DE60124355T2

DE60124355T2 - Ein nichtkoheräntes DP-MOK Empfangsverfahren mit Mehrwegkombination und Empfänger dafür

Info

Publication number: DE60124355T2
Application number: DE60124355T
Authority: DE
Inventors: Laurent Ouvry; Jean-Rene Lequepeys; Norbert Daniele; Dominique Noguet
Original assignee: Commissariat a lEnergie Atomique CEA
Current assignee: Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Priority date: 2000-08-28
Filing date: 2001-08-24
Publication date: 2007-08-30
Anticipated expiration: 2021-08-25
Also published as: EP1184996B1; US20060109936A1; US20020048332A1; US6956913B2; US7817709B2; EP1184996A1; FR2813474B1; FR2813474A1; DE60124355D1

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren für den nicht-kohärenten DP-MOK Empfang in Verbindung mit Mehrwegen, sowie einen entsprechenden Empfänger.
Die Erfindung findet allgemeine Anwendung in der digitalen Kommunikation und insbesondere in kabellosen lokalen Netzwerken (WLAN), in der Wireless Local Loop Technologie (WLL), im Mobilfunk, in der Haustechnik und bei Telecash-Systemen, in der Kommunikation im Verkehrswesen, und so weiter.
Stand der Technik
Die Erfindung fällt in den Bereich der Technik der Spektrumspreizung. Es ist bekannt, dass diese Technik in der Modulation eines digitalen Symbols besteht, welches durch eine dem Benutzer bekannte Pseudozufallssequenz zu übertragen ist. Jede Sequenz besteht aus N Elementen, die als "Chips" bezeichnet werden, und deren Dauer dem N-ten Teil der Dauer eines Symbols entspricht. Daraus ergibt sich ein Signal, dessen Spektrum in einem Bereich gespreizt wird, welcher N mal größer ist als der des ursprünglichen Signals. Beim Empfang besteht die Demodulation darin, das empfangene Signal mit der beim Senden verwendeten Sequenz zu korrelieren, um wieder das Ausgangssymbol zu erlangen.
Diese Technik hat zahlreiche Vorteile:

• Diskretisierung; da die Stärke des gesendeten Signals konstant und auf einem N mal größeren Band verteilt ist, ist seine spektrale Leistungsdichte um einen Faktor N verringert;
• Unempfindlichkeit gegenüber beabsichtigten Schmalbandemissionen oder Störgeräuschen, da die Durchführung der Korrelation im Bereich des Empfängers zur spektralen Spreizung dieser Emissionen führt;
• erschwertes Abhören (für die üblichen Rauschabstände), da die Demodulation die Kenntnis der beim Senden verwendeten Sequenz erfordert;
• Beständigkeit gegenüber Mehrwegen, die unter bestimmten Bedingungen selektive Dämpfungen in der Frequenz verursachen und folglich nur teilweise auf das gesendete Signal einwirken;
• Möglichkeit eines Mehrfachzugriffs durch Codeteilung (Englisch CDMA für "Code Division Multiple Access"): mehrere Verbindungen mit Spektrumspreizung durch Direktsequenz können sich durch die Nutzung von orthogonalen Spreizcodes das gleiche Frequenzband teilen.

Der Nachteil dieser Technik ist jedoch ihre niedrige spektrale Effizienz. Damit wird das Verhältnis zwischen der Bit-Datenrate und der Breite des belegten Bandes bezeichnet. Wenn jedes Datensymbol m Bits enthält, dann entspricht die Bit-Datenrate dem m-fachen der Symbolrate, also mDs. Was das belegte Band betrifft, ist es gleich dem Zweifachen der Frequenz in "Chips", das heißt es ist gleich dem 2N-fachen der Symbolrate, also 2NDs. Das ergibt also am Ende eine spektrale Effizienz gleich dem Verhältnis mDs / 2NDs, also m / 2N.
Man könnte in Erwägung ziehen, die spektrale Effizienz durch eine Verkleinerung von N zu erhöhen, aber das stünde im Gegensatz zu den Eigenschaften der Spreizung, und würde insbesondere der Unempfindlichkeit der Übertragung schaden. Man könnte auch in Erwägung ziehen, die Symbolrate zu erhöhen, wodurch sich jedoch die Interferenzen zwischen den Symbolen verstärken würden.
Eine andere Lösung könnte darin bestehen, auf die Technik des Mehrfachzugriffs durch Codeteilung (CDMA) zurückzugreifen, und insbesondere auf ihre synchrone Variante (im Englischen bezeichnet als MC-CDMA für "Multi Code-Code Division Multiple Access"). Diese Methode stößt jedoch aufgrund des Auftretens von Mehrfachzugriffsinterferenzen ebenfalls an eine Grenze.
Eine letzte Lösung könnte darin bestehen, m, also die Anzahl der Bit-Daten pro Symbol zu erhöhen, was die Nutzung von komplexen Modulationen so genannter höherer Ordnung zur Folge hätte. Zur Erinnerung sei an dieser Stelle erwähnt, worin zwei davon bestehen, nämlich die so genannte PSK- oder "Phase Shift Keying"-Modulation, welche eine Phasenmodulation (oder -kodierung) ist, und die als MOK bezeichnete Modulation, die für "M-ary Orthogonal Keying"-Modulation oder für M-fache orthogonale Modulation steht. Eine Beschreibung davon ist in zwei allgemeinen Werken zu finden:

– Andrew J. VITERBI: "CDMA-Principles of Spread Spectrum Communication" Addison-Wesley Wireless Communication Series, 1975,
– John G. PROAKIS: "Digital Communications" MCGraw-Hill International Editions, 3. Auflage, 1995.

