DE60125723T2

DE60125723T2 - Schätzung des antenneneinfallswinkels unter verwendung des gewichtsvektors für die aufwärtsverbindung

Info

Publication number: DE60125723T2
Application number: DE60125723T
Authority: DE
Inventors: Mats Cedervall; Joakim Sorelius; Bo Göransson
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 2000-02-22
Filing date: 2001-02-15
Publication date: 2007-10-25
Anticipated expiration: 2021-02-16
Also published as: DE60125723D1; CN1216507C; US6411257B1; WO2001063689A3; TW502472B; CN1408192A; AU2001234298A1; EP1258160A2; JP2003524973A; EP1258160B1; WO2001063689A2

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Die Erfindung betrifft im Allgemeinen die Verwendung von adaptiven Antennen-Arrays bzw. Antennenanordnungen in der digitalen Funkkommunikation und insbesondere eine Ankunftswinkel-(AOA, angle-of-arrival)-Abschätzung zur Downlink-Verwendung in solchen adaptiven Antennen-Arrays.
Ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Abschätzen eines Winkels, bei dem ein Multipfad- bzw. Mehrweg-Finger bei einem Antennen-Array ankommt, ist im weitesten Sinne bekannt aus WO 00/01088.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
In einer Array-Signalverarbeitung der digitalen Kommunikation wird ein Array von Empfangs- und Übertragungsantennen eingesetzt in der Basisstation (beispielsweise in einem zellularen Telefonnetzwerk), um Interferenzen zu bekämpfen und dadurch eine Kapazität und Leistungsfähigkeit des Systems zu erhöhen. Es gibt zwei Hauptkonzepte zum Ausnutzen der potenziellen Leistungsfähigkeitsverstärkung von einem Antennen-Array.
Ein Ansatz ist es, die Antenne zu verwenden, um eine Anzahl fester Strahlen in dem Uplink zu bilden. Der Empfängeralgorithmus verwendet dann die Ausgabe von einem oder mehreren Strahlen, um einen gewünschten Benutzer zu empfangen. In dem Downlink bzw. Abwärtsstrecke werden die Daten dann in den Strahl übertragen mit dem höchsten Signal-zu-Rausch-Verhältnis (SNR, signal to noise ratio), oder in mehreren Strahlen in dem Fall von Übertragungsdiversitätssystemen.
Eine andere Möglichkeit ist es, einen engen Strahl, der gegen ein gewünschtes Handy bzw. Mobilgerät gerichtet ist, zu steuern. Dies kann auf zwei fundamental unterschiedliche Wege durchgeführt werden.
In einem parametrischen Ansatz werden die Ankunftswinkel der Multipfade (Finger) des gewünschten Benutzers explizit abgeschätzt, und die Uplink-Strahlen werden dann gesteuert in die bestimmte Richtung. Der die höchste SNR gebende AOA wird dann verwendet für die Downlink-Übertragung. In dem Fall einer Übertragungsdiversität können wieder mehrere Downlink-Strahlen verwendet werden.
In einem nicht-parametrischen Ansatz werden die AOAs der gewünschten Benutzer nicht explizit abgeschätzt, aber nur die räumlichen Kanäle (oder räumlichen Signaturen) werden abgeschätzt, was eine Abschätzung von Array-Gewichtungsvektoren hervorruft (erhalten beispielsweise unter Verwendung eines Vektors RAKE-Empfängers) für jeden Finger. Die Kombination dieser Gewichtungen, angelegt an die Array-Ausgabe ergibt das Signal, das verwendet wird zum Empfangen der Benutzerdaten. Die nicht-parametrischen Verfahren ergeben keine explizite Information hinsichtlich der AOAs für den Benutzer, und diese AOAs müssen getrennt abgeschätzt werden.
Es gibt viel wissenschaftliche Literatur bezüglich einer AOA-Abschätzung unter Verwendung von adaptiven Antennen. Das Interesse in einer AOA-Abschätzung war hauptsächlich getrieben durch den Beginn der sogenannten Super-Auflösungsalgorithmen (super resolution algorithms), wie zum Beispiel MUSIC, ESPRIT, MODE und WSF, Verfahren, die die AOAs mit höherer Genauigkeit als die klassischen Strahlbildungsalgorithmen abschätzen können.
