobei jeder Impuls des Treibersignals die Invertereinrichtung triggert, um den ersten Zustand einzunehmen, um einen Strom an die Primärwicklung der Transformatoreinrichtung während einer Zeitdauer zu liefern, die der Zeitdauer jedes Impulses entspricht;

eine Kontrolleinrichtung (R1, 26, 22), die mit der Defibrillationskapazitätseinrichtung, mit der Invertereinrichtung und mit der Invertertreibereinrichtung verbunden ist, wobei die Kontrolleinrichtung die Spannung über der Defibrillationskondensatoreinrichtung überwacht und den Strom in der Primärwicklung der Transformatoreinrichtung überwacht, um jeden Impuls des Invertertreibersignals in Antwort darauf zu beenden, dass der Strom in der Primärwicklung einen vorgegebenen Wert (IPK) erreicht, und um das Invertertreibersignal in Antwort darauf zu beenden, dass die Spannung der Defibrillationskondensatoreinrichtung den vorgegebenen Wert erreicht, wobei die Kontrolleinrichtung die Invertertreibereinrichtung steuert, um die Frequenz des Invertertreibersignals konstant zu halten, so dass die an die Defibrillationskondensatoreinrichtung von der Sekundärwicklung der Transformatoreinrichtung pro Zyklus des Invertertreibersignales angegebene Energie konstant ist;

eine Defibrillationstriggereinrichtung (42), die mit der Defibrillationskondensatoreinrichtung verbunden ist, um die Entladung der Defibrillationskondensatoreinrichtung an Defibrillationselektroden (62, 64) zu triggern;

eine Abschalteinrichtung (52), die mit der Defibrillationskondensatoreinrichtung verbunden ist, um die Entladung der Defibrillationskondensatoreinrichtung bei einem vorgegebenen Bruchteil der vorgegebenen Spannung zu beenden, indem die Ladung der Defibrillationskondensatoreinrichtung zur Erde geleitet wird; und

eine interne Entladeeinrichtung (50), um die Defibrillationskondensatoreinrichtung mit Erde zu verbinden, wenn es erwünscht ist, keinen Defibrillationsschock abzuliefern.

2. System nach Anspruch 1, worin die Invertereinrichtung die Primärwicklung der Transformatoreinrichtung in Antwort auf jeden Impuls des Invertertreibersignales auflädt, so dass die Sekundärwicklung der Transformatoreinrichtung einen Strom an den Defibrillationskondensator während eines Halbzyklus liefert, währenddem das Invertertreibersignal ausgeschaltet ist, wenn kein Puls vorhanden ist, wobei die Ladung in dem Defibrillationskondensator inkrementell während des Halbzyklus, in dem das Invertertreibersignal ausgeschaltet ist, aufgebaut wird, bis die vorgegebene Spannung erreicht ist.