DE60221690T2 - Chiprateunverändlicher detektor - Google Patents

Description

• EINFÜHRUNG
• Die vorliegende Erfindung betrifft einen chiprateninvarianten Detektor, insbesondere im Zusammenhang mit einem digitalen drahtlosen Spreizspektrum-Kommunikationssystem hoher Kapazität mit zumindest zwei unterschiedlichen Funkfrequenzchipraten.
• HINTERGRUND DER ERFINDUNG
• In der ebenfalls anhängigen US-Patentanmeldung Nr. 09/432,824 , eingereicht am 2. November 1999, dem vorliegenden Anmelder übertragen und in äquivalenter Form als EP 1098539 veröffentlicht, ist ein zellulares drahtloses Internetzugangssystem offenbart, welches speziell dazu ausgestaltet ist, die besonderen und bestimmten Anforderungen eines ausgewählten Frequenzbereichs zu erfüllen, welcher ein hohes Maß an verfügbarem Spektrum aufweist. Als Teil der Anforderungen der US-Regierung für den Betrieb in solch einem System muss es dazu fähig sein, in mehr als einem Band oder Frequenzbereich zu arbeiten. Für eine Hochgeschwindigkeitsübertragung von Daten muss die empfangene Funkübertragung natürlich digitalisiert sein. In der obigen ebenfalls anhängigen Anmeldung besitzt der Nutzer eine Funkempfangsantenne, die an einer Nutzerausrüstung ("user equipment"; UE) angebracht ist, welche ein Umwandlungsmittel zum Empfangen des drahtlosen Funksignals und schließlich Übertragen der digitalen Daten zum Personalcomputer (PC) des Nutzers umfasst. Zusätzlich umfasst das gesamte drahtlose System eine Basisfunkempfangsstation ("Knoten B"), welche wiederum das Funksignal digitalisiert, um es an einen Funknetzwerkcontroller ("radio network controller"; RNC) zu übermitteln.
• In einem Spreizspektrum wie dem oben beschriebenen werden Informationssignalbits in einer Folge von Chips mit einer bestimmten Chiprate übertragen, und zwar abhängig von den Eigenschaften des bestimmten Frequenzbereichs, in welchem das System arbeitet. Somit muss sich die Ausgestaltung des Systems an veränderliche Chipraten anpassen. Darüber hinaus werden in einem System wie beispielsweise dem oben beschriebenen Hunderttausende oder Millionen von Nachbildungen von zumindest der Nutzerausrüstung (UE) benötigt. Somit muss die Ausgestaltung eines Empfängers, welcher einen Detektor umfasst, sorgfältig gewählt werden. Mit anderen Worten sollte ein kostengünstiger und gleichzeitig effektiver Betrieb gewährleistet werden.
• AUFGABE UND ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
• Es ist daher ein Ziel der vorliegenden Erfindung, einen chiprateninvarianten Detektor bereitzustellen.
• Gemäß dem obigen Ziel wird ein digitales drahtloses Spreizspektrum-Kommunikationssystem hoher Kapazität mit zumindest zwei unterschiedlichen Funkfrequenzchipraten und einem abgestimmten Filterdecoder bereitgestellt, der für einen Standarddatenblock ausgelegt ist, wobei das System ein Mittel zum Empfangen eines analogen Funksignals und Umwandeln in digitale Datenbursts und ein Mittel zum Segmentieren der Datenbursts in Standarddatenblocklängen aufweist. Für die höhere Chiprate wird ein effektives Paar von Datenpfaden bereitgestellt, von denen jeder zwei Datenblocksegmente aufweist, und wobei Segmente von entsprechenden Datenpfaden überlappen, und ferner ein Mittel zum Erhöhen der Datenblockgröße eines der Segmente und Auffüllen des anderen überlappten Segment, damit es übereinstimmt, aufweisen. Ein Detektormittel wird zum Verarbeiten solcher Segmente und zum Aufnehmen der erhöhten Länge der Segmentdatenblöcke bereitgestellt. Es wird ein Mittel zum Nachverarbeiten des Signals vom Detektormittel zum Entfernen oder Verwerfen von ausreichenden Abtastwerten der erhöhten Datenblocklängensegmente bereitgestellt, um die Datenblockgröße auf einen Standard zu reduzieren.
