DE60200691T2

DE60200691T2 - Differentielle kohärente kombinierung für elektronisches artikelüberwachungssystem

Info

Publication number: DE60200691T2
Application number: DE60200691T
Authority: DE
Inventors: J. Thomas FREDERICK
Original assignee: Sensormatic Electronics Corp
Current assignee: Sensormatic Electronics Corp
Priority date: 2001-02-08
Filing date: 2002-02-08
Publication date: 2005-08-25
Anticipated expiration: 2022-02-09
Also published as: ATE270453T1; EP1358646B1; CA2437801A1; AU2002245396B2; US6906629B2; DE60200691D1; US20040145478A1; CA2437801C; EP1358646A2; WO2002063586A3; WO2002063586A2

Description

QUERVERWEIS ZU VERWANDTEN ANMELDUNGEN
Diese Anmeldung beansprucht die Priorität der vorläufigen US-Anmeldung Nr. 60/267,886, hinterlegt am B. Februar 2001.
ERKLÄRUNG BEZÜGLICH FORSCHUNG ODER ENTWICKLUNG MIT UNTERSTÜTZUNG VON BUNDESMITTELN
Keine
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Gebiet der Erfindung
Diese Erfindung bezieht sich auf Empfänger zur elektronischen Artikelüberwachung, insbesondere auf Signalverarbeitungs- und erfassungstechniken für einen Empfänger zur elektronischen Artikelüberwachung.
Beschreibung des Stands der Technik
Systeme zur elektronischen Artikelüberwachung (EAS), wie sie etwa in dem US-Patent Nr. 4,510,489 und dem EP-Patent 0 603 316 offenbart sind, übertragen ein elektromagnetisches Signal in eine Abfragezone. Magnetomechanische EAS-Etiketten in der Abfragezone antworten auf das übertragene Signal mit einem Antwortsignal, welches durch einen entsprechenden EAS-Empfänger erfasst wird. Gepulste magnetomechanische EAS-Systeme weisen Empfänger auf, wie etwa den durch Sensormatic Electronics Corporation, Boca Raton, Florida vertriebenen Empfänger ULTRA*MAX, welche bei der Verarbeitung der empfangenen Signale einen Algorithmus einer nichtkohärenten Erfassung und eines in hohem Maße nichtlinearen Kombinierens nach Erfassung ausnutzen. Um die Verarbeitungsverstärkung bzw. den Verstärkungsfaktor zu verbessern, kann bei der Erfassung eine in dem empfangenen Signal vorliegende Phaseninformation ausgenutzt werden.
KURZE ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Es werden ein System und ein Verfahren zum differentiellen kohärenten Kombinieren empfangener Signale in einem Empfänger zur elektronischen Artikelüberwachung bereitgestellt. Das System beinhaltet ein Empfangen eines Empfangssignal, das eine erste Komponente einer Antwort eines Etiketts zur elektronischen Artikelüberwachung und eine zweite Komponente eines Rauschens beinhaltet. Als nächstes wird das Empfangssignal mit einer Mehrzahl von Filtern gefiltert, die jeweils eine vorausgewählte Bandbreite und eine vorausgewählte Mittenfrequenz aufweisen. Der Ausgang jedes der Mehrzahl von Filtern wird abgetastet, um eine Mehrzahl gefilterter Abtastwerte auszubilden. Jeder der Mehrzahl gefilterter Abtastwerte wird durch Mittelwertbildung der Verschiedenheit bzw. Diversity kombiniert. Ein quadratischer Detektor erfasst jeden der Mehrzahl gefilterter Abtastwerte durch Quadrieren der hinsichtlich der Verschiedenheit kombinierten Abtastwerte und Summieren, um zu einem differentiell kohärenten kombinierten Signal zu gelangen.
Das System kann ferner das differentiell kohärente kombinierte Signal mit einem vorausgewählten Schwellenwert vergleichen und ein dem Vergleich zugehöriges Aus gangssignal bereitstellen. Das Ausgangssignal kann einen Alarm oder eine andere ausgewählte Reaktion auslösen.
Aufgaben, Vorteile und Anwendungen der vorliegenden Erfindung werden durch die nachstehende genaue Beschreibung von Ausführungsformen der Erfindung ersichtlich gemacht werden.
KURZE BESCHREIBUNG DER VERSCHIEDENEN ANSICHTEN DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Blockdiagramm eines herkömmlichen EAS-Senders.
2 ist ein Diagramm eines Sendesignals und eines Etikettenantwortsignals.
3 ist ein Blockdiagramm eines herkömmlichen Detektors mit angepasstem Filter.
4 ist ein Blockdiagramm eines herkömmlichen Detektors mit quadraturangepasstem Filter.
