DE69317528T2

DE69317528T2 - Integrierte Schaltung mit einem elektrisch einstellbaren Parameter

Info

Publication number: DE69317528T2
Application number: DE69317528T
Authority: DE
Inventors: Laurens Johan De Haas; Robbert Harry Van Der Wal
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1992-12-15
Filing date: 1993-12-09
Publication date: 1998-09-10
Anticipated expiration: 2013-12-10
Also published as: EP0602723B1; JPH06232689A; DE69317528D1; EP0602723A1; US5578959A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine integrierte Schaltung mit Einstellmitteln zum Einstellen wenigstens eines elektronischen Parameters der integrierten Schaltung, wobei diese Einstellmittel vorgesehen sind zum Einstellen eines effektiven Admittanzwertes einer Effektivadmittanzschaltung mit:
- einem Admittanzelement,
- einer Parallelschaltung, die zu dem Admittanzelement parallelgeschaltet ist und vorgesehen ist zum Leiten eines parallelen Stromes Ip parallel zu einem Strom durch das Admittanzelement,
wobei diese Einstellmittel die nachfolgende Schaltungsanordnung aufweisen:
- eine Steuerschaltung, deren Ausgang mit einem Steuereingang der Parallelschaltung gekoppelt ist, und deren Eingang ein Steuersignal M zugeführt bekommt zur Steuerung der Leitfähigkeit durch die Parallelschaltung.
Die Erfindung bezieht sich ebenfalls auf eine elektronische Schaltungsanordnung mit einer solchen integrierten Schaltung.
Eine Schaltungsanordnung mit einstellbarer Admittanz ist aus dem US Patent Nr. 4.109.214 bekannt. Diese Veröffentlichung beschreibt die Parallelschaltung als differentielles Paar mit einem ersten und einem zweiten Transistor, deren Emitter- Elektroden miteinander sowie mit einer DC-Stromquelle verbunden sind. Das Admittanzelement, beispielsweise ein Kondensator, ist zwischen der Kollektor-Elektrode und der Emitter-Elektrode des ersten Transistors vorgesehen. Der erste Anschluß ist mit der Kollektor-Elektrode ds ersten Transistors verbunden. Die Kollektor-Elektrode des zweiten Transistors ist mit dem zweiten Anschluß verbunden, der für AC-Zwecke als geerdete Schaltungsanordnung betrachtet werden kann. Im Betrieb wird die Emitter- Verbindung eine wenig effektive Impedanz nach Erde haben; das bedeutet, daß zum Bestimmen des Stromes durch das Admittanzelement dieses Element als zwischen dem ersten und dem zweiten Anschluß vorgesehen betrachtet werden kann.
Wenn eine Echselspannung über die Klemmen zugeführt wird, wird ein Strom durch das Admittanzelement erzeugt. Ein Teil dieses Stromes wird über die Kollektor-Elektrode des ersten Transistors forciert zu der ersten Klemme zurückgeführt. Der Rest des Stromes fließt über den zweiten Transistor zu der zweiten Klemme. Dieser restliche Strom entspricht dem Nettostrom, welcher der ersten Klemme entnommen wird und ist kleiner als der Strom durch das Admittanzelement.
Dadurch hat die effektive Admittanz einen Admittanzwert, der durch Steuerung der Leitfähigkeit durch den ersten und zweiten Transistor eingestellt werden kann. Der Effektivadmittanzwert kann zwischen Null Admittanz (falls der erste Transistor völlig leitend und der zweite Transistor gesperrt ist) und der Admittanz des Admittanzelementes (falls der erste Transistor gesperrt und der zweite Transistor völlig leitend ist) eingestellt werden.
Die Leitung durch den ersten und den zweiten Transistor (und damit die effektive Admittanz) wird durch die Differenz zwischen den Spannungen an der Basis- Elektroden des ersten und zweiten Transistors geregelt. Der Effektivadmittanzwert ist exponentielle von dieser Differenz abhängig. Der Stand der Technik lehrt eine Steuerschaltung, die zwischen dem Eingang für das Steuersignal M und der Basis-Elektrode vorgesehen ist, und die eine lineare Beziehung zwischen dem Effektivadmittanzwert und dem Steuersignal M verwirklicht.
Die Einstellung der effektiven Admittanz wird aber oft benutzt um einen elektronischen Parameter der Schaltungsanordnung statt der effektiven Admittanz selber einzustellen. In einem solchen Fall gewährleistet die lineare Beziehung zwischen dem Effektivadmittanzwert und dem Steuersignal M nicht eine linear Beziehung zwischen dem Steuersignal M und dem elektronischen Parameter.
Es ist nun u.a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine elektronische Schaltungsanordnung zu schaffen, die sich nicht auf eine lineare Beziehung zwischen dem Steuersignal M und dem Effektivadmittanzwert beschränkt.
Es ist eine andere Aufgabe der Erfindung, eine elektronische Schaltungsanordnung mit einer linearen Beziehung zwischen dem Steuersignal M und dem elektronischen Parameter zu schaffen.
Es ist eine weitere Aufgabe der Erlindung eine integrierte Schaltung zu schaffen, in welcher der elektronische Parameter der Admittanzwert einer Reihenschaltung aus einer weiteren, festen Admittanz und der effektiven Admittanz ist, und wobei dieser elektronische Parameter linear von dem Steuersignal M abhängig ist.
Es ist weiterhin eine Aufgabe der Erfindung, eine integrierte Schaltung zu schaffen, wobei der elektronische Parameter ein Impedanzwert ist, der linear abhängig ist von dem Steuersignal M.
Es ist ferner eine Aufgabe der Erfindung eine integrierte Schaltung mit einem frequenzabhängigen Verhalten zu schaffen, wobei das Steuersignal M der elektronische Parameter ist, und wobei das frequenzabhängige Verhalten um eine Nennfrequenz herum linear ist.
Die erfindungsgemäße integrierte Schaltung weist das Kennzeichen auf, daß die Parallelschaltung dazu vorgesehen ist, den Parallelstrom Ip zu einem Bezugsstrom Iref durch das Admittanzelement proportional zu machen: Ip = α Iref, mit dem Proportionalitätskoeffizienten α, wobei die Steuerschaltung dazu vorgesehen ist, den Koeffizienten α in eine nicht-lineare Abhängigkeit von dem Steuersignal M zu bringen, wobei die Abhängigkeit ein Verhältnis f&sub1;/f&sub2; eines ersten und zweiten Faktors ist, wobei der zweite Faktor f&sub2; im Wesentlichen polynominal von dem Steuersignal M abhängig ist. Die polynominale Abhängigkeit kann linear sein: M (f&sub2; = c+dM), oder von einer höheren Ordnung. In dem linearen Fall ist der Effektivadmittanzwert Yeff, der das Verhältnis zwischen einerseits dem durch das Admittanzelement und die parallel dazu liegende Parallelschaltung gezogenen Strom und andererseits der über das Admittanzelement zugeführten Spannung ist, von dem Koeffizienten α wie folgt abhängig:
yeff = Yref - αYref
Yref ist die Admittanz des Admittanzelementes. Der erste Term auf der rechten Seite entspricht dem durch das Admittanzelement gezogenen Strom, der zweite Term entspricht dem proportionalen Parallelstrom Ip, der demselben parallel durch die Parallelschaltung forciert zugeführt wird.
Wie nachstehend noch erläutert wird, ermöglicht die Tatsache, daß der zweite Faktor (der Divisor) in dem verhältnis f&sub1;/f&sub2; von dem Steuersignal M abhängig ist, zwischen dem Steuersignal M und dem elektronischen Parameter für mahrere Fälle ein lineares Verhältnis zu schaffen. Der erste Faktor f&sub1; kann auch im Wesentlichen linear von dem Steuersignal M abhängig sein: f&sub1; = a+bM. In diesem Fall bedeutet die Beschränkung, daß der Koeffizient α nicht-linear abhängig ist von dem Steuersignal M, daß a/b nicht gleich c/d ist.
Die Abhängigkeit des Koeffizienten α von dem Steuersignal M kann in dem Ausdruck für den Effektivadmittanzwert Yeff substituiert werden. Dies ergibt in dem linearen Fall:
Dieser Ausdruck bedeutet, daß der Effektivadmittanzwert abhängig ist von dem Steuersignal M als ein Verhältnis zweier Faktoren, die je linear abhängig sind von dem Steuersignal M. Wenn b dem Wert d entsprechend gemacht wird, wird der Divisor konstant sein. In diesem Fall ist der Effektivadmittanzwert invers linear abhängig von dem Steuersignal M; die effektive Impedanz (welche die Inverse der effektiven Admittanz ist) ist linear abhängig von dem Steuersignal M.
Wenn die effektive Admittanz in Reihe mit einer weiteren, festen Admittanz Yf ist, wird dies zu einer kombinierten Admittanz führen
Der Effektivadmittanzwert erschein auf der rechten Seite u.a. in dem Divisor. Wenn der Effektivadmittanzwert linear abhängig ist von dem Steuersignal M (wie im Stand der Technik), dann ist die kombinierte Admittanz Ytot nicht linear abhängig von dem Steuersignal M. Diese nicht-lineare Abhängigkeit kann durch Verwendung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung vermieden werden. Substitution des Ausdrucks für den Effektivadmittanzwert Yeff in den Ausdruck für die kombinierte Admittanz Ytot ergibt:
Wnn die integrierte Schaltung derart ausgelegt ist, daß b/d = 1+Yf/ Yref ist, wird der Divisor unabhängig werden von dem Steuersignal M. In dem Fall wird die kombinierte Admittanz Ytot linear abhängig sein von dem Steuersignal M. Es sei bemerkt, daß in diesem fall b> d ist, da Yf und Yref beide positiv sind.
In einer Ausführungsform der Ertindung, wobei die Parallelschaltung ein differenzielles Paar eines ersten und eines zweiten Transistors aufweist, deren Emitter- Elektroden miteinander gekoppelt sind, wobei das Admittanzelement zu einer Kollektor-Emitterstrecke des ersten Transistors parallelgeschaltet ist, wobei die Steuerschaltung einen ersten und einen zweiten Halbleiterübergang aufweist, wobei die Steuerschaltung zur Steuerung von Strömem durch den ersten und den zweiten Übergang abhängig von dem Steuersignal M vorgesehen ist, wobei die Steuerschaltung dazu vorgesehen ist, zwischen den betreffenden Basis-Elektroden des ersten und des zweiten Transistors eine Spannung entsprechend der Summe der Spannungen zu schaffen, die in einander entgegengesetzten Polarisationsrichtungen an dem ersten bzw. zweiten Übergang auftreten, mit dem Kennzeichen, daß die Steuerschaltung dazu vorgesehen ist, eine Summe der ersten und der zweiten Stromdichte i&sub1;, i&sub2; durch den ersten bzw. zweiten Übergang linear abhängig von dem Steuersignal M zu bilden, wobei die erste Stromdichte in dieser Summe durch ein Verhältnis der Emitterbereiche A&sub1;, A&sub2; des betreffenden ersten bzw. zweiten Transistors gewichtet wird: i&sub1;A&sub1; / A&sub2; + i&sub2;. Wie nachstehend noch näher erläutert wird, wird der zweite Faktor f&sub2; durch die Summe der Stromdichten bestimmt. Diese Ausführungsform schafft daher eine bipolare Schaltungsanordnung, in der die Einstellung der effektiven Admittanz durch analoge Signale erfolgt. Dies ist für den HF-Gebrauch durchaus geeignet.
In einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung hat der erste und der zweite Übergang je einen eigenen Übergangsbereich. Auf diese Weise kann die lineare Abhängigkeit von f&sub2; von dem Steuersignal durch eine mittelabhängige Bemessung der Übergangsbereiche eingestellt werden. Diese relative Bemessung kann in modernen IC-Prozessen sehr genau geregelt werden. Die Summe der Stromdichten kann nun auf eine lineare Funktion des Steuersignals M gesetzt werden, indem Ströme durch die Übrgänge benutzt werden, die eine gegenseitige lineare Abhängigkeit von dem Steuersignal M haben, (d.h. deren Summe unabhängig ist von dem Steuersignal M). Eine solche gegenseitig komplementäre Abhängigkeit kann auf eine Art und Weise verwirklicht werden, die widerstandsfähig ist gegen Streuung in den Parametern bei der Herstellung integrierter Schaltungen.
In einer Ausführungsform der Erfindung weist die Steuerschaltung Stromsignalerzeugungsmittel auf zum Erzeugen eines ersten und eines zweiten Stromsignals abhängig von dem Steuersignal M, wobei das erste und das zweite Stromsignal je eine Abweichung haben, die linear abhängig ist von dem Steuersignal, wobei die Steuerschaltung eine erste und eine zweite Strommultiplizierschaltung aufweist, vorgesehen zum Multiplizieren des ersten und des zweiten Stromsignals mit untereinander ungleichen Multiplikationskoeffizienten und zum Liefern des ersten und des zweiten multiplizierten Stromsignals zu dem ersten bzw. zweiten Übergang. Auf diese Weise kann man wieder gegenseitig komplementäre Stromsignale verwenden. Die Abhängigkeit der Summe der Stromdichten von dem Steuersignal M wird dadurch verwirklicht, daß den Übergängen multiplizierte Ströme zugeführt werden, deren Summe abhängig ist von dem Steuersignal M. Die Strommultiplizierschaltungen können beispielsweise unter verwendung eines ersten und eines zweiten Stromspiegels verwirklicht werden. Die Multiplikationskoeffizienten werden durch Einstellung der relativen Emittergebiete der Transistoren in diesen Stromspiegeln differenziert.
Eine erfindungsgemäße integrierte Schaltung, wobei die Parallelschaltung ein differenzielles Paar eines ersten und eines zweiten Transistors aufweist, wobei die Emitter-Elektroden miteinander gekoppelt sind, wobei das Admittanzelement parallel zu der Kollektor-Emitterstrecke des ersten Transistors geschaltet ist, wobei die Steuerschaltung einen ersten und einen zweiten Halbleiterübergang aufweist, wobei die Steuerschaltung zur Steuerung von Strömen durch den ersten und den zweiten Übergang abhängig von dem Steuersignal M vorgesehen ist, wobei die Steuerschaltung dazu vorgesehen ist, zwischen den betreffenden Basis-Elektroden des ersten und des zweiten Transistors eine Spannung zu liefern entsprechend der Summe der Spannungen, die in einander entgegengesetzten Polaritätsrichtungen an dem ersten bzw. zweiten Übergang auftreten, weist das Kennzeichen auf, daß die Steuerschaltung wenigstens einen dritten und einen vierten Übergang aufweist, wobei die Summe der Spannungen eine Summe der Spannung ist, die in paarweise einander entgegengesetzten Polaritätsrichtungen an dem ersten, dem zweiten, dem dritten bzw. dem vierten Übergang auftritt.
Auf diese Weise können quadratische Faktoren oder polynominale Faktoren zweiter höherer Ordnung verwirklicht werden. In dem Fall beispielsweise einer Resonanzschaltung, wobei die Resonanzfrequenz umgekehrt proportional abhängig ist von dem Quadrat der verwendeten Kapazität, kann diese zum Schaffen einer invers quadratischen Beziehung zwischen dem Steuersignal und der kapazität verwendet werden, so daß die Resonanzfrequenz linear abhängig ist von dem Steuersignal.
Die Schaltungsanordnung mit nur der Kollektor-Elektrode des ersten Transistors und mit (AC) geerdeten Klemmen der effektiven Admittalz ist eine Eintaktschaltung, weil der Strom zwischen den Klemmen nicht abhängig ist von Spannungsänderungen an der zweiten Klemme (Erde für AC-Zwecke).
In einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, wobei eine Kollektor-Elektrode des ersten und zweiten Transistors mit einer ersten bzw. zweiten Klemme gekoppelt ist, enthält die integrierte Schaltung
- ein weiteres differenzielles Paar eines fünften und sechsten Transistors, deren Emitter-Elektroden miteinander gekoppelt sind, wobei eine Kollektor-Elektrode des fünften und sechsten Transistors mit der zweiten bzw. ersten Klemme gekoppelt ist,
- ein weiteres Admittanzelement, das in Parallelschaltung mit einer Kollektor- Emitterstrecke des fünften Transistors gekoppelt ist,
- wobei die Basisverbindungen des ersten und fünften Transistors miteinander und auch die Basisverbindungen des zweiten und sechsten Transistors miteinander gekoppelt sind. Auf diese Weise kann die gewünschte Steuersignal M Abhängigkeit für eine effektive Admittanz mit Doppelendverbindungen verwirklicht werden, (die erste und zweite Klemme). Der zwischen diesen Klemmen fließende Strom ist proportional zu einer Spannungsdifferenz an den Klemmen.
Es sei bemerkt, daß einstellbare Admittanzschaltungen mit Doppelendverbindungen an sich aus der Europäischen Patentanmeldung Nr. 0 225 332 bekannt sind. Diese Veröffentlichung beschreibt aber nicht die Art und Weise, wie die Admittanz abhängig ist von dem Steuersignal M.
Eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen integrierten Schaltung weist das Kennzeichen auf, daß das Admittanzelement über einen Stromspiegel mit der Emitter-Elektrode des ersten Transistors gekoppelt ist, wobei das Admittanzelement mit einem Eingang des Stromspiegels gekoppelt ist, wobei ein Ausgang des Stromspiegels mit der Emitter-Elektrode des ersten Transistors gekoppelt ist. Der Bereich, über den der Effektivadmittanzwert eingestellt werden kann, kann durch eine geeignete Wahl des Verstärkungsfaktors des Stromspiegels erweitert werden.
Als Admittanzelement kann ein Kondensator verwendet werden; dies führt zu einem einstellbaren effektiven Kapazitätswert zwischen der ersten und der zweiten Klemme. Die Schaltungsanordnung kann einen internen Kondensator der integrierten Schaltung verwenden, aber es kann auch ein externer Kondensator vorgesehen sein, der zu der inneren Kapazität hinzugefügt wird.
Eine elektronische Schaltungsanordnung mit der erfindungsgemäßen integrierten Schaltung enthält einen Oszillator mit einer negativen Widerstandsschaltung, die mit einem offenen Schwingungskreis gekoppelt ist, wobei dieser Kreis einen Induktor und die effektive Admittanz zwischen der ersten und der zweiten Klemme aufweist, wobei das Admittanzelement eine Kapazität ist, wobei eine Oszillatorfrequenz der Oszillatorschaltung von dem Steuersignal M abhängig ist, wobei diese Abhängigkeit Null Abgeleitete zweiter Ordnung gegenüber dem Steuersignal M an wenigstens einer Stelle innerhalb eines Betriebsbereichs des Steuersignals aufweist. Der Induktor wird normalerweise als diskretes Bauelement vorgesehen, verbunden mit aber außerhalb der integrierten Schaltung.
Es ist erwünscht, daß es eine wenigstens nahezu lineare Beziehung zwischen dem Steuersignal M und der Frequenz gibt. Um einen Punkt herum, wo die Abgeleitete erster Ordnung der Frequenz nicht Null ist, ist die zweite Abgeleitete Null, und die Abgeleiteten höherer Ordnung sind nicht ausschließlich groß, wodurch die Beziehung zwischen dem Steuersignal M und der Frequenz im Wesentlichen linear ist.
Wie untenstehend noch näher erläutert wird, ist eine Null zweite Abgeleitete (für einen Betriebswert des Steuersignals M, für den die erste Abgeleitete nicht Null ist) nur möglich, weil es zwischen der effektiven Kapazität und dem Steuersignal M eine geeignete nicht-lineare Beziehung gibt. Durch eine geeignete Wahl der Parameter der integrierten Schaltung in Kombination mit dem Induktivitätswert des Induktors ist es möglich, eine Null zweite Abgeleitete der Frequenz zu schaffen.
Eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen elektronischen Schaltungsanordnung weist das Kennzeichen auf, daß der Induktor ein weiteres Admittanzelement in einer weiteren effektiven Admittanz ist, wobei der offene Schwingungskreis die weitere effektive Admittanz und die weiteren Einstellmittel aufweist, zur Einstellung einer effektiven Induktanz der weiteren effektiven Admittanz unter Ansteuerung des Steuersignals M, wobei die effektive Induktanz und die effektive Admittanz eine nahezu gleiche Abhängigkeit von dem Steuersignal M haben, geschaffen durch die weiteren Einstellmittel bzw. die Einstellmittel. Auf diese Weise kann die Schwingungsfrequenz f (die proportional zu (LeffCeff)-1/2), der Inversen der Wurzel aus dem Produkt der effektiven Induktanz Leff und der effektiven Capazität Ceff ist) derart gemacht werden, daß sie eine Abhängigkeit von dem Steuersignal M hat, die keine Wurzel hat, vorzugsweise eine lineare Abhängigkeit.
Die Vorteile und die Konstruktion der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung wird nachstehend anhand der Figuren näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 eine Schaltungsanordnung zur Darstellung eines einstellbaren effektiven Admittanzwertes an einer Ausgangsklemme,
Fig. 2 eine bipolare Steuer- und Strommultiplizierschaltung,
Fig. 3 eine weitere Steuer- und Strommultiplizierschaltung,
Fig. 4 einen Schaltungskontext für eine Schaltungsanordnung zur darstellung eines effektiven Admittanzwertes an einer Ausgangsklemme,
Fig. 5 einen abstimmbaren Schwingungskreis,
Fig. 6 einen weiteren abstimmbaren Schwingungskreis,
Fig. 7 bis 10 mehrere Steuerschaltungen,
Fig. 11 und 12 Strommultiplizierschaltungen,
Fig. 13 eine symmetrische Schaltungsanordnung zur Darstellung eines einstellbaren effektiven Admittanzwertes an einer Ausgangsklemme,
Fig. 14 eine Darstellung der Abhängigkeit der Schwingungsfrequenz von dem Steuersignal M, für einen Schwingungskreis mit der erfindungsgemäßen einstellbaren effektiven Admittanz, Fig. 15 eine Steuerschaltung zur Erfüllung einer Linearitätsanforderung.