• Es wird ein angepasstes bzw. abgestimmtes Filtermittel bereitgestellt, das auf die abtastverarbeiteten Signale zum Dekodieren des Standarddatenblocks reagiert, wobei das Detektormittel unveränderlich gegenüber Veränderungen der Chiprate ist und mehrere Chipraten nahtlos erfasst werden.
• Kurze Beschreibung der Zeichnungen
• 1 ist ein schematisches Blockdiagramm eines UMTS-Systems, in welchem die vorliegende Erfindung verwendet wird.
• 2 ist ein Blockdiagramm, das die Empfängerarchitektur zeigt, welche die vorliegende Erfindung verkörpert, welche mit einer Nutzerausrüstung (UE) oder einer "Knoten B"-Basisstation aus 1 verbunden sein kann.
• 3 zeigt einen Zeitdomänen-Datenstrom des in der vorliegenden Erfindung verwendeten Funksignals.
• 4 ist ein Blockdiagramm, welches den Betrieb der vorliegenden Erfindung in einem Spreizspektrum zeigt.
• 5 ist ein Diagramm, welches ein Problem im in 4 gezeigten Betrieb ohne die Verbesserung der vorliegenden Erfindung zeigt.
• 6 ist ein Ablaufdiagramm, das den Betrieb der vorliegenden Erfindung zeigt.
• GENAUE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
• 1 zeigt ein zellulares bzw. Mobilfunk-Telefonkommunikationssystem im Überblick, das eine UMTS-Luftschnittstelle gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung unterstützt. Die UMTS-Luftschnittstelle ist durch das ETSI (European Telecommunication Standards Institute"; Europäisches Institut für Telekommunikationsnormen) definiert.
• Allgemein wird das Luftschnittstellenprotokoll von Basissendeempfängerstandorten aus verwaltet, die geographisch von einander entfernt sind – wobei ein Basisstandort eine Zelle (oder beispielsweise Sektoren einer Zelle) unterstützt.
• Eine Vielzahl von Teilnehmereinheiten (0.11-0.13) (UE ["user equipment"; Nutzerausrüstung] in der UMTS-Terminologie) kommunizieren über die ausgewählte Luftschnittstelle 0.21-0.23 mit einer Vielzahl von Basis-Sendeempfängerstationen ("Knoten B" in der UMTS-Terminologie) 0.31-0.36. Eine begrenzte Anzahl von UEs 0.12-0.13 und Knoten B 0.31-0.36 sind nur aus Gründen der Übersichtlichkeit gezeigt. Die Knoten B 0.31-0.36 können mit einem herkömmlichen öffentlichen Telefonnetz ("public-switched telephone network; PSTN) 0.71 durch einen Netzwerkkern verbunden sein, der Funknetzwerkcontroller ("radionetwork controllers"; RNCs) 0.41-0.42, bedienende GPRS-Unterstützungs- bzw. Supportknoten ("serving GPRS support nodes"; SGSNs) 0.51-0.52 und einen Gateway-GPRS-Supportknoten ("gateway GPRS support node"; GGSN) 0.61 aufweist. Die SGSNs 0.51-0.52 kommunizieren mit jeweiligen Besucherverzeichnissen ("visitor location registers"; VLRs) 0.81-0.82 und einem zentralen Heimverzeichnis ("home location register"; HLR) 0.83.
• Jeder Knoten B 0.31-0.36 ist prinzipiell dazu ausgelegt, seine primäre Zelle oder Sektor davon zu bedienen, wobei jeder Knoten B 0.31-0.36 eine oder mehrere Sen deempfängereinheiten enthält und mit dem Rest der Zellularsysteminfrastruktur kommuniziert. Jeder RNC 0.41-0.42 kann einen oder mehrere Knoten B 0.31-0.36 steuern.
