DE69013552T2

DE69013552T2 - Gleichstromschaltwandler.

Info

Publication number: DE69013552T2
Application number: DE69013552T
Authority: DE
Inventors: Almadidi Diallo
Original assignee: Alcatel Converters SA
Current assignee: Harmer and Simmons France SAS
Priority date: 1989-04-12
Filing date: 1990-04-09
Publication date: 1995-03-02
Anticipated expiration: 2010-04-10
Also published as: DE69013552D1; EP0392420B1; ATE113424T1; ES2065427T3; EP0392420A1; FR2646029B1; FR2646029A1; DK0392420T3

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Wandler zur Umwandlung elektrischer Energie und insbesondere einen Wandler des Gleichstrom-Gleichstrom-Zerhackertyps.
Ein bekanntes Beispiel des Gleichstrom-Gleichstrom- Zerhackerwandlers sowie die wichtigsten zugehörigen Wellenformen sind in der Figur 1a bzw. Figur 1b dargestellt. Dieser Wandler enthält einen Transformator T, der eine galvanische Isolierung zwischen einem primärteil, an den eine Gleichspannungsquelle angeschlossen ist, und einem Sekundärteil bewirkt, an den eine Last C angeschlossen ist. Zwei Transistorschalter S1 und S2 im primärteil werden phasenmäßig gesteuert, wobei eine Diode D1, die im Sekundärteil angeordnet ist, eine Energieübertragung an die Last bewirkt, wenn diese Schalter leitend sind, und eine Diode D2, die ebenfalls im Sekundärteil angeordnet ist, die Fortdauer des Stromes in der Last über eine Glättungsinduktivität L bewirkt, wenn diese Schalter gesperrt sind. Darüber hinaus sind zwei Dioden D3 und D4 im primärteil vorgesehen sind, um die Schalter gegen Überspannungen zu schützen.
Ein weiteres Beispiel, nämlich eines sogenannten Vollweg-Zerhackerschalters, der zwei Transformatoren verwendet, ist in Figur 2 gezeigt, wobei nur der primärteil der Schaltung dargestellt ist. Dieser Wandler ermöglicht es, bei einer zweiten Halbperiode die oben für die erste Halbperiode dargelegte Wirkungsweise aufgrund eines zweiten Moduls S3 - S4 - D2 - D5 - D6 zu wiederholen, der dem vorherigen Modul S1 - S2 - T1 - D3 - D4 gleicht.
Ziel der Erfindung ist ein Gleichstrom-Gleichstrom- Vollweg-Zerhackerwandler, der eine bestimmte Anzahl von Nachteilen, die die Schaltung der Figur 2 aufweist, vermeidet, wobei diese Nachteile grundsätzlich in der großen Zahl von Schaltern und Dioden und einer abrupten Umschaltung dieser Komponenten bestehen, die wieder Verursacher von Funkstörungen ist und darüber hinaus aufgrund von Umschaltverlusten eine Steigerung der Frequenz begrenzt, durch die die Größe der Glättungsinduktivität und der Transformatoren verringert werden könnte.
Durch die Druckschrift Unitrode Applications Handbook 1987-1988 (Seiten 334-337) ist es weiter bekannt, daß man in einem Vollweg-Zerhackerwandler in einer einzigen primärwicklung den Resonanzeffekt nutzen kann, um eine Verringerung der Umschaltverluste zu erzielen. Ein solcher Wandler sowie die zugehörigen Wellenformen sind in den Figuren 3a bzw. Figur 3b dargestellt. Dieser Wandler verwendet nämlich Resonanzelemente LR (induktiver Widerstand) und CR (Kondensator) in den beiden möglichen Stromkreisen zur Versorgung der primärwicklung, und zwar über den Schalter S1 oder den Schalter S2, die den der beiden möglichen Halbperioden entsprechen. Auf diese Weise ist es möglich, in jeder Halbperiode einen primärstrom ip zu erhalten, der mit einem sinusförmigen Bogen beginnt, wobei der Nulldurchgang dieses Stromes (der im Hinblick auf eine Verringerung der Umschaltverluste angestrebt wird) dann aufgrund einer dreieckigen Form dieses Stromes erreicht wird, die ihrerseits durch Leitendmachen einer der beiden Begrenzerdioden D1 und D2 erhalten wird, wenn die Spannung an den Klemmen von CR negativ bzw. größer als die Versorgungsspannung zu werden droht.
