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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
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Die
Erfindung bezieht sich auf elektronische Vorrichtungen und insbesondere
auf die Erfassung in der Spreizspektrumkommunikation sowie auf eine
verwandte Schaltungsanordnung und auf verwandte Verfahren.
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Die
Spreizspektrum-Funkkommunikation nutzt eine Radiofrequenzbandbreite,
die größer ist
als die minimale Bandbreite, die für die Übertragungsdatenrate erforderlich
ist, wobei aber viele Nutzer diese Bandbreite gleichzeitig belegen
können.
Jeder der vielen gleichzeitigen Nutzer besitzt einen oder mehrere
Pseudozufalls-CDMA-Codes für
den Codemultiplex-Vielfachzugriff (CDMA), um die entsprechenden
Informationsdaten durch Korrelieren der an diesen Nutzer gesendeten
Spreizspektrumsignale zu "entspreizen" und die entsprechenden
Informationsdaten dadurch wiederzugewinnen. Jeder Pseudozufalls-CDMA-Code
kann einen orthogonalen (Walsh)-Code, einen Pseudorausch-Code (PN-Code)
einen Goldcode oder Kombinationen (Modulo-2-Additionen) dieser Codes
besitzen. Nachdem das Empfangssignal zum richtigen Zeitpunkt entspreizt
worden ist, gewinnt der Nutzer die entsprechenden Informationen
wieder, während
die verbleibenden Störsignale und
das Rauschen rauschartig erscheinen. Zum Beispiel verwendet die Übergangsnorm
IS-95 für
diese CDMA-Kommunikation Kanäle
mit einer Bandbreite von 1,25 MHz und ein Codeimpulsintervall (Chip-Intervall)
Tc von 0,8136 Mikrosekunden mit 64 Chips
pro übertragenes
Bit. Der Vorschlag für
Breitband-CDMA (WCDMA) verwendet
eine Bandbreite von 3,84 MHz, wobei die auf jedes Informationssignal
angewendete CDMA-Codelänge
von 4 Chips bis 256 Chips variieren kann. Um das rauschartige Wesen
des resultierenden Signals zu verbessern, werden die CDMA-Codes
für jeden
Nutzer typisch als die Modulo-2-Addition
von Walsh-Codes mit einem Pseudozufallscode (mit zwei Pseudozufallscodes
für die
QPSK-Modulation) erzeugt. Ein Zellensystem könnte die IS-95 oder den WCDMA
für die
Luftschnittstelle zwischen einer Basisstation und einer Mobilstation verwenden.
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Im
CDMA belegen die von mehreren Nutzern gleichzeitig gesendeten Signale
dasselbe Frequenzband. Ein Empfänger
unterscheidet unter den mehreren Signalen, indem er die Eigenschaften
der Spreiz- und Verwürfelungscodes
nutzt, die auf das Signal jedes Nutzers angewendet werden. Der Empfänger versucht, eine
Kopie dieser Spreiz- und Verwürfelungscodes
zeitlich an die Codes des Nutzsignals anzupassen. Das Demodulationsergebnis
ist nur dann sinnvoll; andernfalls erscheint es rauschartig. Somit
können
die ankommenden Signale im Empfänger
unterschieden werden, wenn sie verschiedene Codes oder verschiedene
Codeversätze
haben.
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Der
Funkkanal in der Abwärtsstrecke
eines Zellenkommunikationssystems (der Kommunikation von einer Basisstation
zu den mobilen Endgeräten)
kann eine Mehrwegeausbreitung einführen. Selbst dann, wenn die
durch die Basisstation gesendeten Signale unter Verwendung orthogonaler
Codes (Walsh-Codes) gespreizt werden, zerstört die Mehrwegeausbreitung
die Orthogonalität
und erzeugt eine Vielfachzugriffsinterferenz (MAI). In der Aufwärtsstrecke
(der Kommunikation von einem mobilen Endgerät zu einer Basisstation) werden
die Signale asynchron übertragen.
In diesem Fall kann die Orthogonalität nicht erreicht werden, wobei jedes
Signal eine MAI erfährt.
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Die
Interferenzauslöschung
versucht, die MAI zu unterdrücken,
indem sie den Beitrag von jedem interessierenden Störnutzer
zu dem Empfangssignal schätzt
und von ihm subtrahiert. Dies kann sowohl vor als auch nach der
Entspreizung erfolgen. Die Herausforderung bei der Realisierung
eines Interferenzauslöschungsverfahrens
kommt von der Tatsache, dass es möglicherweise für viele
Signale (und ihre Mehrwegekomponenten) ausgeführt werden muss. Falls die
erforderlichen Parameter zur Realisierung der Interferenzauslöschung für jedes
Datensymbol ausgewertet werden müssen,
können
die Rechen- und Speicheranforderungen eine erhebliche Belastung
an die Gesamtempfängerkonstruktion
darstellen. Stattdessen wird die Realisierung erheblich vereinfacht,
falls die vorange henden Parameter mit einer langsameren Rate als
der Symbolrate aktualisiert zu werden brauchen.