• 2 zeigt eine erfindungsgemäße Empfängerarchitektur, welche entweder mit der Nutzerausrüstung (UE), wie in der obigen ebenfalls anhängigen Anmeldung diskutiert, verbunden wäre oder ein Teil einer so genannten "Knoten B"-Basisstation wäre, wie ebenfalls in der obigen ebenfalls anhängigen Anmeldung gezeigt. Drahtlose Funksignale werden auf Antenne 10 empfangen und mittels der UE oder Knoten-B-Ausrüstung 11 empfangen. Dann findet eine analog-zu-digital-Umwandlung 12 statt, und auch die Art von Filtern, wie im digitalen Tiefpassfilter mit unendlicher Impulsantwort der ebenfalls anhängigen Anmeldung offenbart ist. Die Ausgabe des Wandlers 12 sind Datenbursts 13, welche aus einem Satz digitaler Abtastwerte bestehen, welche das empfangene Signal annähern. Dies wird auf eine Datenvorverarbeitungseinheit 14 aufgegeben, welche auf Leitung 16 einen sogenannten Midambel-Teil des empfangenen Datenbursts (die Spreizspektrumtechnologie wird in 2 diskutiert) extrahiert, welcher auf eine Kanalabschätzeinheit 17 aufgegeben wird, welche wiederum eine Abschätzung der gesamten Kanalimpulsantwort auf den Detektor 18 aufgibt. Der Detektor 18 empfängt auch die Informationsausgabe der Datenvorverarbeitungseinheit 14. Die Abschätzung der Kanalimpulsantwort wird dazu verwendet, das Signal-zu-Rausch-Verhältnis des empfangenen Signals zu verbessern und stellt die Standardmethode in der Spreizspektrumtechnologie dar.
• Die Ausgaben der Datenverarbeitungseinheit 14 auf Leitung 19 zum Detektor 18 sind Datenblöcke einer einheitlichen Größe. In jedem Fall besäße er eine feste Datenblocklänge und wird im Kontext der vorliegenden Erfindung als (NQ + 2W_f – 2) angegeben (jedoch würde dieser Datenblock in einem Standardsystem nach dem Stand der Technik normalerweise (NQ + W_f – 1)-Abtastwerte enthalten). Wie oben diskutiert, ist es für die Einfachheit in der Detektorausgestaltung zwingend notwendig, dass die Detektorantwort für mehrere Chipraten unveränderlich ist (beispielsweise können, wie im Kontext der vorliegenden Erfindung, solche mehrfachen Raten 3,84 Megachips pro Sekunde und 7,68 Megachips pro Sekunde betragen; alternativ kann eine der Chipraten 1,28 Megachips pro Sekunde betragen, wie in aktuellen Vorschlägen für den UTRA-TDD-Modus). Die Ausgabeabtastwerte des Detektors 18 treiben eine Nach- oder Abtastwertverarbeitungseinheit 21 an, wobei die Signalsegmente ferner so behandelt werden, dass der abgestimmte Filter 23 Datenblocks einer Standardlänge geliefert bekommt. Der abgestimmte Filter weist Filterkoeffizienten auf, die durch die interessierende Codefolge im Spreizspektrum-Kommunikationssystem definiert sind. Die Ausgabe des abgestimmten Filters weist einen Informationsdatenstrom auf, welcher entweder von einem Personalcomputer oder einem Funknetwerkcontroller im in der obigen ebenfalls anhängigen Anmeldung beschriebenen Internetsystem verwendet werden kann.
• 3 zeigt die Umrahmung bzw. Framing für einen erdgebundenen UMTS-Funkzugang ("UMTS terrestrial radio access"; UTRA), welcher in einem Zeitduplexmodus arbeitet. Die Zeitdomänenumrahmung ist in 3 für ein solches System gezeigt, wobei ein Superrahmen aus 4096 Funkrahmen besteht. Dies ist bei 31 gezeigt. 32 zeigt dann die unterschiedlichen Funkrahmen, welche wiederum, wie bei 33 gezeigt, aus 15 Zeitschlitzen bestehen. Jeder Zeitschlitz besitzt eine Dauer von 666,67 Mikrosekunden. Schließlich ist bei 34 ein Datenburst gezeigt, welcher in jedem Zeitschlitz vorkommt. Solch ein Datenburst ist das, was auf die Datenvorverarbeitungseinheit 14 aufgegeben wird. Dieser Datenburst ist im oben diskutierten UTRA-System Standard. Er besteht aus zwei Datenfeldern, die mit ANQ bezeichnet sind, welche symmetrisch um den Midambel-Teil herum angeordnet sind, der mit ALm bezeichnet ist. Schließlich ist das letzte Feld mit AGP bezeichnet, welches ein Schutz ist. Die Buchstabensymbole, die bei 34 für den Datenburst verwendet werden, sind wie folgt definiert:

A

vom Satz der positiven ganzen Zahlen einschließlich 0 genommen

N

Anzahl der Informationssymbole

Q

der Spreizfaktor

Lm

Länge der Midambel

GP

Länge des Schutzes

• Als ein praktisches Beispiel wären die typischen Werte in einem drahtlosen Kommunikationssystem, das mit einer Chiprate von 3,84 Mcps arbeitet, die folgenden: A = 1, N = 69, Q = 16, Lm = 256, GP = 96.
• 4 zeigt den Empfang eines Bursts 34 bei einer Chiprate von 7,68 Mcps (A = 2) und die Überlagerung des verzögerten Bursts 34' aufgrund der Funkkanalimpulsantwort. Der Übersichtlichkeit halber ist die verzögerte Version des Bursts separat gezeigt.
• Doch zuerst sind bezüglich der Standardmethode des Handhabens eines Datenbursts 34 die Datensymbole und die Midambel wie in 3 gezeigt, wobei die mit X und Y bezeichneten Datennutzlastbereiche durch die Blöcke #1 und #3 gezeigt sind. Dieser Datenblock besitzt eine Standardgröße zur Verwendung im Detektor 18 (siehe 1). Der Detektor akzeptiert normalerweise Datenblöcke mit Abtastwerten der Länge (NQ + W_f – 1) und verwendet Blöcke der Länge NQ für den abgestimmten Filter 23 (siehe ebenfalls 1). Der abgestimmte Filter nach dem Stand der Technik erzeugt dann einen Vektor der Länge N, welcher mittels der Verarbeitungsausrüstung in entweder einem Personalcomputer oder einem Controller bearbeitet werden kann. W_f definiert in einem Spreizspektrumsystem die nutzbare Zeitspanne ab der Kanalimpulsantwort. Normalerweise steigt, wenn die Chiprate erhöht wird, auch die Anzahl von Chips im Datennutzlastbereich X und Y. Der Detektor wird dergestalt implementiert, dass er auf einer festen Datenblocklänge von nominal (NQ + W_f – 1) Abtastwerten arbeitet. Und dies ist so angegeben. Jedoch müssen die Datennutzlastbereiche X und Y, falls der Detektor mit mehrfachen Chipraten verwendet wird (wie gezeigt, wobei eine Chiprate das Doppelte einer anderen beträgt), in die benötigte Größe für den Detektor segmentiert werden, sodass dann, wenn die Chiprate von 3,84 Mcps auf 7,68 Mcps verdoppelt wird (d. h., A = 1 auf A = 2), die Anzahl von Datenblöcken, wie in 2 bis 4 gezeigt, steigen wird. Im in 4 gezeigten Beispiel sind diese so gezeigt, dass sie aus zwei Pfaden mit der Kanalimpulsantwort bestehen, welche effektiv zwei überlagerte Datenbursts am Empfänger ausgeben. Insbesondere werden die Datenblöcke #1 und #2 sowie #3 und #4 überlagert. Der Übersichtlichkeit halber sind sie im Diagramm von 4 separat gezeigt. Jeder Datenblock erfasst genügend Abtastwerte, um die ganze Energie in der Kanalimpulsantwort zu nutzen. Aber aufgrund der Überlappung benötigt jeder Datenblock zusätzliche Abtastwerte, um die ganze Information im Detektor zu erfassen. Mit der in 4 gezeigten effektiven Segmentierung, um die höhere Chiprate aufzunehmen (der Detektor ist effektiv für die niedrigere Chiprate ausgestaltet worden), zeigt 5 die Verschlechterung aufgrund fehlender Information, welche normalerweise stattfindet.
