DE69102906T2 - Verfahren zur Synchronisierung von Sendern in einem Rundfunknetz. - Google Patents

Description

• Die Erfindung betrifft das Sachgebiet der Verfahren zur Synchronisierung von Sendern eines Sendenetzes, insbesondere eines Rundfunksendenetzes, in Frequenzmodulation. Die Synchronisierung zweier Sender erlaubt insbesondere, die Identitä> *p+8Xt der von jedem Sender ausgegebenen Signale bis auf einen konstanten Betrag und eine konstante Verzögerung sicherzustellen.
• Insbesondere betrifft die Erfindung ein Verfahren zur Synchronisierung einer Vielzahl von Sendern in einem Sendenetz, das einen Produktionsort eines Programmes aufweist, der durch Übertragungsverbindungen mit diesen Sendern verbunden ist, die vom Produktionsort entfernt sind, wobei der Produktionsort jedem Sender ein dem Programm entsprechendes Quellensignalbasisband übermittelt und jeder Sender ein Endsignal in Frequenzmodulation ausstrahlt, das aus einer Vielzahl von Schritten zur Verarbeitung des Quellensignals hervorgegangen ist.
• In einem Netz in Frequenzmodulation desselben Sinusträgers arbeitender Sender, die dasselbe Programm, beispielsweise Hörfunkprogramm, ausstrahlen, treten Probleme der gegenseitigen Störung der verschiedenen Sender auf, insbesondere in den Überlappungsbereichen der Sendegebiete, die nur geringe Feldstärkedifferenzen aufweisen und in sofern kritische Bereiche darstellen, als der Endempfang des Programmes durch die Hörer sehr schlechter Qualität ist. Dies liegt vor allem daran, daß die Sender entsprechend ihrer Entfernung vom Produktionsort zu einem gegebenen Zeitpunkt aufgrund der Tatsache, daß es sich bei dem übertragenen Signal um ein analoges Signal handelt, und aufgrund der zur Übertragung vom Produktionsort zu jedem Senderort erforderlichen Ausbreitungszeit nicht dasselbe Quellensignal empfangen und dementsprechend zu einem gegebenen Zeitpunkt nicht dasselbe Endsignal aussenden. Dieses Problem wird außerdem dadurch verstärkt, daß die kritischen Bereiche je nach ihrer Entfernung von den benachbarten Sendern angesichts der zur Sendung des zu sendenden Signals von einem Sender zum kritischen Bereich erforderlichen Ausbreitungszeit nicht zum selben Zeitpunkt dasselbe Signal empfangen. Eine Lösung dieses Problems besteht darin, für jeden Sender eine andere Sendefrequenz zu verwenden, um die Abdeckung der kritischen Bereiche sicherzustellen. Diese Lösung bedingt jedoch einen großen Frequenzverbrauch und für einen sich bewegenden Hörer die Notwendigkeit, periodisch seinen Empfänger neu auf die Frequenz des am besten empfangenen Senders abzustimmen, um demselben Programm zu folgen.
• Es ist auch ein von der RAI in Italien entwickeltes, experimentelles Rundfunksendenetz bekannt, das ein Netz synchroner Sender umfaßt. Der Produktionsort ist über eine Monomodelichtleitfaser mit jedem Sender verbunden, um ein mit der Endsendefrequenz moduliertes Signal zu übermitteln, das aus einem einzigen, am Produktionsort befindlichen Codierer/Modulator stammt. Die Sender empfangen dasselbe modulierte Signal und verstärken es für die Sendung. Auf diese Weise sind die von den Sendern ausgestrahlten Signale synchron, da jeder von ihnen als Eingabe dasselbe Signal mit einer Übermittlungsverzögerung empfängt die im wesentlichen die Ausstrahlungsverzögerung kompensiert, sofern die Hauptsenderichtung der Übertragungsrichtung gleich ist. Diese Lösung weist jedoch zahlreiche Nachteile auf:
• - sie ist mit der derzeitigen Struktur der Rundfunksendenetze nicht kompatibel,
• - sie erfordert die Verwendung einer Monomodelichtleitfaser, was bedeutet, daß eine umständliche und kostspielige Infrastruktur installiert werden muß,
• - sie verwendet nur einen äußerst geringen Teil der Übertragungskapazität des Übertragungsträgers,
• - sie erfordert, daß die Senderichtung der Übertragungsrichtung gleich ist.
• Ziel der Erfindung ist es, den verschiedenen Nachteilen des Standes der Technik Abhilfe zu schaffen und insbesondere ein Netz synchroner, in Frequenzmodulation arbeitender Sender zu schaffen, das die übliche Struktur eines Sendenetzes beibehält, das eine einfache und präzise Regelung der Phasengleichheit der synchronen Signale in den kritischen Punkten der Sendegebiete ermöglicht, das eine Ausrüstung verwendet, die mit der derzeit verwendeten kompatibel ist und ohne Einschränkung die Ausrüstung und das Betreiben des Sendenetzes in synchronem oder nicht synchronem Betrieb erlaubt und in dem die Sender gleichzeitig ein Endsignal mit derselben Trägerfrequenz ausstrahlen.
• Hierzu betrifft die Erfindung ein Verfahren zur Synchronisierung von Sendern in einem Sendenetz, insbesondere einem Hörfunksendenetz, wie es oben beschrieben wurde, dadurch gekennzeichnet, daß
• - das Quellensignal durch Abtastung mit einer vorbestimmten Abtastfrequenz digital konvertiert wird, um den Sendern ein digitales Quellensignal zu übermitteln,
• - die Schritte der Verarbeitung des digitalen Quellensignals mit der genannten Abtastfrequenz synchronisiert werden und
• - in einem der Schritte der Verarbeitung des digitalen Quellensignals eine vorbestimmte Verzögerung in der Ausstrahlung des Endsignals vorgenommen wird.
• Dank der Tatsache, daß das Signal in digitaler Form übermittelt wird, wird die Identität der von den Sendern empfangenen Signale bis auf eine Übertragungsverzögerung sichergestellt. Dank der Tatsache, daß eine vorbestimmte Verzögerung der Ausstrahlung des Endsignales bei jedem Sender vorgenommen wird, können die gesendeten Signale in den kritischen Bereichen in Phase gebracht werden.
• Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung werden aus der folgenden Beschreibung und aus den beigefügten Zeichnungen deutlich werden. Es zeigen:
• - Fig. 1 schematisch ein Rundfunksendenetz, das einen Produktionsort und eine Vielzahl von Sendern umfaßt,
• - Fig. 2 schematisch in Form eines Blockdiagrammes die Bestandteile des Produktionsortes,
• - Fig. 3 schematisch in Form eines Blockdiagrammes die Bestandteile einer digitalen Übertragungsverbindung zwischen dem Produktionsort und einem Sender,
• - Fig. 4 schematisch in Form eines Blockdiagrammes die Bestandteile eines Senders, der einen erfindungsgemäßen Codierer/Modulator umfaßt,
• - Fig. 5 schematisch in Form eines Blockdiagrammes die Bestandteile des Digitalteiles des in Fig. 4 dargestellten Codierers/Modulators im Detail,
• - Fig. 6 schematisch in Form eines Blockdiagrammes die Bestandteile des Analogteiles des in Fig. 4 dargestellten Codierers/Modulators im Detail,
• - Fig. 7 ein schematisches Steuerungsdiagramm des Taktzyklus der in den verschiedenen Schritten der digitalen Verarbeitung, die im Digitalteil des erfindungsgemäßen Codierers/Modulators erfolgen, ausgeführten Berechnungen,
• - Fig. 8 ein Diagramm der Ausbreitungszeiten eines Signales vom Produktionsort bis zu den kritischen Bereichen.
• Wie in Fig. 1 zu erkennen, weist die Struktur eines herkömmlichen Sendenetzes, insbesondere eines Rundfunksendenetzes, einen Produktionsort 10 auf, der durch ein Übertragungsnetz 20 mit einer Vielzahl von Sendern 30 verbunden ist, die vom Produktionsort entfernt sind, von denen vier in dieser Figur dargestellt wurden. Das Übertragungsnetz 20 stellt die zur Sendung eines zu sendenden, dem Programm entsprechenden Quellensignalbasisbandes vom Produktionsort 10 dieses Signales zu jedem Sendeort 30 eines für Hörer bestimmten Endsignales erforderlichen Verbindungen zur Verfügung. Jeder Sender 30 deckt ein jeweiliges, nicht dargestelltes Sendegebiet ab, das durch das Strahlungsdiagramm der ihm zugehörigen Antenne definiert wird. Die Sendegebiete überlappen sich teilweise in kritischen Bereichen 35, wo sich die mittleren Feldstärken nur sehr geringfügig unterscheiden.
• Wie in Fig. 2 zu sehen, weist der Produktionsort 10 hauptsächlich einen Analog-Digital-Wandler 15 zur Digitalisierung des Quellensignalbasisbandes auf, das beispielsweise in analoger Form auf einem Aufzeichnungsträger 11 vorliegt und dem zu sendenden Programm entspricht. Die Digitalisierung des Quellensignalbasisbandes erfolgt durch Abtastung mit einer bestimmten Abtastfrequenz Fe, beispielsweise mit einer Abtastfrequenz von 32 kHz. Wie aus Fig. 2 hervorgeht, ist das Quellensignalbasisband ein Stereosignal, bestehend aus einem linken Kanal und einem rechten Kanal, wobei die Analog-Digital-Wandlung 15 zwei Folgen binärer Werte liefert, entsprechend dem linken und dem rechten Kanal, wobei jede Folge Fe Werte von je 16 Bit in einer Sekunde aufweist. Die Digitalfolgen, die am Ausgang der Analog- Digital-Wandlung 15 erhalten werden, werden unter Abwechselung zwischen dem linken Kanal und dem rechten Kanal beispielsweise entsprechend der UER/AES-Norm in Rahmen geformt. Der Schritt der Rahmenbildung 17, der nach dem Schritt der Analog-Digital-Wandlung 15 des Basisbandsignales ausgeführt wird, erlaubt die Schaffung eines zu sendenden, seriellen, digitalen Signales SNE entsprechend der UER/AES-Norm. Für den Fall eines stereophonen Quellensignales wird vorgesehen, im Signal SNE ein Hilfsträgersynchronisiersignal SSP einzuschließen. Außerdem enthält das Signal SNE auch für das Übertragungsnetz typische Betriebssignale oder-daten 12, was durch das Format des Rahmens ermöglicht wird. Das Signal SSP stellt einen Synchronisierimpuls mit einem Folgegrad von 1 kHz, der mittels des "Benutzer"-Bits übertragen wird, das im Format der UER/AES-Norm vorgesehen ist. Dieses Signal SSP wird durch einen Hilfsträgersynchronisiersignalgenerator 16 erzeugt. Wie aus Fig. 2 zu ersehen, werden der Analog-Digital-Wandler 15, die Einrichtung zur Rahmenbildung 17 und der Synchronisiersignalgenerator 16 durch einen Taktgeber 18 mit derselben Frequenz und synchron getaktet, der ein Signal der Frequenz Fe erzeugt, das hierunter Abtastfrequenz Fe genannt wird.
• Das Rundfunksendenetz wird mit Hilfe von digitalen Übertragungsverbindungen 20 aufgebaut, wie in Fig. 3 dargestellt. Diese digitalen Übertragungsverbindungen haben zum Ziel, das Signal SNE vom Produktionsort 10 zu jedem der Sender 30 zu befördern und den Empfang ein und desselben digitalen Signales sicherzustellen. Zu diesem Zweck kann jede bekannte Art von Trägern für digitale Übertragungen verwendet werden, nämlich eine Lichtleitfaser, ein elektrisches Kabel, ein Richtfunkstrahl oder eine Satellitenverbindung. Im Fall der Verwendung des Richtfunkstrahles genügt es, im Rahmen einer dem Fachmann bekannten Übertragung eine Formung des seriellen, digitalen Signales SNE in Rahmen am Anfang des Übertragungsnetzes zu verwenden, um direkt über einen Sender 22 und eine Antenne 23 auf einen derartigen Richtstrahl zuzugreifen. Das ausgestrahlte Signal wird auf der Empfangsseite der digitalen Übertragungsverbindung durch eine Antenne 24 empfangen, die mit einem Empfänger 25 verbunden ist. Wenn der Produktionsort 10 über eine digitale Übertragungsverbindung 20 mit jedem Sendeort 30 verbunden ist, ergibt sich ein sternförmiges Netz, wie es in Fig. 1 dargestellt ist. Wenn das zu sendende Signal in aufeinanderfolgenden Schritten vom Produktionsort 10 zum ersten Sendeort und dann von diesem Ort zum zweiten Sendeort und so weiter übertragen wird, ergibt sich ein linienförmiges Netz. Im Fall einer linienförmigen Übertragung wird ein Regenerator 27 mit einem Umsetzer 28 und dieser mit einer Antenne 29 verbunden, um soviele aufeinanderfolgende Schritte, wie erforderlich, ohne Verschlechterung des zu sendenden Signales auszuführen. In der Praxis kann ein Rundfunksendenetz eine Mischung der beiden oben genannten Konfigurationen sein, aber in jedem Fall weist das erfindungsgemäße Rundfunksendenetz nur einen einzigen Produktionsort 10 auf, an dem ein einziges Mal das Quellensignalbasisband digitalisiert wird.