ADMITTANZEINSTELLUNG

Fig. 1 zeigt eine Schaltungsanordnung 10 zur Einstellung einer effektiven Admittanz zwischen einer Ausgangsklemme 11 und der (nicht dargestellten) Schaltungserde. Die Schaltungsanordnung 10 hat einen Eingang 17 für ein Steuersignal M, verbunden mit einer Steuerschaltung 19. Die Steuerschaltung 19 hat einen Ausgang, der mit einem Steuereingang 12 einer Strommultiplizierschaltung 14 verbunden ist. Die Strimmultiplizierschaltung 14 hat einen Stromeingang 15 und einen Stromausgang 16. Der Stromausgang 16 ist mit einer Ausgangsklemme 11 verbunden. Der Stromeingang 15 und der Stromausgang 16 sind über ein Admittanzelement 18, das beispielsweise eine Kapazität, ein Widerstand, ein Induktor oder Kombinationen derselben sein kann.
Im Betrieb wird der Ausgangsklemme 11 eine Spannung V (in bezug auf einen gemeinsamen Bezugspegel für die Schaltungsanordnung, üblicherweise als Erde bezeichnet) zugeführt. Dies führt zu zwei Strömen, einem, Iref, durch das Admittanzelement 18, und dem andern, Iout, aus dem Stromausgang 16 der Strommultiplizierschaltung 14. (Das Vorzeichen des Eingangs- und Ausgangsstroms wird derart definiert, daß der Eingangsstrom positiv ist, wenn er in den Eingang 15 der Strommultiplizierschaltung 14 fließt und der Ausgangsstrom ist positiv, wenn er aus dem Ausgang 16 der Strommultiplizierschaltung fließt. Auf diese Weise wird der Strommuliplizierkoeffizient α derart definiert, daß er 1 ist, wenn die Strommultiplizierschaltung eine direkte verbindung zwischen dem Stromeingang 15 und dem Ausgang 16 wäre).
Der Strom Iref durch das Admittanzelement 18 fließt in den Stromeingang 15 des Strommultiplizierelementes 15. Die Strommultiplizierschaltung 15 schafft einen Ausgangsstrom Iout = αIref, was das Produkt des Eingangsstroms Iref mit einem Multiplikationskoeffizienten α ist. Auf ideale Weise ist die Eingangsadmittanz des Stromeingang 15 unendlich. Das bedeutet, daß der über das Admittanzelement 18 gezogene Strom das Produkt des Admittanzwertes Yref des Admittanzelementes 18 und der dem Eingang zugeführten Spannung V ist: Iref = YrefV. Folglich ist der gesamte Strom I = Iref - Iout, der Ausgangsklemme 11 entnommen : I = YrefV - αYrefV. Der effektive Admittanzwert Yeff an der Ausgangsklemme (oder genauer, die Admittanz zwischen diesem Ausgang und Erde) ist dadurch:
Yeff = Yref ( 1 - α).
Der erste Term auf der rechten Seite entspricht dem dem Ausgang 11 durch das Admittanzelement 18 entnommenen Strom; der zweite Term entspricht dem von der Strommultiplizierschaltung 14 gelieferten Strom. In der Ableitung dieser Formel ist eine ideale Strommultiplizierschaltung 14 vorausgesetzt, d.h. es ist vorausgesetzt, daß die Eingangsadmittanz Yin des Stromeingangs 15 unendlich und die Ausgangsadmittanz Yout des Stromausgangs 16 Null ist. In der Praxis wird dies aber nicht der Fall sein. Die obenstehende Formel müßte daher korrigiert werden, wobei Yref duech die Reihenschaltung von Yref und Yin ersetzt wird und wobei Yeff durch die Parallelschaltung von Yeff und Yout ersetzt wird. In den meisten Fällen können aber die Werte dieser Admittanzen derart gewählt werden, daß auf diese Korrektur verzichtet werden kann.
Der Multiplizierkoeffizient α wird über die Steuerschaltung 19 durch das Steuersignal M gesteuert.