• Im Diagramm von 5 sind die überlappenden Datenblöcke #1 und #2 aus 4 gezeigt. Dieses Diagramm zeigt übertragene Chips auf der vertikalen Achse gegen empfangene Abtastwerte im Datenblock auf der horizontalen Achse. Hier ist W_f auf 3 gesetzt worden, sodass der Datenblock #1 und der Datenblock #2 einen überlappenden Bereich von W_f – 1 Abtastwerten (d. h., 2) aufweisen. Dies wird durch die überlappenden Pfeile gezeigt. Insbesondere wenn der Note empfangene Abtastwert im Detektor verarbeitet wird, ist es klar, dass die NQ + 1 und NQ + 2 übertragenen Chips mit den Pfaden der Impulsantwort im NQten empfangenen Abtastwert interferieren. Ebenso wird der erste empfangene Abtastwert im Datenblock #2, NQ + 1, durch NQ und NQ–1 interferiert. Man kann dies auf W_f verallgemeinern, sodass der letzte empfangene Abtastwert im Datenblock #1 von den empfangenen Abtastwerten NQ + K; K = 1, ...Wf – 1interferiert wird, und ebenso der Datenblock #2 durch Abtastwerte NQ + K – (Wf – 1)interferiert wird.
• Für die Datenblöcke #2 und #4 werden die ersten Abtastwerte dieser Blöcke durch Abtastwerte der Datenblöcke #1 bzw. #2 interferiert. Da der Detektorteil des Empfängers unvollständige Information aufweist, und aufgrund von Verschmierungen, bedeutet dies, dass das Signal-zu-Rausch-Verhältnis für diese Abtastwerte leiden wird und, als Folge davon, sich die Systemleistung verschlechtern kann.
• Um das obige Defizit oder die Verschlechterung, die bzw. das durch die Segmentierung und Überlappung verursacht wurde, zu korrigieren, und immer noch bezüglich 5, ist es ersichtlich, dass bei um W_f vom NQten Abtastwert entfernten Abtastwerten der Einfluss der zukünftigen Abtastwerte unbedeutend wird, da die Impulsantwort zerfallen ist, falls Abtastwerte (W_f – 1) entfernt vom NQten Abtastwert verwendet werden. Daher sichert dies die Verbesserung mittels Erhöhens der Größe des Datenblocks aber Entsorgens der zusätzlichen Abtastwerte nach der Erfassung die Verbesserung im Signal-zu-Rausch-Verhältnis für den NQten Abtastwert.
• Für den Datenblock #1 wird die gleiche Größe von NQ + W_f – 1 Abtastwerten aufrechterhalten. Für den Datenblock #2 jedoch wird die Größe auf NQ + 2W_f – 2 erhöht. Es ist offensichtlich, dass dies für jegliche Chiprate unter Verwendung der oben definierten Notation verallgemeinert werden kann. Es ist zu beachten, dass in 4 die Modifizierung der Datenblockgröße so angegeben ist. Allgemein kann die Erhöhung der Größe, abhängig von den unterschiedlichen Chipratenparametern und der benötigten Segmentierung, mittels M(W_f – 1) bestimmt werden, wobei M eine positive und sogar gerade ganze Zahl ist. Somit ist der Detektor für diese erhöhte Datenblockgröße vorgesehen.
• Zum Zwecke der Darstellung wird das folgende Beispiel gegeben: Man lasse W_f = 5, Q = 4, N = 6 sein und betrachte den folgenden empfangenen Vektor e_d = (e₁, e₂, ...e₅₂), wobei 2NQ + W_f – 1 = 52. Hier wird nur der erste Datenblock des Bursts betrachtet. Der Datenblock #1 ist durch (e₁, e₂, e₃, e₄, e₅, e₆, ...e₂₈) gegeben, und der Datenblock #2 ist durch (e₂₁, e₂₂, e₂₃, e₂₄, e₂₅, e₂₆, ...e₅₂) gegeben. Die Ausgabe des Detektors für den Datenblock 1 ist durch S₁ = (S₁, S₂, ...S₂₄) und für den Datenblock #2 durch S₂ = (S₁, S₂, ...S₂₈) gegeben. Da Q = 4, erzeugt die Ausgabe des abgestimmten Filters 6 Datensymbole für den Datenblock #1, daher verwendet man S₁ = (S₁, S₂, ...S₂₄). Für den Datenblock #2 entfernt die Datennachverarbeitung die ersten W_f – 1 Chips, da diese Abtastwerte vom vorherigen Spreizcode sind. Der sich daraus ergebende Vektor, der auf den abgestimmten Filter aufgegeben wird, ist durch S₂ = (S₁, S₂, ...S₂₈) gegeben.
• Unter Verwendung des obigen Beispiels kann man die Eingabe- und Ausgabevektoren des Detektors für A = 2 verallgemeinern. Sei

