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Erfindungsgebiet
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Die
Erfindung betrifft eine Gleichstrom-Gleichstrom-Schaltwandlereinrichtung, insbesondere
eine Quarter-Brick-
oder Eighth-Brick-Einrichtung mit einem Industriestandard-Pinout,
umfassend eine Impulsbreitenmodulationsschaltung (PWM) zum Ansteuern
eines Leistungsumwandlungsschalters und ein Trimmverbindungsstück zum Einstellen
einer Ausgangsspannung der Einrichtung. Die Erfindung betrifft weiterhin
eine Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlerschaltung
und ein Verfahren zum Umwandeln einer ersten Gleichspannung in eine
zweite Gleichspannung.
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Allgemeiner Stand der Technik
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Gleichstrom-Gleichstrom-Schaltwandler,
d. h. Einrichtungen, die eine Eingangsgleichspannung annehmen und
eine Ausgangsgleichspannung erzeugen, insbesondere auf einem anderen
Spannungspegel, weisen in der heutigen Leistungselektronik einen
großen
Anwendungsbereich auf. Gleichstrom-Gleichstrom-Schaltwandler werden
zum Beispiel für
Stromversorgungen, zur Gleichstrommotorsteuerung oder für das Batteriemanagement
verwendet. Abgesehen vom Umwandeln der Eingangsgleichspannung sorgen
sie für
Rauschtrennung, Leistungsbustrennung und so weiter. Die Schaltregler
gestatten eine Hochsetzoperation oder eine Spannungsumkehrung und
bieten im Vergleich zu Linearreglern eine höhere Effizienz. Das Verwenden
eines Transformators als das Energiespeicherungselement gestattet
auch die elektrische Trennung der Ausgangsspannung von der Eingangsspannung.
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Die
Schaltoperation des Wandlers erzeugt jedoch Rauschen, das unterdrückt werden
muss, um zu vermeiden, dass elektromagnetische Störung (EMI – Electromagnetic
Interference) andere mit dem Leistungswandler verbundene Einrichtungen
beeinflusst. Um dies zu erreichen, wird üblicherweise ein EMI-Filter,
d. h. ein geeignetes Tiefpassfilter, auf der Eingangsseite des Wandlers
angeordnet. Das EMI-Filter weist die von dem Schaltwandler erzeugte,
eine feste Frequenz aufweisende Stromwelligkeit zurück.
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In
Fällen,
wo mehr Leistung in andere Lasten geschickt werden muss oder wo
unterschiedliche Ausgangsspannungen geliefert werden müssen, werden
bekannterweise mehrere Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler parallel
geschaltet. Die Wandler teilen sich den gleichen Eingangsbus und
verwenden ein gemeinsames EMI-Filter. Diese Anordnung führt jedoch
zu Frequenzschwebungsphänomenen
zwischen verschiedenen Wandlern, die sich den gleichen Leitungseingang
teilen, so wie zu zusätzlichen
niederfrequenten Störungen.
Die Spitze-Spitze-Amplitude der Störung kann insgesamt etwa fünfmal höher sein
als jene einfach der von einem einzelnen Wandler erzeugten Eingangsstromwelligkeit.
Dies erhöht
die Leistungsanforderung für
das System-EMI-Filter stark. Prinzipiell könnte der größte Teil der auf die parallele
Anordnung der Wandler zurückzuführenden
Störung
durch externes Synchronisieren der Schaltfrequenzen des Wandlers
vermieden werden.
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US 5,045,712 (Raytheon)
betrifft eine Schaltung für
das Reduzieren von Welligkeits- und Zwischenmodulationsprodukten
auf einer gemeinsamen Wechselstrom- oder Gleichstrom-Versorgungsleitung
durch Synchronisieren von Schaltnetzteilen. Jedes der Netzteile
wird von einem Schaltimpuls von einem Schaltkreis gesteuert, wobei
die Impulse eine entsprechende Phase aufweisen. Im Fall von drei
mit einer gemeinsamen Versorgung verbundenen Gleichstrom-Gleichstrom-Stromversorgungen
können
die jeweiligen Phasen jeweils 120° betragen.
Der Schaltkreis zum Steuern des Leistungsschalters eines Wandlers
umfasst eine phasensynchronisierte Schleife, die sich ohne weiteres
mit der Frequenz des synchronisierenden Signals synchronisiert. Der
Ausgang der phasensynchronisierten Schleife ist mit dem Eingang
eines monostabi len TTL-Multivibrators verbunden, der die Rechteckwelle
(oder Sinuswelle) in eine Folge von Auslöseimpulsen umwandelt. Diese Auslöseimpulse
werden an den Impulsbreitenmodulator geschickt, der die Stromversorgung
steuert.
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Eine
Synchronisation ist jedoch nicht leicht möglich mit Grundarten von Schaltwandlern,
die für
Ausgangsspannungen von mehreren Volt und Ausgangsströme von etwa
10–60
A breite Anwendung haben, nämlich
die so genannten „Quarter-Brick"- oder „Eighth-Brick"-Wandler. Diese Arten
weisen vordefinierte mechanische Abmessungen und ein Industriestandard-Pinout
auf, einschließlich
zwei Eingangs- und zwei Ausgangsverbindungsstücken, eines Ein/Aus-Verbindungsstücks zum
Fernsteuern der Einrichtung, zwei Ausgangserfassungsverbindungsstücken zur
IR-Kompensation sowie eines Trimmverbindungsstücks zum Einstellen der Ausgangsspannung
der Einrichtung.