Da es sich in erster Linie um die Phasenmodulation handelt, geht es in den häufigsten Fällen um eine als BPSK bezeichnete binäre Modulation, oder um eine als QPSK bezeichnete quaternäre Modulation. Im ersten Fall werden Symbole an ein binäres Element (m = 1) codiert, und im zweiten Fall werden Symbole an zwei binäre Elemente codiert (m = 2).
Diese Modulationen werden meistens in ihrer differentiellen Form durchgeführt (DBPSK, DQPSK), (im Folgenden abgekürzt durch "DP"), die eine starke Stabilität in den schwierigen Kanälen gewährleistet, da keine Schleife zur Phasenwiedergewinnung erforderlich ist. Diese differentielle Form ist auch sehr gut an die Verarbeitung der Diversity der Verbreitungswege angepasst.
Beim Empfang führt ein differentieller Demodulator die Multiplikation zwischen dem zu demodulierenden Signal und seiner um eine Symbolperiode verzögerten Version durch. Im Fall der quaternären Modulation werden zwei Signalwege benutzt, wobei ein Weg die Komponente des Signals verarbeitet, das mit einem Träger in Phase ist, und ein anderer Weg die Komponente verarbeitet, die in Quadratur mit dem Träger ist.
Da es nun um die MOK-Modulation geht, handelt es sich um eine Technik, bei der man jedem zu sendenden Symbol ein Signal zuordnet, welches aus einer Menge von orthogonalen Signalen genommen wird. Diese Signale können Spreizcodes aus einer gleichen Familie orthogonaler Codes sein. In diesem Fall führt die Modulation auch die Spreizung durch. Aber diese Signale können auch nicht vollkommen orthogonal sein, da der Orthogonalitätszwang geringer ist, als es erscheinen mag. Natürlich ist in diesem Fall auch die Leistung weniger gut.
Wenn ein Symbol aus m Bits gebildet ist, gibt es 2^m mögliche Konfigurationen für die Symbole. Die Anzahl M der verfügbaren Codes muss also mindestens gleich M sein, wobei M = 2^m. Wenn die Länge dieser Codes N ist, dann weiß man, dass man N orthogonale Codes finden kann. In dem Fall gilt also M = N, und die Anzahl der Bits pro Symbol ist folglich auf log₂N begrenzt.
Ein bekannter MOK-Empfänger ist in der beigefügten 1 dargestellt. Man sieht dort eine Reihe von angepassten Filtern 10₁ , 10₂ , ..., 10_M , gefolgt von ebenso vielen Samplern 12₁ , 12₂ , ..., 12_M , Schaltungen 14₁ , 14₂ , ..., 14_M zur Bestimmung des Moduls oder des Quadrats des Moduls des gesampelten Signals, eine Schaltung 16 zur Bestimmung des Signals welches das stärkste Modul darstellt, anders ausgedrückt zur Bestimmung der Zahl des dem stärksten Signal entsprechenden Weges, eine Schaltung 18, die ausgehend von der Zahl dieses Weges den Code und damit das Symbol rekonstruiert.
In der MOK-Technik gibt es eine MBOK genannte Variante ("M-ary Bi-Orthogonal Keying"), die darin besteht, dass dem Satz von in einer MOK-Modulation verwendeten orthogonalen Signalen ihr Gegenstück hinzugefügt wird, um einen Satz von 2M Signalen zu bilden, die untereinander offensichtlich nicht mehr alle orthogonal sind. Die Demodulation verwendet des Weiteren M Korrelatoren, die an jeden der M orthogonalen Codes angepasst sind, benötigt jedoch außerdem noch Mittel zur Wiederherstellung des Zeichens.
Wenn man, um die spektrale Effizienz zu erhöhen, die Anzahl m der binären Elemente in jedem Symbol um eine Einheit erhöhen würde, würde sich die Anzahl M der verfügbaren Codes verdoppeln, was wiederum eine Verdopplung der Anzahl der Wege des Empfängers zur Folge hätte. Die Komplexität steigt also sehr viel schneller als die spektrale Effizienz. Diese Technik hat also einige Grenzen.
Die MOK-Modulation und die MBOK-Modulation werden in bestimmten digitalen Kommunikationssystemen verwendet, in Verbindung mit einer kohärenten Empfangsstruktur, welche die Kenntnis der Phase des Trägers erfordert. Das Senden einer Präambel vor der Emission der Nutzdaten ist ein herkömmlicher Vorgang, welcher die Schätzung dieser Phase ermöglicht. In den von Fadings und/oder Mehrfachwegen betroffenen Kanälen ist die Trägerphase jedoch Schwankungen unterworfen, die schnell sein können, und die das Empfangssystem erfassen und kompensieren muss. Das geschieht im Allgemeinen durch die periodische Emission von Präambeln, die dann den Kanal belegen und eine Verkleinerung der Nutzdatenrate verursachen. Nach diesem Schema müssen die Dauern der Präambel und des Nutzdatenpaketes kleiner sein als die Kohärenzdauer des Kanals (der Zeitraum während dessen der Kanal als stationär angesehen wird). Außerdem wird die Komplexität der Empfangsstruktur erhöht.
Aus diesen Gründen greift der Fachmann bevorzugt auf nicht-kohärente oder differentiell kohärente Demodulationsschemata zurück, die keine Kenntnis der Phaseninformation erfordern. Diese Techniken beseitigen zum Preis eines leichten Sensibilitätsverlustes das Zurückgreifen auf die langen Präambeln, auf die Phasenschätzfunktionen und auf die Phasenderotatoren. Außerdem vereinfacht die nicht-kohärente Demodulation die Verarbeitung der Diversity der Verbreitungswege sehr deutlich, da jeder Weg unter anderem seine eigene Phase aufweist (und folglich in einem kohärenten Schema seinen eigenen Phasenschätzer benötigen würde).