• Die Geräte, die zur Herstellung der digitalen Übertragungsverbindung 20 verwendet werden, sind auf den Produktionsort 10 und die Sendeorte 30 verteilt. Wie in Fig. 3 zu erkennen, kann ein Sender 30 die Ausrüstung 27, 28, 29 erhalten, die zur Wiederaussendung des Signales SNE im Fall einer linienförmigen Übertragung erforderlich sind.
• Wie in Fig. 4 dargestellt, weist jeder Sender 30 außer den Geräten, die für die oben genannten Operationen bestimmt sind, erfindungsgemäß einen synchronisierbaren Codierer/Modulator 40 auf, der am Eingang das Signal SNE empfängt. Der synchronisierbare Codierer/Modulator 40 liefert nach einer Vielzahl von Schritten zur Verarbeitung des Signales SNE ein analoges, frequenzmoduliertes Endsignal bei einer allen Sendern gleichen Endsendefrequenz, die beispielsweise zwischen 88 und 108 MHz liegt. Das analoge Endsignal wird schließlich durch einen Leistungsverstärker 50 verstärkt, der entsprechend den Spezifikationen des jeweiligen Sendeortes die erforderliche Leistung an eine Sendeantenne 60 liefert. Es versteht sich, daß die Synchronisierung nur in dem Fall angewandt wird, wo mehrere Sender gleichzeitig auf derselben Sendefrequenz arbeiten.
• Nach Übertragung des digitalisierten Quellensignalbasisbandes SNE durch den Produktionsort 10 sollte jeder Sender 30 dasselbe SNE-Signal empfangen. Der Unterschied in der Übertragungszeit von einem Sendeort zum anderen kann den Empfang des SNE-Signales durch jeden Sender mit einer unterschiedlichen Verzögerung bewirken. Bis auf eine Verzögerung jedoch sind die von den Sendern 30 empfangenen SNE-Signale aufgrund der digitalen Übertragung identisch. Außerdem ist im Fall eines stereophonen Quellensignalbasisbandes die Phase des Hilfsträgersynchronisiersignales SSP, das in das SNE-Signal eingeführt wurde, von einem Sendeort zum anderen beim Empfang des SNE-Signales identisch.
• Wir betrachten in der Folge nur ein stereophones Quellensignalbasisband.
• Das vom Sender 30 empfangene SNE-Signal wird dem synchronisierbaren Codierer/Modulator 40 zugeleitet. Die Synchronisierung des Codierers/Modulators 40 besteht darin, eine "Sendeverzögerung" des Endsignales programmieren zu können, wobei diese "Sendeverzögerung" die "Empfangsverzögerung" des SNE-Signales an jedem Sendeort 30 und die "Empfangsverzögerung des gesendeten Signales im kritischen Bereich verzögert. Der Codierer/Modulator 40 besteht aus einem Digitalteil 40A, in dem die Schritte der digitalen Verarbeitung des SNE-Signales ausgeführt werden, um ein Regelsignal und ein analoges frequenzmoduliertes Signal mit einer Zwischenträgerfrequenz Fi von beispielsweise 10,7 MHz zu liefern, und einem Analogteil 40B, der das genannte analoge frequenzmodulierte Signal und das genannte Regelsignal empfängt in dem analoge Verarbeitungsschritte des genannten analogen Signales ausgeführt werden, um das analoge Endsignal zu liefern, das in Frequenzmodulation des auf die Endfrequenz abgestimmten Endträgers auszustrahlen ist.
• Fig. 5 stellt die verschiedenen Schritte der digitalen Verarbeitung schematisch dar, während die Fig. 6 die verschiedenen Schritte der analogen Verarbeitung schematisch darstellt.
• Wie in Fig. 5 zu erkennen, wird das digitale SNE-Signal in Form einer seriellen Übertragung binärer Elemente von einem der UER/AES-Norm entsprechenden Empfänger der Rahmen 400 empfangen. Der Empfänger der Rahmen 400 trennt den rechten und linken Kanal im SNE-Signal, um zwei Folgen von digitalen Werten VDN, VGN parallel auszugeben, die dem rechten bzw. dem linken Kanal entsprechen, wobei jeder Wert 16 Bit breit codiert ist. Der Empfänger der Rahmen 400 gibt auch das Hilfsträgersynchronisiersignal SSP aus. Ein der Abtastfrequenz Fe entsprechendes Takt signal wird bei Empfang des SNE-Signales durch den Rahmenempfänger durch Zählen und Erfassen der empfangenen Bits gewonnen. Das SSP- Signal stellt, wie dies bereits oben erwähnt wurde, einen Synchronisierimpuls mit einem Folgegrad von 1 kHz dar.
• Da der Empfänger der Rahmen 400 dafür vorgesehen ist, mit einer Frequenz Fe zu arbeiten, deren Nennwert beispielsweise auf 32 kHz festgelegt ist, wird eine mit dem Taktsignal gesteuerte Phasenverriegelungsschleife verwendet, um dem Empfänger der Rahmen ein Taktsignal zu liefern, das der geglätteten Abtastfrequenz Fe entspricht, die eine größere Kurzzeitstabilität aufweist, als die rückgewonnene Frequenz Fe, und um die gesamte Verarbeitung mit dieser geglätteten Frequenz Fe zu synchronisieren. Die Phasenverriegelungsschleife besteht aus einem Phasenvergleicher 431, der an einem ersten Eingang das Taktsignal empfängt, einem Schleifenfilter 432, dessen Eingang mit dem Ausgang des Phasenvergleichers verbunden ist und dazu dient, die Stabilität der Schleife sicherzustellen, einem temperaturkompensierten Oszillator 433, der mit einer Referenzfrequenz von 40,96 MHz schwingt und dessen Eingang mit dem Ausgang des Schleifenfilters verbunden ist, und einem Referenzfrequenzteiler 440, dessen Eingang mit dem Ausgang des temperaturkompensierten Oszillators verbunden ist. Der Teiler 440 ist mit dem Empfänger der Rahmen 400 und mit einem zweiten Eingang des Phasenvergleichers 431 verbunden, wobei die geglättete Frequenz Fe, die der Teller 440 liefert, dem 1280. Teil der vom gesteuerten Oszillator gelieferten Referenzfrequenz entspricht. Die geglättete Frequenz Fe hat also einen Sollwert von 32 kHz, entsprechend dem Sollwert der Abtastfrequenz Fe des Basisbandsignales.