Dieser Wandlertyp weist jedoch Nachteile auf. So weisen die in den Begrenzerdioden iD1, iD2 sowie im Kondensator (iCR) oder in der Quelle (is) erhaltenen Stromformen abrupte Umschaltstirnflanken auf, was Funkstörungen oder parasitäre Überschwingungen verursacht.
Ziel der vorliegenden Erfindung ist ein Zerhackerwandler, der ein sanftes Schalten aller Komponenten der Schaltung ermöglicht.
Ziel der vorliegenden Erfindung ist weiter ein Zerhakkerwandler, bei dem die Wellenformen Bögen eines Sinus sind, wodurch parasitäre Überschwingungen vermieden werden und auch ein besseres Filtern des Sekundärstromes durch das Ausgangsfilter ermöglicht wird, und zwar wegen des geringeren Anteils an Harmonischen.
Ziel der vorliegenden Erfindung ist auch ein Zerhakkerwandler, in welchem für eine gegebene Umschaltfrequenz die Frequenz des Sekundärstromes mit zwei multipliziert werden kann (die Nennfrequenz kann der Resonanzfrequenz entsprechen), wodurch eine Verringerung der Größe des Ausgangsfilters ermöglicht wird.
Ziel der vorliegenden Erfindung ist weiter ein Vollweg-Zerhackerwandler mit doppelter Primärwicklung, bei dem die Anzahl der Schalter im Vergleich zu der in Figur 2 betrachteten Schaltung verringert ist, nämlich von vier auf zwei.
Gegenstand der vorliegenden Erfindung ist ein Gleichstrom-Gleichstrom-Zerhackerwandler, mit einer Gleichspannungsquelle die eine Last über mindestens eine Zerhackerspeiseschaltung mit mindestens einer Primärwicklung eines Transformators speist, wobei der Wandler im wesentlichen dadurch gekennzeichnet ist, daß die Zerhackerspeiseschaltung eine Resonanzschaltung ist, wobei überdies ein Element auf der Sekundärseite des Transformators vorgesehen ist, dessen Impedanzwert bei der Resonanzfrequenz fR den Strom in der Zerhackerspeiseschaltung auf seine einzige Wechselkomponente zu begrenzen vermag.
Weitere Gegenstände und Merkmale der vorliegenden Erfindung treten deutlicher bei der Lektüre der nachfolgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispiels hervor.
Die Figuren 1a, 1b, 2, 3a und 3b, die bereits beschrieben wurden, sind Figuren, die sich auf den Stand der Technik beziehen.
Figur 4 ist ein Schaltbild eines Wandlers gemäß der Erfindung und
die Figuren 5a und 5b stellen die mit einem Wandler gemäß der Figur 4 erhaltenen Wellenformen dar.
Der in Figur 4 dargestellte Wandler enthält zwei Transformatoren, deren Primärwicklungen mit T1 bzw. T2 und deren entsprechende Sekundärwicklungen mit T'1 bzw. T'2 bezeichnet sind. Die Primärseite der Schaltung wird von einer Gleichspannungswelle gespeist, die an die beiden mit 1 und 0 bezeichneten Klemmen angeschlossen ist. Die Sekundärseite der Schaltung speist eine Last C.
Ein erstes Ende der beiden Primärwicklungen ist über einen Kondensator CR an eine der Klemmen, beispielsweise die Klemme 0 der Gleichspannungsquelle V10 angeschlossen. Die Streuinduktivität dieser beiden als identisch angenommenen Wicklungen ist übrigens mit RL bezeichnet.