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Die
Industriestandards Quarter-Brick und Eighth-Brick gestatten jedoch
nicht, dass ein eigener Pin für eine
externe Frequenzsynchronisation zur Verfügung steht. Deshalb muss eine
ausgeklügelte
EMI-Filtereinrichtung mit Quarter- oder Eighth-Brick-Wandlern verwendet
werden, oder die Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlungsschaltung muss
völlig
neu ausgelegt werden, um spezifische Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler
zu nutzen, die eigene Pins zur Synchronisation vorsehen. Beide Möglichkeiten
sind teuer und mühsam.
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US 5,691,889 (Unitrode)
betrifft einen Controller für
einen Schaltleistungswandler, der Vorwärtskopplungs- und Synchronisationsmerkmale
implementiert. Der Leistungswandler umfasst einen Controller-IC,
der ein PWM-Ansteuersignal
für den
Leistungsschalter des Wandlers erzeugt. Um die Notwendigkeit für einen
eigenen Pin zur externen Synchronisation des Controllers zu vermeiden,
wird das Synchronisationssignal kapazitiv an den Rück kopplungspin
des Controller-IC gekoppelt. Der Rückkopplungspin empfängt ein
von dem Ausgangsanschluss des Wandlers über einen Widerstandsteiler
kommendes Rückkopplungssignal,
um das Taktverhältnis
des Leistungsschalters so zu regeln, dass eine konstante geregelte
Ausgangsgleichspannung entweder durch eine Spannungs- oder eine Strommodussteuerung
aufrecht erhalten wird. Dazu wird das empfangene Rückkopplungssignal
von einem Fehlerverstärker
mit einer Referenzspannung verglichen, um ein Fehlersignal zu liefern,
das schließlich
zum Einstellen des Taktverhältnisses
des PWM-Ansteuersignals
verwendet wird. Intern ist der Rückkopplungspin
kapazitiv an eine Synchronisationsschaltung gekoppelt, deren Ausgang an
den Oszillator gekoppelt ist, der das Rampensignal an den PWM-Vergleicher
und das Taktsignal liefert. Das Synchronisationssignal kann zum
Beispiel eine Frequenz aufweisen, die das Doppelte der Frequenz
der internen Taktfrequenz des Controllers beträgt. Das an den Rückkopplungspin
gekoppelte Synchronisationssignal wird von einem Frequenzkompensationsnetz,
das einen Widerstand und zwei Kondensatoren enthält, derart tiefpassgefiltert,
dass das Synchronisationssignal die Regelung des Wandlers nicht
beeinflusst.
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Dieser
Controller gestattet, eine zusätzliche
Synchronisationsmöglichkeit
bereitzustellen, indem ein existierender Pin des Controller-IC des
Wandlers verwendet wird. Dies bedeutet jedoch weiterhin, dass eine weitere
externe Verbindung zum Wandler vorliegt. Zusätzlich zu den existierenden
externen Verbindungsstücken
des Wandlers muss zudem ein interner Pin des Wandlers angeschlossen
werden.
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Kurze Darstellung der Erfindung
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Die
Aufgabe der Erfindung besteht deshalb in der Herstellung einer Gleichstrom-Gleichstrom-Schaltwandlereinrichtung
auf dem anfänglich
erwähnten
Erfindungsge biet mit Quarter-Brick- oder Eighth-Brick-Abmessungen
und dem oben beschriebenem Industriestandard-Pinout, die die Rauschreduktion
in Fällen
gestattet, wenn mehrere Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler parallel
angeordnet sind und sich einen gemeinsamen Eingangsbus und EMI-Filter
teilen, wobei die Einrichtung kosteneffizient ist und leicht in üblichen
Wandlerschaltungen implementiert werden kann.
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Die
Lösung
der Erfindung wird durch die Merkmale von Anspruch 1 spezifiziert.
Gemäß der Erfindung umfasst
die Einrichtung eine Puffer- und Pegelverschiebungsschaltung, zwischen
das Trimmverbindungsstück und
die Impulsbreitenmodulationsschaltung geschaltet, zum Verarbeiten
eines an das Trimmverbindungsstück angelegten
externen Synchronisationssignals zum Synchronisieren der Impulsbreitenmodulationsschaltung mit
einem externen Oszillator, der das externe Synchronisationssignal
erzeugt. Die Einrichtung umfasst weiterhin ein zwischen das Trimmverbindungsstück und eine
Spannungskompensationsschleife der Einrichtung geschaltetes Tiefpassfilter
zum Vermeiden von Störungen
der Spannungskompensationsschleife durch das externe Synchronisationssignal.