EINE BIPOLARE ADMITTANZEINSTELLSCHALTUNG

Fig. 2 zeigt eine bipolare Ausführungsform der Steuerschaltung 19 und eine bipolare Ausführungsform der Strommultiplizierschaltung 14.
Die Steuerschaltung 19 hat einen Eingang 17 für das Steuersignal M. Der Eingang 17 ist vorgesehen zur linearen Steuerung zweier steuerbaren Stromquellen 440, 442. Die erste steuerbare Stromquelle 440 ist mit einer festen Diode 420 verbunden. Die zweite steuerbare Stromquelle 442 ist mit einer zweiten Diode 422 verbunden. Die Dioden 420, 422 sind als Transistoren dargestellt, deren Kollektor-Elektroden mit deren Basis-Elektroden und miteinander verbunden sind. Die Kollektor-Elektroden der Transistoren 420, 422 sind über eine Last 424 mit der Speisespannung Vp verbunden. Der Ausgang der Steuerschaltung 19 ist durch die Emitter-Elektroden der ersten und zweiten Diode 420, 422 gebildet. Statt der Transistoren 420, 422, können normale Dioden verwendet werden.
Die Strommultiplizierschaltung 14 enthält ein differenzielles Paar eines ersten und eines zweiten Transistors 410, 420, deren Emitter-Elektroden 411 miteinander verbunden sind. Die Verbindung der Emitter-Elektroden 411 ist über eine Stromquelle 416 nach Erde verbunden. Die Kollektor-Elektroden des ersten und zweiten Transistors sind über eine Belastungsschaltung 414, dargestellt als Widerstand 414a zwischen der Kollektor-Elektrode des ersten Transistors und der Speisespannung Vp, mit der Speisespannung Vp verbunden. Die Verbindung der Emitter-Elektroden 411 bildet den Stromeingang 15, der Kollektor des ersten Transistors bildet den Stromausgang 16 der Strommultiplizierschaltung 14.
Der Steuereingang 12a, 12b der Strommultiplizierschaltung 14 wird durch die Basis-Elektroden des ersten und zweiten Transistors 410, 412 gebildet. Die Basis-Elektrode des ersten Transistors 410 in der Strommultiplizierschaltung 14 ist mit der Emitter-Elektrode der ersten Diode 420 in der Steuerschaltung 19 verbunden. Die Basis-Elektrode des zweiten Transistors 412 in der Strommultiplizierschaltung 14 ist mit der Emitter-Elektrode der zweiten Diode 422 in der Steuerschaltung 19 verbunden.
Im Betrieb wird der dem Stromeingang 15 zugeführte Strom teilweise durch den Kollektor-Emitterkanal des ersten Transistors 410 der Strommultiplizierschaltung 14 fließen. Der restliche Teil fließt durch durch den zweiten Transistor 412. Der Teil, der durch den ersten Transistor 410 fließt wird forciert an dem Ausgang 16 geliefert. Der Strommultiplizierkoeffizient α entspricht folglich dem Bruchteil des Eingangsstroms, der durch den ersten Transistor 410 fließt. Dieser Bruchteil wird durch die Steuerschaltung 19 gesteuert.
Im Betrieb entspricht die Differenz zwischen den Basis- Emitterspannungen der ersten und zweiten Diode 420, 422 in der Steuerschaltung 19 der Differenz zwischen den Basis-Emitterspannungen des ersten und zweiten Transistors 410, 420 in der Strommultiplizierschaltung 14. Für Bipolartransistoren bedeutet dies, daß das Verhältnis zwischen den Stromdichten der ersten und der zweiten Diode 420, 422 dem Verhältnis der Stromdichten ds ersten und zweiten Transistors 410, 420 in der Strommultiplizierschaltung 14 entspricht:
Der Strommultiplizierkoeffizient α ist das Verhältnis des Stroms I&sub4;&sub1;&sub0; durch den ersten Transistor 410 un der Summe der Ströme I&sub4;&sub1;&sub0;, I&sub4;&sub1;&sub2; durch den ersten und den zweiten Transistor 410, 412. Dieses verhältnis läßt sich in den Strömen durch die Dioden 420, 422 unter Verwendung der obenstehenden Formel ausdrücken. Wenn die Emittergebiete des ersten und zweiten Transistors 410, 412 einander entsprechen, d. h. wenn das Verhältnis deren Ströme dem Verhältnis deren Stromdichten entspricht, ist der Strommultiplizierkoeffizient:
Wenn die Summe der Stromdichten durch die erste und die zweite Diode 420, 422 linear abhängig ist von dem Steuersignal M, entspricht der Strommultiplizierkoeffizient α einem Verhältnis f&sub1; / f&sub2; zweier Faktoren, wobei der zweite Faktor f&sub2; linear abhängig ist von dem Steuersignal M.
Nach Fig. 2 wird dies erreicht durch einzelne Steuerung der ersten und zweiten steuerbaren Stromquelle 440, 442 zum Erzeugen eines ersten Stromes I&sub4;&sub2;&sub0; für die erste Diode 420 und eines zweiten Stromes I&sub4;&sub2;&sub2; für die zweite Diode 422. Diese Ströme sind derart, daß sie linear abhängig sind von dem Steuersignal M:
I&sub4;&sub2;&sub0; = a + bM, I&sub4;&sub2;&sub2; = (c-a) + (d-b)M.
Die Steuerparameter a, b, c, d werden derart gewählt, daß die Summe der zwei Ströme abhängig ist von dem Steuersignal M (d ist nicht Null) und daß die zwei Abhängigkeiten nicht unbedingt proportional zueinander sind (a/c ist nicht gleich b/d).
Durch Substitution dieser Ausdrücke für die Ströme I&sub4;&sub2;&sub0;, I&sub4;&sub2;&sub2; in dem Ausdruck für den Multiplizierkoeffizienten α, folgt, daß der Strommultiplizierkoeffizient α gegeben wird durch:
Folglich ist der Strommultiplizierfaktor α ein Verhältnis zweier Faktoren f&sub1; /f&sub2;, wobei der Faktor f&sub2; in dem Divisor linear abhängig ist von dem Steuersignal M. Der Faktor f&sub1; in dem Nenner kann konstant gehalten werden oder kann auch zu einer linearen Funktion des Steuersignals M gemacht werden. Auf diese Weise ist es möglich, den effektiven Admittanzwert Yeff der Schaltungsanordnung umgekehrt linear zu dem Steuersignal M zu steuern.
Fig. 3 zeigt, wie eine ähnliche Abhängigkeit unter Verwndung jedes beliebigen Stromverstärkers 131 mit einem Verstärkungsregeleingang verwirklicht werden kann. Der Ausgang einer Multiplizier-und-Dividierschaltung 135 ist mit einem Verstärkungsregeleingang verbunden. Diese Multiplizier-und-Dividierschaltung 135 wird an dem Ausgang das Verhältnis der den Eingängen angebotenen Signale liefern.
Der Stromverstärker kann beispielsweise als Spannungsverstärker 132 ausgebildet werden, der an seinem Eingang und Ausgang mit einem Strom-Spannungswandler 133 bzw. einem Spannung-Stromwandler 134 versehen ist. Die Multiplizier- und-Dividierschaltung 135 kann einem Doppeleingangmultiplizierer 136 mit einem Rückkopplungsverstärker 137 zwischen dem Ausgang und einem der Eingänge versehen sein.
Im Betrien wird ein Faktor f&sub2; einem ersten Eingang 139 des Multiplizierers 136 zugeführt. Das Signal an dem zweiten Eingang, der mit dem Rückkopplungsverstärker 137 verbunden ist, wird durch diesen Verstärker derart geregelt, daß das Ausgangssignal des Doppeleingangsmultiplizierers 136 dem des anderen Faktors f&sub1; entspricht. Dadurch wird der Signalwert an dem zweiten Eingang das Verhältnis f&sub1;/f&sub2; sein, das zur Steuerung des Verstärkers 131 über den Verstärkungsregeleingang verwendet werden kann. Dies führt zu demselben Effekt wie die gedrängtere Schaltungsanordnung nach Fig. 2.
Der Eingang für f&sub1;, 138 und f&sub2;, 138 kann weiterhin mit einer polyniminalen Rechenschaltung versehen werden (bestehend aus Multiplikationsschaltungen und Addier/Subtrahierschaltungen) zum Berechnen polynominaler Funktionen des Steuersignals M. Auf diese Weise lassen sich allgemeinere polyniminale Beziehungen zwischen der effektiven Admittanz und dem Steuersignal verwirklichen.

ANWENDUNG INVERS LINEAR EINGESTELLTER ADMITTANZEN

Wie in den Fig. 2 und 3 dargestellt, ist die Steuerschaltung 19 dazu vorgesehen, den Multiplikationskoeffizienten dem Verhältnis f&sub1;/f&sub2; zweier Faktoren entsprechend zu machen. Wenigstens der Faktor in dem Nenner variiert linear zu dem Steuersignal M:
Wie oben dargestellt, wird die effektive Admittanz Yeff der Schaltungsanordnung 10 die untenstehende Form annehmen:
Diese Form der Abhängigkeit von dem Signal M ermöglicht es, mehrere elektronische Parameter auf lineare Weise zu steuern.
Wenn b = d, wird die effektive Impedanz (d.h. die Inverse der effektiven Admittanz Yeff) zu einer linearen Funktion (c+dM)/(ca)Yref des Steuersignals M gemacht.
In Fig. 4 ist die effektive Admittanz, beispielsweise ein Kondensator 21 oder die Schaltungsanordnung 10, in Reihe mit einer weiteren Admittanz 20 mit einem Admittanzwert Yf vorgesehen. Die gesamte Reihenadmittalz Ytot ist dann:
wobei Substitution des Ausdrucks für die effektive Impedanz abhängig von dem Steuersignal M Folgendes ergibt:
Durch Selektion einer Kombination von b und d, derart, daß b/d = 1+Yf/Yref, wird der Nenner unabhängig von dem Steuersignal M gemacht. Dies führt zu einer linearen Abhängigkeit der gesamten Reihenimpedanz Ytot. Es sei bemerkt, daß dies nur dann möglich ist, wenn d nicht gleich Null ist, was bedeutet, daß der Faktor f&sub2; in dem nennen des Ausdrucks für α linear abhängig ist von dem Steuersignal M.
Der Prozeß, durch den die Reihenadmittanz linearisiert wird, kann mathematisch durch Modellierung der effektiven Admittanz Yeff der Schaltungsanordnung als Reihenschaltung aus einer von dem Steuersignal M unabhängigen Reihenadmittanz (mit einer Admittanz Yser) und einer von dem Steuersignal linear abhängigen Admittanz (mit einer Admittanz Ylin) erläutert werden. Mit etwas Algebra lassen sich die Admittanzen Yser und Ylin berechnen:
durch eine geeignete Wahl von b und d (b/d < 1) kann die Reihenadmittanz negativ gemacht werden (übrigens wird die komplette effektive Admittanz nicht negativ). Dies erklärt die Möglichkeit den nicht linearen Effekt einer weiteren in Reihe mit der effektiven Admittanz vorgesehenen Admittanz).
Die Admittanz eines Kondensators ist proportional zu dessen Kapazitätswert. Deswegen kann, wenn das Admittanzelement eine Kapazität ist, diese als Reihenschaltung aus einer von einem Steuersignal M unabhängigen Reihenkapazität Cser und einer linear von einem Steuersignal M abhängigen Admittanz Clin ausgebildet werden. Die entsprechenden Kapazitätswerte Clin, Cser sind:
und durch eine geeignete Wahl von b und d (b/d < 1) kann Cser negativ gemacht werden. Wenn die effektive Admittanz in Reihe mit einer weiteren Kapazität Cf mit demselben Kapazitätswert wie Cser aber mit einem entgegengesetzten Vorzeichen: Cf = -Cser, wird der Effekt der weiteren Kapazität Cf und der Reihenkapazität Cser auf die kombinierte Kapazität rückgängig gemacht und die kombinierte Kapazität wird linear von dem Steuersignal M abhängig sein.
Eine weitere Möglichkeit einer nicht linearen Steuerung in bezug auf lineare Frequenzregelung eines LC-Oszillators ist in Fig. 5 dargestellt. (Die Einstellung kann beispielsweise zur Frequenzmodulation mit dem Steuersignal M benutzt werden). Fig. 5 zeigt ein Beispiel eines Schwingungskreises mit einem negativen Impedanzelement 30, verbunden mit einem offenen Schwingungskreis 32. Der offene Schwingungskreis enthält eine Parallelschaltung eines Induktors 34 und einer Kapazitätsschaltung, in diesem fall ausgebildet als Parallelschaltung eines Kondensators 36 und der Schaltungsanordnung 10 aus Fig. 1. (Dieser LC-Kreis ist ein repräsentatives Beispiel: dieselben Probleme in bezug auf lineare Einstellung betreffen viele bekannte LC- Oszillatorstrukturen). Wie bei Oszillatorschaltungen bekannt, wird die Kombination des negativen Impedanzelementes 30 (mit beispielsweise einem Rückkopplungsverstärker) und des offenen Schwingungskreises 32 mit der untenstehenden Frequenz schwingen:
In vielen Anwendungsbereichen braucht das Steuersignal M die Schwingungsfrequenz nur über einen kleinen Bereich linear zu ändern. Man bekommt eine durchaus angenäherte Linearität, wenn die zweite Abgeleitete der Schwingungsfrequenz gegenüber dem Steuersignal M bei der Nennfrequenz Null wäre (d.h. per Definition, daß die Beziehung zwischen der Schwingungsfrequenz und dem Steuersignal M bei der Nennfrequenz einen Wendepunkt hatte). Die Bedingung für einen Wendepunkt ist:
Falls die Beziehung zwischen der effektiven Kapazität Ceff und dem Steuersignal M linear ist, ist die erste Abgeleitete der Kapazität Ceff in Bezug auf das Steuersignal M nicht Null und die zweite Abgeleitete der Kapazität Ceff in Bezug auf das Steuersignal ist Null. In diesem Fall ist der erste Term auf der linken Seite der obenstehenden Gleichung gleich Null und der zweite Term ist nicht Null. Deswegen läßt sich mit einer linearen Funktion zwischen dem Kapazitätswert und dem Steuersignal M nicht ein Wendepunkt verwirklichen.
Eine nicht-lineare Steuerung des Kapazitätswertes ermöglicht die Einführung eines Wendepunktes in Abhängigkeit der Schwingungsfrequenz d von dem Steuersignal M für die Oszillatorschaltung aus Fig. 5. Wie oben beschrieben, kann in diesem Fall die eingestellte Kapazität als Reihenschaltung aus einer linear veränderlichen Kapazität Clin und einer konstanten Kapazität Cser ausgebildet werden. Mit etwas Algebra folgt nun, daß die erste und die zweite Abgeleitete der effektiven Admittanz in Bezug auf das Steuersignal wie folgt sind:
(wobei u die Proportionalitätskonstante des Ausdrucks für Clin ist). In Kombination mit der Bedingung für den oben gegebenen Wendepunkt (einfachheitshalber mit C&sub3;&sub6; = 0), folgt nun, daß ein Wendepunkt auftritt, wenn:
Dies geschieht, wenn die Reihenkapazität Cser einen negativen Wert erhält., d.h., wenn b/d < 1 (Clin wird dann positiv sein, weil Ceff positiv sein muß). Ein Wendepunkt tritt überhaupt nicht auf, wenn eine positive linear veränderliche Kapazität in irgendeiner Kombination mit positiven konstanten Kapazitäten als kapazitiver Teil eines offenen Schwingungskreises verwendet wird.
Durch eine geeignete Selektion der Werte für a, b, c, d kann der Wendepunkt auf eine gewünschte Nennschwingungsfrequenz gesetzt werden und für einen selektierten Wert des Steuersignals M.
Wenn über den ganzen Betriebsbereich eine lineare Beziehung zwischen der Schwingungsfrequenz und dem Steuersignal M erforderlich ist, kann der in Fig. 6 dargestellte Schwingungskreis verwendet werden. Dieser Kreis enthält das negative Widerstandselement 30 und einen offenen Schwingungskreis 32. In dem offenen Schwingungskreis werden der Induktor sowie der Kondensator eingestellt. Dazu hat der offene Schwingungskreis 32 einen Eingang 17 für ein Steuersignal M zweier Abmittanzeinstellschaltungen 510 und 520.
In der ersten Admittanzeinstellschaltung 510 ist der Eingang 517 mit einer ersten Steuerschaltung 519 gekoppelt, von der ein Ausgang mit einem Steuereingang 512 einer ersten Strommultiplizierschaltung 514 verbunden ist. Der Stromeingang 515 und der Strommultiplizierausgang 516 der ersten Strommultiplizierschaltung 514 sind über ein erstes Admittanzelement: einen Induktor 518, verbunden.
In der zweiten Admittanzeinstellschaltung 520 ist der Eingang 517 mit einer zweiten regelschaltung 529 gekoppelt, von der ein Ausgang mit einem Regeleingang 522 einer zweiten Strommultiplizierschaltung 524 gekoppelt ist. Der Styromeingang 525 und der Strommultiplizierausgang 526 der zweiten Strommultiplizierschaltung 524 sind über ein zweites Admittanzelement: eine Kapazität 528, verbunden.
Die Ausgangsklemmen 511, 512 der ersten und der zweiten Admittanzeinstellschaltung 510, 520 sind beide mit dem offenen Schwingungskreis 32 verbunden.
Das Prinzip der Schaltungsanordnung ist, daß die Parameter a&sub1;, b&sub1;, c&sub1;, d&sub1;, a&sub2;, b&sub2;, c&sub2;, d&sub2; der betreffenden Admittanzeinstellschaltungen 510, 520 derart eingestellt sind, daß die effektiven Admittanzwerte der ersten und zweiten Admittanzeinstellschaltung umgekehrt proportional zueinander wie folgt eingestellt werden:
wobei (c&sub1;-a&sub1;)/c&sub2; = -b&sub1;/d&sub2; ist (und d&sub1; = 0, b&sub2; = d&sub2;). L und C sind der Induktivitätswert und der Kapazitätswert des Induktors 518 bzw. des Kondensators 528, die als Admittanzelement in der ersten und zweiten Admittanzeinstellschaltung 510, 520 verwendet worden sind, wobei ω die Winkelfrequenz ist, von der die Admittanzwerte abhängig sind.
Die Resonanzfrequenz wird dadurch eine lineare Funktion des Steuersignals M sein:

ANDERE ADMITTANZEINSTELLSCHALTUNGEN

Die Steuerschaltung 19 kann verschiedenartig ausgebildet werden. Eine erste Ausführungsform der Steuerschaltung 19 ist in Fig. 7 dargestellt als Schaltungsanordnung 619. Diese Schaltungsanordnung entspricht der Steuerschaltung nach Fig. 2. Die steuerbaren Stromquellen 440, 442 sind jedoch ersetzt worden durch einen ersten und einen zweiten Eingangstransistor 60, 62. Der Eingang für das Steuersignal M 617 ist mit der Basis-Elektrode des zweiten Eingangstransistors 62 und über einen invertierenden Verstärker 64 mit der Basis-Elektrode des ersten Eingangstransistors 60 verbunden. Die Emitter-Elektroden des ersten und des zweiten Eingangstransistors sind über einen ersten und einen zweiten Widerstand 66 bzw. 68 nach Erde geschaltet. Die Kollektor-Elektroden des ersten und des zweiten Eingangstransistors sind mit den Emitter-Elektroden der ersten bzw. zweiten Diode 620, 622 verbunden, die den Dioden 420 bzw. 422 aus Fig. 2 entsprechen. Mit der Kollektor-Elektrode des ersten und des zweiten Eingangstransistors sind zusätzliche Stromquellen 67, 69 verbunden.
Im Betrieb wird das Steuersignal M als Spannung an dem Eingang 617 für das Steuersignal M geliefert. Der Wert der Widerstände 66, 68 kann dazu verwendet werden, die Parameter b, d einzustellen. Der Verstärkungsfaktor S64 des Verstärkers 64 kann zum Ändern des Vorzeichens von b/d-1 verwendet werden. Die Ströme I&sub6;&sub7;, I&sub6;&sub9; der zusätzlichen Stromquellen 67, 69 können zum Einstellen von a und c verwendet werden:
a = I&sub6;&sub7;, b = 1/R&sub6;&sub6;, c - a = I&sub6;&sub9;, d - b = S&sub6;&sub4;/ R&sub6;&sub8;.
Eine zweite Ausführungsform der Steuerschaltung 19 ist in Fig. 8 dargestellt. Diese Schaltungsanordnung entspricht auch der Steuerschaltung nach Fig. 2. In Fig. 8 sind die steuerbaren Stromquellen 440, 442 durch einen ersten und einen zweiten Eingangstransistor 70, 72 ersetzt worden, deren Emitter-Elektroden über einen Widerstand 73 miteinander gekoppelt sind. Die Emitter-Elektroden sind über Stromquellen 74, 75 nach Erde verbunden. Diese Transistoren bilden einen Differenzverstärker, wobei die Basis-Elektroden die betreffenden Anschlüsse 717a, 717b eines Differenzeingangs bilden. Die Kollektor-Elektrode des ersten Eingangstransistors 70 ist mit der Emitter-Elektrode der ersten Diode 720 verbunden. Die Kollektor-Elektrode des zweiten Transistors 72 ist mit der Emitter-Elektrode der zweiten Diode 722 verbunden. Parallel zu der ersten Diode 720 sind zwei zusätzliche Dioden 76, 77 vorgesehen.
Im Betrieb wird das Steuersignal M als Spannungsdifferenz Vdiff zwischen den Basis-Elektroden des ersten und des zweiten Transistors 70, 72 geliefert. Die Differenz zwischen den Kollektorströmen I&sub7;&sub0;, I&sub7;&sub2; ist zu der Spannungsdifferenz Vdiff geteilt durch den Widerstand 73 proportional, der die Emitter-Elektroden verbindet: I&sub7;&sub0; - I&sub7;&sub2; = Vdiff /R&sub7;&sub3;. Die Summe der Kollektorströme I&sub7;&sub0;, I&sub7;&sub2; des ersten und des zweiten Transistors 70, 72 ist unabhängig von der Differenzspannung Vdiff und gleich der Summe der durch die Stromquellen 74, 75 erzeugten Ströme I&sub7;&sub4;, I&sub7;&sub5;.
Wenn die Schaltungsanordnung der ersten und zweiten Diode 420, 422 von Fig. 2 kopiert wäre, würde der Nenner des Strommultiplizierkoeffizienten α nicht von dem Steuersignal M abhängen. Aber in Fig. 8 sind zwei zusätzliche Transistoren 76, 77, die als Dioden wirksam sind, in Parallelschaltung zu der ersten Diode 720 dargestellt. Zweidrittel des Kollektorstromes I&sub7;&sub0; des ersten Eingangstransistors wird durch die zusätzlichen Dioden gezogen. Die erste Diode zieht ein Dritten des Kollektorstromes I&sub7;&sub0; des ersten Eingangstransistors. Dadurch ist die Summe der durch die erste und die zweite Diode 720, 722 gezogenen Ströme abhängig von dem Steuersignal M. Untenstehendes giltt für die Parameter a, b, s, d:
Hier ist N der Bruchteil des Kollektorstromes I&sub7;&sub0; des ersten Eingangstransistors, gezogen durch die erste Diode 720: für Fig. 8 N = 1/3. Im Allgemeinen kann jede beliebige Anzahl Transistoren parallel zu der ersten und/oder zweiten Diode vorgesehen werden und N kann jeden beliebigen Wert haben. Wenn die Schaltungsanordnung in einer integrierten Schaltung ausgebildet wird, kann der Bruchteil N durch Verwendung eines einzigen Transistors 720 statt der drei Transistoren 720, 76, 77 gesteuert werden. Die Einstellung des Verhältnisses der Emittergebeite A&sub7;&sub2;&sub0;, A&sub7;&sub2;&sub2; der ersten und zweiten Diode; in diesem Fall ist N gleich N=A&sub7;&sub2;&sub2; / A&sub7;&sub2;&sub0;.
Derselbe Effekt wird dadurch erreicht, daß der erste und der zweite Transistor 410, 412 in der Strommultiplizierschaltung 14 je ein anderes Emittergebiet erhalten: effektiv ist N gleich N=(A&sub4;&sub1;&sub2; A&sub7;&sub2;&sub0;) / (A&sub7;&sub2;&sub2; A&sub4;&sub1;&sub0;). Wenn aber die Frequenz des dem Stromeingang 15 und dem Stromausgang 16 der Strommultiplizierschaltung angebotenen Signals sehr hoch ist (im Bereich einiger Hundert MHz, beispielsweise 500 Mhz), wird bevorzugt, daß der erste und der zweite Transistor 410, 412 in dieser Schaltungsanordnung dieselben Emittergebiete haben: A&sub4;&sub1;&sub0; = A&sub4;&sub1;&sub2;.
Der Vorteil der Verwendung von Emittergebieten zur Einstellung der Parameter a, b, c, d ist, daß die wichtigen Verhältnisse zwischen diesen Parametern, wie b/d, sehr genau verwirklicht werden können. Der Grund dazu ist, daß relative Gebiete von Transistorem besser gesteuert werden können als 1:1000 bei der Herstellung der Transistoren auf einer integrierten Schaltung.
Es sei bemerkt, daß es nirgendwo notwendig ist, daß das Verhältnis zwischen Gebieten in den Dioden 720, 722 verwirklicht wird. Fig. 9 zeigt ein Beispiel einer alternativen Steuerschaltung. Diese Schaltungsanordnung hat zwei Eingänge 80, 81 für Ströme, die je ihre eigene Abhängigkeit von dem Steuersignal M haben (solche Ströme können beispielsweise unter Verwendung eines Äquivalenten der Teile 70, 72, 73, 74, 75 der in Fig. 8 dargestellten Schaltungsanordnung derart erzeugt werden, daß die Summe der Eingangsströme unabhängig ist von dem Steuersignal M). Die Eingänge sind mit den Steuereingangen der betreffenden Stromspiegelschaltungen 82, 84 verbunden. Die Ausgänge 86, 88 der Stromspiegelschaltung sind mit den bereits dargestellten Dioden 420, 422 gekoppelt.
Die Stromspiegel 82, 84 haben je einen anderen Stromverstärkungsfaktor, die durch Verwendung von Transistoren mit je einem anderen Emittergebiet verwirklicht werden (auf symbolische Weise dadurch wiedergegeben, daß der Ausgangstransistor der Stromspiegel als Triple-Transistor ausgebildet ist). Das verhältnis N' zwischen den Strommultiplizierfaktoren der Stromspiegel 82, 84 beeinflußt den Strommultiplizierkoeffizienten α auf dieselbe Art und Weise wie das Gebietsverhältnis A&sub7;&sub2;&sub0; / A&sub7;&sub2;&sub2; der ersten und zweiten Diode 720, 722.
Die Dioden 420, 422 können verschiedenartig vorgesehen werden. Ein Beispiel ist in Fig. 10 dargestellt. Die Schaltungsanordnung in dieser Figur enthält zwei steuerbare Stromquellen 90, 92. (Diese Stromquellen können denen aus den Fig. 7, 8, 9 entsprechen). Die steuerbaren Stromquellen sind mit den Kollektor-Elektroden zweier Dioden (94, 95, 96, 98), dargestellt als Transistoren, gekoppelt, wobei der erste als Dreifach-Transistor dargestellt ist um zu symbolisieren, daß er ein größeres Emittergebiet hat als der zweite Transistor. Die Kollektor-Elektrode des zweiten Transistors 98 ist mit der Basis-Elektrode gekoppelt. Die Emitter-Elektroden des ersten und des zweiten Transistors 94, 95, 96, 98 sind miteinander und über eine Stromquelle 99 nach Erde gekoppelt. Die Basis-Elektroden sind als Ausgang für die Steuerschaltung wirksam (und sind mit den Basis-Elektroden des ersten und zweiten Transistors 410, 420 der (nicht dargestellten) Strommultiplizierschaltung 14 gekoppelt).
Der wesentliche Punkt ist, daß, wie in Fig. 2 dargestellt, die Schaltungsanordnung dazu vorgesehen ist um zu gewährleisten, daß die Spannungsdifferenz zwischen den Ausgängen der Steuerschaltung der Diffrenz zwischen den Basis- Emitterspannungen der Dioden entspricht. Diese Differenz ist die Antwort auf die den Kollektor-Elektroden der Dioden geliefereten Ströme. Dazu wird der Strommultiplizierkoeffizient auf gleiche Weise gesteuert wie in der Schaltungsanordnung nach Fig. 2.