Ein zweites Ende der primärwicklung T2 ist einerseits über einen Schalter S2 an die Eingangsklemme 1 und andererseits über eine Begrenzerdiode D1 an die Eingangsklemme 0 angeschlossen.
Desgleichen ist ein zweites Ende der primärwicklung T1 über einen Schalter S1 an die Eingangsklemme 0 und über eine Begrenzerdiode D2 an die Eingangsklemme 1 angeschlossen.
Die beiden Sekundärwicklungen T'1 und T'2 haben ein erstes gemeinsames Ende das den Bezugsausgang, mit 0' bezeichnet, bildet, während die andere Ausgangsklemme, mit 1' bezeichnet, an einem gemeinsamen Punkt 2' von zwei Dioden D3 und D4 gebildet ist, die weiter an ein zweites Ende je einer der beiden Sekundärwicklungen angeschlossen sind.
Weiter ist ein Kondensator CS und ein Integrierfilter F zwischen die Punkt 2' und 0' und zwischen die Ausgangsklemmen 1' und 0' geschaltet.
Im Zuge einer ersten Phase, die beispielsweise einem Schließen des Schalters S1 und einem Öffnen des Schalters S2 entspricht, wird die primärwicklung T1 durch eine Resonanzschaltung gespeist, die den Schalter S1, den Kondensator CR und die Induktivität LR enthält, wobei vom Kondensator CR angenommen ist, daß er zuvor auf die Gleichspannung V10 aufgeladen wurde.
Das Schließen des Schalters S1 hat den Durchgang eines sinusförmigen Stromes (mindestens was den ersten Bogen anbetrifft, auf den sich diese erste Phase beschränkt) zur Folge, wobei die Frequenz dieses Stroms der durch die Elemente LR und CR bestimmten Resonanzfrequenz fR entspricht. Das Bezugszeichen ip1 bezeichnet in Figur 5 den im Verlaufe dieser ersten Phase auftretenden Primärstrom, während der Strom iST in der Sekundärwicklung von der gleichen Art ist.
Das Schließen des Schalters S1 hat also eine Energieübertragung zur Sekundärseite durch die Sekundärwicklung T'1, die Diode D3 und den Kondensator CR zur Folge. Der Strom, der den Schalter S1 durchquert, ist also sinusförmig und weist die Frequenz fR auf. Daraus ergibt sich eine sinusförmige Ausprägung der Spannung an den Klemmen des Kondensators CR. Wenn diese Spannung negativ wird, leitet die Diode D1, und es erfolgt dann durch die primärwicklung T2, die Diode D1, den induktiven Widerstand LR und den Kondensator CR eine zweite Resonanzphase, wobei die Energie von diesem Zeitpunkt an durch die Sekundärwicklung T'2, die Diode D4 und den Kondensator CS an die Sekundärseite übertragen wird. In Figur 5 bezeichnet ip2 den entsprechenden Primärstrom.
Man nutzt anschließend den Nulldurchgang des Primärstromes, um die Öffnung des Schalters S1 vorzunehmen.
Im Zuge einer zweiten Phase, die einem geöffnetem Zustand der beiden Schalter S1 und S2 entspricht, wird die Wicklung T2 dennoch durch den Schaltkreis D1, CR, LR, T2 weiterhin gespeist wie am Ende der ersten Phase. Die Dauer dieser beiden Phasen entspricht einander.
Der Nulldurchgang des obenerwähnten Primärstromes wird aufgrund eines Kondensators CS erzielt, der bei der Resonanzfrequenz einen Kurzschluß darstellt und der es also ermöglicht, die Gleichkomponente des Stromes in der Last nicht zu berücksichtigen, die auf den Transformator bezogen ist, und den Strom im Schalter S1 auf den Wechselanteil alleine zu beschränken.
Der Schalter S2 wird anschließend beim Nulldurchgang des Stromes in der Primärwicklung T2 geschlossen, wodurch eine dritte Phase eröffnet wird, während der der Schalter S1 offen gehalten wird.
