DE68906916T2

DE68906916T2 - Verfahren zur sendung eines fernsehprogramms mit hoher aufloesung und empfaenger mit entzerrer, um ein solches programm zu empfangen.

Info

Publication number: DE68906916T2
Application number: DE1989606916
Authority: DE
Inventors: Roseline Halbert-Lassale; Jacques Palicot; Daniel Pommier; Jacques Veillard
Original assignee: Telediffusion de France ets Public de Diffusion; France Telecom SA
Current assignee: Telediffusion de France ets Public de Diffusion; Orange SA
Priority date: 1988-02-11
Filing date: 1989-02-13
Publication date: 1993-09-23
Anticipated expiration: 2009-02-14
Also published as: FR2627340B1; DE68906916D1; EP0328461B1; EP0328461A1; FR2627340A1

Description

Die Erfindung betrifft den Empfang hochauflösender Fernsehprogramme, welche für das Format 16/9 vorgesehen und in Form eines Zeit-Muliplex analoger Bildsignale (MD-MAC) und digitaler Ton- und Datensignale gesendet werden. Dabei muß die Kompabilität der HD-mac Empfänger mit den Empfängern sichergestellt sein, welche die Signale vom bekannten Typ mit der allgemeinen Bezeichnung X-MAC empfangen. Das bedeutet, daß diese Empfänger geeignet sein müssen, ausgehend von einem Bild hoher Auflösung ein herkömmliches Bild zu rekonstruieren.
Ein Fernsehbild hoher Auflösung kann nur ausgehend von einem solchen Multiplex der Bildsignale (Luminanz- und Chrominanzsignale) rekonstruiert werden, dessen aufeinander folgende Stichprobenwerte am Eingang des Empfangsdekoders unabhängig bleiben, so wie sie es am Ausgang des Emmissionscodierers waren. Im Falle des MAC Multiplex hoher Auflösung, welches häufig mit dem im folgenden benutzten Namen HD-MAC bezeichnet wird, ist die vorgegebene Stichprobenfrequenz 20,25 MHz. Um die Unabhängigkeitsbedingung zu erfüllen, muß das dem Übertragungskanal äquivalente Tiefpaßfilter das erste Nyquist Kriterium bei 10,125 MHz verifizieren. Diese Einschränkung ist für die Mehrzahl der vorhandenen Satellitensendeträger nur teilweise erfüllt.
Weil die Übertragungsträger ihrer Art entsprechend sehr verschiedene Charakteristiken aufweisen, wird das Problem noch kompliziert. Insbesondere weist der von den Fernsehdirektsatelliten angebotene Sendekanal mit einer Bandbreite von 27 MHz - welcher wahrscheinlich der erste Träger sein wird, der für das Senden von HD-MAC Signalen mit Satellit benutzt werden wird - beträchtliche Schwächen auf, die von den linearen und nichtlinearen Verzerrungen herrühren, welche selbst dann bestehen bleiben, wenn der Kanal mit einem im allgemeinen zwischen Emitter und Empfänger aufgeteilten Nyquist-Filter vervollständigt ist. Figur 1 zeigt beispielhaft die Impulsantwort des Übertragungswegs eines Sendekanals, der die von den Schlußprotokollen der CAMR-Konferenz von 1977 definierten Charakteristiken für einen isolierten Stichprobenwert des HD-MAC Signals aufweist, für zwei unterschiedliche Amplituden A dieses Signals (A=0,2 und A=1). Man sieht daß die Impulsantwort des Kanals im wesentlichen drei aufeinanderfolgende Stichprobenwerte Y n-1, Yn, Yn +1 betrifft; daß die Verschlechterungen im Zeitpunkt der Stichprobennahme mit der Impulsamplitude zunehmen (für die kleinen Werte A ≤ 0,1 sind sie vernachlässigbar); und daß ein Fehler im Zeitpunkt der Stichprobennahme die Bildqualität beträchtlich verschlechtern kann. So ein Fehler kann infolge einer statischen Drift und/oder eines Hüpfens der Phase des Zeitgebers der Signalsynchronisation auftreten.
Im Falle der Übertragung über ein verkabeltes Netz mit Amplitudenmodulation kann die Nyquist-Filterung um die 10 MHZ übertreffende Trägerfrequenz ausgeführt werden, statt sie bei der Stichprobenfrequenz im Basisband durchzuführen. In diesem Fall wirkt das Empfangsfilter als Entzerrer für die Verzerrungen des Übertragungskanals. Das Basisbandfilter am Eingang des Empfängers muß sich automatisch an die Charakteristiken des Kanals anpassen können, um das erste Nyquist-Kriterium zu erfüllen.