5 ist ein Blockdiagramm einer Implementierung einer Bank des in 4 gezeigten quadraturangepassten Filters.
6 ist ein Blockdiagramm einer Bank des Filters von 5 mit einer herkömmlichen Kombinierung von Anfangstreffer/Validierung.
7 ist ein Diagramm von Empfängerbetriebseigenschaften kohärenter und nichtkohärenter Erfassung.
8 ist ein Blockdiagramm, welches den erfinderischen Detektor unter Verwendung differentiellen kohärenten Kombinierens darstellt.
9 ist ein Flussdiagramm des Ausreißerunterscheidungsalgorithmus.
GENAUE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Unter Bezugnahme auf 1 wird ein herkömmlicher gepulster EAS-Sensor dargestellt wie etwa jener, der unter dem Namen ULTRA*MAX durch die Sensormatic Electronics Corporation vertrieben wird. Ein Sequenzsteuergerät 2 ist typischerweise eine Zustandsmaschine, die mit Software arbeitet. Es ist zuständig dafür, das Sendesignal einem Frequenzspringen und Phasenkippen derart zu unterziehen, dass Etiketten verschiedener Mittenfrequenzen und physikalischer Orientierungen durch den Sender in adäquater Weise angeregt werden. Das Frequenzsteuersignal f(t) nimmt einen von drei Werten an. Wenn f(t) = 0, wird die nominelle Mittenfrequenz wie etwa 58.000 Hz übertragen. Wenn f(t) = 1, wird die hohe Frequenz wie etwa 58.200 Hz übertragen. Falls f(t) = –1, wird die niedrige Frequenz wie etwa 57.800 Hz übertragen. Das Phasensteuersignal p(t) nimmt einen von zwei Werten an, nämlich p(t) = 1 oder p(t) = –1. Dieses steuert die Polarität der Sendeantennen 4, entweder in unterstützender oder entgegengesetzter Weise. Das Trägersignal ist typischerweise ein Oszillator auf der Grundlage eines Phasenregelkreises, der einen spannungsgesteuerten Oszillator 6 enthält, welcher durch die Phasen- und Frequenzsteuereingänge 8 moduliert wird. Das Trägersignal c(t) kann geschrieben werden: C(t) = p(t)·sin(2·π·(fc + f(t))·t + θ), wobei θ ein beliebiger Phasenwinkel ist, der von der Hardware abhängt. Das Trägersignal wird bei 10 mit einer Basisband-Impulsfolge m(t) kombiniert, bevor es bei 12 verstärkt wird.
Das Empfangssignal wird durch ein analoges Eingangsteil verarbeitet, durch einen Analog-zu-Digital-Wandler (ADC) abgetastet und mit einem Schwellenwert verglichen. Der Schwellenwert ist so festgelegt, dass das Grundrauschen des Empfängers abgeschätzt wird und dann irgendein geeignetes Verhältnis von Signal zu Rauschen bestimmt wird, um einen guten Kompromiss zwischen Erfassungswahrscheinlichkeit P_det und Fehlalarmwahrscheinlichkeit P_fa zu erzielen. Das Sequenzsteuergerät 2 würde typischerweise Frequenz- und Phasensteuersignale erzeugen, wie sie in 1 gezeigt sind. Wenn ein Signal auf der Grundlage der Schwellenwertprüfung zum ersten Mal erfasst wird (als "Anfangstreffer" bekannt), "verriegelt" das Sequenzsteuergerät 2 die Phasen- und Frequenzwerte des Senders für eine "Validierungssequenz". Die Validierungssequenz ist üblicherweise etwa sechs Sendesignalfolgen lang. Während dieser Validierungssequenz verifiziert das System im wesentlichen, dass das Signal oberhalb des Schwellenwerts verbleibt.
Es gibt zwei Betriebsarten für ein magnetomechanisches Etikett wie etwa ein ULTRA*MAX-Etikett, wie es in dem '489er Patent offenbart ist, nämlich linear und nichtlinear. Für das lineare Modell verhält sich das Etikett wie ein einfaches Resonanzfilter zweiter Ordnung mit einer Impulsantwort: h(t) = A0·e–α·t·sin(2·π·fnt + θ)wobei A₀ die Amplitude der Etikettantwort ist, f_n die Eigenfrequenz des Etiketts ist und α der exponentielle Dämpfungskoeffizient des Etiketts ist. 2 zeigt ein Diagramm eines Sendesignals 14 und des Etikettantwortsignals 16, wenn das Etikett linear arbeitet.