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Die übliche Funktionalität des Trimmverbindungsstücks geht
nicht verloren, aber das externe Synchronisationssignal wird, falls
sie vorliegt, der Trimmgleichspannung überlagert. Mit der erfindungsgemäßen Einrichtung
dient das Trimmverbindungsstück
zwei Zwecken, nämlich
dem Einstellen der Ausgangsspannung und außerdem zum externen Synchronisieren
der Impulsbreitenmodulationsschaltung. Dadurch wird eine Synchronisation
von mehreren Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlern ohne zusätzlichen
Synchronisationspin ermöglicht.
Dies ist insbesondere in dem Fall der breit verwendeten Quarter-
oder Eighth-Brick-Wandler
mit dem standardmäßigen Pinout
vorteilhaft, weil das Verwenden der erfindungsgemäßen Einrichtungen
keine umfassende Neugestaltung der üblichen Wandlerschaltungen
weder hinsichtlich der elektrischen Schaltung noch der mechanischen
Anordnung erfordert. Aufgrund der zusätzlichen Möglichkeit einer externen Synchronisation kann
ein recht einfaches EMI-Filter die von mehreren auf parallele Weise
angeordneten erfindungsgemäßen Einrichtungen
erzeugte Reststörung
bewältigen.
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Das
Tiefpassfilter weist die hochfrequente externe Synchronisationskomponente
des kombinierten Signals zurück,
wird aber von der Trimmkomponente durchlaufen, die eine im Wesentlichen
konstante Gleichspannung ist. Das Filter wird so gewählt, dass
es eine Grenzfrequenz weit unter der Frequenz des externen Oszillators
und eine Dämpfung,
die die hochfrequente Komponente effektiv unterdrückt, aufweist.
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Die
Puffer- und Pegelverschiebungsschaltung verarbeitet das rohe Synchronisationssignal
auf eine Weise, dass es in der Impulsbreitenmodulationsschaltung
direkt verwendet werden kann.
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Vorteilhaftweise
ist die Puffer- und Pegelverschiebungsschaltung so ausgelegt, dass
ein externes Synchronisationsrechtecksignal auf einem 5-V-Spitze-Spitze-Amplitude-TTL-Pegel
verarbeitet werden kann. Dadurch kann ein einfacher externer Oszillator
verwendet werden, der im Handel leicht erhältlich ist und preiswert ist,
d. h. einer, der rechteckiges 5-V-Spitze-Spitze-Amplitude-Signal entsprechend dem TTL-(„Transistor-Transistor-Logik")-Industriestandard
erzeugt. Ein derartiges Signal lässt
sich leicht übertragen,
insbesondere weil es nicht rauschanfällig ist und sich aus dem kombinierten
Trimm-/Synchronisationssignal leicht herausfiltern lässt.
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Bevorzugt
ist die Puffer- und Pegelverschiebungsschaltung so ausgelegt und
geschaltet, dass eine Oszillatoreinheit der Impulsbreitenmodulationsschaltung
von einem Ausgangssignal der Puffer- und Pegelverschiebungsschal tung
gesteuert wird, das an einen R/C-Pin (Remote Control – Fernsteuerung)
der Oszillatoreinheit geliefert wird. Der interne PWM wird gesperrt
und ändert
die Schaltfrequenz des Wandlers von der freilaufenden Frequenz zu
der externen Synchronisationssignalfrequenz. Dies gestattet den
Einsatz der üblicherweise
in Gleichstrom-Gleichstrom-Leistungswandlern verwendeten, kommerziell
erhältlichen
Oszillatoreinheiten wie etwa kommerziell erhältlicher stromarmer Strommodus-Push-Pull-PWM-Einheiten.
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Bevorzugt
ist ein Koppelkondensator zwischen den Trimmpin und die Puffer-
und Pegelverschiebungsschaltung geschaltet. Der Kondensator filtert
die Gleichstromkomponente (Trimmkomponente) des kombinierten Trimm-/Synchronisationssignals
heraus und verhindert dadurch, dass sie die Puffer- und Pegelverschiebungsschaltungsanordnung
stört.
Die Kapazität
ist derart gewählt,
dass das hochfrequente Synchronisationssignal effizient von der
niederfrequenten Trimmkomponente getrennt wird.
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Eine
Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlungsschaltung umfasst:
- a) mehrere Gleichstrom-Gleichstrom-Schaltwandler mit Trimmverbindungen
zum Einstellen von Ausgangsspannungen der Wandler, wobei die Wandler
derart geschaltet sind, dass sie sich einen gleichen Eingangsbus
teilen;
- b) ein System-EMI-(Electromagnetic Interference – elektromagnetische
Störung)-Filter,
den alle Gleichstrom-Gleichstrom-Schaltwandler gemeinsam haben;
- c) einen externen Oszillator, der ein externes Synchronisationssignal
an die mehreren Gleichstrom-Gleichstrom-Schaltwandler
liefert;
- d) wobei der externe Oszillator derart ausgelegt ist, dass eine
Frequenz des externen Synchronisationssignals höher ist als eine freilaufende
Frequenz jedes der mehreren Gleichstrom-Gleichstrom-Schaltwandler; und
- e) wobei der externe Oszillator an die Trimmverbindungsstücke der
Gleichstrom-Gleichstrom-Schaltwandler
angeschlossen ist.
