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Diese Erfindung betrifft einen Regelkreis für bürstenlose
Mehrphasenmotoren. Im besonderen besteht der Erfindungsgegenstand aus einem
linearen Rückkopplungsregelkreis, der enthält:
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einen Eingang, um ein veränderbares Bezugssignal zu empfangen, das
die gewünschte Drehzahl des Motors anzeigt,
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eine Reihe von n (n > 2) Schaltkreiszweigen, wobei in jedem
Schaltkreiszweig ein Leistungstransistor mit einer entsprechenden Wicklung
oder Phase des Motors zwischen den Anschlüssen einer
Gleichspannungsquelle und parallel zu den anderen n-1 Schaltkreiszweigen in Serie
liegt,
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eine Synchronisierstufe, um n elektrische Rechteck-Steuersignale, die
voneinander um 360/n elektrische Grade phasenverschoben sind, mit
einer Frequenz zu liefern, die der Drehzahl des Rotors des Motors
proportional ist, wobei das Signal abwechselnd Einschalt- und
Ausschaltintervalle besitzt, und
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einen linearen Rückkopplungssteuerkreis, der mit der
Synchronisierstufe und den Wicklungen oder Phasen des Motors verbunden ist und
dazu dient, um jedem Leistungstransistor zyklisch ein entsprechendes
Steuersignal zu liefern, das als Funktion des Bezugssignals und der
Spannung an der entsprechenden Phase des Motors veränderbar ist.
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Bei Regelkreisen für bürstenlose Motoren, wie sie oben beschrieben
wurden, werden veränderbare Steuersignale so an die
Leistungstransistoren gelegt, daß die Transistoren, bei denen es sich vorzugsweise
um MOSFET-Transistoren handelt, in dem im wesentlichen linearen
Bereich ihrer Ausgangskennlinie betrieben werden.
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Gegenstand dieser Erfindung ist es, einen Regelkreis zu liefern, wie
er oben erwähnt wurde, der eine bessere Betriebslinearität
sicherstellt, ohne daß die Nachführgeschwindigkeit (fortlaufende lineare
Steuerung) wesentlich eingeschränkt wird, wobei er nicht auf
Änderungen im Schwellenwert der verwendeten Leistungstransistoren
empfindlich ist.
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Diese und andere Gegenstände werden erfindungsgemäß mit einem
Regelkreis erreicht, wie er oben erwähnt wurde, wobei sein Hauptmerkmal
darin liegt, daß die Steuerstufe eine Reihe von n Regelkreisen
aufweist, von denen jeder enthält:
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einen Eingangs-Differentialverstärker mit einem ersten Eingang, um
das veränderbare Bezugssignal zu empfangen, sowie einem zweiten
Eingang, der mit einer zugeordneten Phase des Motors verbunden wird;
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einen Steilheitsverstärker, der mit dem Ausgang des
Differentialverstärkers verbunden ist,
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einen Kondensator, der zwischen dem Ausgang des Steilheitsverstärkers
und Masse liegt, einen Ausgangs-Pufferverstärker, dessen Eingang am
Kondensator und dessen Ausgang an der Steuerelektrode des
entsprechenden Leistungstransistors liegt, und
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eine Umschaltstufe, die einen Steuereingang besitzt, der mit einem
entsprechenden Ausgang der Synchronisierstufe verbunden ist und dazu
dient, um anzunehmen:
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einen ersten Zustand, in dem der Kondensator mit dem
Steilheitsverstärker und der Ausgangs-Verstärkerstufe verbunden ist, um eine
Steuerung des zugeordneten Leistungstransistors zu erhalten, wenn das
von der Synchronisierstufe ausgesandte Steuersignal ein
Einschaltintervall enthält, und
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einen zweiten Zustand, in dem der Kondensator vom
Steilheitsverstärker und vom Ausgangsverstärker getrennt ist, wenn das von der
Synchronisierstufe ausgesandte Steuersignal ein Ausschaltintervall
enthält, so daß der Kondensator während eines Ausschaltintervalls des
Steuersignals im wesentlichen auf jener Spannung geladen gehalten
wird, die er am Ende des vorhergehenden Einschaltintervalls des
Signals erreicht hat.