Des Weiteren sind noch Empfänger mit Spektrumspreizung und differentieller Phasendemodulation DP bekannt. Die beiliegende 2 zeigt solch einen Empfänger, der eine Antenne 20, einen lokalen Oszillator 22, einen Multiplikator 24, einen Verstärker 26, einen angepassten Filter 28, eine Verzögerungsleitung 30, einen Multiplikator 32, einen Integrator 34 und eine Entscheidungsschaltung 36 aufweist.
Dieser Empfänger funktioniert nach dem folgenden Prinzip:
Der angepasste Filter 28 führt die Korrelation zwischen dem empfangenen Signal und der Spreizsequenz durch, die verwendet wurde, um die Daten auszusenden. Das beim Senden gewählte Prinzip der differentiellen Phasenmodulation bewirkt, dass die Information durch die Phasendifferenz zwischen den Signalen zum Ausgang des angepassten Filters 28 sowie zum Ausgang der Verzögerungsleitung 30 transportiert wird. Diese Information wird durch den Multiplikator 32 rekonstruiert.
Jedem Verbreitungsweg entspricht ein Korrelationspeak am Ausgang des Multiplikators 32. Die Aufgabe des Integrators 34 besteht darin, die durch jeden Verbreitungsweg transportierten Informationen zu erfassen. Da die Verbreitungswege in einer Mehrwegumgebung statistisch unabhängig sind, wird mit dieser besonderen Empfangstechnik eine Verarbeitung auf Diversity-Basis erreicht, deren Ordnung erhöht werden kann, wenn die Impulsantwort komplex ist. Die Entscheidungsschaltung 26 ermöglicht die Wiedererlangung der gesendeten Information und darüber hinaus die Regeneration des Taktes.
In der Praxis können die Signale, wie in der beiliegenden 3 dargestellt, verarbeitet werden. Der dargestellte Empfänger weist zwei analoge Wege auf: einen Weg, um den mit dem Träger phasengleichen Teil I des Signals zu verarbeiten, und den anderen Weg, um den Teil Q des Signals zu verarbeiten, der in Quadratur mit dem selben Träger ist.
Der Weg I weist erste angepasste Filtermittel 50(I) auf, die fähig sind, eine erste Filterfunktion zu erfüllen, die der Pseudozufallssequenz entspricht, welche beim Senden verwendet wurde; diese ersten Mittel geben Muster I_k aus. Der Weg I weist weiter erste Verzögerungsmittel 60(I) auf, die fähig sind, eine erste Funktion der Verzögerung zu erfüllen, und zwar um eine Dauer, die gleich der Periode Ts der Symbole ist, und Muster I_k–1 ausgibt.
Der Weg Q weist zweite angepasste Filtermittel 50(Q) auf, die fähig sind, eine zweite Filterfunktion zu erfüllen, immer der Pseudozufallssequenz entsprechend; diese zweiten Mittel geben Muster Q_k aus; der Weg Q weist darüber hinaus zweite Verzögerungsmittel 60(Q) auf, die fähig sind, eine Funktion der Verzögerung um eine Dauer Ts zu erfüllen, und die Muster Q_k–1 ausgeben.
Der Multiplikator 70 gibt Kombinationen der Ergebnisse dieser Muster aus, und insbesondere ein als Dot(k) bezeichnetes Signal, welches gleich I_kI_k–1 + Q_kQ_k–1 ist, sowie ein mit Cross(k) bezeichnetes Signal, welches gleich Q_kI_k–1 – I_kQ_k–1 ist. Die Schaltung in der 3 wird durch eine Schaltung 90 vervollständigt, die die Signale Dot(k) und Cross(k) verarbeitet und ein Taktsignal H und die Daten D ausgibt. Ein Programmierungsmittel 72 steuert das Ganze.
Dies ist jedoch keine Lösung für das allgemeine Problem dieses Empfängertyps, was darauf zurückzuführen ist, dass das Ausgangssignal des Demodulators einmal ein Signal darstellt, welches proportional zu der auf einem gegebenen Verbreitungsweg übertragenen Energie ist (wobei die Energie gleich dem Quadrat der Amplitude des empfangenen Echos ist), und einmal ein Rauschen.
Die einfache Integrationsverarbeitung, die in einem differentiellen Empfänger der bekannten Art durchgeführt wird, entspricht also nicht nur der Summe der durch alle Verbreitungswege transportierten Energien, sondern auch der Summe der nicht repräsentativen Signale der Verbreitungswege, was das Verhältnis Signal zu Rauschen verschlechtert. Mit anderen Worten werden in dieser Technik die Korrelationspeaks nicht isoliert.
Es wurde jedoch eine Technik erdacht, um zu versuchen, das zwischen den Korrelationspeaks vorliegende Rauschen zu beseitigen. Hierbei handelt es sich um die mit RAKE bezeichnete Technik (RAKE: Englisch für "Rechen"). Sie besteht darin, eine bestimmte Anzahl von Verbreitungswegen zu isolieren und ausschließlich die durch diese Wege transportierten Energien hinzuzufügen. Bei diesem Ansatz ermöglicht eine bestimmte Anzahl von angepassten Filtern (Korrelatoren) die Sondierung eines Kanals und damit die Platzierung der Zinken des "Rechens", wobei andere Korrelatoren es ermöglichen, die energetischsten Wege zu verfolgen. Eine Verarbeitung ermöglicht es anschließend, die Quadrate der Amplituden der zurückgehaltenen Wege zu summieren.
Bezüglich der Architekturen des Typs RAKE mit einer kohärenten Modulation wird auf den Artikel mit dem Titel "ASIC Implementation of a Direct-Sequence Spread-Spectrum RAKE-Receiver" von Stephen D. LINGWOOD, Hans KAUFMANN, Bruno Haller verwiesen, veröffentlicht in IEEE Vehicular Technology Conference VTC '94, Stockholm, Juni 1994, Seiten 1-5.
Diese Lösung weist jedoch auch Nachteile auf:

– praktisch kann nur eine begrenzte Anzahl von Verbreitungswegen verfolgt werden (2 bis 4 in der Praxis bei den bekannten Ausführungen); im Falle einer eine große Anzahl unterschiedlicher Wege mit sich bringenden langen Impulsantwort ist die Diversity-Ordnung (d. h. die Anzahl der gleichzeitig verarbeiteten statistisch unabhängigen Informationen) folglich begrenzt; man verwendet nicht alle durch den Übertragungskanal transportierten Informationen;
– die Korrelatoren, die eine Sondierung des Kanals ermöglichen, um die Zinken des Rechens zu positionieren, müssen über eine sehr große Wendigkeit verfügen, um sich an eventuelle schnelle Schwankungen des Übertragungskanals anpassen zu können (kohärente Modulation).

Um zu versuchen diese Nachteile zu überwinden, muss man die Natur des zu verarbeitenden Signals noch einmal überdenken und versuchen, sich eine zufriedenstellende Verarbeitung einfallen zu lassen. Im Falle einer DPSK genannten Phasenmodulation mit 2 Zuständen ("Differential Phase Shift Keying") muss nur das Signal Dot(k) analysiert werden, um die gesendeten Daten wiederzuerlangen. Das Signal Cross(k) kann jedoch dazu verwendet werden, eine automatische Frequenzkontrolle durchzuführen.
Im Fall, dass es zwischen dem Sender und dem Empfänger nur einen einzigen Verbreitungsweg gibt, weist ein Signal Dot mal positive und mal negative Peaks auf, in Abhängigkeit von dem Wert der übertragenen binären Information. Das Intervall zwischen zwei aufeinander folgenden Peaks entspricht der Dauer Ts eines Symbols.
Im Fall einer mit DQPSK bezeichneten Phasenmodulation mit 4 Zuständen (wobei Q für "Quaternary" steht) müssen die zwei Signale Dot und Cross gleichzeitig geprüft werden, um die gesendeten Daten wiederzuerlangen.
Im Fall von mehreren Wegen sind die Peaks für jedes Symbol doppelt, dreifach, vierfach, usw., wobei die Anzahl der erfassten Peaks gleich der Anzahl der von der radioelektrischen Welle genutzten Wege zwischen Sender und Empfänger ist.
Ein einfacher Integrator, wie der Integrator 24 der 1, der in die Schaltung 90 der 2 integriert ist, wird alle anwesenden Signale integrieren, das heißt gleichzeitig die Peaks (die einer echten Information entsprechen) und das Rauschen (das keiner Information entspricht). Das Rauschsignal ist also schwach.
Das Französische Patent FR-A-2 757 330 der Anmelderin der vorliegenden Patentanmeldung beschreibt ein Mittel zur Beseitigung dieses Nachteils. Das Signal, das dadurch erhalten wird, dass die Quadrate der Signale Dot(k) und Cross(k) summiert werden und anschließend die Quadratwurzel dieser Summe gezogen wird, widerspiegelt direkt die Energieverteilung der verschiedenen Verbreitungswege, wobei jeder Peak als Amplitude die über den entsprechenden Weg transportierte Energie hat. Gemäß diesem Dokument wird also zunächst eine Menge E(k) gemessen, definiert durch:
Anschließend wird eine Operation des Mittelwerts der Energie E(k) über einige Symbole ausgeführt, das heißt über einige Werte vom Rang k. Die Anzahl N der bei dieser Schätzung des Mittelwerts berücksichtigten Symbole muss einer Dauer entsprechen, welche kleiner ist als die Kohärenzzeit des Kanals, das heißt kleiner als die Zeit über die hinaus zwei verschiedene Wellen gleichen Ursprungs nicht mehr interferieren. Es wird angenommen, dass der Übertragungskanal seine Kohärenzeigenschaften über eine Zeit beibehält, die gleich N mal der Dauer Ts eines Symbols ist (Hypothese des "stationären Zustands")
Mit Hilfe dieses Mittelwerts E^moy werden anschließend die Momentsignale Dot(k) und Cross(k) gewichtet, zum Beispiel durch eine einfache Multiplikation von Dot(k) und Cross(k) mit dem Wert E^moy. Auf diese Weise erhält man zwei neue als gewichtet bezeichnete Signale, nämlich Dot(k)^moy und Cross(k)^moy. Über diese gewichteten Signale, die den Mittelwert der Energie über mehrere Symbole widerspiegeln, wird anschließend die Verarbeitung der Integration über eine Periode Ts des Symbols, und darauf folgend die Regeneration des Taktes und die Wiedergewinnung der Daten durchgeführt.
Die Bildung des Mittelwerts des Momentausgangs ermöglicht es, über die Ausgänge Dot^moy und Cross^moy die diesen Verbreitungswegen entsprechenden Peaks beizubehalten (unter Berücksichtigung der Hypothese des stationären Zustands des Kanals über einige verwendete Symbole), und den durch das elektromagnetische Umfeld generierten Geräuschpegel, eine Frequenzabweichung oder eine Phasenrotation sehr deutlich zu verringern.
Hieraus ergeben sich die folgenden Vorteile:

– Verbesserung des Verhältnisses Signal zu Rauschen der Ausgänge Dot^moy und Cross^moy vor den Stufen der Integration, der Taktwiedergewinnung und der Widerherstellung der gesendeten binären Daten;
– Berücksichtigung aller Energien aller Verbreitungswege (im Gegensatz zu den Architekturen vom Typ RAKE);
– einfacher Erhalt einer Schätzung der Impulsantwort des Übertragungskanals ohne Beschränkung auf eine bestimmte Anzahl von Wegen, die als die energetischsten angesehen werden.

Die beigefügte 4 stellt einen mit diesem Dokument übereinstimmenden Empfänger dar. Dieser Empfänger weist Mittel auf, die bereits in 3 beschrieben wurden, und die dieselben Bezugszeichen aufweisen. Er weist darüber hinaus eine Schaltung 100 auf, die sich zwischen dem Multiplikator 70 und der Schaltung 90 zur Wiederherstellung der Daten und zur Regeneration des Taktes befindet. Ein Beispiel für diese Schaltung 100 ist in 5 dargestellt. Sie weist eine Schaltung 110 zur Berechnung der Energie E auf, eine Schaltung 120 zur Berechnung des Mittelwerts E^moy, und eine Schaltung 130 zur Gewichtung der Signale Dot und Cross (im Folgenden wird der Rang k in der Notation aus Gründen der Vereinfachung weggelassen). Die Schaltung 130 gibt die durch den Mittelwert gewichteten Signale aus, also Dot^moy und Cross^moy, welche anschließend der Schaltung 90 zugeordnet werden.
Das zitierte Dokument zeigt eine mögliche Art der Umsetzung dieser Schaltungen (siehe 8 des Dokuments).
Wenn diese im Dokument 2 757 330 vorgeschlagene Technik der Kombination der Mehrwege auch zu den genannten Vorteilen führt, hängen diese Vorteile mit der differentiellen Modulation DP zusammen, sind jedoch für eine wie oben beschriebene MOK-Modulation nicht von Nutzen. Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, genau diese verschiedenen Techniken zu kombinieren, um damit auch ihre Vorteile zu kombinieren.
Zusammenfassung der Erfindung
Nach einer ersten Eigenschaft der Erfindung wird eine in dem Sinn gemischte Demodulation verwendet, dass sie zum Teil die MOK-Modulation aufgreift, und zum Teil die differentielle Phasenmodulation DP. Da letztere dem differentiellen Typ angehört, ist die Demodulation nicht kohärent. Ein Teil der Bits jedes Symbols wird also nach der MOK-Technik übertragen, und ein anderer Teil wird nach der DP-Technik übertragen, mit Spektrumspreizung mittels der im MOK-Teil ausgewählten Pseudozufallssequenz. Beim Empfang wird zunächst die beim Senden verwendete Pseudozufallssequenz, also ein Teil der Symbolbits durch parallele angepasste Filter rekonstruiert, und das passende gefilterte Signal wird differentiell demoduliert, um den anderen Teil der Bits wieder zu finden. Auf diese Weise werden die jeder Modulation/Demodulation eigenen Vorteile bewahrt, wobei gleichzeitig auch die spektrale Effizienz erhöht wird.
Um den gemischten Charakter des Verfahrens zu unterstreichen, wurde von der Anmelderin als Bezeichnung die Abkürzung "DP-MOK" gewählt, was den differentiellen Charakter des Phasendemodulationsteils sowie seine Kombination mit der MOK-Technik zum Ausdruck bringt.