Aufgabe der Erfindung ist es, die Auswirkungen der, durch die verfügbaren Übertragungskanäle eingeführten Verzerrungen weitgehend zu beseitigen. Zu diesem Zweck wild eine adaptive Entzerrung benutzt, um die häufig mit der Abkürzung ISI (Intersymbolinterferenz) bezeichnete Störung zwischen Stichprobenwerten zu minimieren. Die Erfindung schlägt vor, diese Entzerrung durch automatische Steuerung der Zeitgeberphase zu vervollständigen, welche darauf abzielt, den Fehler im Zeitpunkt der Stichprobennahme auf ein Niveau zu bringen, welches keine unannehmbare Verschlechterung der Bildqualität mit sich bringt.
Die Durchfürung dieser Lösung scheint aber von vornherein wegen der Natur des HD-MAC Bildsignals ausgeschlossen zu sein, welches aus einer Folge von Stichprobenwerten besteht, die alle Werte zwischen -0,5 und +0,5 Volt annehmen können, weswegen es nicht möglich ist, beim Empfang Informationen herauszuziehen, welche eine Charakteristik des Übertragungssignals wiedergeben. Die digitalen, duobinären Signale von Ton und Daten sind unabhängig davon, ob sie eine Rate von 10,125 Mbits/s oder von 20,25 Mbits/s haben, nicht verwendbar, da sie keine Information enthalten, welche die Auswirkung der durch den Kanal auf die Stichprobenwerte von sehr variablem Niveau bei 20,25 MHz eingeführten Störung charakterisieren.
Es ist auch ein dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 entsprechendes Verfahren bekannt (EP-A-0 212 839), bei dem das Referenzsignal eine kodierte oder zufällige Sequenz ist. Das verwendbare Programmsignal ist ein analoges Signal vom klassischen Typ. Die mit der gleichzeitigen Übertragung von digitalen Signalen und von analogen Stichprobenwerten, welche einen die Programminformation enthaltenden Multiplex bilden, zusammenhängenden Schwierigkeiten werden in dieser Druckschrift offensichtlich nicht gewürdigt.
Deswegen ist ein Verfahren zum Senden von Fernsehprogrammen mit hoher Auflösung gemäß dem Patentanspruch 1 vorgesehen.
Das Referenzsignal kann Merkmale aufweisen, die an ein optimales funktionieren des in jedem Empfänger vorhandenen Entzerrers angepaßt sind, und/oder um die Analyse von Nichtlinearitäten zu ermöglichen: die Symbole einer Sequenz können z.B. eine Amplitude aufweisen, welche von derjenigen der Symbole der folgenden Sequenz verschieden ist, wobei die Variation in Pseudozufallsart bewirkt wird oder einer vorbestimmten Periodizität folgt.
Die Symbole der binären Referenzsequenz werden derart in das HD-MAC Signal eingefügt, daß sie mit dem den Multiplex taktenden Zeitgeber in Phase sind, und werden verwendet, um die Phase des Dekodier-Zeitgebers beim Empfang automatisch zu steuern.
Die Erfindung schafft auch einen Empfänger, der es ermöglicht, das obige Verfahren durchzuführen und zusätzlich zu duobinären Dekodierwegen (Ton, DATV Daten) einen Videoweg umfaßt, welcher ein von den Stichprobenwerten des HD-MAC Signals gespeistes adaptives Transversalfilter aufweist, welches mit Mitteln zu Adaption seiner Koeffizienten durch Vergleich zwischen den reellen Sequenzen am Ausgang des Filters und der gespeicherten Pseudo-Zufallssequenz ausgestattet ist.
Es wird dennoch manchmal ausreichend sein, einen linearen Entzerrer zu verwenden, um die Störung zwischen aufeinanderfolgenden Stichprobenwerten auf ein Niveau zu reduzieren, welches so niedrig ist, daß die Wiederherstellung in einer korrekten Art und Weise durchgeführt wird. Viele der Kanäle aber und insbesondere die die Erequenzmodulation verwendenden Satellitenübertragungswege haben eine stark nichtlineare Antwort, mit einer Antwort in der Art der in Figur 1 gezeigten, welche die lineare Entzerrung ungenügend werden läßt.
Dementsprechend wird erfindungsgemäß auch eine Korrekturentzerrung von linearen und nichtlinearen Verzerrungen durchgeführt und zu diesem Zweck vorgeschlagen, in das Signal zusätzlich zur Pseudozufallssequenz, die als erstes Referenzsignal für die Koeffizientenberechnung des linearen Bereichs des Entzerrers in dem Empfänger (Sequenz, die durch Signale schwacher Amplitude gebildet ist, um den Einfluß nichtlinearer Verzerrungen vernachlässigen zu können) verwendet wird, ein zweites Referenzsignal einzufügen, welches für den nichtlinearen Entzerrer bestimmt ist. Der stromaufwärts angeordnete lineare Entzerrer läßt nur die nichtlinearen Verzerrungen übrig und ermöglicht das Funktionieren des zweiten.