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Die
vorherrschenden Betrachtungen, die die Realisierung der Interferenzauslöschung bestimmen, sind
Komplexität
und Leistung, wobei die Erstere die Bestimmende ist. Ein Zugang
zur Realisierung ist die Ausführung
der Interferenzauslöschung
vor der Entspreizung. Daraufhin müssen die Interferenzauslöschungsverfahren
das Signal jedes Störers
anhand einer Entscheidung für
das Informationssymbol, die Phase und die Empfangsleistung jedes
Störsignals
regenerieren und es von dem Empfangssignal subtrahieren. Ein weiterer Zugang
zur Realisierung, der die Signalregenerierung vermeidet, ist das
Berechnen der Code-Kreuzkorrelationen
und das Ausführen
der Interferenzauslöschung
an der Entscheidungsstatistik des Nutzsignals nach der Entspreizung.
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Um
die Interferenz vor der Entspreizung auszulöschen, müssen die interessierenden Störsignale
im Empfänger
regeneriert und daraufhin gemäß einem
aus einer Vielfalt möglicher
Interferenzauslöschungszugänge von
dem Empfangssignal subtrahiert werden. Die zur genauen Beschreibung
und somit zur Regenerierung der Störsignale erforderlichen Informationen
bestehen für
jedes solche Signal aus der Signalleistung, aus der Signalphase,
aus dem Informationsdatensymbol, aus dem Beginn der Symbolperiode
relativ zum Beginn der Symbolperiode des Nutzsignals im Empfänger und
aus den Spreiz- und Verwürfelungscodes.
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Alternativ
kann die Interferenz nach dem Entspreizen ausgelöscht werden, ohne dass die
Signale erneut gespreizt und regeneriert zu werden brauchen. Die
Interferenzwirkung nach dem Entspreizen ist proportional zu den
Code-Kreuzkorrelationen der Stör-
und Nutzsignale. Falls die Codes orthogonal wären, wäre die Wirkung der Störsignale
null. Für
von null verschiedene Kreuzkorrelationen besitzen die Störsignale
eine von null verschiedene Wirkung auf die Entscheidungsstatistik
des Nutzsignals. Der Beitrag jedes Störers in der Entscheidungsstatistik
des Nutzsignals kann entfernt werden, falls zusätzlich zu den vorherigen Informationen
die Code-Kreuzkorrelationen berechnet werden. Anstatt jedes Störsignal
vor dem Entspreizen zu regenerieren und von dem Empfangssignal zu
subtrahie ren, werden daraufhin die Code-Kreuzkorrelationen einfach
mit der komplexen Amplitude (Leistung und Phase) und mit dem Informationssymbol
jedes Störsignals
multipliziert. Nachfolgend wird das Ergebnis von der Ausgabe der
Entspreizeinrichtung für
das Nutzsignal subtrahiert.
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Für Signale
mit derselben Datenrate wird das Nutzsignal durch zwei aufeinander
folgende Symbole von jedem Störer
beeinflusst. Falls das Störsignal
erneut gespreizt und vor dem Entspreizen von dem Empfangssignal
subtrahiert wird, muss das regenerierte Signal zum richtigen Zeitpunkt
gepuffert und subtrahiert werden. Falls stattdessen die Code-Kreuzkorrelationen
nach dem Entspreizen berechnet und die Interferenzauslöschung nach
dem Entspreizen angewendet wird, müssen für jedes der zwei Störsymbole
zwei verschiedene Kreuzkorrelationswerte berechnet werden.
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Für Signale
mit verschiedenen Datenraten sind die Pufferungsanforderungen durch
das Signal bzw. durch die Signale mit der niedrigsten Rate bestimmt.