• Die digitalen Folgen VGN, VDN aus dem Rahmenempfänger 400 müssen erfindungsgemäß in Form eines digitalen Stereomultiplexes dargestellt werden, der die Spannungs/Frequenzkonvertierung erlaubt. Außerdem stellen die digitalen Folgen VGN, VDN aus dem Empfänger der Rahmen 400 Signale dar, die bei einer Frequenz Fe von 32 kHz digitalisiert wurden. Zeitlich abgetastet sind diese Signale frequenzperiodisch und besetzen dementsprechend das gesamte Spektrum der Frequenzen in Form von Wiederholungen um die Vielfachen der Abtastfrequenz Fe (64 kHz, 96 kHz, 128 kHz etc.). Um im Frequenzspektrum Platz zu schaffen, wird zur Ausbildung des digitalen Stereomultiplexes an den digitalen Folgen VGN, VDN eine Reihe von Oversampling-Schritten 401, 403 ausgeführt. Jeder Oversampling-Schritt ermöglicht es, die unerwünschten Wiederholungen aus dem nützlichen Teil des Frequenzspektrums zu entfernen, der für die Bildung des Multiplexes beibehalten wird.
• Das Oversampling der digitalen Folgen VGN, VDN besteht darin, die fehlenden Tastwerte zwischen den bekannten Tastwerten für den rechten und den linken Kanal zu rekonstruieren. Zur Ausführung des Oversampling wird ein Quertiefpaßfilter (FlR) verwendet, dessen Grenzfrequenz die Grenze des nützlichen Frequenzspektrums ist. Dieser Vorgang erfolgt ohne Vergrößerung der Präzision, da die Originalbeschreibung des Basisbandsignales ausreicht, damit ein Digital-Analog-Wandler dieses Signal perfekt rekonstruieren kann. Es ist jedoch zu beachten, daß es für eine konstante Verarbeitungsleistung erforderlich ist, einen Kompromiß zwischen der Qualität des ausgeführten Oversampling, d.h. der Zahl der Koeffizienten des verwendeten Querfilters, und dem Oversampling-Faktor zu machen. Eine Lösung besteht darin, in Betracht zu ziehen, daß der Querfilter für das Oversampling mit der Frequenz arbeitet, die er am Ausgang wiedergeben soll. In diesem Fall wird angenommen, daß die am Eingang des Filters fehlenden Tastwerte gleich Null sind. So wird jeder Tastwert am Ausgang des Filters durch Faltung der nichtverschwindenden Eingangstastwerte mit 1/n der Koeffizienten des Querfilters berechnet, wobei n der Oversampling-Faktor ist. Die Koeffizienten der verwendeten Querfilter wurden mittels eines Computers nach dem Algorithmus von REMETZ berechnet, der in "La Collection Technique et Scientifique de Télécommunication - Traitement numérique du signal" von BELLANGER 3. Auflage, Édition Masson, veröffentlicht wurde.
• Ein erster Oversampling-Schritt 401 wird begonnen, sobald ein Unterbrechungssignal IRQA empfangen wird, das dem Signal der Rate der Tastwerte des Quellensignales SNE entspricht das vom Empfänger der Rahmen 400 ausgegeben wird. Der Oversampling-Schritt 401 ermöglicht es, aus den beiden digitalen Ausgangsfolgen VGN, VDN zwei neue digitale Folgen zu berechnen, die weiterhin den rechten und den linken Kanal darstellen, aber P&sub1;Fe Tastwerte pro Sekunde aufweisen. Diese erste Verarbeitung wird durch einen speziellen Schaltkreis für Signalverarbeitung mit Mikroprozessor der Art des XSP 56001 von Motorola ausgeführt, der für die Ausführung eines zweifachen Oversampling programmiert ist. Außerdem wird eine genormte Voranhebung 402 von 50 Microsekunden an den digitalen Folgen vorgenommen, die aus dem ersten Oversamplingschritt 401 hervorgehen. Diese beiden Verarbeitungsschritte 401, 402 werden durch ein Programm realisiert das die folgenden, dem Fachmann bekannten Funktionen realisiert:
• - Zweifach-Oversampling des ankommenden Stereodatenstromes mit einem Takt von 32 kHz durch Querfilterung mit 176 Koeffizienten,
• - Entzerrung "J 17" und Voranhebung von 50 Mikrosekunden durch Rekursivfilterung erster Ordnung bei 64 kHz.
• Nach dem Schritt 402 wird ein zweiter Oversampling-Schritt 403 mit einem Faktor P&sub2; an jeder der beiden digitalen Folgen ausgeführt, wie in Fig. 5 dargestellt. Dieser Verarbeitungsschritt 403 wird durch einen zweiten speziellen Schaltkreis für Signalverarbeitung mit Mikroprozessor ausgeführt, der dem vorangehenden gleich und dafür programmiert ist, ein Oversampling mit einem Faktor P&sub2; auszuführen, der diesmal gleich 4 ist.
• Am Ende des zweiten Oversampling-Schrittes 403 ergeben sich zwei digitale Folgen VGN', VDN', die dem linken bzw. dem rechten Kanal entsprechen und jeweils P&sub1;P&sub2;Fe Werte pro Sekunde aufweisen. Im Anschluß an den zweiten Oversampling-Schritt wird ein digitaler Stereomultiplex 404 gebildet, was darin besteht, die folgende Operation auszuführen:
• (VGN' + VDN')/2 + {(VGN'-VDN')/2}xP + Q
• wo P eine Trägerfrequenz von 38 kHz und Q einen Pilotton von 19 kHz bedeuten. Diese Operation erfolgt an jedem Tastwert der Serien VGN', VDN' mit einem Takt von P&sub1; x P&sub2; x Fe, also 256 kHz.
• Die Synchronisierung dieser verschiedenen Verarbeitungsschritte wird dadurch erreicht, daß in jedem Schritt die entsprechende Berechnung in einer Zeit erfolgt, die geringer ist, als die zur Ausführung dieser Berechnung zugewiesene Zeit, so daß im letzten Schritt laufend die je Zeiteinheit auszugebende Anzahl Tastwerte verfügbar ist.