Das nichtlineare Modell ist enger an die Mechanik des Etiketts selbst gekoppelt. Das Etikett wird nichtlinear, wenn es durch den Sender übersteuert wird. In diesem Fall schwingt der Resonator bzw. schwingen die Resonatoren innerhalb des Hohlraums bzw. der Kammer so heftig, dass sie beginnen, von den Innenwänden des Hohlraums abzuprallen. In dieser Betriebsart ist das Verhalten dem Ball innerhalb eines Flippergeräts analog. Sehr kleine Änderungen in Anfangsbedingungen des Resonators führen zu großen Änderungen in der Phase und Amplitude des endgültigen Abklingens des Etiketts. Dies ist ein Beispiel der nichtlinearen Dynamik, welche als Chaos bekannt ist. Obwohl diese nichtlineare Antwort kurz erwähnt werden wird, bezieht sich die vorliegende Erfindung im wesentlichen auf die Erfassung des Etiketts, wenn es sich in dem Bereich linearen Verhaltens befindet. Sofern also nicht speziell darauf hingewiesen wird, bezieht sich der Rest dieser Beschreibung auf eine Etikettantwort, die linear ist.
Wenn ein Etikett vorliegt, ist das Signal aus der Empfangsantenne die Summe der natürlichen Antwort bzw. der Eigenschwingung des Etiketts auf das Sendesignal plus dem zusätzlichen Rauschen aufgrund der Umgebung. ULTRA*MAX-Systeme, die um etwa 60.000 Hz arbeiten, walten in einer Umgebung niederfrequenten atmosphärischen Rauschens. Die statistischen Eigenschaften des atmosphärischen Rauschens in dieser Region liegen nahe an einer Gaußschen Normalverteilung, aber etwas impulsiver (d. h., eine symmetrische α-stabile Verteilung mit einem charakteristischen Exponenten von nahe, aber weniger als 2,0).
Zusätzlich zu dem atmosphärischen Rauschen ist das 60.000-Hertz-Spektrum in einer typischen Büro/Verkaufs-Umgebung mit künstlichen Rauschquellen angefüllt. Diese künstlichen Quellen sind überwiegend schmalbandig und weichen nahezu immer stark von der Gauß-Verteilung ab. Wenn jedoch viele dieser Quellen kombiniert werden, ohne dass eine einzige Quelle dominant ist, nähert sich die Summe (aufgrund des zentralen Grenzwertsatzes) einer Normalverteilung an.
Hierin wird die klassische Annahme einer Erfassung in additivem weißem Gaußschem Rauschen verwendet. Der "weiße" Abschnitt dieser Annahme ist vernünftig, nachdem die Empfängereingangsbandbreite von 3.000 bis 5.000 Hz viel größer als die Signalbandbreite ist. Die Gauß-Annahme ist wie folgt zu rechtfertigen.
Wo atmosphärisches Rauschen vorherrscht, liegt die Verteilung bekanntermaßen nahe an der Gaußschen. Wo eine große Anzahl unabhängiger Interferenzquellen vorliegt, liegt die Verteilung aufgrund des zentralen Grenzwertsatzes in ähnlicher Weise nahe an der Gaußschen. Falls die Impulsivität des niederfrequenten atmosphärischen Rauschens in Betracht gezogen würde, dann könnte gezeigt werden, dass der optimale Detektor ein angepasstes Filter ist, dem eine gedächtnislose Nichtlinearität vorangeht. Die optimale Nichtlinearität kann unter Verwendung des Konzepts von Einflussfunktionen abgeleitet werden. Obwohl dies im allgemeinen sehr schwer lenkbar ist, gibt es einige einfache Nichtlinearitäten, die ihr im Verhalten nahe kommen. Um einen robusten Detektor zu entwerfen, muss irgendeine Form einer Nichtlinearität einbezogen werden. Wenn es eine geringe Zahl dominanter Rauschquellen gibt, wird ein andere Filterung eingesetzt, um damit zurechtzukommen. Beispielsweise werden schmalbandige Störungen durch Sperrfilter oder referenzbasierte Löschungsglieder kleinster mittlerer (Fehler)quadrate (reference based least means square canceller) entfernt. Nachdem diese Rauschquellen herausgefiltert worden sind, liegt das verbleibende Rauschen nahe an einer Normalverteilung. Obwohl viele tatsächliche Installationen von dem Gauß-Modell abweichen können, liefert es eine gesteuerte, objektive Gruppe von Bedingungen, mit welchen verschiedene Erfassungstechniken zu vergleichen. sind.
Unter Bezugnahme auf 3 ist dann, wenn das interessierende Signal vollständig bekannt ist, ein angepasstes Filter der optimale Detektor. In dem vorliegenden Fall sei die Resonanzfrequenz des Etiketts und sein präziser Phasenwinkel beim Abklingen bekannt. Das Signal, welches versucht wird zu erfassen, ist s(t) = A·e–α·t·sin (2·n·fn·t + θ).