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Dadurch
werden die Schaltfrequenzen aller mit dem externen Oszillator verbundenen
Wandler von dem externen Synchronisationssignal synchronisiert,
das in Phase an die Trimmverbindungsstücke geliefert wird. Dadurch
werden die Frequenzschwebungsphänomene
zwischen verschiedenen Wandlern eliminiert.
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Vorteilhafterweise
ist der externe Oszillator so ausgelegt, dass das externe Synchronisationssignal rechteckig
und insbesondere auf einem 5-V-Spitze-Spitze-Amplitude-TTL-Pegel ist. Ein derartiges
Signal lässt sich
leicht übertragen
und leicht aus dem an das Trimmverbindungsstück gelieferten kombinierten
Signal herausfiltern.
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Bevorzugt
sind Koppelkondensatoren zwischen den externen Oszillator und die
Trimmverbindungsstücke
der Gleichstrom-Gleichstrom-Schaltwandler geschaltet. Dadurch wird
einen Auswirkung der (im Wesentlichen eine Gleichspannung darstellenden)
Trimmspannung oder eine andere niederfrequente Störung auf den
externen Oszillator vermieden.
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Bevorzugt
umfasst die Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlungsschaltung mindestens eine feste
Verzögerungszelle,
zwischen dem externen Oszillator und einem der mehreren Gleichstrom-Gleichstrom-Schaltwandler
geschaltet, um eine Phasenverschachtelung zwischen verschiedenen
Gleichstrom-Gleichstrom-Schaltwandlern zu gestat ten.
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Dies
gestattet, das an einen oder mehrere der mehreren Gleichstrom-Gleichstrom-Schaltwandler
angelegte externe Synchronisationssignal derart zu verzögern, dass
eine Phasenverschachtelung zwischen verschiedenen Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlern
erzielt wird. Aufgrund der Verschachtelung sind Welligkeitseffekte
der verschiedenen frequenzsynchronisierten Wandler nicht additiv,
so dass die Amplitude der durch das System-EMI-Filter auszufilternden
elektromagnetischen Störung
weiter reduziert wird.
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Ein
Verfahren zum Umwandeln einer ersten Gleichspannung in eine zweite
Gleichspannung umfasst die folgenden Schritte:
- a)
Bereitstellen mehrerer Gleichstrom-Gleichstrom-Schaltwandler zum Einstellen von Ausgangsspannungen
der Wandler; und Verbinden der Wandler mit einem gleichen Eingangsbus;
- b) Verbinden eines System-EMI-(Electromagnetic Interference – elektromagnetische
Störung)-Filters
mit dem Eingangsbus;
- c) Bereitstellen eines externen Synchronisationssignals mit
einer Frequenz, die höher
ist als eine freilaufende Frequenz jedes der mehreren Gleichstrom-Gleichstrom-Schaltwandler;
und
- d) Anlegen des externen Synchronisationssignals an die Trimmverbindungsstücke der
Gleichstrom-Gleichstrom-Schaltwandler.
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Weitere
vorteilhafte Ausführungsformen
und Kombinationen von Merkmalen ergeben sich aus der ausführlichen
Beschreibung unten und der Gesamtheit der Ansprüche.
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Kurze Beschreibung der Zeichnungen
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In
den zum Erläutern
der Ausführungsformen
verwendeten Zeichnungen zeigen:
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1A–C schematische
Darstellungen eines Industriestandard-Quarter-Brick-Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlers
und seiner Trimmfunktionalität;
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2 eine
schematische Darstellung von mehreren parallel geschalteten Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlern
nach dem Stand der Technik, die sich alle einen gemeinsamen Eingangsbus
und ein System-EMI-Filter teilen;
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3A–C schematische
Darstellungen von Störungseffekten
mit Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlung unter Verwendung von Schaltwandlern
nach dem Stand der Technik;
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4 eine
schematische Darstellung einer Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlungsschaltung
gemäß der Erfindung;
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5 eine
schematische Darstellung einer weiteren Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlungsschaltung gemäß der Erfindung,
die das Verzögern
des Synchronisationssignals aufweist;
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6 eine
schematische Darstellung einer Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlereinrichtung
gemäß der Erfindung;
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7 eine
schematische Darstellung der Puffer- und Pegelverschiebungsschaltung
der erfindungsgemäßen Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlereinrichtung
sowie ihres Anschlusses an die interne Oszillatoreinheit; und
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8A–D schematische
Darstellungen der Wellenform des anfänglichen und verarbeiteten
Synchronisationssignals in verschiedenen Stadien der Verarbeitung.
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In
den Figuren haben die gleichen Komponenten die gleichen Bezugssymbole
erhalten.
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Bevorzugte Ausführungsformen
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Die 1A–C sind
schematische Darstellungen eines Industriestandard-Quarter-Brick-Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlers
und seiner Trimmfunktionalität.
Die 1A zeigt das Pinout eines standardmäßigen Quarter-Brick-Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlers 1.