Einer der größten Mängel der beliebten Super-Auflösungs-Verfahren ist ihre Rechenkomplexität. Sie involviert oft ein Ausführen der Singularwertdekomposition einer Matrix der Größe des Arrays. Ein anderer Nachteil dieser Verfahren ist ihre bekannte Sensitivität bzw. Empfindlichkeit hinsichtlich Modellfehler; ihre Fähigkeit, gute Abschätzungen der AOAs zu geben, beruht sehr stark auf einem parametrischen Modell der Signalumgebung und einer akkuraten Kalibrierung des Antennen-Arrays.
Die nicht-parametrischen Verfahren, wie zum Beispiel ein Strahlenformen, arbeiten im Grunde durch Scannen des Gebiets, das abgedeckt wird durch den Array, mit einem engen Beam, und Auswählen der AOA als die Richtung, die die höchste Ausgangsleistung von dem Array gibt. Als solches sind diese Verfahren robuster, aber ihre schlechte Auflösung kann ein limitierender Faktor in der Praxis sein, wo viele Benutzer vorhanden sind, die nahe beieinander sind, und wo Rauschpegel hoch sein können.
Die Alle-Jan van der Veen Referenz, PATO course on Signal Processing for Communications, September 1996, XP002143267, beschreibt ein Geschlossene-Form-Teil-Raum-Basiertes-Verfahren für simultanes Abschätzen von Ankunftswinkeln und Pfadverzögerungen von gemessenen Kanalpulsantworten, unter Verwendung des Wissens der übertragenen Pulsformfunktion und unter Annahme eines gleichförmigen linearen Arrays und gleichförmigen Probe.
Es ist hinsichtlich des vorhergehenden erwünscht, AOA-Abschätzung bereitzustellen ohne die vorhergenannten Nachteile der Stand-der-Technik-Ansätze.
In einem Ansatz, die zuvor genannten Nachteile der Stand-der-Technik-Ansätze zu vermeiden, nützt die vorliegende Erfindung eine Charakteristik aus, der herkömmlich verfügbaren Uplink-Gewichtungsvektoren, die verwendet werden in Antennen-Arrays mit einer Verschiebungsinvarianzstruktur, und berechnet AOA-Abschätzungen direkt von den Uplink-Gewichtungsvektoren.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 stellt diagrammartig das Winkelverhältnis zwischen einem Antennennormalvektor eines Antennensensors und zwei Multipfad-Fingern dar, die aus einer einzelnen digitalen Funkkommunikationsquelle stammen.
2 zeigt diagrammartig, wie ein Multipfad-Finger modelliert werden kann als eine große Anzahl von Arrays, die aus verschiedenen Winkeln auftreffen.
3 stellt graphisch die Winkelabhängigkeit der Antennenverstärkung dar.
4 stellt diagrammartig die Ausbreitungsverzögerung zwischen Sensoren eines gleichförmigen und linearen Antennen-Arrays dar.
5 stellt diagrammartig beispielhafte Ausführungsformen eines Winkels eines Ankunftsabschätzers gemäß der Erfindung dar.
6 stellt diagrammartig eine beispielhafte Digitalfunkkommunikationsschnittstelle gemäß der Erfindung dar.
7 stellt beispielhafte Betriebe dar, die ausgeführt werden können durch den Winkel der Ankunftsabschätzausführungsformen von 5.
8 und 9 stellen graphisch Simulationsergebnisse dar, die im Zusammenhang stehen mit einem Kleinste-Quadrate-Winkel der Ankunftsabschätzung gemäß der Erfindung.
10 und 11 stellen graphisch Simulationsergebnisse dar, die im Zusammenhang stehen mit einem rekursiven Kleinste-Quadrate-Winkel einer Ankunftsabschätzung gemäß der Erfindung.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Die vorliegende Erfindung nimmt die Tatsache in Anspruch, dass für einige Antennen-Array-Strukturen, die Komponenten des geschätzten Gewichtungsvektors für einen Multipfad-Finger ungefähr (Vernachlässigen der Wirkung des Rauschens und Fehlers in der Abschätzung des Gewichtungsvektors) im Zusammenhang stehen durch eine einfache Phasenverschiebung. Dies kann aus dem unten beschriebenen Modell gesehen werden.