Dann wird das angepasste Filter bei 18 einfach das zeitlich umgekehrte (und zwecks Kausalität verzögerte) Signal s(T_r – t). Der Ausgang des angepassten Filters wird an dem Ende des Empfangsfensters T_r bei 20 abgetastet und bei 22 mit dem Schwellenwert verglichen. Abhängig von den Ergebnissen des Vergleichs mit dem Schwellenwert kann ein Entscheidungssignal gesendet werden. Die Entscheidung kann ein Signal sein, um einen Alarm zum Erklingen zu bringen oder irgendeine andere Maßnahme zu ergreifen. Man beachte, dass die Amplitude A nicht bekannt sein muss. Dies liegt daran, dass das angepasste Filter bezüglich seiner Parameter ein "gleichmäßig trennschärfster Test" ist. Diese Anmerkung bezieht sich auf alle Variationen angepasster Filter, die nachstehend diskutiert werden.
Unter Bezugnahme auf 4 ist dann, wenn das interessierende Signal mit Ausnahme seiner Phase θ vollständig bekannt ist, der optimale Detektor ein quadraturange passtes Filter (QMF – quadrature matched filter). QMF ist auch als eine nichtkohärente Erfassung bekannt, nachdem der Empfänger nicht phasenkohärent mit dem empfangenen Signal ist. Andererseits ist das angepasste Filter ein kohärenter Detektor, nachdem die Phase des Empfängers kohärent mit dem empfangenen Signal ist. Das Empfangssignal r(t), welches Rauschen und das Nutzsignal s(t) enthält, wird bei 24 wie in dem angepassten Filter durch s(T_r – t) gefiltert und bei 25 erneut um π/2 geringfügig phasenverschoben. Die Ausgänge von 24 und 25 werden bei 29 abgetastet, bei 26 bzw. 27 quadriert, bei 28 kombiniert und bei 30 mit dem Schwellenwert verglichen.
Unter Bezugnahme auf 5 ist dann, wenn das interessierende Signal mit Ausnahme seiner Frequenz f_n und seiner Phase θ vollständig bekannt ist, der optimale Detektor eine Bank von quadraturangepassten Filtern (QMFB – bank of quadrature matched filters). Eine Bank von quadraturangepassten Filtern kann als eine Mehrzahl von quadraturangepassten Filtern 40, 42 und 44 implementiert sein, welche jeweils mit quadraturangepassten Filtern mit Mittenfrequenzen von f₁, f₂ bis f_m korrelieren. Die Ausgänge der quadraturangepassten Filter werden bei 46 summiert und bei 48 mit einem Schwellenwert verglichen.
Unter Bezugnahme auf 6 ist es oft so, dass das Verhältnis von Signal zu Rauschen die gewünschten Leistungseigenschaften, d. h, eine ausreichend geringe Fehlalarmwahrscheinlichkeit P_fa mit einer ausreichend hohen Erfassungswahrscheinlichkeit P_det, nicht ermöglicht. In diesem Fall kann die eine oder andere Form einer Verschiedenheit bzw. Diversity verfügbar sein, um den Rauschabstand zu verbessern, wodurch die Ziele in der Leistungsfähigkeit erreicht werden. Systeme wie etwa ULTRA*MAX verwenden eine zeitliche Verschiedenheit, wobei sie über mehrere Empfangsfenster einen Mittelwert bilden, um die Wirkungen des Rauschens zu reduzieren. Das Lehrbuchverfahren, um dies mit einer Bank von quadraturangepassten Filtern zu tun, besteht darin, den Ausgang der QMFB über viele Empfangsfenster zu mitteln und einen Schwellenwerttest durchzuführen. Für weißes Gaußsches Rauschen ist das Rauschen in unterschiedlichen Empfangsfenstern unkorreliert und können daher seine Wirkungen durch Mittelwertbildung reduziert werden. Asymptotisch kann das Rauschen für jede Verdopplung der Anzahl von Empfangsfenstern, über welche ein Mittelwert gebildet wird, um 1,5 dB reduziert werden. Unter Verwendung einer kohärenten Erfassung kann jedoch für jede Verdopplung der Anzahl von gemittelten Empfangsfenstern eine Rauschreduzierung um 3,0 dB erreicht werden. Dies ist ein signifikanter Unterschied und ist ein wichtiges Merkmal der vorliegenden Erfindung.