Die Erfindung wird beim Lesen der folgenden, nicht einschränkenden, beispielhaften Beschreibung von bestimmten Ausführungsformen besser verständlich werden. Die Beschreibung bezieht sich auf die beigefügten Zeichnungen, in denen:
- die bereits erwähnte Figur 1 die Impulsantwort eines repräsentativen Übertragungswegs eines Satellitensendekanals für zwei Signalamplituden A=0,2 Volt und A=1 Volt zeigt;
- Figur 2 ein Prinzipschaltbild ist, welches eine mögliche Anordnung von Mitteln zum Durchführen der Erfindung in einem HD-MAC Fernsehsender und -empfänger zeigt, der eine lineare Entzerrung ermöglicht;
- die einem Abschnitt von Figur 2 ähnliche Figur 3 ein vereinfachtes Schaltbild des Bereichs eines erfindungsgemäßen Empfängers ist, für den Fall einer Entzerrung in zwei Etappen, zuerst linear, dann nichtlinear;
- Figur 4 ein Diagramm ist, welches ein Beispiel eines Referenzsignals zeigt, welches dazu bestimmt ist, in das Fernsehsignal eingefügt zu werden, um die Adaption der Kompensation von nichtlinearen Verzerrungen zu ermöglichen;
- Figur 5 ein Prinzipschema ist, welches eine mögliche Anordnung eines in dem Empfänger von Figur 3 verwendbaren Filters der nichtlinearen Entzerrung zeigt;
- Figur 6 ein Ausführungsbeispiel des Filters von Figur 5 ist;
- Figur 7 schließlich die Variation der absoluten Verschlechterung der empfangenen Stichprobenwerte als Funktion der Amplitude A mit und ohne Korrektureinrichtung zeigt.
Bevor die eigentliche Erfindung beschrieben wird, kann es nützlich sein, die Multiplexstruktur im Basisband, welche für die Übertragung eines mit den Normen D und D2-MAC/Paket kompatiblen Fersehsignals mit hoher Auflösung vorgesehen ist, in Erinnerung zu rufen. Die Anzahl der Zeilen pro Bild bei einem Signal mit hoher Auflösung beträgt 1250. Nach Unter-Stichprobennahme aber ist die Anzahl der effektiv übertragenen Zeilen 625 pro Bild. Das analoge Bildsignal besetzt die Zeilen 23 bis 310 und 335 bis 622 mit einem Verschachtelungsgrad von 2. Die digitalen Ton- und Datensignale besetzen die Zeilenaustastperioden über die Gesamtheit der Zeilen 1 bis 624, sowie die Totalität der Zeile 625, welche Serviceinformationen zugeteilt ist. Die Intervalle, die dem Platzbedarf des dem Bild in der Halbbildaustastperiode zugeteilten Abschnitts des Multiplex entsprechen, sind auch zur Übertragung von digitalen Informationen verfügbar.
Bestimmte Halbbildaustastzeilen (z.B. die Zeilen 1 bis 22 und 311 bis 328) werden zur Übertragung von komplementären Daten benutzt, welche dem Bild zugeteilt sind, und die Bewegung, die Konturen u.s.w., die sogenannten DATV darstellen.
Man findet also aufeinanderfolgend auf eine gewöhnlichen Zeile:
- eine Salve von duobinär kodierten Daten mit einer Rate von 10,125 Mbits/s (D2-MAC) oder 20,25 Mbits/s (D-MAC), denen ein Zeilensynchronisationswort vorausgeht,
- eine Klemm- und Übergangsperiode und
- eine Periode der Emission von Chrominanz- und Luminanzsignalen im Bildabschnitt.
Unter Bezugnahme auf Figur 2 wird jetzt die prinzipielle Anordnung des Sender- und Empfängerabschnitts eines erfindungsgemäßen Sendesystems beschrieben.
Bei dem Sender ist dieser Abschnitt derjenige, der das Modulationssignal erzeugt. Er umfaßt einen Zeitmultiplexer 10, der ein Signal liefert, welches anschließend an einen Modulator 30 gelegt wird, eventuell nach Filtern und Korrigieren der Haltung.
Der Multiplexer 10 umfaßt drei Eingangswege, welche jeweils dem Bildsignal, dem digitalen Ton- und Datensignal und dem digitalen DATV-Referenzsignal zugeordnet sind.
Das MAC-Bildsignal mit hoher Auflösung wird durch eine Sequenz unabhängiger Stichprobenwerte gebildet, deren Dauer T gleich 49,4 ns ist, was einer Frequenz 1/T=20,25 MHz entspricht.
Die den Kodierer 12 verlassenden Stichprobenwerte werden einem Digital/Analog-Wandler 14 zugeführt. Die analogen Stichprobenwerte werden zu einem Filter 16 geschickt, welches mit dem im Empfänger vorgesehenen Filter zusammenwirkt, um die Intersymbolinterferenz (ISI) zwischen den übertragenen Stichprobenwerten auf ein akzeptables Niveau zu reduzieren. In Figur 2 handelt es sich um ein Filter 16 vom Halb-Nyquist-Typ, wobei ein anderes Halb-Nyquist-Filter beim Empfang vorgesehen ist.