Dem Signal mit der niedrigsten Rate wird ein Spreizcode mit der
größten Anzahl
von Chips pro Symbolperiode zugewiesen. Um eine Interferenzauslöschung durch
erneutes Spreizen auszuführen,
ist die Anzahl der für
die Pufferung erforderlichen Chip-Abtastwerte gleich der Anzahl
der Chips des Spreizcodes mit der größten Länge. Dies trifft auch auf Signale
mit höherer
Datenrate mit einer kleineren Anzahl von Chips pro Informationssymbol
zu. Bei der obigen Aussage wurde angenommen, dass die Anzahl der
Chips pro Symbol für
irgendein Signal bzw. für
irgendwelche Signale mit niedrigerer Datenrate ein ganzzahliges
Vielfaches der Anzahl der Chips pro Symbol für irgendein Signal bzw. für irgendwelche
Signale mit höherer
Datenrate ist. Andernfalls ist die Anzahl der Chip-Abtastwerte,
die gepuffert werden müssen,
gleich dem kleinsten gemeinsamen Vielfachen aller Datenraten.
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Falls
die Interferenzauslöschung
nach der Entspreizung ausgeführt
wird, sollte die Anzahl der Code-Kreuzkorrelationen, die berechnet
werden müssen,
außerdem
die Anwesenheit, falls überhaupt,
verschiedener Datenraten widerspiegeln. Falls N die ganzzahlige
Obergrenze des Verhältnisses
zwischen den Längen der einem
Signal mit niedriger Rate und einem Signal mit höherer Rate zugewiesenen Spreizcodes
ist, ist die Anzahl der Code-Kreuzkorrelationen, die ausgewertet
werden müssen,
um die Interferenzauslöschung
auszuführen,
für synchronen
Signalempfang ohne orthogonale Codes gleich N und für asynchronen
Signalempfang gleich N + 1.
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Somit
entsteht für
die Interferenzauslöschungsverfahren
das Problem der Kreuzkorrelationsberechnungen für Codes und Korrelationen mit
Empfangssignalen, wobei effiziente und flexible Realisierungen fehlen.
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ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung schafft einen Codekorrelationsprozessor gemäß Anspruch
1.
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Dieser
besitzt Vorteile einschließlich
der Schaffung einer flexiblen (d. h. programmierbaren) und effizienten
Interferenzauslöschung.
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KURZBESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNG
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Die
vorliegende Erfindung wird nun beispielhaft weiter beschrieben mit
Bezug auf die bevorzugten und beispielhaften Ausführungsformen,
die in den Figuren der beigefügten
Zeichnung gezeigt sind, in denen:
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1 – 2 Codekorrelationsprozessoren
veranschaulichen.
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3 einen
Empfänger
mit einem Codekorrelationsprozessor zeigt.
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BESCHREIBUNG
DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Bevorzugte
Ausführungsformen
des Codekorrelationsprozessors.
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Die
Spreizspektrum-Codekorrelationsprozessoren (CCPs) der bevorzugten
Ausführungsform
besitzen die Fähigkeit
zur Kreuzkorrelation von Codes und zur Korrelation von Empfangssignalen
mit Codes unter Verwendung des gleichen Datenpfads durch Multiplexierung.
Die 1-2 veranschaulichen Datenpfade des Prozessors
der bevorzugten Ausführungsform,
der als ein Coprozessor für
einen digitalen Signalprozessor (DSP) konfiguriert ist. Der CCP
ist eine flexible, vektorgestützte
Korrelationsmaschine, die typisch für die CDMA-Chip-Raten-Verarbeitung
verwendet wird. Der CCP kann für
die Codesuche und für
die Entspreizung beim Rake-Empfang verwendet werden. Der Vektordatenpfad
bearbeitet eine Menge von N Chips parallel. Die gespeicherten Vektoren
von N Chips werden mit N Chips des PN-Codes multipliziert und die
Korrelations-Teilergebnisse in einem Notizblockspeicher gespeichert,
um sie mit nachfolgenden Teilergebnissen zu akkumulieren. Für jeden
Signalzweig, der in dem CCP ausgeführt wird, wird eine neue Menge
von N PN-Chips erzeugt. Allerdings werden die PN-Chips "eingefroren", bis alle aktiven
Kanäle
verarbeitet worden sind; die Kanäle
werden durch ihre orthogonalen Walsh-Codes unterschieden.