Ein derzeitiges EAS-System, das ein nichtlineares Kombinieren nach Erfassung verwendet, wird durch den Anfangstreffer/Validierungs-Verschiedenheitskombinierer 50 dargestellt. Die resultierende Erfassungsstatistik wird mit einer Abschätzung des Grundrauschens verglichen. Falls ein Kriterium eines Verhältnisses von Signal zu Rauschen erfüllt ist, wird das System in eine Validierung eintreten. An diesem Punkt verriegelt das Sequenzsteuergerät 2, das in 1 gezeigt ist, auf die Senderkonfiguration, welche den Anfangstreffer-Schwellenwerttest bestanden hat. Der Sender führt eine Anzahl zusätzlicher Signalfolgen N durch, typischerweise etwa sechs. Falls alle N der Empfangsabtastwerte den Schwellenwerttest bestehen, löst das System einen Alarm aus.
Diese Validierungssequenz ist in ihrer Wirkung eine Form eines Kombinierens nach Erfassung, wenn auch eine sehr nichtlineare. Sie kann als ein "Votierungs"-Kombinierer bezeichnet werden, in welchem eine bestimmte Prozentzahl der Schwellenwerttests erfolgreich sein muss. Beispielsweise kann dies eine Erfolgsquote von 100 erfordern, um zu einer einstimmigen Entscheidung zu gelangen.
Um die Leistungsfähigkeit bzw. Eigenschaften des herkömmlichen Erfassungsschemas zu analysieren, insbesondere die nichtkohärente Erfassung mit einer Kombination nach Erfassung vom Typ "Anfangstreffer/Validierung", nehmen wir ein Kriterium vom Typ Neyman-Pearson an, d. h., wir wählen einen annehmbaren Pegel für die Fehlalarmrate P_fa aus, und bestimmen unsere Erfassungswahrscheinlichkeit P_det im Vergleich mit dem Rauschabstand. Die Betriebseigenschaften des Empfängers für kohärente und nichtkohärente Erfassung, wie sie im Stand der Technik wohlbekannt sind, sind in 7 gezeigt.
Zuerst ist die Wahrscheinlichkeit eines Bestehens des Schwellenwerttests an einer Einzelempfangsteststatistik, wenn tatsächlich kein Etikettsignal vorliegt, als P_fv, die Wahrscheinlichkeit einer fehlerhaften Validierung, bezeichnet. Eine Validierungssequenz würde folgen, in welcher alle N Teststatistiken oberhalb des Schwellenwerts liegen müssen. Unter Verwendung der Unabhängigkeit der Empfangsabtastwerte haben wird Pfa = Pfv (N+1).
Gleichermaßen ist P_ih die Wahrscheinlichkeit eines Bestehens des Schwellenwerttests, wenn tatsächlich ein Etikettsignal vorliegt. Wiederum unter Verwendung der Unabhängigkeit ist die Erfassungswahrscheinlichkeit Pdet = Pih (N+1).
Nun wählen wir N = 3 und P_fa = 10^–8. Als Lösung erhalten wir P_fv = 10^–2. Man nehme an, dass der Schwellenwert für 12 dB festgelegt ist. Unter Verwendung der Kurven in 7 für nicht kohärente Erfassung wird P_ih = 0,992. Die Berechnung führt dann zu P_det = 0,968.
Man beachte, dass bei nur einem Empfangsabtastwert bei P_fa = 10^–8 und 12 dB Rauschabstand sich P_det = 0,35 ergibt. Um P_det = 0,968 zu erreichen, hätten wir einen Rauschabstand von 14,8 dB benötigt. Dieser Unterschied von 14,8 dB – 12 dB = 2,8 dB repräsentiert die Verstärkung der Verarbeitung aufgrund des in dem herkömmlichen Empfänger verwendeten Kombinationsschemas des "einstimmigen Votums".
Es ist ersichtlich, dass eine große Menge an Information durch Ignorieren der Phase des Signals verloren geht. Diese Daten werden über den Punkt einer hinreichenden Statistik hinaus reduziert (wir erfüllen das Hinlänglichkeitserfordernis, das für die Erfassungstheorie fundamental ist, nicht mehr). Die vorliegende Erfindung gewinnt diese verlorene Information zurück. Das Ergebnis basiert auf der Linearität des Etikettmodels und Transponieren der Ordnung einer linearen Nacherfassungskombination und nichtkohärenter Erfassung.
Nachdem das Etikettsignal linear ist, wird dann bei einem gegebenen Satz von Anfangsbedingungen und Parametern α und f_n seine Antwort bestimmt. Für irgendein gegebenes Etikett in einer gegebenen Orientierung sind seine Parameter fixiert. Wenn daher die Senderfunktion für jede Sendesignalfolge bzw. -burst die gleiche ist, werden dann die Anfangsbedingungen des Etiketts bei Abschalten des Senders die gleichen sein und wird die natürliche Antwort des Etiketts die gleiche sein. D. h., Signalamplitude A und -phase θ des Etiketts werden fixiert sein.