Er weist acht Pins auf, nämlich
zwei Eingangspins 2, 3, angezeigt durch Vin(+) bzw. Vin(–), zwei
Ausgangspins 4, 5 Vout(+)
und Vout(–), zwei Erfassungspins 6, 7, bezeichnet
mit Sense(+) und Sense(–),
einen Steuerpin 8 (Ein/Aus) und schließlich einen Trimmpin 9 (Trim). Die
Abmessungen einer Quarter-Brick-Einrichtung betragen 37 mm × 58 mm
(1,45'' × 2,3''),
ihre Höhe
beträgt üblicherweise etwa 13 mm oder weniger. Die Pins
befinden sich auf einer Teilung von 51 mm (2'').
Die Erfassungspins 6, 7 gestatten das Erfassen
des Netzspannungsabfalls und dementsprechend das Kompensieren der
Ausgangsspannung.
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Man
beachte, dass sich die Erfindung genauso gut auf Eighth-Brick-Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler mit
dem gleichen Pinout wie oben beschrieben anwenden lässt. Ihre
Standardgröße beträgt 23 mm × 58 mm (0,90'' × 2,3'') bei einer typischen Breite von etwa
9 mm. Wiederum liegen die Pins auf einer Teilung von 51 mm (2'').
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Die
Trimmfunktionalität
ist schematisch in 1B, 1C dargestellt.
Eine Last 10 ist durch Ausgangsleitungen 11, 12 an
die Ausgangspins 4, 5 angeschlossen, und die Erfassungsleitungen 13, 14 sind
mit den jeweiligen Ausgangsleitungen 11, 12 nahe
bei der Last 10 verbunden. 13 zeigt
die „Hochtrimm"-Konfiguration, wo
die Ausgangsspannung erhöht
wird, indem ein Hochtrimmwiderstand 15 zwischen dem Trimmpin 9 und
die mit dem Sense(+)-Pin 6 verbundene Erfassungsleitung 13 geschaltet
ist. Intern wird die an den Trimmpin 9 angelegte Trimmspannung
geeignet mit einer Referenzspannung kombiniert und einem Fehlerverstärker zugeführt, wo
die kombinierte Spannung mit der tatsächlichen Ausgangsspannung verglichen
wird. Je nach der Ausgabe des Fehlerverstärkers wird das Taktverhältnis des
Leistungsschalters eingestellt, um die tatsächliche Ausgangsspannung der
von der Trimm- und Referenzspannung eingestellten Sollspannung gleichzusetzen.
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Analog
zeigt 1C die „Heruntertrimm"-Konfiguration, wo
die Ausgangsspannung gesenkt wird, indem ein Heruntertrimmwiderstand 16 zwischen
das Trimmpin 9 und die mit dem Sense(–)-Pin 7 verbundene Erfassungsleitung 14 geschaltet
wird. Im Allgemeinen ist die an den Trimmpin 9 angelegte
Spannung im Wesentlichen auf den Vout(–)-Ausgangspin 5 Gleichstrom-bezogen.
Spannungstrimmbereiche von typischen Quarter-Brick-Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlern
betragen etwa ±10–20%.
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2 ist
eine schematische Darstellung von mehreren parallel geschalteten
Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlern nach dem Stand der Technik, die
sich einen gemeinsamen Eingangsbus und ein System-EMI-Filter teilen.
Die Wandler 1.1, 1.2, ..., 1.n sind an
den Eingangsbus 17 angeschlossen, der wiederum mit einer
Stromquelle über
ein System-EMI-(Electromagnetic Interference – elektromagnetische Störung)-Filter 18 verbunden
ist. Das EMI-Filter 18 haben
alle Wandler 1.1, 1.2, ..., 1.n gemeinsam,
und sein Zweck besteht darin, die Störung, die sie erzeugen, zurückzuweisen.
Verschiedene Lasten sind mit den Wandlern 1.1, 1.2,
..., 1.n zwischen den jeweiligen Ausgangspins 4.1, 5.1; 4.2, 5.2;
...; 4.n, 5.n geschaltet. Jeder der Wandler 1.1, 1.2,
..., 1.n kann individu ell getrimmt werden, indem Hochtrimm-
und/oder Heruntertrimmwiderstände 15.1, 16.1; 15.2, 16.2;
...; 15.n, 16.n zwischen den Trimmpins 9.1, 9.1,
..., 9.n und den jeweiligen positiven und/oder negativen
Erfassungsleitungen 13.1, 14.1; 13.2, 14.2;
...; 13.n. 14.n angeordnet sind.
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Die 3A–C sind
schematische Darstellungen von Störungseffekten bei Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlung
unter Verwendung von Schaltwandlern nach dem Stand der Technik. 3A zeigt
eine von einem einzelnen Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler erzeugte
Stromwelligkeit. Die feste hohe Frequenz dieser Art von Störung entspricht
der Schaltfrequenz. Die Stromwelligkeit wird in das Eingangssystem-EMI-Filter
eingekoppelt, wo sie so vollständig
wie möglich
zurückgewiesen
werden muss.
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3B zeigt
eine Wellenform, die typisch für
Frequenzschwebungsphänomene
zwischen verschiedenen Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlern ist, die
sich den gleichen Eingangsbus teilen. Das Signal mit zum Beispiel
einer Frequenz von etwa 25 kHz ist im Wesentlichen die Differenz
zwischen den verschiedenen freilaufenden Frequenzen der Wandler.
Seine Amplitude ist wesentlich größer als die der hochfrequenten
Stromwelligkeit.