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Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung werden aus der nun
folgenden ausführlichen Beschreibung eines nichteinschränkenden
Beispiels und im Zusammenhang mit den beiliegenden Zeichnungen
ersichtlich, in denen zeigt:
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Fig.1 das teilweise Blockschaltbild einer Steuerstufe für einen
bürstenlosen Dreiphasenmotor gemäß der Erfindung;
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Fig.2 die Schwingungsform von drei Rechteck-Steuersignalen, die im
linearen Regelsystem von Fig.1 erzeugt werden;
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Fig.3 ein Schaltbild, in dem der Innenaufbau von einem der drei
Regelkreise der linearen Regelkreise von Fig.1 dargestellt ist,
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und;
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Fig.4 und 5 zwei ausführliche Schaltbilder, die zwei verschiedene
Ausführungsformen des Regelkreises von Fig.3 betreffen.
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In Fig.1 der beiliegenden Zeichnungen ist der Aufbau eines linearen
Rückkopplungsregelkreises für einen bürstenlosen Dreiphasenmotor
dargestellt. Mit den Bezugszeichen W1, W2, W3 und R sind die Wicklungen
oder Phasen des Stators beziehungsweise des Rotors bezeichnet.
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Diese Wicklungen sind elektrisch in drei Schaltkreiszweigen B1, B2
und B3 angeordnet, wobei sie mit entsprechenden Leistungstransistoren
M1, M2 und M3 in Serie liegen. Bei diesen Transistoren handelt es
sich vorzugsweise um MOSFET-Transistoren.
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Die Schaltkreiszweige B1, B2 und B3 liegen zwischen dem positiven
Anschluß der Gleichspannungsquelle VS und Masse parallel zueinander.
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Die Transistoren M1, M2 und M3 besitzen Steuerelektroden, die mit den
Ausgängen von entsprechenden Treiberstufen D1, D2 und D3 verbunden
sind.
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Jede Treiberstufe besitzt einen ersten Eingang (+), der mit dem
Verbindungspunkt zwischen der Senke (drain) des zugeordneten Transistors
und der entsprechenden Phase des Motors verbunden ist. Ein zweiter
Eingang (-) jeder Treiberstufe liegt an einem Eingang 1, der dazu
dient, um ein veränderbares Bezugssignal zu empfangen, das das
gewünschte Drehmoment oder die Drehzahl des Motors anzeigt. In Fig.1
ist die Quelle dieses Bezugssignals (die außerhalb des Regelkreises
des bürstenlosen Motors liegt) symbolisch als variable Stromquelle IC
dargestellt.
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Mit dem Bezugszeichen RC ist ein Widerstand bezeichnet, der zwischen
dem Eingang 1 und dem positiven Pol der Spannungsquelle VS liegt. Im
Betrieb ist der durch diesen Widerstand fließende Strom im
wesentlichen gleich dem Strom IC, womit an seinen Anschlüssen eine Spannung
VC auftritt, die gleich RCIC ist. Weiters gibt die Spannung VC das
gewünschte Drehmoment oder die Drehzahl des Motors an.