Ohne Beeinträchtigung der Funktion der Schaltungsanordnung können die diodengekoppelten Transistoren 420, 422, 94, 95, 96, 98 durch normale Übergangsdioden ersetzt werden. Es können viele andere Schaltungsanordnungen vrwendet werden zum Erzeugen einer Differenz zwischen zwei Spannungen an Übergängen und zum Liefern dieser Differenz an den Basis-Elektroden der Transistoren 410, 412 des differenziellen Paares. So kann man beispielsweise die in dem US Patent Nr. 4.109.214 beschiebene Schaltungsanordnung benutzen mit der Änderung, daß die Differenz zwischen den Emitterspannungen von den Transistoren genommen wird mit untereinander verschiedenen Emittergebeieten.
Fig. 11 zeigt eine alternative Strommultiplizierschaltung 14. Statt eines mit der Kollektor-Elektrode des ersten Transistors verbundenen Widerstandes wird ein Stromspiegel 100 verwendet, dessen Eingang mit der Kollektor-Elektrode des zweiten Transistors 412 der Strommultiplizierschaltung 14 gekoppelt ist. Der Ausgang des Stromspiegels 100 ist mit der Kollektor-Elektrode des ersten Transistors 410 gekoppelt.
Im Betrieb erreicht nicht nur der teil des Eingangsstroms von dem Stromeingang 15, der durch den ersten Transistor 410 gezogen worden ist, sondern auch der Teil des Eingangsstroms, der durch den zweiten Transistor 412 gezogen worden ist, den Stromausgang 16. Dies führt zu der nachstehenden Beziehung zwischen dem Strommultiplizierkoeffizienten α und den Emitterstromdichten i&sub4;&sub2;&sub0;, i&sub4;&sub2;&sub2; durch die diodengekoppelten Transistoren 420, 422.
Der Ausdruck für α weicht ab von dem Ausdruck, der für die Schaltungsanordnung nach Fig. 2 gilt. Sie weisen jedoch das wesentliche Merkmal gemeinsam auf, daß eine Summe von Stromdichten in dem Nenner erscheint. Dadurch ist es möglich, denselben Beziehungstyp zwischen dem effektiven Asmittanzwert und dem Steuersignal M zu erhalten wie vorher mit der Schaltungsanordnung nach Fig. 11, unter der Bedingung aber, daß die Beziehung zwischen dem Steuersignal M und den von den Dioden 420, 422 gelieferten Strömen etwas geändert ist:
i&sub4;&sub2;&sub0; = a+c+(b+d)M und i&sub4;&sub2;&sub2; = c-a+(d-b)M.
Fig. 12 zeigt eine weitere Abwandlung der Strommultiplizierschaltung 14. In diesem Fall ist der Stromeingang 15 mit dem Eingang eines Stromspiegels 110 verbunden. Der Ausgang dieses Stromspiegels ist mit einer gemeinsamen Verbindung der Emitter-Elektroden des ersten und des zweiten Transistors 410, 412 verbunden. Der Ausgangstransistor des Stromspiegels 110 ist als Doppeltransistor dargestellt um zu symbolisieren, daß das Emittergebiet von dem des Eingangstransistors des Stromspiegels 110 abweichen kann.
Im Betrieb wird der Stromspiegel 110 einen Ausgangsstrom liefern zu der gemeinamen Verbindung der Emitter-Elektroden des ersten und zweiten Transistors 410, 412. Dieser Ausgangsstrom ist ein Vielfaches des Stroms zu dem Eingang des Stromspiegels 110. Wenn das Verhältnis zwischen dem Emittergebeit des Ausgangs- und Eingangstransistors des Stromspiegels u beträgt, wird der Strommultiplizierfaktor zwischen dem Eingang und dem Ausgang u betragen. Der Strommultiplizierkoeffizient α der Strommultiplizierschaltung 14 ist
Die bedeutet, daß er ein anderes Vorzeichen haben wird und eine andere Größe im Vergleich zu der Schaltungsanordnung nach Fig. 2. Die Größe kann sehr genau eingestellt werden, und zwar unter Verwendung der Emittergebiete der Transistoren in dem Stromspiegel 110. Der extra Faktor u ergibt eine zusätzliche Möglichkeit die effektive Admittanz einzustellen.
Der zusätzliche Faktor u bietet den zusätzlichen Vorteil, daß er es ermöglicht, effektive Admittanzwerte Yeff zu schaffen, die größer sind als der Admittanzwert Yref des Admittanzelementes 18. Etwas, was mit der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 nicht möglich ist. Dies kann von Bedeutung sein, insbesondere wenn das Admittanzelement eine integrierte Kapazität ist.
Fig. 13 zeigt eine symmetrische Schaltungsanordnung mit einer einstellbaren effektiven Admittanz. Die Schaltungsanordnung entspricht der aus Fig. 2 mit der Ausnahme, daß sie eine symmetrische Strommultiplizierschaltung aufweist. Diese Multiplizierschaltung enthält ein erstes und ein zweites Transistorpaar. Das erste Transistorpaar enthält einen ersten und einen zweiten Transistor 122a, 124a, deren Emitter- Elektroden miteinander verbunden sind. Die Basis-Elektroden des ersten und des zweiten Transistors 122a, 124a sind mit den Emitter-Elektroden eines dritten und vierten Transistors 420, 422 verbunden, die als Dioden verwendet werden. Das zweite Transistorpaar enthält einen fünften und sechsten Transistor 122b, 124b, deren Emitter- Elektroden miteinander verbunden sind. Die Basis-Elektroden des ersten und zweiten Transistors 122a, 124a sind mit den betreffenden Basis-Elektroden des fünften und sechsten Transistors 122b, 124b in dem weiteren Paar verbunden. Die Kollektor- Elektroden des ersten und zweiten Transistors 122a, 124a sind mit den Kollektor- Elektroden des sechsten und fünften Transistors 122b bzw. 124b verbunden. Auf diese Weise sind die Kollektor-Elektroden und die Basis-Elektroden der Paare verbunden (122a, 124a) (122b, 124b), aber die Basis-Elektrode und die Kollektor-Elektrode jedes Transistors sind mit untereinander verschiedenen Transistoren verbunden.
Die Strommultiplizierschaltung hat zwei Stromeingänge 125a, 125b, die mit der gemeinsamen Emitterverbindung des ersten und zweiten Transistors 122a, 124a verbunden sind und mit der gemeinsamen Emitterverbindung des fünften und sechsten Transistors 122b, 124b. Die Strommultiplizierschaltung hat zwei Stromausgänge 126a, 126b, die mit den Kollektor-Elektroden des ersten und zweiten Transistors 122a, 122b gekoppelt sind.
Die Schaltungsanordnung enthält zwei Admittanzelemente 128a, 128b, die je zwischen einem Stromausgang 126a, 126b und einem entsprechenden Stromeingang 125a, 125b vorgesehen sind. Die Schaltungsanordnung hat zwei Ausgangsklemmen 120a, 120b, die mit den zwei Stromausgängen 126a, 126b gekoppelt sind.
Im Betrieb entspricht die Funktion der Schaltungsanordnung der aus Fig. 2. Die Summe der jeweiligen Änderungen in dem den zwei Ausgängen 120a, 120b entnommenen Strömen in Antwort auf eine diesen Ausgängen zugeführte Spannung ist Null. Folglich zieht die Schaltungsanordnung einen ganz verschiedenen Strom. Die Differenz zwischen den den zwei Ausgängen 120a, 120b entnommenen Strömen in Antwort auf die diesen Ausgängen zugeführten Spannungen ist:
Wenn die Admittanzwerte Y128a, Y128b der Admittanzelemente 128a, 128b einander entsprechen, verhält sich die Schaltungsanordnung wie eine Zweitakteffektivadmittanz. Dies im Gegensatz zu der in den Fig. 1 und 4 dargestellten Schaltungsanordnung, wobei es sich um eine Eintaktaffektivadmittanz handelt, d.h. eine Admittanz, von der eine Anschlußklemme nach Erde verbunden ist.
Der Strom ändert sich proportional zu Änderungen in der Spannungsdifferenz, zugeführt zwischen den beiden Ausgangsklemmen 120a, 120 Bildwiedergabeanordnung Die Proportionalitätskonstante, die Effektivadmittanz Yeff, ist dieselbe wie für die Eintaktschaltung.
Die Zweitakteffektivadmittanz bietet den Vorteil, daß es keinen Nettostrom von der Ausgangsklemme nach Erde gibt in Antwort auf die zugeführten Spannungen. Dies verringert Interferenzprobleme. Wenn die Zweitaktschaltung in einem Oszillator in einer integrierten Schaltung verwendet wird, werden andere Schaltungsanordnungen weniger gestört, und zwar durch Erdungsströme.
Ein Beispiel der Ergebnisse der Schaltungsanordnung nach Fig. 13 sind in Fig. 14 dargestellt.
Fig. 14 zeigt Simulationsergebnisse für eine Zweitaktversion eines in Fig. 5 dargestellten praktischen Schwingungskreises. Ein Induktor 34 von 30,5 nH wurde parallel zu einem Kondensator 36 von 2,7 pF verwendet. Der Varicap 10 bestand aus einer Reihenschaltung aus einem Kondensator von 8,8 pF und einer mit einer Schaltungsanordnung nach Fig. 13 gebildeten einstellbaren Kapazität, mit einer Steuerschaltung nach Fig. 8. In der Schaltungsanordnung waren die zwei Admittanzelemente 128a, 128b Kondensatoren von 2,8 pF. Ein Verhältnis von 3:1 wurde für die Emittergebiete der Transistoren 420, 422 verwendet. Die Schwingungsfrequenz betrug also etwa 480 MHz.
Fig. 14 zeigt eine Graphik, in der das Steuersignal M horizontal aufgetragen ist und die Schwingungsfrequenz 141 und deren Abgeleitete 142 gegenüber dem Steuersignal M vertikal aufgetragen ist. Die vertikalen Skalierungen sind versetzt: die Basislinie entspricht einer Frequenz und einer Abgeleiteten größer als Null. Die Abgeleitete ist in einer expandierten Skalierung dargestellt: der gesamte vertikale Bereich entspricht einer Änderung der Abgeleiteten von etwa 1%. In der Graphik ändert die Neigung der Abgeleiteten; der Punkt, an dem deren neigung Null ist, entspricht dem Wendepunkt: die Abgeleitete zweiter Ordnung ist an diesem Punkt Null.