Die theoretische Übertragungsfunktion eines solchen Filters wird ausgedrückt durch:
H(f) = 1 für f < (1-α)/2T für (1-α)/2T < f < (1+α/2T
H(f) = 0 für f > (1+α)/2T.
Der Koeffizient α, der sogenannte "Abfallkoeffizient" und häufig durch die englische Bezeichnung "roll-off" bezeichnet wird als Funktion der Bandbreite ausgewählt. In der Praxis kann man α = 0,2 wählen, um die Bandbreite auf 12,15 MHz zu beschränken.
Der dargestellte Ton- und Datenweg hat einen klassischen prinzipiellen Aufbau: Er umfaßt eine Kompressionsschaltung 18, welche die binären Digitalinformationen für Ton und Daten empfängt und sie in Form von Salven wiederherstellt, welche eine instantane Rate von 10,125 Mbits/s oder 20,25 Mbits/s haben, unter Verwendung eines der gesamten Einrichtung gemeinsamen Zeitgebers 24. Das binäre Ausgangssignal der Kompressionsschaltung 18 wird einem Duobinärkodierer 20 zugeführt, der von einem Aufbereitungsfilter 22 gefolgt wird.
Der Einfügungsweg für DATV-Signale hat die selbe Struktur wie der für den Ton und die Daten verwendete: Er umfaßt eine Kompressionsschaltung 26, welche die DATV-Daten in Form von Salven mit 20,25 Mbits/s wiederherstellt, die eine Duobinärkodierung in dem Kodierer 28 durchmachen. Diese Salven werden in bestimmte Zeilen jeder Halbbildaustastung eingefügt.
Die Referenzsequenzen werden während einer oder mehreren Halbbildaustastzeilen durch den gleichen Bearbeitungsweg ausgesendet, wie die HD-MAC Bildsignale. In Praxis darf für eine Maximalamplitude A = 1 Volt (Figur 1) die Amplitude der Symbole der für die lineare Entzerrung verwendeten binären Pseudo-Zufallssequenz 200 bis 300 Millivolt von Scheitelwert zu Scheitelwert nicht überschreiten, um zu gewährleisten, daß der Einfluß der nichtlinearen Verzerrungen vernachlässigt werden kann.
Es ist möglich, zusätzlich zu den zur Adaption des linearen Entzerrers bestimmten Sequenzen mit geringer Amplitude Sequenzen mit stärkerer Amplitude vorzusehen, welche im Gegensatz dazu zur Analyse der Nichtlinearitäten bestimmt sind.
Der den HD-MAC Bildweg, die Ton- und DATV-Wege und das Referenzsignal zusammenfassende Multiplex wird einer klassischen Sendekette zugeführt, welche den Modulator 30 umfaßt. Diese Kette kann insbesondere einen Frequenzmodulator aufweisen, der auf die Spezifikation UER für die MAC-Signale anspricht.
Der Empfänger 32 des Systems umfaßt Eingangsebenen 34, welche einen klassischen Aufbau haben können. Die spezifischen Abschnitte zur Bearbeitung des Tonwegs und des Videowegs können auch von dem Typ sein, der in Empfängern ohne Entzerrereinrichtung vorgesehen ist. In Figur 2 umfaßt der Ton- und Datenweg wenigstens im Falle einer D2-Kodierung mit 10,125 Mbit/s ein Tiefpaßfilter 38, welches das durchgelassene Band auf ungefähr 5 MHZ begrenzt.Er umfaßt anschließend einen Duobinärdekodierer 40, dessen Ausgang einerseits an einer Zeitgeberwiederherstellungsschaltung 42 und andererseits an einem Stichprobengeber 44 anliegt, der mit dem wiederhergestellten Zeitgebertakt bei 10,125 MHz funktioniert. Das demodulierte Signal wird an einen klassischen Ton/Daten-Demodulator gelegt.
Der Empfänger umfaßt auch einen Bearbeitungsweg für DATV-Daten.
Der Bildweg 46 umfaßt:
- einen Analog/Digitalwandler 36, der bei 40,5 MHz mit einem Zeitgeber funtioniert, der demjenigen bei 10,125 MHz synchron ist, welcher ausgehend von den Duobinärsalven mit 10,125 Mbit/s erhalten wird;
- ein mit 40,5 MHz funktionierendes adaptives Entzerrerfilter 50, welches zur Kompensation der linearen Verzerrungen bestimmt ist, und das normalerweise in dem Empfänger vorgesehene Halb-Nyquistfilter mit festen Koeffizienten ersetzt,
- eine Schaltung 48, welche die Erfassung der Pseudozufallsduobinärsequenzen und den Vergleich mit der im Empfänger gespeicherten Sequenz durchführt. Die Position jedes Stichprobenwerts ist durch die Zeilennummer und die Stichprobennummer in der Zeile perfekt definiert;