1 stellt diagrammartig die Winkelbeziehung der zwei beispielhaften Multipfad-Finger A und B zu dem Antennennormalvektor C eines Sensors in einem Antennen-Array dar. Die Multipfad-Finger A und B sind das gutbekannte Ergebnis von verschiedenen physikalischen Hindernissen (Gebäuden, Berge, etc.), die ein Funksignal umleiten, das durch eine Funkquelle produziert wird, beispielsweise von einem digitalen zellularen Telefon. Der Winkel zwischen Multipfad-Finger A und dem Antennennormalvektor C wird in 1 als θ_A bezeichnet, und der Winkel zwischen Multipfad-Finger B und dem Antennennormalvektor C wird als θ_B bezeichnet.
Für jeden Multipfad-Finger kann angenommen werden, dass er eine Winkelstreuung um seine nominale Richtung der Ausbreitung besitzt. Beispielsweise stellt 2 dar, dass der Multipfad-Finger B modelliert werden kann als eine große Anzahl von Strahlen, vier von denen sind in 2 gezeigt. Die dargestellten Strahlen R₁–R₄ treffen auf den Multipfad-Finger B von den entsprechenden Winkeln θ₁–θ₄. Daher trifft jeder der großen Anzahl L der Strahlen (vier von denen sind in 2 gezeigt) aus einem separaten Winkel θ_l auf, l = 1 bis L. Jeder dieser Strahlen weist eine komplexe Amplitude auf, die hier als h_l(t, θ_l) bezeichnet ist. Jeder dieser Winkel θ_l kann modelliert werden als eine Zufallsvariable mit Mittelwert θ_B und Varianz σ_l ². Unter Verwendung dieser Annahmen kann der Gewichtungsvektor für einen gegebenen Multipfad-Finger wie folgt geschrieben werden.
Die Variable θ auf der linken Seite der Gleichung 1 stellt den Ankunftswinkel des bestimmten Multipfad-Fingers dar. Daher entspricht für Multipfad-Finger B der
1 und 2, die variable Θ auf der linken Seite der Gleichung 1 θ_B der 1 und 2.
In Gleichung 1 bezeichnet h_l(t, θ_l) den Basisbandkanal für Strahl l zur Zeit t. Wie gut bekannt ist in der Technik, enthält dieser Basisbandkanal den Effekt der Ausbreitungsabschwächung, Empfängerfiltern und Pulsformen. Die Antennenverstärkung, die von dem Winkel θ_l (siehe 3) abhängt, ist auch enthalten in dem Basisbandkanal h_l(t, θ_l).
Der Faktor a(θ_l) in Gleichung 1 berücksichtigt den Effekt der Zeitverzögerung, wenn die Welle sich durch das Array ausbreitet. Wie in 4 gezeigt, entspricht die Ausbreitungszeitverzögerung der Zeit, die benötigt wird, dass die Welle entsprechend Strahl R_l, sich die Distanz Δsinθ_l ausbreitet.
Der Ausdruck E(t) in Gleichung 1 kommt aufgrund der Tatsache, dass der Gewichtungsvektor abgeschätzt wird in einer Rauschumgebung, unter Verwendung einer finiten Nummer von Trainingssymbolen.
Für Engbandsignale, beispielsweise digitale Funkkommunikationssignale, entspricht eine Zeitverzögerung einer Phasenverschiebung. In Gleichung 1 ist a(θ_l) ein Vektor dieser Phasenverschiebungen, der ein Array-Antwortvektor genannt wird. In dem Beispiel von 4 ist die Antennenanordnung ein herkömmlicher, gleichförmiger und linearer Array (ULA) mit M-Sensoren 1, 2, 3 ... M. In diesem Beispiel ist ein M-dimensionaler Array-Antwortvektor a(θ_l) gegeben durch
Die M-Komponenten dieses Vektors entsprechen jeweils den M-Sensoren in dem ULA von 4.
Falls die Winkelverteilung zwischen θ und jedem θ_l (siehe auch 2) klein ist, beispielsweise 3° bis 10°, ergibt eine Taylor-Reihenentwicklung von a(θ_l) um θ_l = θ
wobei
Weil θ–θ_l im Durchschnitt klein ist (viel kleiner als 1 im Bodenmaß), kann aus Gleichung 3 gesehen werden, dass der Teil von n(t), außer E(t) (das heißt, der Summierungsteil) durchschnittlich klein ist.