Dies stellt sich über kurze Zeitdauern auch dann als wahr heraus, wenn sich das Etikett in Bewegung befindet. In anderen Worten, wenn das Etikett die Abfragezone mit einem Meter pro Sekunde in einer festgelegten Orientierung durchläuft, ändert sich seine Phase sehr geringfügig. Seine Amplitude ändert sich relativ zu dem Betrag des Senderfeldes, durch welches es angeregt wird. Allerdings kann sich das Etikett unter der Annahme, dass die Senderwiederholrate etwa 90 Hertz beträgt (eine Signalfolge alle 11 Millisekunden), in dieser Zeit nur um 11 Millimeter bewegen. Über kurze Zeitdauern ist die Amplitude des Etiketts vergleichsweise stabil.
Die Tatsache, dass Signalamplitude und -phase des Etiketts von einem Empfangsfenster zu dem nächsten näherungsweise gleich sind, ist eine wertvolle Information. Der exakte Wert der Signalphase ist nicht bekannt; wir wissen jedoch, dass das Differential des Phasenwinkels nahezu Null ist. Um dies vorteilhaft auszunutzen, kann vor dem Quadraturdetektor eine Kombination der Verschiedenheit implementiert werden. Dies nutzt die Verarbeitungs- bzw. Prozeßverstärkung von 3,0 dB je Verdopplung des kohärenten Kombinierens vorteilhaft aus, ohne die Signalphase tatsächlich zu kennen.
Man beachte, dass zur Erreichung dieser Verarbeitungsverstärkung das System von den Konzepten von Anfangstreffer und Validierung abweichen muss. Statt dessen muss der Sequenzsteuergerätsabschnitt des Senders nun N identische Sendesignalfolgen in einer Reihe senden, bevor irgendeine Entscheidung durch den Detektor getroffen wird. Dies findet eine Analogie in dem Konzept von Haltezeiten fester Länge (fixed length dwell), das in Radarsystemen verwendet wird.
Unter Bezugnahme auf 8 beinhaltet die vorliegende Erfindung eine Mehrzahl von quadraturangepassten Filtern 60, 62 und 64, welche mit quadraturangepassten Filtern mit Messmittenfrequenzen von jeweils f₁, f₂ bis f_m korrelieren, deren Ausgänge bei 66 summiert und bei 68 mit einem Schwellenwert verglichen werden. Anders als beim herkömmlichen Kombinieren der Verschiedenheit nach Erfassung oder Mittelwertbildung, wie in 6 gezeigt, taucht das Kombinieren der Verschiedenheit 70 in der vorliegenden Erfindung jedoch vor der Erfassung auf. In der Implementierung der vorliegenden Erfindung muss das empfangene Signal r(t) die Senderphasenabweichung beseitigt aufweisen, wie nachstehend vollständig beschrieben.
Unter Bezugnahme auf 9 ist die Kombination der Verschiedenheit vom Typ der Validierungssequenz nichtlinear, um wirksam mit impulsivem Rauschen umzugehen. Gleichermaßen muss der differentielle kohärente Kombinierer eine gewissen Nichtlinearität aufweisen, um einen Fehlalarm aufgrund von Impulsrauschen zu minimieren. Viele nichtlineare Filter würden etwa wie Medianfilter, alpha-getrimmte Filter und dergleichen arbeiten. Um jedoch die Verarbeitungsverstärkung zu maximieren, sollten so wenig Daten wie möglich verworfen werden. Um dies zu erreichen, beinhaltet die vorliegende Implementierung des differentiell kohärenten Kombinierers einen Ausreißererfassungsalgorithmus 80, welcher einfach identifiziert, ob alle N Ausgänge von dem Filter vernünftig nahe beieinander liegen. Falls einige wenige Ausreißer vorliegen, werden sie vor Mittelwertbildung verworfen. Falls es keine Ausreißer gibt, werden keine verworfen. Falls zu viele Ausreißer vorliegen (die Streuung der Abtastwerte zu groß ist), dann wird der gesamte Datensatz als unzuverlässig verworfen.
Der Ausreißererfassungsalgorithmus 80 kann wie folgt implementiert sein. Zuerst werden bei 81 N Abtastwerte nach ihrer Größe sortiert. Falls bei 82 der drittgrößte Abtastwert viel größer als der viertgrößte ist, wird bei 83 der gesamte Satz von Abtastwerten als unzuverlässig verworfen. Anderenfalls werden, falls bei 84 der zweitgrößte Abtastwert viel größer als der drittgrößte Abtastwert ist, bei 85 die zwei größten Abtastwerte als unzuverlässig verworfen, und wird bei 86 über die verbleibenden Abtastwerte der Mittelwert gebildet. Anderenfalls wird, falls bei 87 der größte Abtastwert viel größer als der zweitgrößte Abtastwert ist, der größte Abtastwert bei 88 als unzuverlässig verworfen und wird bei 86 über die verbleibenden Abtastwerte der Mittelwert gebildet. Anderenfalls wird bei 86 über alle verbleibenden Abtastwerte der Mittelwert gebildet.