  

  der Eingabevektor zum Detektor, dann sind die Eingabevektoren für die vier Datenblöcken gegeben durch

  
• Nach einer Datennachverarbeitung sind die Eingabevektoren zum abgestimmten Filter gegeben durch

  
• Für jegliches A > 1 kann man die Eingabedatenblöcke und Ausgabedatenblöcke des Detektors verallgemeinern. Nach der Segmentierung kann man schreiben

  

  was den Satz von Ausgabevektoren der Detektoreingabe zum abgestimmten Filter ergibt.
• 
• Schließlich ist es erforderlich, dass die Blocklänge, die auf den Detektor aufgegeben wird, fixiert wird, um die Implementierung des Detektors durchweg einheitlich zu halten. Deshalb bringt man W_f – 1 Auffüllnullen am Anfang der Datenblöcke #1 und #A + 1 ein, was

  

  ergibt.
• Dies bedeutet, dass alle Datenblöcke, die auf den Detektor aufgegeben werden, eine feste Länge von NQ + 2W_f – 2 aufweisen, was es erfordert, dass der Detektor geeigneterweise modifiziert wird, um die erhöhte Blocklänge aufzunehmen.
• Der Ausgabevektor nach einer Datennachverarbeitung ist gegeben durch
• 
• Der Betrieb der vorliegenden Erfindung ist in einem Ablaufdiagramm in 6 gezeigt, wobei in Schritt 41 der Detektor 18 für die notwendige erhöhte Datenblockgröße modifiziert wird, um eine Verschlechterung der Daten zu verhindern. In Schritt 42 werden dann die Daten empfangen, welche, wie in den Blöcken 11 und 12 von 1 gezeigt, gefiltert und umgewandelt worden sind. In Schritt 43 werden in der Datenverarbeitungseinheit 14 die X- und Y-Datennutzlasten in Standardblockformen mit einer Präambel und einer Postambel (und der Midambel dazwischen) segmentiert; d.h., in Segmente Nr. 1 und 2 und 3 und 4. Gleichzeitig wird die Midambel in Schritt 44 extrahiert und in Schritt 46 für ein verbessertes Signal-zu-Rausch-Verhält nis auf den Detektor aufgegeben. Und folgend der Hauptlinie des Ablaufdiagramms wird in Schritt 47 die Datenblockgröße in den Segmenten 2 und 4 auf das angegebene Maß erhöht, und die Segmente 1 und 3 werden aufgefüllt, damit sie übereinstimmen. In Schritt 48 werden die fixierten und gleichen Datenblöcke zur Erfassung in einem einheitlichen Implementierungsmodus in den Detektor eingegeben. In Schritt 49 löscht die Nach- oder Pulsverarbeitungsdetektorausgabe genug Abtastwerte, um die Datenblockgröße auf einen Standard zu verringern, welche in Schritt 51 zum Dekodieren und danach zur Verwendung in entweder der Nutzerausrüstung oder dem Funknetzwerkcontroller in den abgestimmten Filter eingegeben werden.
• Somit wird ein chiprateninvarianter Detektor bereitgestellt, welcher übergangslos auf Veränderungen in der Chiprate reagiert.

Claims (14)