Unter erneuter Bezugnahme auf das Beispiel von 4 wird darin UAL dargestellt, der ein Beispiel eines Antennen-Arrays mit einer verschiebungsinvarianten Struktur ist. Dies bedeutet, dass jeder dieser Sensoren 1, 2,... M mit einem Abstand von Δ-Wellenlängen von ihren benachbarten Sensoren beabstandet ist, und dass der Array bzw. die Anordnung zwei identische Teil-Arrays enthält. Beispielsweise könnte ein erster Teil-Array definiert werden durch die Sensoren 1, 2 und 3 von 4, und ein zweiter Teil-Array könnte definiert werden durch die Sensoren 2, 3 und 4. Der herkömmliche Uplink-Gewichtungsvektor, der im Zusammenhang steht mit der Antenne von 4, enthält M-Komponenten, die jeweils den M-Sensoren entsprechen. Analog ist der Gewichtungsvektor für einen gegebenen Teil-Array ein Teilvektor des M-dimensionalen Gewichtungsvektors, einschließlich einer Vielzahl von (weniger als M) Komponenten, die jeweils den Sensoren des Teil-Arrays entsprechen. Demgemäß können Teilvektoren w₁ und w₂, die entsprechend mit einem ersten und zweiten Teil-Array assoziiert sind, von Gleichungen 1 und 3 oben, ausgedrückt werden als: w1(t, θ) = h(t, θ)α1(θ) + n1(t) Gleichung 4 w2(t, θ) = h(t, θ)α2(θ) + n2(t) Gleichung 5wobei a₁(θ) einen Array-Antwortteilvektor des Array-Antwortvektors a(θ) repräsentiert, einschließlich dieser Komponenten a(θ) entsprechend den Sensoren des ersten Teil-Arrays, und a₂(θ) ähnlich ein Array-Antwortteilvektor ist, einschließlich dieser Komponenten von a(θ) entsprechend den Sensoren des zweiten Teil-Arrays. Ähnlich enthält n₁(t) die Komponenten von n(t), die im Zusammenhang stehen mit den Sensoren des ersten Teil-Arrays, und n₂(t) repräsentiert die Komponenten von n(t), die im Zusammenhang stehen mit dem zweiten Teil-Array.
In Antennen-Arrays mit einer verschiebungsinvarianten Struktur, beispielsweise der UAL von 4, sind die Array-Antwortteilvektoren des ersten und zweiten Teil-Arrays dafür bekannt, dass sie wie folgt in Beziehung stehen: α2(θ) = εi2πΔsinθα1(θ) Gleichung 6
Substituieren von Gleichung 6 in Gleichung 5 ergibt das Folgende: w2(t, θ) = h(t, θ)α1(θ)ei2πΔsinθ + n2(t) Gleichung 7
Nun ergibt ein Vergleich von Gleichungen 7 und 4: w2(t, θ) = w1(t, θ)ei2πΔsinθ + n2(t) Gleichung 8wobei n(t) ein modifizierter Rauschausdruck mit Durchschnitt Null ist.
Gleichung 8 kann gelöst werden für θ auf verschiedene Art und Weise, mit einer gegebenen Probe von Gewichtungsvektoren {w₁(t, θ), w₂(t, θ)}, t = 1 bis N. Das Beispiel, das am unkompliziertesten ist, ist das Kleinste-Quadrate-(LS, least-squares)-Verfahren, das unten beschrieben wird.