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Mit dem Bezugszeichen 5 ist eine Synchronisierstufe bezeichnet, die
drei Eingänge sl, s2 und s3 besitzt, die der Reihe nach (auf eine
Art, die nicht dargestellt ist, um Fig.1 nicht zu überladen) mit den
Senken (drains) von M1, M2 und M3 verbunden sind. Mit diesen drei
Eingängen tastet die Synchronisierstufe 5 die Spannungen (Gegen-EMK)
Vf1, Vf2 und Vf3 ab, die im Betrieb an den Wicklungen oder Phasen W1,
W2 und W3 des Motors auftreten. Wenn die Nulldurchgänge der
Spannungen der Phasen Vf1, Vf2 und Vf3 auf bekannte Art abgetastet werden,
liefert die Synchronisierstufe an ihren drei Ausgängen p1, p2 und p3
drei Rechteck-Steuersignale, die voneinander um 360/3=120 elektrische
Grade beabstandet und in Fig.2 mit A, B und C bezeichnet sind. Diese
Signale besitzen eine Frequenz, die der Drehzahl des Rotors des
Motors proportional ist, wobei sie entsprechende Einschaltintervalle
a1, b1 und c1 besitzen, die sich mit Ausschaltintervallen a0, b0 und
c0 abwechseln.
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Die Ausgänge p1, p2 und p3 der Synchronisierstufe 5 sind mit
entsprechenden Steuereingängen d1, d2 und d3 der Treiberstufen D1, D2 und D3
verbunden.
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Wenn im Betrieb ein Einschaltintervall al des Steuersignals A am
Steuereingang d1 der Treiberstufe D1 eintrifft, legt diese
Treiberstufe an die Steuerelektrode des Transistors M1 ein veränderbares
Steuersignal als Funktion der Differenz zwischen der Phasenspannung
Vf1 und der Spannung VC. Die Treiberstufe D1 steuert im besonderen
den Transistor M1 so an, um die Phasenspannung Vf1 gleich der
Spannung VC zu machen. Der Transistor M1 wird im besonderen so gesteuert,
daß er in dem im wesentlichen linearen Bereich seiner
Ausgangskennlinie arbeitet.
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Wenn eine Treiberstufe in Betrieb gesetzt wird, werden die beiden
anderen durch die Schwingungsform der Signale A, B und C außer Betrieb
gesetzt.
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Die Treiberstufen D1, D2 und D3 liefern, wenn sie in Betrieb stehen,
eine lineare Rückkopplungsregelung der Steuerelektrodenspannung der
zugeordneten MOSFET-Leistungstransistoren.
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Jede Treiberstufe besitzt einen zugeordneten Rückkopplungschleifen-
Kompensationskondensator C1, C2 und C3, der mit einer Platte an Masse
liegt.
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Wie oben gezeigt wurde, wird immer dann, wenn eine Treiberstufe mit
dem entsprechenden Signal in Betrieb gesetzt wird, das von der
Synchronisierstufe 5 eintrifft, die Steuerelektrodenspannung des
zugeordneten MOSFET-Transistors so moduliert, daß sich der Strom in der
entsprechenden Phase des Motors so ändert, daß er versucht, die
Gegen-EMK der Phasenspannung gleich der Steuerspannung VC zu machen und
dadurch eine Drehzahlregelung zu erreichen.
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Während jedes Einschaltintervalls der Treiberstufe kann die
Nachführgeschwindigkeit der Treiberstufe, mit der der zugeordnete
Kompensationskondensator zumindest auf die Spannung Vgs des zugeordneten
MOSFET-Transistors geladen werden soll, nichtlineare Auswirkungen
erzeugen.
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Dieser Nachteil wird erfindungsgemäß dadurch verhindert, daß die
zugeordneten Treiberstufen im Ausschaltintervall jene Spannung
speichern, d.h. beibehalten, die im vorhergehenden Einschaltintervall
erreicht wurde.
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Nunmehr wird auf Fig.3 Bezug genommen. Es wird der Aufbau der
Treiberstufe D1 beschrieben, wobei ersichtlich ist, daß die anderen
Treiberstufen den gleichen Aufbau besitzen. Dem wird dadurch Rechnung
getragen, daß neben den in Fig.3 im Zusammenhang mit der Treiberstufe
D1 verwendeten Symbolen jene Symbole in Klammer gesetzt sind, die im
Zusammenhang mit den anderen Treiberstufen verwendet werden.