POLYNOMINAL EINGESTELLTE ADMITTANZEN

Aus dem Obenstehenden dürfte es einleuchten, daß es möglich ist, eine Schaltungsanordnung zu schaffen, die eine effektive Admittanz aufweist, die mit einem Steuersignal M derart eingestellt werden kann, daß mehrere Linearitätsanforderungen erfüllt werden können. Eine Steuerschaltung 19 zur Erfüllung der Linearitätsanforderungen auf eine andere Art und Weise ist in Fig. 15 dargestellt.
Die Steuerschaltung 19 nach dieser Figur enthält vier Dioden 151a-d zwischen den Ausgängen 12a,Bildwiedergabeanordnung In der Mitte zwischen den Ausgängen 12a,b gibt es einen Verbindungspunkt 154, der mit einer Bezugsspannungn Vr verbunden ist. Dieser Verbindungspunkt 154 ist über zwei Dioden 151a,b in Vorwärtsrichtung mit einem Ausgang 12a und über zwei weitere Dioden 151c,d in der Vorwärtsrichtung mit einem anderen Ausgang 12b verbunden. Weiterhin enthält die Steuerschaltung 19 vier Stromquellen 152a-d, die mit den betreffenden Ausgängen 12a,b und mit weiteren Verbindungspunkten 155a,b zwischen den Ausgängen 12a,b und dem Verbindungspunkt 154 verbunden sind. Alle Stromquellen 152a-d empfangen das Steuersignal M.
Im Betrieb und in Kombination mit einer Strommultiplizierschaltung 14, wie beispielsweise in Fig. 2 und 13 dargestellt, schafft diese Steuerschaltung einen Strommultiplizierkoeffizienten α, der abhängig ist von dem Verhältnis einerseits des Produktes aus den Stromdichten ia, ib, durch die Dioden 150a,b, die den Verbindungspunkt 154 mit dem einen Ausgang 12a verbinden, und andererseits des Produktes der Stromdichten durch die Dioden 150c,d, die den Verbindungspunkt 154 mit dem anderen Ausgang 12b verbinden:
Im Betrieb dienen die Stromquellen 152a-d zum Schaffen einer linearen Steuerung des Stromes durch die jeweiligen Dioden 151a-d. Die Beziehung zwischen dem Strommultiplizierkoeffizienten α und dem Steuersignal M kann zu einem Verhältnis zweier quadratische Polynome gemacht werden. Auf gleiche Weise kann das Verhältnis zwischen der effektiven Admittanz Yeff und dem Steuersignal M zu dem Verhältnis zweier quadratische Polynome gemacht werden.
Dadurch, daß mehr als vier Halbleiterübergänge, wie Dioden in Reihe zwischen den Ausgängen 12a, 12b vorgesehen werden und dadurch, daß die Stromdichten durch die betreffenden Übergänge gesteuert werden, lassen sich auch polynomische Beziehungen höherer Ordnung verwirklichen.
Ein Beispiel eines Anwendungsbereiches ist eine Resonanzschaltung. In diesem Beispiel ist eine Induktivität L mit dem Ausgang 11 der Admittanzmodulationsschaltung nach Fig. 1 verbunden, und als Bezugsadmittanz 18 ist eine Kapazität verwendet worden. Wie oben beschrieben, variiert die Resonanzfrequenz dieser Schaltungsanordnung wie die umgekehrte Wurzel der Kapazität. Durch Verwendung einer Schaltungsanordnung, durch welche die effektive Kapazität wie das inverse Quadrat einer linearen Funktion des Steuersignals M variiert werden kann (so wie die Strommultiplizierschaltung 14 aus Fig. 2 in Kombination mit der Steuerschaltung 19 nach Fig. 15), kann die Resonanzfrequenz der Resonanzschaltung linear abhängig gemacht werden von dem Steuersignal M.
In der Praxis wird die Induktanz der Resonanzschaltung immer eine parasitäre Kapazität aufweisen. Der Effekt einer solchen Kapazität auf die Linearität der Beziehung zwischen der Resonanzfrequenz und dem Steuersignal läßt sich immer durch eine geeignete Wahl der Beziehung zwischen den Stromdichten durch die jeweiligen Dioden 151a-d kompensieren.
Wenn beispielsweise vorausgesetzt wird, daß eine Parallelschaltung einer Induktivität L und einer (möglicherweise parasitären) Kapazität C zwischen dem Ausgang 11 nach Fig. 1 und Erde vorgesehen ist, und daß das Admittanzelement 18 eine Kapazität Cref ist. In diesem Fall wird die Resonanzfrequenz gegeben durch:
Wenn eine Stromsteuerschaltung 152a-d verwendet wird, beispielsweise irgendeine der oben beschriebenen Stromdichteregeltechniken, kann die nachstehende Beziehung zwischen der Stromdichte durch die Dioden 151a-d und dem Steuersignal M geschaffen werden:
In diesem Fall wird die Beziehung zwischen der Resonanzfrequenz und dem Steuersignal M wie folgt sein:
Dies bedeutet, daß die Resonanzfrequenz linear abhängig ist von dem Modulationssignal. Auf gleiche Weise läßt sich der Effekt anderer parasitärer Komponenten, wie von Reihenkapazitäten, kompensieren.
Es dürfte einleuchten, daß dieses Effekt abhängig ist von dem Begrauch der Übergänge der Dioden 151a-d und daß statt der Diodenübergänge 151a-d auch Transistorübergänge verwendet werden können. Weiterhin reicht es, daß die geeignete Summe von Übergangsspannungen den Ausgängen 12a,b zugeführt wird. Stattdessen, daß die Übergänge in Reihe geschaltet werden, was die einfachste Art und Weise der Beschaffung einer Summenspannung ist, kann jede Summenerzeugungsschaltung verwendet werden. Weiterhin kann die Folge der Übergänge und der Ströme, die sie ziehen, von dem einen Ausgang 12a zu dem anderen 12b geändert werden, oder es können zusätzliche Bauteile oder Pufferverstärker eingefügt werden.
Aus dem Obenstehenden dürfte es einleuchten, daß es möglich ist, eine Schaltungsanordnung zu bauen, die eine effektive Admittanz aufweist, die mit einem Steuersignal M derart eingestellt werden kann, daß die jeweiligen Linearitätsanforderungen erfüllt werden können. Dies kann mit großer Genauigkeit geschehen, indem relative Emittergebeite verwendet werden um die Abhängigkeit von dem Steuersignal M einzustellen. Es dürfte einleuchten, daß die gegebenen Figuren nur Beispiele sind. So kann mann beispielsweise mehrere Widerstände an Stellen in Fig. 2 einführen, wo nur wenig oder überhaupt kein Strom fließt, oder an Stellen, die von einer Stromquelle betrieben werden, da dies die Leistung der Schaltungsanordnung nicht beeinträchtigen wird.
Weiterhin dürfte es einleuchten, daß die angegebenen Formeln eine Ideale Situation darstellen, wordurch eine erste Anzeige gegeben wird, wie Elementwerte selektiert werden sollen. Im Entwurf praktischer Schaltungsanordnungen empfiehlt es sich, Schaltungssimulation anzuwenden um zu bemessen, welche Werte für eine bestimmte Anwendung geeignet sind.