Multiplizieren der linken und rechten Seite von Gleichung 8 mit w₁ ^H(t) (wobei H den komplexen konjugierten transponierten Operator bezeichnet) und Summieren über die verfügbaren Proben (Vernachlässigen von n(t)) ergibt:
(die Abhängigkeit von θ in der Notation wird hier aus Einfachheitsgründen fallengelassen). Neuanordnen der Gleichung 9 führt zu
was sofort gelöst werden kann für den Ankunftswinkel θ des Multipfad-Fingers (beispielsweise θ_B von 1 und 2. Die Lösung von Gleichungen 9 und 10 wird herkömmlich bezeichnet als die "Kleinste-Quadrate"-Lösung, weil sie die folgenden Kriterien minimiert:
In praktischen Situationen variiert der Ankunftswinkel θ einer gegebenen Multipfadkomponente langsam mit der Zeit. Dann wird eine rekursive Implementierung des Algorithmus bevorzugt. Unten wird ein rekursives Kleinste-Quadrate-(RLS)-Verfahren beschrieben, um θ abzuschätzen. Es sei jedoch bemerkt, dass die Erfindung nicht begrenzt ist auf das RLS-Verfahren, und dass andere Arten von rekursiven Lösungen möglich sind, wie zum Beispiel kleinste mittlere Quadrate (LMS, least mean squares), Kalman-Filter oder Implementierungen eines Newton Typs. Um die RLS-Lösung für das Problem abzuleiten, sei
Gemäß der obigen Diskussion ist eine Schätzung von α(t) (einschließlich eines Vergessfaktors μ) gegeben durch
Einführen der kovarianten Matrix
was klar die Beziehung erfüllt
Aus Gleichungen 12 und 13
Der vollständige rekursive Kleinste-Quadrate-(RLS)-Algorithmus, einschließlich eines Vergessfaktors μ, kann nun wir folgt zusammengefasst werden:

1) Setze μ, α(0), und P(0) (siehe unten für Vorschläge, wie diese Parameter zu wählen sind)
2) für t=1 bis N: α(t) = α(t – 1) + K(t)ε(t) Gleichung 16wobei: ε(t) = w2(t) – w1(t)α(t – 1) Gleichung 17und K(t) = P(t)wH1 (t) Gleichung 18

Der Skalar P(t), der in Gleichung 18 verwendet wird, wird erhalten aus Gleichung 14.
Betreffend der Auswahlen der Benutzerparameter μ, α(0) und P(0), können die folgenden beispielhaften allgemeinen Regeln gegeben werden. Der Vergessfaktor μ bestimmt wie lange ein Speicher in der Abschätzung verwendet wird und sollte ein weniger als 1 gesetzt werden (beispielsweise zwischen 0,95 und 0,99). Es kann gezeigt werden, dass ein gegebenes μ einer Abschätzung unter Verwendung von Gleichung 9 mit N = 2/(1 – μ) entspricht. Daher bestimmt μ, wie viele alte Proben in der Abschätzung verwendet werden.
Der Anfangswert α(0) wird gewählt gemäß irgendeiner α priori Information, die verfügbar sein kann für den AOA des gewünschten Benutzers. Falls keine solche Information verfügbar ist, kann α(0) auf 1 gesetzt werden (entsprechend zu θ = 0) oder irgendeinen anderen passenden Wert.
Die Anfangsvarianz P(0) wird gewählt gemäß dem Niveau bzw. Höhe des Vertrauens in die Anfangsabschätzung α(0). Ein großes P(0) gibt eine große Anfangsvariation in der Schätzung und sollte verwendet werden, falls es vermutet wird, dass die Anfangsschätzung α(0) schlecht ist (beispielsweise gibt es eine α priori Information für den AOA). Ein beispielhafter großer Wert ist P(0) = 10.
Andererseits sollte, falls von α(0) angenommen wird, dass es akkurat ist, ein kleines P(0) gewählt werden. Ein beispielhafter kleiner Wert ist P(0) = 0,01.
Abhängig von dem Vergessfaktor μ, wird P(t) auf unterschiedliche Werte konvergieren. Falls μ nahe Eins ist, wird P(t) auf einen kleinen Wert gehen und ein Nachfahren wird langsam (P(∞) = 0 für μ = 1, was kein Nachfolgen gibt), während ein kleines μ einen höheren Wert von P(t) gibt, was ein schnelleres Nachfolgen von Änderungen in α(t) ermöglicht.
Es kann aus der vorhergehenden Diskussion gesehen werden, dass der Ankunftswinkel für einen gegebenen Multipfad-Finger sofort gemäß der Erfindung geschätzt werden kann von dem entsprechenden Uplink-Gewichtungsvektor für irgendeinen Antennen-Array mit einer verschiebungsinvarianten Struktur, beispielsweise einem gleichförmigen und linearen Array. Sobald der Ankunftswinkel abgeschätzt wurde, kann dieser Ankunftswinkel verwendet werden, um einen Betrieb des Antennen-Arrays passend zu steuern für eine Downlink-Kommunikation zu der Quelle des Signals, dessen Ankunftswinkel abgeschätzt wurde.