• Parallel zur Synchronisierung des digitalen Datenstromes in den verschiedenen oben erwähnten Schritten und um eine exakte Identität der Frequenzdrift aufgrund des Pilottones und der Hilfsträgerfrequenz sicherzustellen, müssen die Signale Hilfsträger P (38 kHz) und Pilotton Q (19 kHz) synchronisiert werden. Da diese Signale Hilfsträger und Pilotton P, Q nicht im Signal SNE übertragen werden, besteht eine Lösung darin, sie beim Sender 30 zu synthetisieren. Die Erzeugung der Signale Hilfsträger und Pilotton P, Q erfolgt durch direkte digitale Synthese. Die direkte digitale Synthese der Signale P, Q besteht in der Verwendung eines Speichers des PROM-Typs, der beispielsweise 256 Werte enthält, die aus einer Abtastung einer Sinuswelle mit konstantem Intervall hervorgegangen ist. Durch Auslesen einer Adresse von 19 oder einer Adresse von 38 aus dem PROM-Speicher wird eine Frequenz von 19 kHz oder von 38 kHz synthetisiert, wie dies dem Fachmann bekannt ist. Das Signal SSP, dessen Wiederholung 1 kHz beträgt, erlaubt es, periodisch bei jedem kompletten Durchlauf des PROM für die beiden Ausleseinkremente zu kontrollieren, daß die digitale Synthese an derselben Adresse des PROM-Speichers und für jeden Sender zum selben Zeitpunkt erfolgt. Beispielsweise wird alle Millisekunden bei Empfang des SSP-Signales die Adresse Null des PROM-Speichers als Synthesebezugspunkt zugewiesen.
• Der zweite Schaltkreis mit Mikroprozessor ist durch seinen internen PROM- Speicher auf die Synthese der Signale Hilfsträger P und Pilotton Q programmiert.
• Auf diese Weise ist der am Ausgang des Multiplexingschrittes 404 erhaltene digitale Multiplex von einem Sendeort 30 zum anderen identisch.
• Das Einfügen eines Programmes oder von Zusatzsignalen in den Multiplex kann auf dieselbe Weise durch Synthese 412 eines zusätzlichen Hilfsträgers erfolgen. Das Hinzufügen eines zusätzlichen Hilfsträgers muß jedoch in der Gesamtheit der synchronen digitalen Verarbeitung aufgrund der Besonderheit jedes Programmes berücksichtigt werden, das in die verschiedenen Schaltkreise mit Mikroprozessor geladen wird. Die Schritte 403, 404 werden mit einem Programm ausgeführt, das die folgenden, dem Fachmann bekannten Funktionen realisiert:
• - Vierfach-Oversampling des multiplexten Stereodatenstromes durch Querfilterung mit 44 Koeffizienten,
• - Erzeugung der zur Herstellung der Multiplexe erforderlichen Hilfsträger 19 kHz, 38 kHz durch direkte digitale Synthese, und
• - Kontrolle der erhaltenen Phase der Hilfsträger durch Synchronisierung der digitalen Synthese mit dem externen Pilotsignal SSP und Schaffung des "Basisband" genannten Multiplexes.
• Am digitalen Multiplex wird ein digitales Oversampling 405 ausgeführt, um den Multiplex in Form einer umfangreicheren Folge von Tastwerten zu erhalten, die Fh Tastwerte/Sekunde aufweist, Fh = Q x P&sub1; x P&sub2; x Fe. Der Oversampling-Schritt 405 wird durch einen dritten, speziellen Schaltkreis für Signalverarbeitung mit Mikroprozessor ausgeführt, der dem ersten Schaltkeis mit Mikroprozessor gleich und dafür programmiert ist, ein Oversampling mit einem Faktor Q = 8 am digitalen Multiplex auszuführen. Dieses letzte Oversampling erlaubt die Beseitigung der Wiederholungen des Spektrums um die Frequenzen herum, die Vielfache von P&sub1; x P&sub2; x Fe sind. Die Gesamtheit der oben aufgeführten Operationen entspricht einem globalen Oversampling mit dem 64-fachen der Abtastfrequenz Fe, also einer Endfrequenz Fh von 2,048 MHz. Dieser Oversamplingschritt 405 wird durch ein Programm ausgeführt, das die folgenden Funktionen realisiert:
• - Vierfach-Oversampling des eingehenden Stereodatenstromes durch Querfilterung mit 20 Koeffizienten,
• - Schaffung eines Tastwertes zwischen jedem Wert, der aus dem vorangehenden Oversampling hervorgeht, durch lineare Interpolation.
• Der am Ausgang dieser Verarbeitungsschritte erhaltene Multiplex liegt in Form einer Folge von 16-Bit-Worten vor, die mit der Rate Fh ausgegeben werden.
• Fig. 7 stellt in Form eines Steuerungsdiagrammes die Taktzyklen der Berechnungen in den verschiedenen Verarbeitungsschritten dar. Wie in dieser Figur dargestellt, weist das Abtasttaktsignal oder Unterbrechungssignal 32.000 Synchronisierimpulse pro Sekunde auf, wobei dieses Signal der Abtastfrequenz Fe entspricht. Bei jedem Synchronisierimpuls werden zwei Tastwerte des rechten bzw. linken Kanales, dargestellt durch das Bezugszeichen n(g+d), in den Zweifach-Oversamplingschritt 401 übernommen. Am Ausgang dieses Schrittes 401 werden zwei Tastwerte für den rechten Kanal und zwei Tastwerte für den linken Kanal, den Bezugszeichen ng1 ng2, nd1, nd2 entsprechend, hergestellt. Die Tastwerte ng1 und nd1 werden anschließend im zweiten Oversamplingschritt 403 und im Schritt 404 zur Bildung des Multiplexes verwendet, um Tastwerte des Multiplexes zu liefern, die durch das Bezugszeichen ng1 + nd1 mit Index 1, 2, 3, 4, entsprechend den vier Perioden der seriellen Übertragung des Vierfach-Oversampling, dargestellt sind. Jeder Tastwert ng1+nd1 mit Index i von 1 bis 4 wird im Achtfach-Oversamplingschritt 405 verwendet, um acht entsprechende Tastwerte zu liefern, die durch die Blöcke 8, 16, 24, 32 dargestellt sind. Die Tastwerte, die durch die Blöcke 40, 48, 56, 64 dargestellt sind, werden auf dieselbe Weise durch 32-faches Oversampling aus den Tastwerten ng2 und nd2 berechnet.
• Um die von den Sendern ausgestrahlten Endsignale in den kritischen Bereichen 35 in Phase zu bringen, wo das Schutzverhältnis zwischen den benachbarten Sendern bei 0 dB liegt, wird vorgesehen, die Ausstrahlung des Endsignales bei jedem Sender 30 um eine vorbestimmte Zeit zu verzögern, wie in der Folge beschrieben wird. In Fig. 8 wurde ein Diagramm der Ausbreitungszeiten eines Quellensignales vom Produktionsort bis in die kritischen Bereiche dargestellt. Im Beispiel wurde angenommen, daß der Produktionsort sich beim Sender 302 befindet und das Sendenetz aus den drei Sendern 30&sub1;, 30&sub2;, 30&sub3; der Fig. 1 besteht. Diese Anordnung wird als nichteinschränkendes Beispiel angegeben.
• In Fig. 8 bedeuten:
• t&sub0; den Bezugspunkt der Zeit im Augenblick der Produktion des Quellensignales,
• t&sub1; den Zeitpunkt relativ zum Zeitpunkt t&sub0;, an dem die Signale im Bereich 35&sub2; ankommen,
• t&sub2; den Zeitpunkt relativ zum Zeitpunkt t&sub0;, an dem die Signale im Bereich 35&sub1; ankommen,