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In 3C ist
zusätzlich
eine weitere Störung
des Frequenzschwebungssignals dargestellt, nämlich eine parasitäre niederfrequente
Störung,
die die Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler
ineinander einführen.
Einschließlich
der Schwebung der Welligkeitseffekte und dieser Art von Störung ist
die Spitze-Spitze-Amplitude der Gesamtstörung etwa fünfmal höher als nur die von einem einzelnen
Wandler erzeugte Eingangsstromwelligkeit. Deshalb ist ein höchst ausgeklügeltes Systemeingangs-EMI-Filter erforderlich,
um die Interferenz in dem Fall effektiv auszufiltern, wo mehrere
parallele Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler nach dem Stand der Technik
sich einen gemeinsamen Eingangsbus teilen.
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4 ist
eine schematische Darstellung einer Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlungsschaltung
gemäß der Erfindung.
Sie umfasst mehrere der erfindungsgemäßen Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler 101.1, 101.2, ..., 101.n,
die sich einen gemeinsamen Eingangsbus 117 und ein gemeinsames
System-EMI-Filter 118 teilen. Wieder können verschiedene Lasten an
die Wandler 101.1, 101.2, ..., 101.n zwischen
den jeweiligen Ausgangspins 104.1, 105.1; 104.2, 105.2;
...; 104.n, 105.n geschaltet sein, und jeder der
Wandler 101.1, 101.2, ..., 101.n kann
individuell getrimmt werden, indem Hochtrimm- und/oder Heruntertrimmwiderstände 115.1, 116.1; 115.2, 116.2;
...; 115.n, 116.n zwischen den Trimmpins 109.1, 109.2,
..., 109.n und den jeweiligen positiven und/oder negativen
Erfassungsleitungen 113.1, 114.1; 113.2, 114.2;
...; 113.n. 114.n angeordnet sind.
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Die
Schaltfrequenzen der Wandler 101.1, 101.2, ..., 101.n werden
durch einen externen Oszillator 119 synchronisiert, der
mit den Trimmpins 109.1, 109.2, ..., 109.n der
Wandler 101.1, 101.2, ..., 101.n über Koppelkondensatoren 120.1, 120.2,
..., 120.n verbunden ist. Der externe Oszillator 119 erzeugt
ein Synchronisationssignal 121 mit einer Frequenz, die
höher liegt
als die freilaufende Frequenz jedes Wandlers und die nur auf einem
5-V-Spitze-Spitze-Amplitude-TTL-Pegel
liegt. Das Signal 121 wird phasengleich an alle Wandler 101.1, 101.2,
..., 101.n geliefert, wo es intern verarbeitet wird, um
die interne Impulsbreitenmodulationsschaltung derart zu blockieren,
dass die freilaufende Frequenz in die externe Synchronisationssignalfrequenz
geändert
wird. Dadurch werden die Frequenzschwebungsphänomene und die höheren Störungen zwischen
den Wandlern 101.1, 101.2, 101.n wesentlich
gemildert, so dass zum Ausfiltern der Eingangsstörung der ganzen Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlerschaltung
ein gewöhnliches,
einfaches und preiswertes EMI-Filter 118 ausreicht.
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5 ist
eine schematische Darstellung einer weiteren Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlungsschaltung
gemäß der Erfindung,
die das Verzögern
des Synchronisationssignals enthält.
Die Konfiguration entspricht im Wesentlichen der in 4,
doch sind mehrere feste Verzögerungszellen 122.1, 122.2,
..., 122.(n – 1) zwischen
dem externen Oszillator 119 und den Koppelkondensatoren 120.1, 120.2,
..., angeordnet, über
die das Synchronisationssignal 121 an die Trimmpins 109.1, 109.2,
..., 109.n geliefert wird. Diese Konfiguration gestattet
eine Phasenverschachtelung zwischen verschiedenen Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlern,
wodurch vermieden wird, dass Welligkeitseffekte der frequenzsynchronisierten
Wandler 101.1, 101.2, ..., 101.n additiv werden.
Ansonsten könnte
die Frequenzsynchronisierung der Wandler 101.1, 101.2,
..., 101.n zu erhöhter
Eingangsstromwelligkeit führen
aufgrund einer positiven Störung
zwischen den Rauschsignalen, die von den einzelnen Wandlern 101.1, 101.2,
..., 101.n erzeugt werden, was die gewünschten Effekte der Synchronisation teilweise
hinfällig
machen könnte.
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Die
von jeder der Verzögerungszellen 122.1, 122.2,
..., 122.(n – 1) dem
Signal 121 auferlegte Verzögerung wird derart gewählt, dass
die resultierenden konstanten Phasendifferenzen das Auftreten konstruktiver Störung unterdrücken und
bevorzugt sogar zu destruktiver Störung der Stromwelligkeit führen. Die
Konfiguration der Verzögerungszellen
kann wie in 5 dargestellt durch serielles
Anordnen der Zellen entlang dem Synchronisationssignalbus gewählt werden,
oder der externe Oszillator kann in einer Sternverbindung mit den Trimmpins
stehen, wobei an jeder der Verbindungen eine einzelne Verzögerungszelle
angeordnet ist, wobei die verschiedenen Zellen dem Synchronisationssignal
unterschiedliche Verzögerungen
auferlegen.