5 stellt diagrammartig beispielhafte Ausführungsformen eines Ankunftswinkelschätzers gemäß der vorliegenden Erfindung dar. Der Ankunftswinkelschätzer 51 enthält einen Eingang 53 zum Empfangen von Information, die den Uplink-Gewichtungsvektor w kennzeichnet, der abgeschätzt wurde für einen gegebenen Multipfad-Finger, und einen Ausgang 55 zum Bereitstellen von Information, die den abgeschätzten Ankunftswinkel θ_EST kennzeichnet. Ein Teilvektorextraktor 52 extrahiert von dem Gewichtungsvektor einen ersten und zweiten Teilvektor w₁ und w₂, wie oben mit Bezug auf Gleichungen 4 und 5 beschrieben. Diese Teilvektoren w₁ und w₂ werden bereitgestellt als Eingabe bei dem Ankunftswinkelberechner 56, der davon die Ankunftswinkelschätzung θ_EST berechnet und ausgibt.
6 stellt eine beispielhafte digitale Funkkommunikationsschnittstelle gemäß der vorliegenden Erfindung dar. Die Schnittstelle von 6 kann beispielsweise in einer Basisstation bereitgestellt werden, die in einem digitalen zellularen Kommunikationsnetzwerk betrieben wird. Wie in 6 gezeigt, ist ein Antennen-Array 62 mit Duplex-(Dx)-Filtern gekoppelt, die in diesem Beispiel wiederum mit einem strahlbildenden strahlformenden Netzwerk 63 gekoppelt sind. Das strahlformende Netzwerk ist wiederum mit einer Empfänger-(RX)-Schaltung gekoppelt, einschließlich einer Abwärtsumsetzungsschaltung und einer Analog/Digital-Umsetzerschaltung. Die Empfängerschaltung ist wiederum gekoppelt mit einer Entzerrung und Kombinierabschnitt 65, der beispielsweise Uplink-Daten einen Datenverarbeitungsabschnitt einer Basisstation (nicht explizit gezeigt) bereitstellt. Der Abschnitt 65 dient auch als Gewichtungsvektorproduzent, der die Gewichtungsvektoren w bereitstellt, die im Zusammenhang stehen mit den entsprechenden Multipfad-Fingern.
Der Ankunftswinkelabschätzer 51 empfängt die Gewichtungsvektoren, produziert die Ankunftswinkelschätzungen θ_EST und stellt diese Ankunftswinkelschätzungen einem downlink-strahlformenden Abschnitt 66 bereit. Der downlink-strahlformende Abschnitt 66 empfängt auch Downlink-Daten von dem Datenverarbeitungsabschnitt. Eine Übertragungs-(Tx)-Schaltung, die eine digitale/analoge Umsetzerschaltung enthält, sowie eine Leistungsverstärkungsschaltung und Aufwärtsumsetzungsschaltung, ist gekoppelt, um die Ausgabe von dem downlink-strahlformenden Abschnitt 66 zu empfangen, und die Ausgabe der Übertragungsschaltung wird gekoppelt mit den Duplexfiltern. Mit der Ausnahme des Ankunftswinkelschätzers 51, der gemäß der vorliegenden Erfindung bereitgestellt wird, sind die übrigen Komponenten, die in 6 dargestellt sind, gut in der Technik bekannt.
7 stellt beispielhafte Operationen dar, die ausgeführt werden können durch den beispielhaften Ankunftswinkelschätzer von 5. Bei 71 wird der Gewichtungsvektor für einen Multipfad-Finger erhalten. Bei 72 werden die Teilvektoren, entsprechend den Teil-Arrays des Antennen-Arrays, extrahiert von dem Gewichtungsfaktor. Bei 73 wird die Ankunftswinkelschätzung berechnet, basierend auf den Teilvektoren, unter Verwendung irgendeiner der oben beschriebenen beispielhaften Techniken. Wie bei 74 und 75 gekennzeichnet, können die Prozeduren bei 71 bis 73 wiederholt werden, bis alle Multipfad-Finger verarbeitet wurden.
Die folgende Verbindungssimulation demonstriert die Leistungsfähigkeit des offenbarten Ankunftswinkelabschätzungsverfahrens. Ergebnisse werden gezeigt sowohl für die Kleinste-Quadrate-Lösung von Gleichungen 10 bis 11 und für die rekursive Implementierung von Gleichungen 16 bis 18.