Claims

1. Integrierte Schaltung mit Einstellmitteln zum Einstellen wenigstens eines elektronischen Parameters der integrierten Schaltung, wobei diese Einstellmittel vorgesehen sind zum Einstellen eines effektiven Admittanzwertes einer Effektivadmittanzschaltung mit:

- einem Admittanzelement (18, 128a, 528),

- einer Parallelschaltung (14), die zu dem Admittanzelement parallelgeschaltet ist und vorgesehen ist zum Leiten eines parallelen Stromes Ip parallel zu einem Strom durch das Admittanzelement,

wobei diese Einstellmittel die nachfolgende Schaltungsanordnung aufweisen:

- eine Steuerschaltung (19), deren Ausgang (12) mit einem Steuereingang der Parallelschaltung gekoppelt ist, und deren Eingang (17) ein Steuersignal M zugeführt bekommt zur Steuerung der Leitfähigkeit durch die Parallelschaltung, dadurch gekennzeichnet, daß die Parallelschaltung dazu vorgesehen ist, den Parallelstrom Ip zu einem Bezugsstrom Iref durch das Admittanzelement proportional zu machen: Ip = α Iref, mit dem Proportionalitätskoeffizienten α, wobei die Steuerschaltung dazu vorgesehen ist, den Koeffizienten α in eine nicht-lineare Abhängigkeit von dem Steuersignal M zu bringen, wobei die Abhängigkeit ein Verhältnis f&sub1;/f&sub2; eines ersten und zweiten Faktors ist, wobei der zweite Faktor f&sub2; im Wesentlichen polynominal von dem Steuersignal M abhängig ist.

2. Integrierte Schaltung nach Anspruch 1, wobei die Parallelschaltung ein differenzielles Paar eines ersten (410, 122a) und eines zweiten (412, 124a) Transistors aufweist, deren Emitter-Elektroden (411) miteinander gekoppelt sind, wobei das Admittanzelement zu einer Kollektor-Emitterstrecke des ersten Transistors parallelgeschaltet ist, wobei die Steuerschaltung einen ersten (420) und einen zweiten (422) Halbleiterübergang aufweist, wobei die Steuerschaltung zur Steuerung von Strömen durch den ersten und den zweiten Übergang abhängig von dem Steuersignal M vorgesehen ist, wobei die Steuerschaltung dazu vorgesehen ist, zwischen den betreffenden Basis-Elektroden des ersten und des zweiten Transistors eine Spannung entsprechend einer Summe der Spannungen zu schaffen, die in einander entgegengesetzten Polarisationsrichtungen an dem ersten bzw. zweiten Übergang auftreten, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung dazu vorgesehen ist, eine Summe der ersten und der zweiten Stromdichte i&sub1;, i&sub2; durch den ersten bzw. zweiten Übergang linear abhängig von dem Steuersignal M zu bilden, wobei die erste Stromdichte in dieser Summe durch ein Verhältnis der Emitterbereiche A&sub1;, A&sub2; des betreffenden ersten bzw. zweiten Transistors gewichtet wird: i&sub1;A&sub1; / A&sub2; + i&sub2;.

3. Integrierte Schaltung nach Anspruch 3, wobei die Emittergebiete A&sub1;, A&sub2; des ersten und zweiten Transistors einander nahezu entsprechen, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Übergang zueinander verschiedene Übergangsgebiete haben.

4. Integrierte Schaltung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung Stromsignalerzeugungsmittel aufweist zum Erzeugen eines ersten und eines zweiten Stromsignals abhängig von dem Steuersignal M, wobei das erste und das zweite Stromsignal je eine Abweichung haben, die linear abhängig ist von dem Steuersignal, wobei die Steuerschaltung eine erste und eine zweite Strommultiplizierschaltung aufweist, vorgesehen zum Multiplizieren des ersten und des zweiten Stromsignals mit untereinander ungleichen Multiplikationskoeffizienten und zum Liefern des ersten und des zweiten multiplizierten Stromsignals zu dem ersten bzw. zweiten Übergang.

5. Integrierte Schaltung nach Anspruch 1, 2, 3 oder 4, wobei

die Parallelschaltung ein differenzielles Paar eines ersten und eines zweiten Transistors aufweist, deren Emitter-Elektroden miteinander gekoppelt sind, wobei das Admittanzelement zu einer Kollektor-Emitterstrecke des ersten Transistors parallelgeschaltet ist,

die Steuerschaltung einen ersten und einen zweiten Halbleiterübergang aufweist, wobei die Steuerschaltung zur Steuerung von Strömem durch den ersten und den zweiten Übergang abhängig von dem Steuersignal M vorgesehen ist, wobei die Steuerschaltung dazu vorgesehen ist, zwischen den betreffenden Basis-Elektroden des ersten und des zweiten Transistors eine Spannung entsprechend der Summe der Spannungen zu schaffen, die in einander entgegengesetzten Polarisationsrichtungen an dem ersten bzw. zweiten Übergang auftreten, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung wenigstens einen dritten (76) und einen vierten (77) Übergang aufweist, wobei die Summe der Spannungen die Summe der Spannung ist, die in paarweise entgegengesetzten Polaritätsrichtungen an dem ersten und zweiten, und dritten bzw. vierten Übergang auftritt.

6. Integrierte Schaltung nach Anspruch 2, 3, 4 oder 5, wobei eine Kollektor-Elektrode des ersten (122a) und zweiten (124a) Transistors mit einer ersten (120a) bzw. zweiten (120b) Klemme gekoppelt ist, und wobei diese die integrierte Schaltung die nachfolgenden Elemente aufweist:

- ein weiteres differenzielles Paar eines fünften (124b) und sechsten (122b) Transistors, deren Emitter-Elektroden miteinander gekoppelt sind, wobei eine Kollektor- Elektrode des fünften und sechsten Transistors mit der zweiten (120b) bzw. ersten (120a) Klemme gekoppelt ist,

- ein weiteres Admittanzelement (128b), das in Parallelschaltung mit einer Kollektor-Emitterstrecke des fünften Transistors gekoppelt ist,

wobei die Basisverbindungen des ersten und fünften Transistors miteinander und auch die Basisverbindungen des zweiten und sechsten Transistors miteinander gekoppelt sind.

7. Integrierte Schaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Admittanzelement über einen Stromspiegel (110) mit dem Emitter des ersten Transistors gekoppelt ist, wobei das Admittanzelement mit einem Eingang des Stromspiegels gekoppelt ist, wobei ein Ausgang des Stromspiegels mit der Emitter-Elektrode des ersten Transistors gekoppelt ist.

8. Elektronische Schaltungsanordnung mit der integrierten Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei diese elektronische Schaltungsanordnung einen Oszillator aufweist mit einer negativen Widerstandsschaltung (30), die mit einem offenen Schwingungskreis (32, 510, 520) gekoppelt ist, wobei dieser offene Schwingungskreis einen Induktor (34, 518) aufweist sowie die effektive Admittanz zwischen der ersten und der zweiten Klemme, wobei das Admittanzelement ein Kondensator ist, wobei eine Schwingungsfrequenz des Oszillators eine Abhängigkeit von dem Steuersignal M hat, wobei diese Abhängigkeit Null Abgeleitete zweiter Ordnung gegenüber dem Steuersignal M an wenigstens einer Stelle innerhalb eines Betriebsbereichs des Steuersignals aufweist.

9. Elektronische Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Induktor der Induktor ein weiteres Admittanzelement (518) in einer weiteren effektiven Admittanz (510) ist, wobei der offene Schwingungskreis die weitere effektive Admittanz und weitere Einstellmittel (519) aufweist zur Einstellung einer effektiven Induktanz der weiteren effektiven Admittanz unter Ansteuerung des Steuersignals M, wobei die effektive Induktanz und die effektive Admittanz (520) eine nahezu gleiche Abhängigkeit von dem Steuersignal M haben, geschaffen durch die weiteren Einstellmittel bzw. die Einstellmittel (529).