- Mittel 52 zur Berechnung der Koeffizienten des Filters als Funktion der Binärsequenzen, welche durch einen Koeffizientenberechnungssoftware enthaltenden Microprozessor gebildet werden;
- eine Adaptionsschaltung 54 für die Zeitgeberphase bei 40,5 MHZ.
Der Entzerrer 50 wird allgemein durch ein Transversalfilter gebildet, welches wenigstens 16 Koeffizienten haben muß, deren Nominalwerte diejenigen der besten Approximation des Halb-Nyquistfilters sind, welches der idealen Filterung der binären Pseudozufallssequenz in Abwesenheit von durch den Übertragungsweg bedingten Verzerrungen entspricht. Es wäre möglich, das Nyquist-Filter zwischen dem Senden und dem Empfang in einer von der oben beschriebenen, unterschiedlichen Weise zu verteilen, z.B. indem dieses Filter ganz und gar beim Empfang angeordnet wird, die erhaltenen Resultate aber sind im allgemeinen zumindest bei der Anwendung auf das Senden durch Satellit weniger günstig.
Das Entzerrerfilter 50 hat z.B. die in der Druckschrift FR-A-2 556 530 beschriebene Anordnung und kann eine Mehrzahl klassischer Adaptionsalgorithmen durchführen. Es scheint jedoch, daß die Entzerrungsalgorithmen, welche die zur Verwendung geeignetsten sind, jene sind, welche dem Kriterium des minimalen mittleren quadratischen Fehlers entsprechen, das definiert ist durch die Beziehungen:
mit
= Koeffizientenvektor des Filters
u = vorbestimmter und konstanter Konvergenzschritt des Algorithmus
= Vektor der Eingangsstichprobenwerte
e = Unterschied zwischen dem Ausgang des Filters und dem Referenzsignal (oder einem Schätzwert des Ausgangs)
Das objektive Kriterium minimaler Störung zwischen Stichprobenwerten für die Gesamtheit der zwischen 0 und 1 V enthaltenen Werte bildet eine Optimierungsrichtlinie der Einrichtung. Die endgültige Auswahl des Algorithmus aber wird in Abhängigkeit der erhaltenen Resultate der Qualität der Bilder auf subjektivem Niveau durchgeführt.
Man sieht, daß die durchzuführenden Algorithmen einfach sind. Unter der Voraussetzung, daß die Konvergenzgeschwindigkeit nicht das wesentliche einzuhaltende Kriterium ist, kann man sie noch weiter vereinfachen, indem man zuläßt, daß die Adaption bei jeder Iteration auf einmal nur auf einen einzigen Koeffizienten i durchgeführt wirQ. Dar Algorithmus (2) wird also (2 bis)
k+1 = k-u signe ( k) signe (ek) (2 bis)
Das lineare Entzerrerfilter 50 wird durch die Phasenadaptionsschaltung 54 vervollständigt, deren Notwendigkeit offensichtlich wird, wenn man sich in Erinnerung ruft, daß ein ±3 ns überschreitender Fehler im Zeitpunkt der Stichprobennahme die Bildqualität in signifikanter Weise verschlechtert, wegen der Tatsache, daß die verfügbare Übertragungsbandbreite den Rückgangskoeffizienten des Nyquist-Filters auf 20% begrenzt. Eine solche Genauigkeit kann in Praxis ohne die Selbstadaptivität der Stichprobennehmerphase nicht verwirklicht werden. Die Selbstadaptivität wird teilweise durch das Entzerrungsfilter 50 erreicht und für den Rest durch eine direkte Steuerung der Phase.
Die Figur 3, in der der Figur 2 entsprechende Elemente das gleiche Bezugszeichen tragen, zeigt einzig die Komponenten eines erfindungsgemäßen Empfängers. Die mit der Stichprobenfrequenz von 40,5 MHZ genommenen Signale am Ausgang des linearen Entzerrers 50 werden an eine Dezimationsschaltung angelegt, welche nur einen Stichprobenwert von zwei behält. Die Auswahl wird durch eine Steuerschaltung getroffen, in der die Struktur der Unter-Sichprobennahme (z.B. versetztes Halbbild) gespeichert wird. Nach Dezimation findet man eine Stichprobenfolge mit 20,25 MHZ wieder, deren zeitliche Position identisch zu derjenigen der durch den Sender gelieferten Stichprobenwerte ist. Diese von linearen Verzerrungen korrigierte Stichprobenfolge wird an den nichtlinearen Entzerrer 56 gelegt, welcher die korrigierten Stichprobenwerte dem HD-MAC Dekoder zuführt. Der Entzerrer 56 ist durchlässig, wenn der Übertragungskanal keine anderen Verzerrungen mit sich bringt als lineare.