Die Ergebnisse von den Kleinste-Quadrate-Simulationen werden in 8 und 9 gezeigt. Der Effektivwertfehler bzw. der Fehler der Wurzel des Schwankungsquadrats (RMSE, rout means squared error) wird in Grad präsentiert, definiert durch
als eine Funktion von Ankunftswinkel θ (θ(n) bezeichnet die n-te Schätzung von θ). Die Ergebnisse werden gemittelt über N = 500 Monte Carlo-Simulationen. Der RMSE hat zwei Ursprünge; erstens wird ein Zufallsfehler vorkommen aufgrund von Rauschen. Ferner wird ein deterministischer Fehler auftreten aufgrund der Näherung in Gleichung. Allerdings wird gemäß dem Signalmodell jede verteilte Quelle moduliert als eine große Anzahl von Punktquellen, die auf dem Array auftreffen. Diese Quellen können aufgelöst werden durch den Array und ein Abschätzungsfehler ist das Ergebnis. All diese Simulationen verwenden einen gleichförmigen und linearen Array, ULA, mit einem halben Wellenabstand zwischen den Elementen (Δ = 1/2).
8 und 9 zeigen die Ergebnisse for M = 4 bzw. M = 8 Antennensensoren, für eine Winkelverteilung von 3° und ein Signal-zu-Rausch-Verhältnis (SNR) von 10 dB. Es kann gesehen werden, dass der RMSE größer wird sobald sich der Endfeuerrichtung angenähert wird, aber er wird nie sehr groß in diesen Beispielen. Der RMSE wird kleiner für den größeren Antennen-Array von 9.
10 und 11 stellen die Fähigkeit des RLS-Algorithmus dar, den AOA eines Signals zu verfolgen. Der AOA wird modelliert, um sich bei jeweils 15 Proben zu verändern (entsprechend zu 15 Schlitzen in einem WCDMA-Funkrahmen), gemäß dem Zufallslaufmodell θ (t) = θ(t – 1) + ν(t) Gleichung 20wobei v(t) eine Zufallsvariable ist, die Werte von ± 0,5 Grad mit gleicher Wahrscheinlichkeit annimmt. In der Realität wird von den AOAs der Finger erwartet, dass sie kontinuierlicher variieren.
Die Ergebnisse sind in den 10 und 11 für M = 4 bzw. M = 8 Antennenelemente gezeigt, für eine Winkelverteilung von 3° und einen SNR von 10 dB. Vergessfaktoren μ = 0,95 und μ = 0,99 werden verwendet. Wie erwartet, erlaubt ein geringerer Wert von μ ein besseres Nachverfolgen des AOA, was jedoch zu einer höheren Varianz in den Abschätzungen führt. In jedem Fall wird der RMSE gering; um ein Grad in den betrachteten Fällen.
Es wird dem Fachmann ersichtlich sein, dass ein Ankunftswinkelabschätzer gemäß der vorliegenden Erfindung implementiert werden kann durch ein passend programmiertes Datenverarbeitungsgerät, wie zum Beispiel ein digitaler Signalprozessor, oder durch solch ein Datenverarbeitungsgerät in Kombination mit zusätzlichen externen Komponenten.
Obwohl beispielhafte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung oben im Detail beschrieben wurden, begrenzt dies nicht den Umfang der Erfindung, die auf eine Vielzahl von Ausführungsformen in die Praxis umgesetzt werden kann.

Claims

Ein Verfahren zum Schätzen eines Winkels, bei dem ein Mehrweg-Finger bzw. Multipfad-Finger, erstellt durch eine digitale Funkkommunikationsquelle, bei einer Antennen-Anordnung ankommt, umfassend: Empfangen des Mehrweg-Fingers bei der Antennen-Anordnung, wobei der Mehrweg-Finger eine Vielzahl von Strahlen umfasst, und die Antennen-Anordnung eine Vielzahl von Teilanordnungen umfasst; Erhalten eines Uplink-Gewichtungsvektors, der mit dem Mehrfach-Finger in Zusammenhang steht, unter Verwendung der Vielzahl von Strahlen, die von jeder der Vielzahl von Teilanordnungen empfangen werden; und Berechnen einer Schätzung des Winkels in Ansprechen auf den Gewichtungsvektor, gekennzeichnet durch Extrahieren einer Vielzahl von Teilvektoren von dem Gewichtungsvektor, die jeweils der Vielzahl der Teilanordnungen innerhalb der Antennenanordnung entspricht, wobei der Berechnungsschritt ein Berechnen der Schätzung von den Teilvektoren enthält.