• Tt1 die Ausbreitungszeit, die für die Übertragung des Quellensignales vom Produktionsort 10 (Sendeort 30&sub2;) bis zum Sendeort 30&sub1; erforderlich ist,
• Tt3 die Ausbreitungszeit, die für die Übertragung des Quellensignales vom Produktionsort 10 bis zum Sendeort 30&sub3; erforderlich ist.
• Es wird angenommen daß die für die Übertragung des Quellensignales vom Produktionsort 10 zum Sendeort 30&sub2; erforderliche Ausbreitungszeit aufgrund des Aufbaus des Netzes vernachlässigbar ist. Diese Ausbreitungszeiten werden aus der Bestimmung der relativen geographischen Lagen der Sendeorte relativ zum Produktionsort und in Abhängigkeit von der Übertragungsgeschwindigkeit des Signal es im Übertragungsträger 20 berechnet. Im Fall eines Übertragungsträgers der Art des Richtfunks beträgt die Übertragungszeit im wesentlichen das 10/3 einer Mikrosekunde pro Kilometer.
• Wiederum in Fig. 8 bedeuten:
• Td1 die für die Ausstrahlung des Endsignales in Frequenzmodulation vom Sendeort 30&sub1; zum kritischen Bereich 35&sub1; erforderliche Ausbreitungszeit,
• T'd2 die für die Ausstrahlung des Endsignales in Frequenzmodulation vom Sendeort 30&sub2; zum kritischen Bereich 35&sub1; erforderliche Ausbreitungszeit,
• Td2 die für die Ausstrahlung des Endsignales in Frequenzmodulation vom Sendeort 30&sub2; zum kritischen Bereich 35&sub2; erforderliche Ausbreitungszeit,
• Td3 die für die Ausstrahlung des Signales in Frequenzmodulation vom Sendeort 30&sub3; zum kritischen Bereich 35&sub2; erforderliche Ausbreitungszeit.
• Diese Ausbreitungszeiten werden experimentell aus einer Ermittlung des geographischen Ortes berechnet, der dem kritischen Bereich entspricht, wo die gegenseitige Störung zweier Sender maximal ist, wenn das Netz nicht synchronisiert arbeitet. Jeder kritische Bereich kann auch in Abhängigkeit von der Leistung des betrachteten Senders, der Topographie des Geländes und den Diagrammen der Sendeantennen bestimmt werden.
• Vorzugsweise werden spezifische Verzögerungen auf die Ausstrahlung des frequenzmodulierten Signales bei jedem Sender angewandt, der mit dem Produktionsort 10 verbunden ist. Die Anwendung dieser spezifischen Verzögerungen erfolgt auf folgende Weise. Bei einem ersten Sender, beispielsweise dem Sender 30&sub3;, wird eine Sendeverzögerung angewandt, die einer Sicherheitsverzögerung R&sub3; entspricht, so daß wie in Zuordnung zum Sender 30&sub3; in Fig. 8 dargestellt, die Ausbreitungszeit des Quellensignales vom Produktionsort 10 über den Sender 30&sub3; bis in den kritischen Bereich 35&sub2; gleich Tt3 + R&sub3; + Td3 ist.
• Erfindungsgemäß müssen die von den Sendern 30&sub2; und 30&sub3; gesendeten Signale im wesentlichen im Mittelpunkt des kritischen Bereiches 30&sub2; in Phase sein. Diese beiden Signale werden dadurch in Phase gebracht, daß eine Sendeverzögerung R&sub2; beim Sender 30&sub2; eingeführt wird, so daß die Ausbreitungszeit des Quellensignales vom Produktionsort 10 über den Sender 30&sub2; bis in den kritischen Bereich 35&sub2; d.h. R&sub2; + Td2, der Ausbreitungszeit des Quellensignales vom Produktionsort 10 über den Sender 30&sub3; bis in den kritischen Bereich 35&sub2; gleich ist, d.h. Tt3 + R&sub3; + Td3 = t&sub0;, wie in Fig. 8 in Zuordnung zum Sender 30&sub2; dargestellt ist.
• Gleichermaßen sind die von den Sendern 30&sub1;, 30&sub2; gesendeten Signale im wesentlichen im Mittelpunkt des kritischen Bereiches 35&sub1; in Phase, Steht R&sub1; für die Verzögerung, die auf die Sendung des Signales beim Sender 30&sub1; anzuwenden ist, ergibt sich die Beziehung:
• R&sub2; + T'd2 = Tt1 + R&sub1; + Td1 = t&sub2;
• Auf diese Weise lassen sich leicht die Verzögerungen bestimmen, die auf die Sendung des frequenzmodulierten Signales bei jedem Sender anzuwenden sind um die Phasengleichheit der gesendeten Signale im wesentlichen im Mittelpunkt der betrachteten kritischen Bereiche sicherzustellen.
• Ein Synchronisierer 420, der die Folge von Binärworten empfängt, die den Multiplex bilden, speichert diese vorübergehend und gibt sie in der Reihenfolge ihres Eintreffens mit der Frequenz Fh wieder aus. Die vorübergehende Speicherung der Binärworte im Synchronisierer 420 bewirkt eine Verzögerung der Sendung des Endsignales, das aus dieser Folge von Binärworten erzeugt wird, an einem Sendeort 30. Der Synchronisierer 420 kann beispielsweise aus einem Speicher mit zweifachem Schreib- und Lesezugriff bestehen, wobei der Zeitunterschied zwischen dem Schreiben eines Wertes in den Speicher und seinem Auslesen einer Verzögerung entspricht, deren Genauigkeit 1/Fh beträgt. In Abhängigkeit von der Größe des Zweitorspeichers ist es einfach, eine Verzögerung 430 zu programmieren, die beispielsweise bis zu einer Millisekunde betragen kann, wenn die Größe des verwendeten Zweitorspeichers die Speicherung von 2048 Wörtern je 16 Bit erlaubt.
• Wie in Fig. 5 zu erkennen, wird der Ausgang des Synchronisierers 420 mit der Frequenz Fh gesteuert, die durch die Phasenverriegelungsschleife 431, 432, 433, 440 erzeugt wird. Diese Frequenz entspricht der globalen Frequenz, mit der die Binärworte ankommen, die aus dem Oversampling 405 stammen.
• Der im Schritt 420 verzögerte digitale Multiplex wird mit der Frequenz Fh einem digitalen Modulator 421 übermittelt. Der digitale Modulator 421 ist ein Synthesizer, der einen Speicher vom ROM-Typ verwendet, der N (65536) digitale Werte enthält, die den Tastwerten der vollständigen Periode einer Sinuskurve entsprechen, wobei jeder Wert als 16-Bit-Wort kodiert ist.