Wie zuvor wird die primärwicklung T2 zunächst durch einen ersten Resonanzkreis gespeist, der aus dem Schalter S2, der Induktivität SR und dem Kondensator CR besteht, wobei sich der Kreis über die Eingangsgleichspannungsquelle schließt. In Figur 5A bezeichnet ip2 den entsprechenden Primärstrom.
Wenn die sinusförmige Spannung an den Klemmen des Kondensators C3 ausreichend größer als die Spannung V10 ist, leitet in gleicher Weise wie oben die Diode D2, was gleichzeitig die Speisung der primärwicklung T1 zur Folge hat, und zwar über einen zweiten Resonanzkreis, der aus der Diode D2, der Induktivität LR und dem Kondensator CR besteht und sich ebenfalls über die Eingangsgleichspannungsquelle schließt. In gleicher Weise wie oben wird anschließend durch Öffnen des Schalters S2 (der Schalter S1 ist nach wie vor offen) eine vierte Phase eingeleitet, während der sich die Speisung der primärwicklung T1 über den zweiten Resonanzkreis verlängert (Primärstrom ip1 in Figur 5A). Die so erzielte Wirkungsweise ermöglicht also für eine gegebene Zerhackerfrequenz eine Verdopplung der Frequenz des Sekundärstromes entsprechend der Größe der Induktivität.
Wenn die Streuinduktivität LR vernachlässigbar ist, leiten die Dioden D1 und D2 nicht, und die Wellenformen entsprechen denen der Figur 5B. In diesem Falle erfolgt keine Rückgewinnung über die Last, d.h., es gibt keine zweite und vierte Phase. Außerdem ist die Frequenz des Sekundärstromes in diesem Falle gleich der Resonanzfrequenz. Auf jeden Fall hat das Fehlen von D1 und D2 Überspannungen an S1 und S2 entsprechend der Größe von LR zur Folge.
Da der Kondensator CR am Ende der vierten Phase wieder auf den Wert V10 aufgeladen ist, ist die Schaltung für einen neuen Zyklus der vier Phasen bereit, wobei diese Zyklen einen gegenseitigen Abstand aufweisen können, um eine Regulierung des in die Last abgegebenen Stromes zu ermöglichen.
Der so beschriebene Wandler ermöglicht es also, eine sanfte Umschaltung aller Komponenten zu erzielen, wodurch die Störungen "EMI" (Elektromagnetische Interferenz) spürbar reduziert und die Störungen "RFE" (Funkfrequenz Interferenz) unterdrückt werden, welche die Dioden beim abrupten Umschalten erzeugen würden.
Darüber hinaus ermöglicht es das vollständige Fehlen einer Strom-Spannungs-Überkreuzung beim Sperren, die Schalter (insbesondere vom MOS-Typ) spannungsmäßig nicht überzudimensionieren. Das geringe dv/dt-Verhältnis an den Schaltern beim Sperren, sowie die natürliche Löschung des Stromes in den gesteuerten Schaltern ermöglicht es auch, die Verwendung von GTO-Schaltern ("Gate-Turn-off-Switch") oder von schnellen Thyristoren mit Frequenzen oberhalb von 50 kHz in Betracht zu ziehen.
Weiter ist es bei dieser Schaltung nicht erforderlich, eine Freilaufdiode zu verwenden, da der Kondensator CS als Energiespeicher für das Filter und die Last arbeitet.
Weiter ergibt sich aufgrund der seriellen Anordnung der Schalter mit den beiden Primärwicklungen ein totaler Selbstschutz der Schalter im Falle eines zufälligen Kurz schlusses im Sekundärteil, wobei keinerlei zusätzliche Vorsicht beim Einschalten oder in den Einschwingsequenzen geboten ist.
Außerdem verhält sich der Kondensator CS bei der Resonanzfrequenz wie ein Kurzschluß; die Ausgangsgleichspannung ändert sich daher abhängig von der Last nur wenig. Das Ausgangsfilter wird durch eine "Stromquelle" gespeist, die durch die Resonanzelemente LR, CR, CS und die Eingangsgleichspannung definiert ist.