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Die Treiberstufe D1 enthält einen Eingangs-Differentialverstärker A,
dessen Eingänge (+) und (-) den Eingang der gesamten Treiberstufe
darstellen und im Betrieb das Phasenspannungssignal Vf1
beziehungsweise das Drehzahlregelsignal VC empfangen.
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Der Ausgang des Differentialverstärkers DA liegt an der Basis eines
bipolaren Transistors Q1, bei dem es sich um einen npn-Transistor
handelt, dessen Emitter mit Masse und dessen Kollektor mit dem
Kondensator
C1 verbunden ist.
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Eine Stromquelle IB liegt zwischen dem positiven Pol der
Spannungsquelle Vs und der Anode einer Diode D, deren Kathode mit dem
Kollektor von Q1 verbunden ist.
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Die Basis von Q1 liegt an der Basis eines weiteren bipolaren
Transistors Q2, bei dem es sich gleichfalls um einen npn-Transistor
handelt, dessen Emitter an Masse liegt und dessen Kollektor mit der
Steuerelektrode von M1 verbunden ist.
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Ein dritter bipolarer Transistor Q3, bei dem es sich gleichfalls um
einen npn-Transistor handelt, liegt mit der Basis an der Anode der
Diode D, wobei der Kollektor mit +Vs verbunden ist und der Emitter
über einen Widerstand R1 am Kollektor von Q2 liegt.
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Mit dem Bezugszeichen M10 ist ein MOSFET-Transistor bezeichnet,
dessen Steuerelektrode über einen Inverter INV am Anschluß d1 liegt,
wobei seine Quelle (source) mit Masse verbunden ist und seine Senke
(drain) an der Anode der Diode D liegt.
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Die Steuerelektrode von M10 liegt gleichfalls an der Steuerelektrode
eines weiteren MOSFET-Transistors M20, dessen Quelle (source) mit
Masse verbunden ist und dessen Senke (drain) am Ausgang des
Differentialverstärkers DA liegt.
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Wenn im Betrieb das Einschaltsignal A, das am Anschluß d1 liegt, auf
einem "hohen" Pegel (aktives Intervall a1) liegt, werden die MOSFET-
Transistoren M10 und M20 gesperrt. In diesem Fall verhält sich die
Treiberstufe D1 im wesentlichen wie ein
Differenzier/Integrier-Verstärker mit hohem Verstärkungsfaktor mit einer Übertragungsfunktion
Vg1/VC
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Dabei ist:
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Vg1 die Spannung an der Steuerelektrode des
MOSFET-Leistungstransistors M1,
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VC die Drehzahlregelspannung,
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GDA der Verstärkungsfaktor des Differentialverstärkers DA,
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gm1 und gm2 der Gegenleitwert von Q1 und Q2 und
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s die Laplace-Variable.
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Wenn das am Anschluß d1 der Treiberstufe D1 liegende Signal A auf dem
"niedrigen" Pegel (Ausschaltintervall a&sub0;) liegt, werden die MOSFET-
Transistoren M10 und M20 geöffnet: M20 veranlaßt das Sperren von Q1
und Q2, während M10 einen Strom von der Stromquelle IB gegen Masse
fließen läßt und das Signal Vgl auf Null bringt.
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In diesem Zustand wird der Kondensator C1 auf jener Spannung geladen
gehalten, die er angenommen hat, unmittelbar bevor das Signal A vom
hohen auf den niedrigen Pegel gewechselt hat, wobei die Diode D eine
Entladung dieses Kondensators verhindert.
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Fig.4 zeigt die Treiberstufe von Fig.3 in einer ersten Ausführungs
form des Eingangs-Differentialverstärkers DA. In Fig.4 sind Teile und
Elemente, die bereits in Fig.3 beschrieben wurden, wieder mit den
gleichen Bezugszeichen versehen.