• Die vom Frequenz-Synthesizer erzeugte Trägerfrequenz Fp ist direkt Funktion des Adresseninkrements N&sub0;, mit dem der Speicher gelesen wird. Erfindungsgemäß wird jeder der Werte der Wertefolge, die am Ausgang des Synchronisierers 420 den Multiplex bilden, modulo N zum Inkrement N&sub0; summiert, um ein neues Inkrement zu bilden. Der Wert des neuen Inkrementes wird danach modulo N zur laufenden Adresse des Speichers addiert. Auf diese Weise wird die Folge der Adressen des Speichers bestimmt, mit der die digitalen Werte ausgelesen werden. Ein Skalenfaktor der Spannungs- Frequenz-Konvertierung wird durch Verbindung beispielsweise von dreizehn hochwertigen Bits jeden Binärwortes der Folge von Binärworten, die den Multiplex bilden mit den dreizehn niedrigwertigen Bits des Adressierwortes der Auslesung des Speichers erreicht, der die Tastwerte der Sinuskurve enthält.
• Da das Frequenzinkrement des Synthesizers durch das Verhältnis Fh/N bestimmt ist, nämlich 31,25 kHz ergibt sich daraus eine maximale Drift der Trägerfrequenz Fp vor Spitzenbegrenzung von 256 kHz (31,25 x 2¹³), also 128 kHz Frequenzdrift beiderseits dieser Trägerfrequenz. So ergibt sich ein Bereich von ungefähr 4,6 dB relativ zur genormten Maximalabweichung von ± 75 kHz.
• Dank der Tatsache, daß eine digitale Modulation des digitalen Quellensignales ausgeführt wird, wird dieselbe Frequenzmodulation und dieselbe Trägerfrequenz bei jedem Sendeort sichergestellt.
• Das digitale Signal, das die modulierte Trägerfrequenz Fp am Ausgang des digitalen Modulators 421 darstellt, wird danach mit einer Frequenz Ft multipliziert, um eine Frequenzumsetzung der Modulation zu erhalten.
• Bei Berücksichtigung der Modulationsleistung, die die Frequenzmodulation liefert, ist die Quantisierungsgenauigkeit mit sechzehn Bit jedes Binärwortes, das aus dem digitalen Modulator 421 stammt, nicht mehr sinnvoll und dementsprechend wird die Multiplikation mit der Frequenz Ft auf die zwölf hochwertigen Bits jedes dieser Worte begrenzt. Beispielsweise sind die Werte, die für die Frequenzen Fp und Ft gewählt werden, 460 kHz bzw. 10,24 MHz.
• Am Ausgang der digitalen Umsetzung 422 werden die 12-Bit-Worte, die sich durch die Multiplikation ergeben, mit der Frequenz Ft ausgegeben und mit der doppelten Frequenz durch einen Digital-Analog-Wandler 423 umgewandelt, der für die Umwandlung von 12-Bit-Worten eingerichtet ist.
• Beispielsweise wird eine Umwandlungsfrequenz gewählt, die exakt gleich dem Doppelten der umzuwandelnden Frequenz ist, um einen gegenseitigen Austausch der aus der Multiplikation hervorgehenden Frequenzen {Ft + Fp} und {Ft - Fp} durch Faltung um die Frequenz Ft zu ermöglichen. Da die Frequenzen {Ft + Fp} und {Ft - Fp} um denselben Wert größer bzw. kleiner sind, als die Frequenz Ft, die für den Digital-Analog-Wandler 423 der halben Abtastfrequenz entspricht, nimmt jede die Stellung der anderen ein, was trotz einer Abtastfrequenz 2Ft, die kleiner ist, als das Doppelte der Frequenz Ft + Fp, d.h. der Zwischenfrequenz fi von 10,7 MHz, eine korrekte Digital- Analog-Wandlung zu erhalten erlaubt.
• Wie in Fig. 5 zu sehen, werden die Frequenzen Fh, Ft und 2Ft am Ausgang des Teilers 440 der mit der Frequenz Fe synchronisierten Phasenverriegelungsschleife erhalten. Dadurch sind alle diese Frequenzen untereinander und mit Fe synchron.
• Im übrigen wird nach demselben Prinzip durch Teilung in der Phasenverriegelungsschleife aus Fe ein Regelsignal erhalten, das dazu dient, die analoge Umsetzung des zu sendenden Signales in die Endfrequenz zu synchronisieren.
• Die Frequenzen 2Ft, Ft, Fh, Frequenz des Regelsignales und geglättete Frequenz Fe werden durch Teilung der Referenzfrequenz durch 2, 4, 20, 1024 bzw. 1280 erhalten; woraus sich ergibt
• 2Ft = 20480 kHz,
• Ft = 10240 kHz,
• Fh = 2048 kHz,
• Frequenz des Regelsignales = 40 kHz,
• Fe = 32 kHz.
• Wie in Fig. 6 zu erkennen, werden das Analogsignal mit der Zwischenfrequenz und das Regelsignal dem analogen Teil 40B des erfindungsgemäßen synchronisierbaren Codierers/Modulators übermittelt. Das aus der Digital-Analog-Wandlung hervorgehende analoge Signal wird in 450 durch einen Bandpaß gefiltert, der derart mit einer Mittenfrequenz von 10,7 MHz ausgebildet ist, daß alle nutzlosen Bildfrequenzen beseitigt werden. Nach Programmierung der Endfrequenz 453 des Senders erfolgt die Umsetzung 451 auf die Endträgerfrequenz f auf herkömmliche analoge Weise. Um die Synchronisierung bezüglich der geglätteten Frequenz Fe aufrechtzuerhalten, wird eine Phasenverriegelungsschleife 455, 456, 457, 458 verwendet, die einen gesteuerten Oszillator 457 regelt, der als Referenz verwendet wird, um eine lokale Umwandlungsfrequenz 454 zu erhalten. Die Schleife ist auf das aus dem Teiler 440 kommende Regelsignal eingerastet, dessen Phase seinerseits auf das Signal der Abtastfrequenz Fe eingerastet ist.
• Das aus der Umsetzung auf die Endfrequenz stammende Signal wird schließlich durch einen Bandpaß gefiltert, dessen Mittenfrequenz die Endsendefrequenz ist, die zwischen 88 und 108 MHz liegt.
• Das oben beschriebene Verfahren kann ohne Änderung der Infrastruktur auf die existierenden Netze angewendet werden. Es genügt nämlich, eine digitale Übertragung zu verwenden, die eine synchrone Verbreitung des Basisbandsignales sicherstellt, einen digitalen Codierer und einen synchronen digitalen Modulator, der die oben beschriebenen Funktionen ausführt. Durch Anwendung eines derartigen Synchronisierverfahrens werden einem nichtsynchronen Netz die folgenden Vorteile hinzugefügt:
• - Fehlen einer Abweichung von den Anfangscharakteristiken, ohne daß eine Regelung bei der Wartung erfolgen muß,
• - Linearität der Spannungs-/Frequenzwandlung und Einhaltung der maximalen Frequenzdrift.
• Selbstverständlich ist die Erfindung nicht auf das oben beschriebene Ausführungsbeispiel beschränkt und andere Varianten könnten vorgesehen werden, ohne den Rahmen der Erfindung zu verlassen.