Um das erfinderische "differentiell kohärente Kombinieren" in einem EAS-Empfänger zu implementieren, müssen die Anfangsbedingungen des Etikettsignals aufgrund des Senders konstant sein. Ein einfacher Weg, dies zu tun, besteht darin, einen harmonischen Sender zu implementieren. Anstatt einen freilaufenden bzw. selbstschwingenden lokalen Sendeoszillator 6 aufzuweisen, wie er in 1 gezeigt ist, muss jedes Mal eine festgelegte Signalfolgenwellenform gesendet werden. Ein Weg, dies mit einem linearen Sender zu implementieren, würde darin bestehen, für jede Frequenz eine Sendewellenform gespeichert zu haben: niedrig, nominell und hoch. Wenn es Zeit ist, eine Sendesignalfolge zu senden, wählt das Sequenzsteuergerät aus, welche zu senden ist, um den Sendeverstärker anzusteuern bzw. zu treiben.
Wenn ein Schaltverstärker verwendet wird, kann ein feststehender Kristall als die Referenz für einen fraktionalen Teiler verwendet werden, um die 2-x-Taktfrequenz für den Schaltverstärker zu erzeugen. Die Schaltungsanordnung verfolgt, wie viele Zyklen ausgesendet sind. Wenn die korrekte Anzahl von Sendeträgerzyklen ausgesendet ist, wird der Sender abgeschaltet. Bei der Schaltungsanordnung muss man aufpassen, so dass der Sender mit jeder Sendesignalfolge gleich startet und endet.
Wenn eine Sendeimpulsfolge identischer Signalfolgen spektral analysiert wird, stellt sich heraus, dass die einzige Signalenergie bei Harmonischen der Impulswiederholrate, z. B. 90 Hertz, erscheint. Daher würde beispielsweise auch dann, wenn die Sendeenergie ihre Mitte bei 58.000 Hertz aufweist, eine unendliche Impulsfolge bei 58.000 Hertz eine Energie von Null aufweisen. Tatsächlich kann die Kombinierer-Mittelwertbildung 70, die in 8 dargestellt ist, als ein Kammfilter gesehen werden, der an Harmonische von 90 Hertz angepasst ist. Andererseits würde ein solcher Kombinierer für einen Sender mit einem selbstschwingenden Oszillator, wie er in 1 gezeigt ist, im allgemeinen nicht arbeiten. In diesem Fall enthält die Signalenergie 58.000 Hertz plus Seitenbänder bei ganzzahligen Offsets von 90 Hertz von dem Träger (aufgrund der Amplitudenmodulation der 90-Hertz-Impulsfolge). Dieses Signal würde durch einen 90-Hertz-Kammfilter stark gedämpft werden.
Eine alternative Implementierung eines differentiell kohärenten Kombinierens besteht darin, den lokalen Empfangsoszillator und den lokalen Senderoszillator in Phase und Frequenz zu verriegeln. Auf diese Weise würde die durch den Sendeoszillator induzierte Trägerphasendrehung durch die Phasendrehung des Empfangsoszillators exakt ausgelöscht werden.
Die Leistungsfähigkeit des Erfassungsschemas des differentiell kohärenten Kombinierens der vorliegenden Er findung wird wie folgt dargestellt. Die Fehlalarmwahrscheinlichkeit wird erneut bei P_fa = 10^–8 festgelegt. Um die gleiche Erfassungswahrscheinlichkeit von P_det = 0,968 zu erzielen, ist in dem nichtkohärenten Detektor ein Rauschabstand von 14,8 dB erforderlich. Falls N = 4 ist und Empfangsabtastwerte vor Quadraturerfassung differentiell kohärent kombiniert werden, erhalten wir als Verarbeitungsverstärkung 3,0*log2N = 6,0 dB. Daher muss der rohe Rauschabstand in dem Empfänger nur 8,8 dB betragen. Dies ist eine Verbesserung von 3,2 dB gegenüber der herkömmlichen Kombinierungstechnik. Man beachte, dass N = 4 zur Erleichterung des Beispiels verwendet wird. In der Praxis liegt N in dem Bereich von 6 bis 9. Beispielsweise ergibt N = 8 eine Verarbeitungsverstärkung von 9 dB. Andererseits würde ein optimales nichtkohärentes Kombinieren nur etwa 5 dB an Verarbeitungsverstärkung ergeben. Der einstimmig votierende Kombinierer, der ein suboptimaler nicht kohärenter Kombinierer ist, wird noch niedriger liegen. In anderen Worten, die Leistungsdifferenz wird größer, je mehr Verschiedenheit verwendet wird, und je mehr Empfangsabtastwerte kombiniert werden.