Das Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt des Berechnens der Schätzung von den Teilvektoren ein Verwenden einer Kleinsten-Quadrate-Näherung enthält, zum Berechnen der Schätzung.
Das Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt des Berechnens der Schätzung von den Teilvektoren ein Verwenden eines rekursiven Algorithmus enthält, zum Berechnen der Schätzung.
Das Verfahren nach Anspruch 3, wobei der Schritt eines Verwendens eines rekursiven Algorithmus ein Verwenden einer rekursiven Kleinsten-Quadrate-Näherung zum Berechnen der Schätzung enthält.
Das Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Empfangsschritt ein Empfangen der Mehrweg-Finger an einer Antennen-Anordnung mit einer Verschiebungsinvarianzstruktur enthält.
Das Verfahren nach Anspruch 5, wobei der Empfangsschritt ein Empfangen der Mehrweg-Finger bei einer gleichförmigen und linearen Antennen-Anordnung enthält.
Das Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Mehrweg-Finger erstellt wird durch ein Mobiltelekommunikationsgerät, das in einem zellularen Telekommunikationsnetz arbeitet.
Eine Vorrichtung (51) zum Schätzen eines Winkels, bei dem ein Mehrweg-Finger bzw. Multipath-Finger, der durch eine digitale Funkkommunikationsquelle erstellt wird, bei einer Antennen-Anordnung ankommt, umfassend: einen Eingang (53) zum Empfangen eines Uplink-Gewichtungsvektors, der mit dem Mehrweg-Finger in Zusammenhang steht, wobei der Mehrweg-Finger eine Vielzahl von Strahlen umfasst, die Antennen-Anordnung ein Vielzahl von Teilanordnungen umfasst, und der Uplink-Gewichtungsvektor erhalten wird unter Verwendung der Vielzahl von Strahlen, die von jedem der Vielzahl der Teilanordnungen empfangen werden; und einen Winkel-der-Ankunft-Berechner (56), der mit dem Eingang gekoppelt ist, zum Berechnen einer Schätzung des Winkels, in Ansprechen auf den Gewichtungsvektor; gekennzeichnet durch einen Extraktor (52), der zwischen dem Eingang und dem Winkel-der-Ankunft-Berechner gekoppelt wird, zum Extrahieren von dem Gewichtungsvektor einer Vielzahl von Teilvektoren, jeweils entsprechend zu der Vielzahl von Teilanordnungen innerhalb der Antennen-Anordnung, wobei der Winkel-der-Ankunft-Berechner betriebsfähig ist zum Empfangen der Teilvektoren von dem Extraktor und Berechnen der Schätzung davon.
Die Vorrichtung nach Anspruch 8, wobei der Winkel-der-Ankunft-Berechner betriebsfähig ist zum Verwenden einer Kleinsten-Quadrate-Näherung, zum Berechnen der Schätzung.
Die Vorrichtung nach Anspruch 8, wobei der Winkel-der-Ankunft-Berechner betriebsfähig ist, zum Verwenden eines rekursiven Algorithmus zum Berechnen der Schätzung.
Die Vorrichtung nach Anspruch 10, wobei der rekursive Algorithmus ein rekursiver Kleinste-Quadrate-Algorithmus ist.
Die Vorrichtung nach Anspruch 8, wobei die Antennen-Anordnung eine Verschiebungs-Invarianz-Struktur aufweist.
Die Vorrichtung nach Anspruch 12, wobei die Antennen-Anordnung eine gleichförmige lineare Anordnung ist.
Die Vorrichtung nach Anspruch 8, wobei die digitale Funkkommunikationsquelle ein Mobiltelekommunikationsgerät ist, das in einem zellularen Telekommunikationsnetz arbeitet.
Eine digitale Funkkommunikationsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 8 bis 14, wobei der Winkel-der-Ankunft-Berechner einen Ausgang enthält, der mit der Antennen-Anordnung gekoppelt ist, zum Steuern eines Downlink-Betriebs der Antennen-Anordnung, basierend auf der Schätzung.