Claims

1. Gleichstrom-Gleichstrom-Zerhackerwandler zum direkten Energietransfer, der eine Gleichspannungsquelle (V10) enthält, die eine Last (C) über mindestens eine Zerhackerspeiseschaltung (S1, T1, LR, CR S2, T2, LR, CR) mit mindestens einer Primärwicklung (T1, T2) eines Transformators speist, dadurch gekennzeichnet, daß die Zerhackerspeiseschaltung eine Resonanzschaltung (LR, CR) ist, wobei überdies ein Element (CS) in der Sekundärwicklung (T'1, T'2) des Transformators vorgesehen ist, dessen Impedanzwert bei der Resonanzfrequenz fR es ermöglicht, den Strom in der Zerhackerspeiseschaltung auf seine Wechselkomponente alleine zu begrenzen.

2. Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das in der Sekundärwicklung des Transformators vorgesehene Element ein Kondensator (CS) ist, der parallel zur Last geschaltet ist und sich bei der Resonanzfrequenz wie ein Kurzschluß verhält.

3. Wandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Resonanzelemente aus der Streuinduktivität (LR) der Primärwicklung des Transformators und aus einem Kondensator (CR) bestehen.

4. Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß er zusätzlich mindestens eine weitere Speiseschaltung (D1, T2, LR, CR - D2, T1, LR, CR) mit mindestens einer Primärwicklung des Transformators aufweist, wobei diese weitere Schaltung eine Schaltung mit Auslösung durch eine Zerhackerspeiseschaltung ist und durch Energieentnahme leitend wird, während eine Zerhackerspeiseschaltung leitend ist und leitend bleibt und über die Öffnungsdauer dieser Schaltung hinaus, wobei diese durch eine Zerhackerspeiseschaltung leitend gesteuerte Speiseschaltung ebenfalls eine Resonanzschaltung ist.

5. Wandler nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß eine Speiseschaltung (D1, T2, LR, CR - D2, T1, LR, CR) mit Auslösung durch eine Zerhackerspeiseschaltung (S1, T1, LR, CR - S2, T2, LR, CR) die gleiche Resonanzfrequenz wie die letztgenannte aufweist.

6. Wandler nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Speiseschaltung (D1, T2, LR, CR - D2, T1, LR, CR) mit Auslösung durch eine Zerhackerspeiseschaltung (S1, T1, LR, CR - S2, T2, LR, CR) ihre Energie einer Zerhackerspeiseschaltung durch gemeinsame Verwendung eines Resonanzelementes (CR) entnimmt.

7. Wandler nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Resonanzelement (CR) ein Kondensator ist.

8. Wandler nach einem der Ansprüche 4 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Mittel zum Auslösen einer Zerhackerspeiseschaltung (D1, T2, LR, CR - D2, T1, LR, CR) durch eine Zerhakkerspeiseschaltung eine Diode (D1, D2) zum Begrenzen der an den Klemmen des Zerhackerschalters der Zerhackerspeiseschaltung liegenden Spannung ist.

9. Wandler nach einem der Ansprüche 4 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Transformator mit zwei Primärwicklungen (T1, T2) ausgestattet ist, die je durch eine Zerhackerspeiseschaltung (S1, T1, LR, CR - S2, T2, LR, CR) und durch eine Speiseschaltung (D1, T2, LR, CR - D2, T1, LR, CR) mit Auslösung durch eine Zerhackerspeiseschaltung gespeist werden, daß der Transformator mit zwei entsprechenden Sekundärwicklungen (T'1, T'2) ausgestattet ist und daß eine Speiseschaltung mit Auslösung durch eine Zerhackerspeiseschaltung in Bezug auf eine Primärwicklung ihrem leitenden Zustand durch das Leitendwerden der Zerhackerspeiseschaltung in Bezug auf die andere Primärwicklung erreicht und ihren Sperrzustand durch das Leitendwerden der Zerhackerspeiseschaltung in Bezug auf die gleiche primärwicklung erreicht, derart, daß ein Energiebetrag an die Last (C) während der vier aufeinanderfolgenden Phasen abgegeben wird, von denen eine erste Phase einem offenen Zustand des Zerhackerschalters (S1-S2) einer ersten Zerhackerspeiseschaltung sowie einem geschlossenen Zustand des Zerhackerschalters (S1-S2) einer zweiten Zerhackerspeiseschaltung entspricht, während eine zweite Phase einer offenen Stellung dieser beiden Zerhackerschalter (S1-S2), eine dritte Phase den im Vergleich zur ersten Phasen inversen Zuständen der beiden Zerhackerschalter (S1-S2) und eine vierte Phase erneut einer offenen Stellung dieser beiden Zerhackerschalter (S1-S2) entspricht.

10. Wandler nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß jede Zerhackerspeiseschaltung einen einzigen Zerhackerschalter (S1-S2) aufweist.

11. Wandler nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Zerhackerschalter (S1-S2) in Reihe mit den Primärwicklungen (T1-T2) angeordnet sind.

12. Wandler nach den Ansprüchen 3 und 9, dadurch gekennzeichnet, daß, wenn das Resonanzelement (LR), das durch die Streuinduktivität einer Primärwicklung gebildet wird, genügend schwach ist, es nur zwei aufeinanderfolgende Phasen gibt, die der ersten und der dritten Phase entsprechen.