Die für die Koeffizientenberechnung des den linearen Entzerrer bildenden Filters vorteilhaftesten binären Pseudozufallssequenzen sind für die nichtlineare Entzerrung nicht die geeignetsten. Die zweite Referenzsequenz kann z.B. durch eine Impulsfolge gebildet sein, welche von einem Rechtecksignal mit einer 10,125 MHz gleichen Frequenz gefolgt sind. Zwei aufeinanderfolgende Impulse müssen durch ein Zeitintervall getrennt sein, welches größer ist, als die Anzahl der Stichprobenwerte, die durch die auf den Übertragungskanal zurückzuführende Intersymbolinterferenz signifikativ betroffen sind.
Figur 4 gibt ein Beispiel für ein zur nichtlinearen Entzerrung geeignetes Referenzsignal. Es besteht aus zwei Impulsen mit entsprechenden Scheitel-Scheitelamplituden, welche 1 Volt und 0,5 Volt gleich sind, gefolgt von einem Rechtecksignal der Frequenz 10,125 MHZ und einer Scheitel-Scheitelamplitude von 0,5 Volt. Dieses zweite Referenzsignal wird in eine Halbbildaustastzeile eingefügt. Es wird in dieser Zeile mehrere Male wiederholt, um die Beseitigung des Hintergrundrauschens zu gestatten. Die zwei für die lineare und die nichtlineare Entzerrung verwendeten Sequenzen können in derselben Halbbildaustastzeile oder in unterschiedlichen Zeilen ausgesendet werden. Die empfangenen Stichprobensequenzen werden durch die Extraktionsschaltung 48 isoliert und dann durch den Microprozessor 52 bearbeitet, wobei die eine oder der andere die Mittelwerte bestimmt. Dann wird die Sequenz der Mittelwerte mit einer Referenzsequenz verglichen, welche in dem Empfänger in einem Festspeicher 58 gespeichert ist. Von den durch Subtraktion erhaltenen Fehlerstichprobenwerten ausgehend, ist es möglich, ein mathematisches Modell abzuleiten, welches die nichtlineare Verzerrung darstellt und aus diesem einen Korrekturalgorithmus abzuleiten. Verschiedene Algorithmen sind verwendbar: Im folgenden wird ein einzelnes Beispiel gegeben.
Um einen für den Entzerrer 56 geeigneten Adaptionsalorithmus auszuwählen, ist es passend, zuerst eine korrekte mathemethische Darstellung der nichtlinearen Verzerrung zu suchen, welche geeignet ist, das HD-MAC Signal zu beeinflussen.
Für eine Übertragung einer Folge von Stichprobenwerten ak mit zwischen -0,5 und + 0,5Volt variierender Amplitude wird die Amplitude des empfangenen Stichprobenwerts yk der Ordnung k durch das folgende Modell gegeben:
wobei die Funktionen fi die Form: haben und die Funktionen hi die Form:
haben, wobei α und β konstante Koffizienten sind, P&sub1; und P&sub2; ganze Zahlen bezeichnen, welche jeweils zwischen 1 und 5, und 1 und 3 enthalten sind.
Das mathematische Modell, welches gerade definiert wurde, wurde auf die Übertragung mit Frequenzmodulation der unabhängigen HD-MAC Stichprobenwerte bei 20,25 MHZ in einem Satellitenkanal mit den folgenden Modulationsparametern angewandt, die auf eine durch eine Wanderfeldröhre gelieferte Trägerwelle angelegt werden, deren AM/FM Charakteristik eine Steilheit von 4 º/dB hat:
- Nyquist-Filterung mit einem Rückfallfaktor von 0,2
- Frequenzmodulator mit ΔBF = 9,54 MHZ und MAC Akzentuierung
- vierpoliger Butterworth Hochfrequenzfilter mit 27 MHZ Bandbreite bei -3 dB mit Begrenzer-Diskriminator.
Die Impulsantwort eines solchen in Figur 1 gezeigten Kanals erstreckt sich über fünf Stichprobenwerte. In diesem Fall kann das Modell auf N = 3 und M = 1in der obigen Formel (3) begrenzt werden. Die sieben Funktionen fi und die zwei Funktionen hi können in die folgenden Polynomformen gebracht werden, wenn das zweite Referenzsignal die in Figur 4 dargestellte Form hat:
f&submin;&sub3;(x) = f&sub3;(x) = - 3.765206 10&supmin;³ x 2.076520 10&supmin;² x³
f&submin;&sub2;(x) = f&sub2;(x) = 7.7072672 10&supmin;³ x 5.185820 10&supmin;² x³
f&submin;&sub1;(x) = f&sub1;(x) = - 8.060041 10&supmin;³ x - 4.539225 10&supmin;² x³
f&sub0; (x) = 1.049407 10&supmin;² + 2.420593 10&supmin;² x³
h&submin;&sub1;(ak-ak-1) = 2.566 10&supmin;² (ak-ak+1)³
h&sub1; (ak-ak+1) = 2.566 10&supmin;² (ak-ak+1)³
Der auf die empfangenen Stichprobenwerte {yk} angewandte Korrekturalgorithmus kann direkt aus dem vorhergehenden Modell abgeleitet werden. Er besteht aus der Operation:
wobei zk der korrigierte Stichprobenwert der Ordnung k ist, und {yk} die empfangene Stichprobenfolge ist.
Bei der Anwendung auf das Senden durch Satellit kann man sich auf N = 2 und P = 1 beschränken.
In diesem Fall haben die Funktionen gi und li die folgenden Polynomausdrücke:
gi(yk+i) = qi yk+i + ri y³k+i (i = -2 +2)
l&submin;&sub1; = c (yyk-yk-1)³
l&sub1; = c (yk-yk+1)³
Die Berechnung der Funktionen gi und li läuft darauf hinaus, ein lineares Gleichungssystem mit elf Gleichungen und elf Unbekannten zu lösen. Beispielhaft wird die Berechnungsprozedur in dem Fall gegeben, in dem die Erfassungssequenz durch die in Figur 4 definierte Folge von dreiunddreißig Stichprobenwerten {ai} gebildet ist. Die empfangene Stichprobenfolge {yi} entspreche der Emission der Folge {ai}.
Die Korrektur sei perfekt, wenn es der Korrekturalgorithmus ermöglicht, die Beziehung zi = ai für jedes beliebige i sicherzustellen. In der Praxis wird diese Bedingung für elf Werte von ai gefordert, welche es ermöglichen, die Koeffizienten qi, ri und c der Funktionen gi und li zu berechnen.
Ein solches Filter kann den in Figur 5 gezeigten prinzipiellen Aufbau haben, welcher einem Transversalfilter mit variablen Koeffizienten als Funktion der Amplitude des übertragenen Signals entspricht. Die Stichprobenwerte, welche die lineare Filterung durchgemacht haben, werden auf den Eingang einer Kette von Verzögerungselementen gelegt, und die erhaltenen Stichprobenwerte yK-N, ..., yk-1, yk, yk+1, ... mit den Koeffizienten g-N, ..., l&submin;&sub1; ... , g&sub1;, ... , l&sub1;, ... gN in den Multiplikatoren 60 multipliziert und in einem Addierer 62 aufsummiert. Die Koeffizienten g selbst werden ausgehend von dem zweiten Referenzsignal angepaßt.
Wenn keine nichtlineare Verzerrung das Referenzsignal beeinflußt, sind die Koeffizienten gi und li Null, was zk = yk nach sich zieht: das Filter 56 ist also durchlässig.
Figur 6 gibt ein auf den Fall des Sendens durch Satellit anwendbares Ausführungsbeispiel, bei dem das Filter symmetrisch ist und fünf Koeffizienten g&sub2;, g&sub1;, l&sub1;, g&sub0;, l&sub1; g&sub1;, g&sub2; hat, welche definiert sind durch die Beziehungen:
g&sub0;(y) = + 3.738 10&supmin;³ y + 8.996 10&supmin;² y³
g&sub1;(y) = g&submin;&sub1;(y) = - 7.338 10&supmin;³ y - 1.492 10&supmin;¹ y³ (6)
g&sub2;(y) = g&submin;&sub2;(y) = + 3.697 10&supmin;³ y + 7.612 10&supmin;² y³
l&submin;&sub1; (yk-yk-1 = 3.548 10&supmin;² (yk-yk-1)³
l&sub1; (yk-yk+1) = 3.548 10&supmin;² (yk-yk+1)²
Die Schaltung 49 führt die Erfassung der Referenzsequenz und den stichprobenweisen Vergleich mit der in der Schaltung 58 gespeicherten Sequenz durch und berechnet die Mittelwerte jedes durch zk - yk definierten Fehlerstichprobenwerts.
Der Koeffizientenberechnungsblock 64 ist in Wirklichkeit in den Mikroprozessor des Empfängers integriert, dessen Speicher die die Funktionen (6) darstellenden Tabellen enthält. Praktisch genügen fünf Seiten Lebendspeicher, welche durch 8-Bitworte adressierbar sind, die die durch den Stichprobenwert yk quantifizierte Amplitude darstellen. Dieser Lebendspeicher führt die Funktionen g(y) durch und läßt jede Amplitude des Stichprobenwerts yk dem Niveau g(yk) entsprechen; der Summator liefert die 8-Bit-kodierten Stichprobenwerte zk.
Die Werte der Elemente der Korrespondenztabellen werden durch den Rechner von dem zweiten Referenzsignal ausgehend bestimmt und periodisch aufgefrischt.
Die Effizienz der Anordnung von Figur 4 erscheint in den Kurven von Figur 7, welche die absolute Verschlechterung der empfangenen Stichprobenwerte als Funktion der Amplitude A mit Korrektureinrichtung (Kurven A1 und A2) und ohne Korrektureinrichtung (Kurven B1 und B2) für den Fall eines Satellitensendekanals, wie er oben definiert ist, geben.
Zwei Typen von Modulationssignalen wurden verwendet:
- ein isolierter Impuls der Amplitude A, A &epsi; [0,1] entsprechen den Kurven A1 und B1;
- eine binäre Pseudozufallssequenz mit 20,25 Mbit/s der Amplitude 0 oder A mit A &epsi; [0,1] entsprechend den Kurven A2 und B2.
Der Korrekturalgorithmus greift auf die Polynomfunktionen gi zurück, welche in den Beziehungen (6) definiert sind.