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Bei der Version von Fig.4 enthält der Differentialverstärker DA zwei
pnp-Transistoren Q4, Q5, deren Basisanschlüsse die Eingänge (-) und
(+) der Treiberstufe bilden. Die Emitter von Q4 und Q5 sind mit dem
Kollektor eines pnp-Transistors Q6 verbunden, der als Stromquelle
arbeitet, wobei sein Emitter an der Versorgungsspannung +Vs liegt.
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Der Kollektor von Q4 ist mit Masse verbunden. Der Kollektor von Q5
liegt am Kollektor eines npn-Transistors Q7, dessen Emitter mit Masse
verbunden ist und dessen Basis am Kollektor und der Basis von Q1
liegt.
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Die Basis von Q6 ist mit der Basis von zwei pnp-Transistoren Q8 und
Q9 verbunden. Die Emitter dieser Transistoren liegen an +Vs. Der
Kollektor von Q9 ist mit seiner Basis verbunden und besitzt eine
Stromquelle Id, die an Masse liegt.
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Bei der in Fig.4 gezeigten Ausführungsform ermöglicht die
Treiberstufe eine Regelung mit VC zwischen 2VBE und Vs.
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Schließlich ist in Fig.4 mit dem Bezugszeichen M30 ein
MOSFET-Transistor bezeichnet, dessen Senke (drain) mit jener Platte von C1
verbunden ist, die nicht an Masse liegt, während seine Quelle (source) mit
Masse verbunden ist und seine Steuerelektrode dazu dient, um ein
mögliches Rücksetzsignal zu empfangen, um C1 zu entladen.
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In Fig.5 ist eine Treiberstufe dargestellt, bei der der
Eingangs-Differentialverstärker DA einen komplizierteren Aufbau besitzt, um eine
Regelung bei sehr niederen Drehzahlen zu ermöglichen, d.h. bei sehr
kleinen Werten von VC (VC liegt zwischen 0 und VS-2.VBE). In Fig.5
sind jene Elemente und Bauteile, die bereits im Zusammenhang mit
Fig.4 beschrieben wurden, wiederum mit den gleichen alphanumerischen
Symbolen bezeichnet.
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Bei der Ausführungsform von Fig.5 sind die Basisanschlüsse von Q4 und
Q5 mit den Emittern von zwei bipolaren npn-Transistoren Q10, Q11 über
zwei Dioden DD1 und DD2 verbunden. Die Basisanschlüsse von Q10 und
Q11 dienen als Eingänge für den Differentialverstärker.
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Zwischen den Basisanschlüssen von Q4 und Q5 sowie Masse liegen zwei
weitere Stromquellen IE und IF.
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Q10 und DD1 sowie Q11 und DD2 dienen als Spannungspegeleinsteller für
den Treibereingang, um einen linearen Betrieb der Verstärker auch bei
sehr niedrigen Werten der Spannung VC zu ermöglichen.
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Selbstverständlich bleibt die Grundlage der Erfindung gleich, wobei
Ausführungsformen von Einzelheiten im Aufbau hinsichtlich der
Beschreibung und Darstellung des nichteinschränkenden Beispiels weit
verändert werden können, ohne von dieser Erfindung abzuweichen, wie
sie in den beiliegenden Ansprüchen festgelegt ist.
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Beispielsweise kann man die Einschaltsignale A, B und C durch die
Verwendung von Stellungsfühlern, beispielsweise von Halleffekt-
Fühlern, statt auf die oben beschriebene Art auf bekannte Art
erhalten,
d.h. aufgrund der Beobachtung der Gegen-EMK, die in den Phasen
des Motors entwickelt wird.
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Obwohl in der obigen Beschreibung auf einen Dreiphasenmotor Bezug
genommen wurde, ist ersichtlich, daß die Erfindung gleichfalls bei
bürstenlosen Motoren angewandt werden kann, die eine andere Phasenanzahl
besitzen.