1. Detektor zur Verwendung in einem digitalen drahtlosen Spreizspektrum-Kommunikationssystem mit hoher Kapazität mit zumindest zwei unterschiedlichen Funkfrequenzchipraten, wobei der Detektor aufweist: ein Mittel (11, 12) zum Empfangen eines analogen Funksignals und Umwandeln in digitale Datenbursts; ein Mittel (14) zum Segmentieren der Datenbursts in Standarddatenblocklängen und, für die höhere Chiprate, Bereitstellen eines effektiven Paars von Datenpfaden, von denen jeder zwei Datenblocksegmente aufweist, und wobei Segmente von entsprechenden Datenpfaden überlappen, und ferner umfassend ein Mittel zum Erhöhen der Datenblockgröße eines der Segmente und Auffüllen des anderen überlappten Segments, damit es übereinstimmt; ein Detektormittel (18) zum Verarbeiten solcher Segmente und zum Aufnehmen der erhöhten Länge der Segmentdatenblöcke, um ein Detektionssignal zu erzeugen; ein Mittel (21) zum Nachverarbeiten des Detektionssignals zum Entfernen oder Verwerfen von ausreichenden Abtastwerten der erhöhten Datenblocklängensegmente, um die Datenblockgröße auf den Standard zu reduzieren; ein angepasstes Filter-Mittel (23), das auf die abtastverarbeiteten Signale zum Dekodieren des Standarddatenblocks reagiert, wobei das Detektormittel unveränderlich gegenüber Veränderungen der Chiprate ist und die zumindest zwei unterschiedlichen Chipraten nahtlos erfasst werden.
2. Detektor nach Anspruch 1, bei dem die zumindest zwei unterschiedlichen Chipraten im Wesentlichen 3,84 Mcps und 7,68 Mcps betragen.
3. Anwenderausrüstung zur Verwendung in einem UMTS-System, wobei die Anwenderausrüstung einen Detektor nach Anspruch 1 oder 2 umfasst.
4. Knoten B zur Verwendung in einem UMTS-System, wobei der Knoten B einen Detektor nach Anspruch 1 oder 2 umfasst.
5. Digitales drahtloses Spreizspektrum-Kommunikationssystem mit hoher Kapazität, wel ches einen Detektor nach Anspuch 1 oder 2 beinhaltet.
6. System nach Anspruch 5, bei dem das System ein UMTS-System ist
7. System nach Anspruch 6, bei dem das System ein bodengestütztes UMTS-Funkzugriffssystem ist.
8. Verfahren zur Detektion in einem digitalen drahtlosen Spreizspektrum-Kommunikationssystem mit hoher Kapazität mit zumindest zwei unterschiedlichen Funkfrequenzchipraten, wobei das Verfahren umfasst: Empfangen eines analogen Funksignals und Umwandeln in digitale Datenbursts; Segmentieren der Datenbursts in Standardblocklängen und Bereitstellen, für die höhere Chiprate, eines effektiven Paars von Datenpfaden mit jeweils zwei Datenblocksegmenten, und wobei Segmente von entsprechenden Datenpfaden überlappen, und ferner Erhöhen der Datenblockgröße eines der Segmente und Auffüllen des anderen überlappten Segments, damit es übereinstimmt; Detektionsverarbeiten solcher Segmente und Aufnehmen der erhöhten Länge der Segmentdatenblöcke, um ein Detektionssignal zu erzeugen; Pulsverarbeiten des Detektionssignals, um ausreichende Abtastwerte der erhöhten Datenblocklängensegmente zu entfernen oder zu verwerfen, um die Datenblockgröße auf den Standard zu reduzieren; Anwenden eines angepassten Filterns, das auf die abtastverarbeiteten Signale zum Dekodieren der Standarddatenblöcke reagiert, wobei die Detektion unveränderlich gegenüber Veränderungen der Chiprate ist, sodass die zumindest zwei unterschiedlichen Chipraten nahtlos erfasst werden.
9. Verfahren nach Anspruch 8, bei dem die zumindest zwei unterschiedlichen Chipraten im Wesentlichen 3,84 Mcps und 7,68 Mcps betragen.
10. Verfahren nach Anspruch 8 oder 9, bei dem das Verfahren in einer Anwenderausrüstung in einem UMTS-System durchgeführt wird.
11. Verfahren nach Anspruch 8 oder 9, bei dem das Verfahren in einem Knoten B in einem UMTS-System durchgeführt wird.
12. Verfahren nach Anspruch 8 oder 9, bei dem das Verfahren in einem digitalen drahtlosen Spreizspektrum-Kommunikationssystem mit hoher Kapazität durchgeführt wird.
13. Verfahren nach Anspruch 12, bei dem das System ein UMTS-System ist.
14. Verfahren nach Anspruch 13, bei dem das System ein bodengestütztes UMTS-Funkzugriffssystem ist.