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6 ist
eine schematische Darstellung einer Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlereinrichtung
gemäß der Erfin dung;
von den internen Schaltungen sind nur einige für die Erfindung relevante Komponenten
dargestellt. Für
die Trimmfunktionalität
ist der Trimmpin 109 des Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlers 101 intern
mit einem Fehlerverstärker 123 der
Spannungskompensationsschleife des Wandlers verbunden. Der Fehlerverstärker 123 dient
dem Vergleichen einer Sollspannung mit der tatsächlichen Ausgangsspannung zwischen
den Ausgangspins 104, 105 bzw. den Erfassungsleitungen 113, 114.
Eine interne Spannungsreferenz Vref wird
zum Zweck der Spannungskompensation geliefert. Ohne externe Hochtrimm-/Heruntertrimmwiderstände 115, 116 beträgt die an
den Minuspin des Fehlerverstärkers 123 angelegte
Gleichspannung 1,24 V mit einer Genauigkeit von ±1%, wobei die Quelle der
Spannungsreferenz Vref mit dem Minuspin
durch seriell geschaltete interne Widerstände 124, 125 verbunden
ist. Ein Überbrückungskondensator 126 ist
zwischen die beiden internen Widerstände 124, 125 geschaltet
und leitet Hochfrequenzrauschen zum Massepotenzial ab, um Rauschen
an dem Minuspin des Fehlerverstärkers 123 zu
unterdrücken.
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Die
Ausgangsgleichspannung des Wandlers 101 kann von dem Benutzer
durch Verwenden externer Hochtrimm- und/oder Heruntertrimmwiderstände 115, 116 wie
oben beschrieben eingestellt werden. Der Mittelpunkt zwischen den
internen Widerständen 124, 125 und
somit entsprechend das Potenzial an dem Minuspin des Fehlerverstärkers 123 wird
durch externes Einstellen der Trimmgleichspannung durch Bereitstellung entsprechender
Trimmwiderstände 115, 116 abgestimmt
(die zur leichteren Einstellung Potenziometer sein können).
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Um
zu vermeiden, dass die interne Kompensationsschleife durch das Synchronisationssignal
gestört wird,
was ebenfalls an den Trimmpin 109 angelegt wird, ist ein
Tiefpassfilter 127 vorgesehen. Die erste Zelle des Tiefpassfilters 127 wird
von dem Überbrückungskondensator 126 und
einem weiteren internen Widerstand 128 ge bildet, zwischen
den Trimmpin 109 und die Verbindung zwischen den anderen
beiden internen Widerständen 124, 125 geschaltet.
Die zweite Zelle ist durch den mit dem Minuspin des Fehlerverstärkers 123 verbundenen
internen Widerstand 125, durch einen weiteren, zwischen
dem Minuspin und dem Ausgang des Fehlerverstärkers 123 geschalteten
Kondensator 129 und durch den Fehlerverstärker 123 selbst
aufgebaut. Insgesamt weist das Tiefpassfilter 127 eine
Grenzfrequenz von etwa 6 kHz auf, und es liefert eine Dämpfung von
etwa –40
dB/Dekade. Folglich wird das am Differenzialeingang des Fehlerverstärkers 123 anliegende Gleichtaktsignal
unter 50 mV Spitze-Spitze reduziert. Zudem hilft das Tiefpassfilter 127,
zu und von dem Trimmpin 109 geliefertes Rauschen zurückzuweisen.
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Zum
Bereitstellen der Synchronisationsfunktionalität ist eine Puffer- und Pegelverschiebungsschaltung 131 mit
dem Trimmpin 109 über
einen Koppelkondensator 130 verbunden. Die Puffer- und
Pegelverschiebungsschaltung 131 verarbeitet das externe
Synchronisationssignal und liefert das verarbeitete Signal an die Impulsmodulationsschaltung
(PWM) 132 des Wandlers. Der Koppelkondensator 130 weist
die niederfrequenten Komponenten des kombinierten Trimm-/Synchronisationssignals
zurück,
d. h. in erster Linie die Trimmgleichspannung. Dadurch wird die
Puffer- und Pegelverschiebungsschaltung 131 nicht von der
Trimmkomponente des kombinierten Signals gestört.
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7 ist
eine schematische Darstellung der Puffer- und Pegelverschiebungsschaltung der
erfindungsgemäßen Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlereinrichtung
sowie ihrer Verbindung mit der internen Oszillatoreinheit. Die Puffer-
und Pegelverschiebungsschaltung 131 ist innerhalb des Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlers 101 angeordnet
und über
den Eintrittskoppelkondensator 130 mit dem Trimmpin 109 verbunden.