Es ist zu verstehen, dass Variationen und Modifikationen der vorliegenden Erfindung vorgenommen werden können, ohne von dem Bereich der Erfindung abzuweichen. Es ist auch zu verstehen, dass der Bereich der Erfindung nicht so zu interpretieren ist, dass er auf die spezifischen hierin offenbarten Ausführungsformen beschränkt ist, sondern nur in Übereinstimmung mit den beigefügten Ansprüchen, wenn sie im Lichte der vorstehenden Offenbarung gelesen werden.

Claims

Verfahren zum differentiellen kohärenten Kombinieren empfangener Signale in einem System zur elektronischen Artikelüberwachung, welches aufweist: Entfernen einer Senderphasenvariation aus einem empfangenen Signal, wobei das empfangene Signal eine erste Komponente einer Antwort eines Etiketts der elektronischen Artikelüberwachung und eine zweite Komponente eines Rauschens beinhaltet; Filtern des empfangenen Signals mit einer Mehrzahl von Filtern, von denen jeder eine vorgewählten Bandbreite und eine vorgewählte Mittenfrequenz aufweist; Abtasten des Ausgangs jedes der Mehrzahl von Filtern, um eine Mehrzahl gefilterter Abtastwerte auszubilden; Kombinieren durch Mittelwertbildung der Verschiedenheit bzw. Diversity jedes der Mehrzahl gefilterter Abtastwerte; und quadratisches Erfassen jedes der Mehrzahl gefilterter Abtastwerte durch Quadrieren der hinsichtlich der Verschiedenheit kombinierten Abtastwerte und Summieren, um zu einem differentiell kohärenten kombinierten Signal zu gelangen.
Verfahren gemäß Anspruch 1, weiter gekennzeichnet durch Vergleichen des differentiell kohärenten kombinierten Signals mit einem vorgewählten Schwellenwert und Vorsehen eines dem Vergleich zugeordneten Ausgangssignals.
Verfahren gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine Mehrzahl der differentiell kohärenten kombinierten Signale unmittelbar vor dem Vergleichen mit dem vorgewählten Schwellenwert summiert werden.
Verfahren gemäß Anspruch 1, weiter gekennzeichnet durch Verwerfen irgend welcher der Mehrzahl gefilterter Abtastwerte, welche nicht vergleichsweise nahe beieinander liegen, einschließlich eines Verwerfens aller der gefilterten Abtastwerte, falls keine der gefilterten Abtastwerte vergleichsweise nahe beieinander liegen.
System zum differentiellen kohärenten Kombinieren empfangener Signale in einem Empfänger einer elektronischen Artikelüberwachung, welches aufweist: Mittel zum Entfernen einer Senderphasenvariation aus einem empfangenen Signal, wobei das empfange Signal eine erste Komponente einer Antwort eines Etiketts der elektronischen Artikelüberwachung und eine zweite Komponente eines Rauschens beinhaltet; Mittel zum Filtern des empfangenen Signals mit einer Mehrzahl von Filtern, von denen jeder eine vorgewählten Bandbreite und eine vorgewählte Mittenfrequenz aufweist; Mittel zum Abtasten des Ausgangs jedes der Mehrzahl von Filtern, um eine Mehrzahl gefilterter Abtastwerte auszubilden; Mittel zum Kombinieren durch Mittelwertbildung der Verschiedenheit bzw. Diversity jedes der Mehrzahl gefilterter Abtastwerte; und Mittel zum quadratischen Erfassen jedes der Mehrzahl gefilterter Abtastwerte durch Quadrieren der hinsichtlich der Verschiedenheit kombinierten Abtastwerte und Summieren, um zu einem differentiell kohärenten kombinierten Signal zu gelangen.
System gemäß Anspruch 5, weiter gekennzeichnet durch Mittel zum Vergleichen des differentiell kohärenten kombinierten Signals mit einem vorgewählten Schwellenwert und Vorsehen eines dem Vergleich zugeordneten Ausgangssignals.
System gemäß Anspruch 6, weiter gekennzeichnet durch Mittel zum Summieren einer Mehrzahl der differentiell kohärenten kombinierten Signale unmittelbar vor dem Vergleichen mit dem vorgewählten Schwellenwert.
System gemäß Anspruch 5, weiter gekennzeichnet durch Mittel zum Verwerfen irgend welcher der Mehrzahl gefilterter Abtastwerte, welche nicht vergleichsweise nahe beieinander liegen, einschließlich eines Verwerfens aller der gefilterten Abtastwerte, falls keine der gefilterten Abtastwerte vergleichsweise nahe beieinander liegen.