Claims (8)

1. Verfahren zur Synchronisierung von Sendern in einem Sendenetz, insbesondere einem Rundfunksendenetz, das einen Produktionsort (10) eines Programmes aufweist, der durch Übertragungsverbindungen (20, 25) mit einer Vielzahl von Sendern (30) verbunden ist, die vom Produktionsort entfernt sind, wobei der Produktionsort jedem Sender ein dem Programm entsprechendes Quellensignalbasisband übermittelt und jeder Sender ein Endsignal in Frequenzmodulation desselben Sinussträgers ausstrahlt, wobei das Endsignal aus einer Vielzahl von Schritten zur Verarbeitung des Quellensignals hervorgegangen ist, Verfahren, dadurch gekennzeichnet, daß

- das Quellensignal durch Abtastung mit einer vorbestimmten Abtastfrequenz digital konvertiert wird, um den Sendern ein digitales Quellensignal zu übermitteln,

- die Schritte der Verarbeitung des digitalen Quellensignals mit der genannten Abtastfrequenz synchronisiert werden und

- in einem der Schritte der Verarbeitung des Quellensignals eine vorbestimmte Verzögerung in der Ausstrahlung des Endsignals vorgenommen wird.

2. Verfahren nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schritte der Verarbeitung des digitalen Quellensignals einen Synchronisierschritt (420) enthalten, die darin besteht, das digitale Quellensignal vorübergehend zu speichern, um die Ausführung eines folgenden Schrittes der Signalverarbeitung um eine vorbestimmte Zeitdauer zu verzögern, und einen Schritt zur digitalen Modulation (421) des digitalen Quellensignals, um ein synthetisiertes frequenzmoduliertes Signal zu liefern.

3. Verfahren nach Patentanspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine Phasenverriegelungsschleife verwendet wird, die durch die aus dem übermittelten digitalen Quellensignal rückgewonnene Abtastfrequenz gesteuert wird, um eine geglättete Frequenz zu liefern, durch die die Schritte der Verarbeitung des digitalen Quellensignals synchronisiert werden.

4. Verfahren nach Patentanspruch 1 in dem das Quellensignalbasisband ein Stereophoniesignal ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Schritte der Verarbeitung des digitalen Quellensignals Schritte (401, 402, 403, 404) zur Kodierung der beiden Kanäle des digitalen Quellensignals zur Ausgabe eines digitalen Multiplexes enthalten, der in einer Form vorliegt, der eine Spannungs/Frequenz-Konvertierung ermöglicht.

5. Verfahren nach Patentanspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der digitale Multiplex durch Kombination der beiden Kanäle des digitalen Quellensignals mit einem durch direkte digitale Synthese (410, 411) erzeugten Hilfsträgersignal und Pilotton erhalten wird.

6. Verfahren nach Patentanspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die direkte digitale Synthese des Hilfsträgersignals und des Pilottons mit einem Hilfsträgersynchronisiersignal synchronisiert wird, das mit dem digitalen Quellensignalbasisband übertragen wird.

7. Verfahren nach Patentanspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schritte der Signalverarbeitung außerdem enthalten:

- einen Schritt zur Digital-/Analog-Wandlung (423) des synthetisierten frequenzmodulierten Signals, um dieselbe Frequenzmodulation in analoger Form zu erhalten, und

- einen Schritt zur analogen Umsetzung (451) des vorangehenden analogen Signals, um eine identische Frequenzmodulation bei allen Sendern bei einer Endsendefrequenz zu erreichen.

8. Verfahren nach Patentanspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Schritte zur analogen Umsetzung (451) durch ein Regelsignal synchronisiert wird, das durch die genannte Phasenverriegelungsschaltung erzeugt wird.