Es kann festgestellt werden, dass eine solche Kombination der MOK-Modulations- und Demodulationstechnik und der DP-Technik auf den ersten Blick aus den folgenden Gründen widernatürlich erschien: bei der MOK-Demodulation treten die aufeinander folgenden Symbolen entsprechenden aufeinander folgenden Signale auf unterschiedlichen Wegen auf, da ihnen im Allgemeinen aufgrund der Unterschiedlichkeit der aufeinander folgenden Symbole verschiedene Codes entsprechen. Nun müssen aber bei der DP-Demodulation ein Signal und das vorhergehende Signal auf dem selben Weg verarbeitet werden. Folglich setzen diese beiden Techniken auf den ersten Blick unterschiedliche Verbindungen voraus. Die Kombination nach dem ersten typischen Merkmal der Erfindung erfordert also eine besondere Umschaltung (oder Verbindung) zwischen dem MOK-Teil und dem DP-Teil.
Nach einem zweiten typischen Merkmal der Erfindung wird in dem Teil mit der differentiellen Demodulation eine Kombination der Wege durch Gewichtung der Peaks durchgeführt, und diese Gewichtung wird im MOK-Teil vor der Auswahl des energetischsten Weges verwendet. Die Verarbeitung der Diversity erfolgt also auch im MOK-Teil durch Gewichtung der Energien. Anders ausgedrückt erfolgt die Schätzung des Übertragungskanals im DP-Teil, wird jedoch zur gleichen Zeit im DP-Teil sowie im MOK-Teil genutzt.
Es muss darauf hingewiesen werden, dass im Dokument US-A-5 692 007 bereits ein Empfänger mit kombinierten differentiellen Phasenmodulationen (DP) und mit orthogonalen Mehrfachsignalen (MOK) beschrieben wird. Der beschriebene Empfänger ist jedoch eine vereinfachte Version eines kohärenten Empfängers, wobei die Phase bei jedem Symbol mit Hilfe einer Tabelle geschätzt wird, und wobei die differentielle Demodulation durch Subtraktion der Phase von zwei aufeinander folgenden Symbolen durchgeführt wird. Es handelt sich also nicht wie bei der vorliegenden Erfindung um einen nicht-kohärenten Empfang. Außerdem werden in diesem Dokument die Mehrfachwege zur Verbreitung mit Hilfe einer RAKE-Struktur nicht berücksichtigt.
Genauer gesagt ist das Ziel der vorliegenden Erfindung ein nicht-kohärentes Empfangsverfahren eines Signals mittels Spektrumspreizung und gemischter DP-MOK Modulation in Verbindung mit Mehrwegen, dadurch gekennzeichnet, dass es die folgenden Arbeitsgänge umfasst:

A) das Signal wird in einer Mehrzahl von M parallelen Kanälen verarbeitet; in jedem Kanal wird das Signal durch einen Filter gefiltert, der an eine dem Kanal eigene Pseudozufallssequenz angepasst ist; die Energie des gefilterten Signals wird gemessen; diese Energie wird mittels eines Gewichtungsfaktors gewichtet; der Kanal mit dem als am stärksten gewichteten Signal wird bestimmt; die Nummer dieses Kanals wird decodiert, um erste Informationssymbole (mMOK) zu rekonstruieren;
B) das gefilterte Signal mit der größten Energie wird ausgewählt; eine differentielle Phasendemodulation dieses Signals wird durchgeführt, wodurch den Mehrwegen entsprechende Mehrfachkorrelationspeaks erzeugt werden; die Energie dieser Peaks wird berechnet; diese Energie wird durch den Gewichtungsfaktor gewichtet; diese gewichtete Energie wird decodiert, um zweite Informationssymbole (mDP) zu rekonstruieren;
C) der Durchschnitt der Korrelationspeaks über eine bestimmte Zeit, die mehreren Informationssymbolen entspricht wird gebildet, wobei dieser Durchschnitt den Gewichtungsfaktor darstellt, der gleichzeitig auf die Energie des in jedem Kanal gefilterten Signals und auf die Energie der Korrelationspeaks einwirkt.

Ziel der vorliegenden Erfindung ist außerdem ein nicht-kohärenter Empfänger für die Umsetzung dieses Verfahrens, dadurch gekennzeichnet, dass er aufweist:

A) eine Vielzahl von M parallelen Kanälen, wobei jeder Kanal einen Filter enthält, der an die dem Kanal eigene Pseudozufallssequenz angepasst ist; eine Schaltung zur Messung der Energie des gefilterten Signals; eine Schaltung zur Gewichtung dieser Energie mittels eines Gewichtungsfaktors; Mittel zur Bestimmung des Kanals, der das als mit der stärksten Energie gewichtete Signal enthält; einen MOK-Decodierer, der die Nummer dieses Kanals empfängt und, als Antwort, erste Informationssymbole (mMOK) rekonstruiert;
B) Mittel, um das gefilterte Signal mit der stärksten Energie auszuwählen; einen differentiellen Phasendemodulator, der Mehrfachkorrelationspeaks erzeugt, welche Mehrfachwegen entsprechen; eine Schaltung zur Gewichtung der Energie der Peaks mittels des Gewichtungsfaktors; einen Decodierer, der zweite Informationssymbole (mDP) rekonstruiert;
C) Mittel zur Berechnung der mittleren Energie der Korrelationspeaks über eine bestimmte Zeit, die mehreren Informationssymbolen entspricht, wobei dieser Mittelwert den Gewichtungsfaktor darstellt, wobei der Ausgang dieser Mittel gleichzeitig mit den Gewichtungsschaltungen der verschiedenen Kanäle und der Schaltung zur Gewichtung der Energie der Korrelationspeaks verbunden ist.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die bereits beschriebene 1 stellt einen MOK-Empfänger dar;
die bereits beschriebene 2 stellt einen bekannten Empfänger zur differentiellen Übertragung mit Spektrumspreizung mittels Direktsequenz dar;
die bereits beschriebene 3 stellt eine bekannte digitale Schaltung zur Verarbeitung der Signale I und Q dar;
die bereits beschriebene 4 zeigt das synoptische Schema eines Empfängers mit differentieller Demodulation in Verbindung mit Mehrfachwegen;
die bereits beschriebene 5 zeigt das synoptische Schema der Mittel, die die Berechnung der Energie und des Mittelwerts und die Durchführung der Gewichtung ermöglichen;
6 stellt das erste typische Merkmal der Erfindung dar, in Verbindung mit dem gemischten Charakter der durchgeführten Demodulationen (DP und MOK);
7 stellt das zweite typische Merkmal der Erfindung dar, in Verbindung mit der Gewichtung, die gleichzeitig im DP-Teil und im MOK-Teil durchgeführt wird;
8 stellt die binäre Fehlerquote dar im Zusammenhang mit dem Verhältnis Signal zu Rauschen für mehrere Demodulationstypen.
Detaillierte Darstellung der Ausführungsformen
Der in 6 dargestellte Empfänger weist einen allgemeinen Eingang E auf, der mit einer Vielzahl von M parallelen Kanälen verbunden ist, mit Filtern 201, 202, 203, ..., 20M, die an die Pseudozufalls-Spreizsequenzen angepasst sind, die beim Senden verwendet wurden, Schaltungen 211, 212, 213,..., 21M zur Berechnung der Stärke der gefilterten Signale, eine Schaltung 230 zur Bestimmung des Kanals mit dem stärksten gefilterten Signal, wobei diese Schaltung zwei Ausgänge 231, 232 aufweist, wobei der erste die Zahl des Kanals ausgibt, der das gefilterte Signal mit der stärksten Energie enthält, einen MOK-Decoder 250, der ausgehend von dieser Zahl die ersten mMOK-Daten ausgibt, die diesem bestimmten Code entsprechen.
Der Empfänger weist weiterhin eine Schaltung 240 vom Demultiplexer-Typ auf, der fähig ist, das gefilterte Signal mit der stärksten Energie auszuwählen, wobei dieser Demultiplexer von dem Signal gesteuert wird, das von einem zweiten Ausgang 232 der Schaltung 230 ausgegeben wird, einen differentiellen Demodulator 260, der Mittel aufweist, die bereits im Zusammenhang mit der 2 (20, 22, 24) oder mit der 3 (60(I), 60(Q), 70) beschrieben wurden, und einen Decoder 270, der fähig ist, die zweiten durch diese differentielle Modulation übertragenen mDP-Daten zu rekonstruieren.
Eine Schaltung 280 fasst diese ersten und zweiten Daten zusammen, um über einen allgemeinen Ausgang S das mit seinen m Daten mit m = mMOK + mDP übertragene Symbol auszugeben.
Der in 7 dargestellte Empfänger nimmt die Mittel des Empfängers der 6 unter Beibehaltung der selben Bezugszeichen wieder auf, und lässt die Mittel zur Berücksichtigung der Diversity erscheinen. Diese Mittel weisen eine Menge 265 zur Berechnung des Gewichtungskoeffizienten auf, wobei diese Menge zum Beispiel eine Schaltung 110 zur Berechnung der Energie E der Korrelationspeaks und eine Schaltung 120 zur Berechnung des Mittelwerts E^moy dieser Energie aufweist, wie in 5. Diese mittlere Energie dient dazu, in einer Schaltung 130 das von der Schaltung 260 ausgegebene Signal wie in 4 zu gewichten (zum Beispiel die Signale Dot und Cross), und außerdem dazu, in Gewichtungsschaltungen 221, 222, 223, ..., 22M die von den vorhergehenden Schaltungen 211, 212, 213, ..., 21M berechneten Energien zu gewichten. Diese Gewichtung wird vor der von der Schaltung 230 durchgeführten Auswahl durchgeführt. Damit diese Umschaltung korrekt durchgeführt werden kann, müssen alle in den Kanälen entnommenen Signale angemessen verzögert werden, was durch die Verzögerungsleitung 235 dargestellt wird.
Um die Werte von mMOK und mDP auszuwählen, können beispielsweise die folgenden Regeln befolgt werden:

– ein großes mMOK (zum Beispiel größer als 4) führt zu einem deutlichen Anstieg der Komplexität (der Anstieg ist exponentiell);
– ein großes mDP (zum Beispiel größer als 2) führt zu einem schnellen Verlust der Festigkeit der Modulation in schwierigen Umgebungen.