Claims

1. Verfahren zum Senden eines Fernsehprogramms in Form von Analogsignalen, welchen ein erstes Referenzsignal zugefügt wird, das eine wenigstens einmal pro Bild übertragene Sequenz umfaßt,

bei welchem bei Empfang eine das Referenzsignal benutzende adaptive Entzerrung auf die Bildsignale angewandt wird,

dadurch gekennzeichnet, daß

das Programm aus einem Zeitmultiplex besteht, der aus analogen Stichprobenwerten gebildete Bildsignale und digitale Ton- und Datensignale umfaßt,

und daß das erste Referenzsignal aus einer Pseudozufallssequenz besteht, die im Empfänger derart gespeichert ist, daß die adaptive Entzerrung das Referenzsignal, so wie es empfangen worden ist, und die gespeicherte Sequenz benutzen kann.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Symbole, welche die Sequenz bilden, eine Amplitude aufweisen, die so klein ist, daß sie keine nicht-lineare Verzerrung hervorruft.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Sequenz in eine Halbbildaustastzeile des Fernsehsignals eingefügt wird.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Sequenz bei Empfang zur automatischen Steuerung der Phase eines Stichprobenzeitgebers benutzt wird.

5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,

dadurch gekennzeichnet, daß bei Emission in den Multiplex auch ein zweites Referenzsignal eingefügt wird, welches eine pro Bild mehrmals ausgestrahlte Sequenz umfaßt, die durch wenigstens unterschiedliche Werte aufweisende Impulse gebildet ist, wobei zwei aufeinanderfolgende Impulse durch ein Zeitintervall getrennt sind, welches größer ist als die Zahl der Stichprobenwerte, die signifikant von der durch den Übertragungskanal hervorgerufenen Intersymbolstörung betroffen sind,

und daß bei Empfang die Signale, die der Entzerrung unterzogen wurden, einer zweiten adaptiven Entzerrung unterzogen werden, welche das zweite Referenzsignal und die im Empfänger gespeicberte Sequenz des zweiten Signals benutzt.

6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß vor Fehlerbestimmung durch Vergleich mit der gespeicherten Sequenz eine Mittelwertbildung mehrerer Sequenzen des zweiten Referenzsignals durchgeführt wird.

7. Empfänger für HD-MAC Fernsehen zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß er zusätzlich zu duobinären Dekodierwegen (38, 40, 42, 44) und zu Zeitgeberwiedergewinnungswegen einen Videoweg umfaßt, welcher ein von den Stichprobewerten des HD-MAC Signals gespeistes adaptives Transversalfilter aufweist, welches mit Mitteln zur Adaption seiner Koeffizienten durch Vergleich zwischen der am Ausgang des Filters empfangenen Referenzsequenz und der gespeicherten Referenzsequenz ausgestattet ist.

8. Empfänger nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß er eine Adaptionsschaltung für die Zeitgeberphase umfaßt.

9. Empfänger nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß er ein zweites adaptives Transversalfilter (56) für die Korrektur von nicht-linearen Verzerrungen umfaßt, welches am Ausgang des ersten Filters (56) für die Korrektur von nicht-linearen Verzerrungen angeordnet ist.

10. Empfänger nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite adaptive Transversalfilter zur die Korrektur von nicht-linearen Verzerrungen Koeffizienten aufweist, welche Polynomfunktionen der empf angenen Stichprobenwerte und Funktionen der Differenz zwischen zwei aufeinanderfolgenden Stichprobenwerten sind.