Die Basis eines pnp-Transistors 133 ist mit dem Eingang
der Puffer- und Pegelverschiebungs schaltung 131 über einen
Widerstand 134 verbunden. Der Kollektor des Transistors 133 ist
mit dem RC-Pin (Nr. 6) einer Oszillatoreinheit 135 über eine
Hochgeschwindigkeitsschaltdiode 136 verbunden. Bei dem
in
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7 dargestellten
Beispiel ist die Oszillatoreinheit
135 eine leistungsarme
Strommodus-Push-Pull-PWM vom Typ UCC 2808A-2PW (erhältlich von
Texas Instruments/Unitrode Products) mit der folgenden Pinzuordnung:
Pin | Name | Funktion |
1 | OUTA | Ausgang
Nr. 1 |
2 | VDD | Leistungseingang |
3 | COMP | Ausgang
des Fehlerverstärkers/Eingang |
| | des
PWM-Vergleichers |
4 | FB | Invertierender
Eingang zum |
| | Fehlerverstärker |
5 | CS | Eingang
zu PWM-, Spitzenstrom- und |
| | Überstromvergleichern |
6 | RC | Oszillatorprogrammierungspin |
7 | GND | Masse |
8 | OUTS | Ausgang
Nr. 2 |
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Die
Puffer- und Pegelverschiebungsschaltung 131 weist weiterhin
einen zwischen dem Kollektor von Transistor 133 und Masse
geschalteten Widerstand 137 sowie einen zwischen die Basis
und den Emitter von Transistor 133 geschalteten Widerstand 138 auf.
Strom wird von einem Stromeingang 139 zum Emitter des Transistors 133 geliefert,
wobei ein geerdeter Überbrückungskondensator 140 ebenfalls
mit dem Emitter verbunden ist, um hochfrequentes Rauschen zu unterdrücken.
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Ein
weiterer geerdeter Überbrückungskondensator
141 ist
mit dem RC-Pin der Oszillatoreinheit
135 verbunden. Ein
Widerstand
142 ist zwischen den RC-Pin und den Leistungseingang
139 geschaltet.
Bei dem dargestellten Beispiel können
die oben erwähnten
Widerstände
und Kondensatoren die folgenden Parameter aufweisen:
Widerstände | Widerstandswert | Kondensator | Kapazität |
134 | 1,21
KΩ | 130 | 56
nF |
137 | 10
kΩ | 140 | 330
nF |
138 | 1,21
kΩ | 141 | 100
pF |
142 | 20
kΩ | | |
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Die
in 7 dargestellte weitere Schaltungsanordnung verbindet
weiterhin die Oszillatoreinheit 135 mit dem Leistungseingang 139,
der Spannungsschleife 143, dem Vergleicher 144 und
mit Ausgangsschaltungen 145, 146.
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Die
entsprechende Konfiguration wird durch die verwendete Art von Oszillatoreinheit
vorbestimmt.
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Die 8A–D sind
schematische Darstellungen der Wellenform des anfänglichen
und verarbeiteten Synchronisationssignals in verschiedenen Stadien
der Verarbeitung. Die Orte, wo die dargestellten Spannungen V1...V4 in der Schaltung
erscheinen, sind in 7 markiert.
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8A stellt
das anfängliche
rechteckige Synchronisationssignal mit einem Taktzyklus von 50%
und einer Amplitude von 5 V Spitze-Spitze-TTL dar, wie es von dem
externen Oszillator 119 geliefert wird.
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8B stellt
das von dem Eingangskoppelkondensator 130 der Puffer- und
Pegelverschiebungsschaltung 131 erzeugte differenzierte
Wechselstromsignal doppelter Polarität dar. Mit diesem Signal wird
der Transistor 133 gesteuert, wobei die positive Komponente
abgeschnitten wird und die negative Komponente invertiert und verstärkt wird,
um das in 8C dargestellte Signal mit einer
Amplitude von wieder 5 V zu erhalten. Das schliesslich an den RC-Pin
der Oszillatoreinheit 135 gelieferte Signal ist in 8D dargestellt.
Es steigt linear an, bis es ein Potenzial von etwa 4 V erreicht,
es folgt ein weiterer linearer Anstieg mit einer stärkeren Steigung,
bis die Amplitude von 5 V erreicht ist. Danach klingt das Signal
linear und schnell ab, bis das O-V-Potenzial erreicht ist, woraufhin
der erste lineare Anstieg von Neuem startet. Die Frequenz der Spitzen
ist gleich der Frequenz des anfänglichen
Rechtecksignals.
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Die
Details der Implementierung der Erfindung, insbesondere hinsichtlich
des Tiefpassfilters und der Puffer- und Pegelverschiebungsschaltung,
können
von dem beschriebenen Beispiel verschieden sein. Insbesondere können sie
von dem Gesamtdesign und von den Komponenten, die für die Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlerschaltungsanordnung
verwendet werden, verschieden sein.
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Zusammengefasst
sei angemerkt, dass die Erfindung eine Gleichstrom-Gleichstrom-Schaltwandlereinrichtung
erschafft, die die Reduktion von Rauschen in dem Fall gestattet,
dass mehrere Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler parallel angeordnet
sind und sich einen gemeinsamen Eingangsbus und EMI-Filter teilen,
wobei die Einrichtung kosteneffizient ist und sich leicht in übliche Wandlerschaltungen
einbauen lässt.
Die Erfindung schafft weiterhin eine Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlungsschaltung,
die mehrere Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler
umfasst, wobei die Erzeugung von Rauschen stark unterdrückt wird.