Bei der Auswahl dieser beiden Parameter muss also in den häufigsten Fällen ein Kompromiss eingegangen werden. Man kann zum Beispiel für Codes mit der Länge 32, wo der DP-Teil quaternär ist (DQPSK) und wo der MOK-Teil mit M = 8 durchgeführt wird, m gleich 5 nehmen, mit mMOK = 3 und mDP = 2. Die erhaltene spektrale Effizienz beträgt 0,078 bps/Hz. Beim herkömmlichen DQPSK würde sie mit dem selben Prozessgewinn 0,031 bps/Hz betragen, und 0,078 bps/Hz mit einem von 15 auf 10 dB gebrachten Prozessgewinn.
Was die binäre Fehlerquote betrifft, zeigt 8 (Seite 1/5) die Schwankungen dieser binären Fehlerquote (TEB) im Zusammenhang mit dem auf der Abszisse abgetragenen und in dB ausgedrückten Verhältnis Signal zu Rauschen EB/No. Die Kurve A entspricht der klassischen DQPSK-Modulation mit einer Rate von 1Mbps, die Kurve B entspricht der MOK-Modulation mit M = 8 und 1,5 Mbps, und die Kurve C entspricht schließlich der DP-MOK-Modulation der vorliegenden Erfindung mit M = 8 und einer Rate von 2,5 Mbps.

Claims

Verfahren für den nicht-kohärenten Empfang eines Signals mit Spektrumspreizung und gemischter DP-MOK Modulation in Verbindung mit Mehrwegausbreitung, dadurch gekennzeichnet, dass es die folgenden Schritte umfasst: A) das Signal wird in einer Mehrzahl von M parallelen Kanälen verarbeitet; in jedem Kanal wird das Signal durch einen Filter gefiltert, der an eine dem Kanal eigene Pseudozufallssequenz angepasst ist; die Energie des gefilterten Signals wird gemessen; diese Energie wird mittels eines Gewichtungsfaktors gewichtet; der Kanal, der das als am stärksten gewichtete Signal enthält, wird bestimmt; die Nummer dieses Kanals wird decodiert, um erste Informationssymbole (mMOK) zu rekonstruieren; B) das gefilterte Signal mit der größten Energie wird ausgewählt; eine differentielle Phasendemodulation dieses Signals wird durchgeführt, was den Mehrwegen entsprechende Mehrfachkorrelationspeaks erzeugt; die Energie dieser Peaks wird berechnet; diese Energie wird durch den Gewichtungsfaktor gewichtet; diese gewichtete Energie wird decodiert, um zweite Informationssymbole (mDP) zu rekonstruieren; C) der Durchschnitt der Korrelationspeaks wird über eine bestimmte Zeit gebildet, die mehreren Informationssymbolen entspricht, wobei dieser Durchschnitt den Gewichtungsfaktor darstellt, der gleichzeitig auf die Energie des in jedem Kanal gefilterten Signals und auf die Energie der Korrelationspeaks einwirkt.
Nicht-kohärenter Empfänger für ein Signal mit Spektrumspreizung und gemischter DP-MOK Modulation, um das Verfahren nach Anspruch 1 durchzuführen, dadurch gekennzeichnet, dass er aufweist: A) eine Vielzahl von M parallelen Kanälen, wobei jeder Kanal einen angepassten Filter (201, ..., 20M) mit einer dem Kanal eigenen Pseudozufallssequenz enthält; eine Schaltung zur Messung der Energie des gefilterten Signals (211, ..., 21M); eine Schaltung zur Gewichtung dieser Energie (221, ..., 22M) mittels eines Gewichtungsfaktors; Mittel (230), um den Kanal zu bestimmen, der das als mit der stärksten Energie gewichtete Signal enthält; einen MOK Decodierer (250), der die Nummer dieses Kanals empfängt und, als Antwort, erste Informationssymbole (mMOK) rekonstruiert; B) Mittel (240), um das gefilterte Signal mit der stärksten Energie auszuwählen; einen differentiellen Phasendemodulator (260), der Mehrfachkorrelationspeaks erzeugt, welche den Mehrfachwegen entsprechen; eine Schaltung (130) zur Gewichtung der Energie der Peaks mittels des Gewichtungsfaktors; einen PSK Decodierer (270), der zweite Informationssymbole (mDP) rekonstruiert; C) Mittel (265) zur Berechnung der durchschnittlichen Energie der Korrelationspeaks über eine bestimmte Dauer, mehreren Informationssymbolen entsprechend, wobei dieser Durchschnitt den Gewichtungsfaktor darstellt, wobei der Ausgang dieser Mittel (265) gleichzeitig mit den Gewichtungsschaltungen (221, ..., 22M) der verschiedenen Kanäle und mit der Schaltung (130) zur Gewichtung der Energie der Korrelationspeaks verbunden ist.