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Zur
Unterstützung
eines Rake-Empfängers
führt der
CCP-Controller für
einen CCP wie in
2 das Folgende aus (Pseudocode):
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1 zeigt
einen CCP einer bevorzugten Ausführungsform,
der den CCP aus
2 mit einem Multiplexer erweitert,
so dass die Eingangspufferdaten durch PN-Generatordaten ersetzt
werden können;
dies schafft effiziente Kreuzkorrelationsberechnungen der zwei N-Chip-PN-Sequenzsegmente,
die in verschiedenen Zyklen des CCP erzeugt werden. Somit kann der
Controller in dem CCP aus
1 jetzt
Folgendes tun:
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Somit
erfordert jeder gewünschte
Kreuzkorrelationswert lediglich einen CCP-Zyklus. Die Kreuzkorrelationsausgaben
können ähnlich,
wie die entspreizten Symbole in dem Signalzweig-Symbolpuffer gespeichert werden,
in einem Ausgangspuffer gespeichert werden. Daraufhin werden die
Kreuzkorrelationswerte in den im nächsten Abschnitt beschriebenen
Interferenzauslöschungsverfahren
verwendet. Gegenüber
einem Verfahren, das sich auf die erneute Spreizung und nachfolgende
Entspreizung stützt,
besitzt das vorstehende Verfahren der Berechnung von Kreuzkorrelationen
zum Ausführen
der Interferenzauslöschung
die folgenden Vorteile: (1) Es ist weniger Speicher erforderlich,
da das Verfahren der bevorzugten Ausführungsform im Gegensatz zu
Roh-Chips, die für
ein Wiederspreizungs/Entspreizungs-Verfahren gespeichert werden
mussten, die Entspreizungssymbole speichert; (2) die Berechnungsrate
ist wesentlich niedriger, da die Verarbeitung an den entspreizten
Symbolen erfolgt; dies ermöglicht,
dass das Schnittstellenauslöschungsverfahren
in Software in einem DSP anstatt in einer fest verdrahteten ASIC
ausgeführt
wird und schafft somit Flexibilität; und (3) einfachere Hardware,
da die Verarbeitung, soweit es die Chip-Raten-Verarbeitung betrifft,
vollständig
vorwärts
ausgeführt
wird.
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3 veranschaulicht
einen Empfänger
der bevorzugten Ausführungsform,
der einen Codekorrelations-Coprozessor einer bevorzugten Ausführungsform
enthält.
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2. Bevorzugte Ausführungsformen
der Vielfachzugriffs-Interferenzauslöschung
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Wie
in der folgenden Interferenzauslöschung
der bevorzugten Ausführungsform
angemerkt wird, wird der in 1 veranschaulichte
und in dem vorangehenden Abschnitt beschriebene Codekorrelationsprozessor der
bevorzugten Ausführungsform
auf die Interferenzauslöschung
in der Kreuzkorrelationsberechnung angewendet.
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Zunächst wird
der einfachste Fall eines CDMA-Systems mit binärphasenumgetasteten und synchron in
einer Basisstation, die eine iterative parallele Interfe renzauslöschung verwendet,
empfangen Signalen der Mobilnutzer betrachtet. Anfangs sei Cm(t) der Code (die Chip-Sequenz) für die m-te
Mobileinrichtung und um das entsprechende
Bit. Das (komplexe) Empfangssignal im Basisband in der Basisstation
ist r(t) = Σ √Sm um Cm(t)
exp (ιφm) + n(t)mit der Summe über die
Mobilnutzer, wobei Sm die Empfangsleistung
des Signals des m-ten Nutzers, φm die Phase der Trägerschwingung und n(t) ein
Rauschterm ist. Die Basisstation besitzt einen Detektor, der das
Signal jedes Nutzers verfolgt, wobei dies für Korrelationen über das
Bitintervall (Symbolintervall) 0 = t = Tb,
für den
Detektor des m-ten Nutzers Folgendes liefert: rm = 1/Tb ? r(t) Cm(t) dt = √Sm um exp (ιφm) + Σ √Sn un Rm,n exp
(ιφn) + nm wobei
der Integrationsbereich über
das Symbolintervall ist; die Summe über n ist; Rm,n die
Kreuzkorrelation der Codes für
den m-ten und für
den n-ten Nutzer über
das Bitintervall (Rm,n = 1/Tb ?
Cm(t) Cn(t) dt,
jedoch mit Rm,n = 0) ist und nm =
1/Tb ? n(t) Cm(t)
dt ist. Das Empfangssignal r(t) wird mit einer Rate abgetastet,
die typisch das 4-8fache der Chip-Rate ist, und die Integrationen
sind Summen.
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Der
CCP der bevorzugten Ausführungsform
aus 1 wird angewendet, um aufeinander folgend (1) durch
Korrelation (chip-weise Multiplikationen und Produktadditionen)
der N-Chip-Eingangspufferabtastwerte mit dem m-ten Code in dem Signalspeicher,
XOR-verknüpft
mit dem Walsh-Code für
den Signalzweig, das Nutzsignal und daraufhin (2) unter Verwendung
des m-ten Codes in dem Signalspeicher und des PN-Generators, der
aufeinander folgend die für
die Interferenzsumme erforderlichen n-ten Codes erzeugt, die Code-Kreuzkorrelationen
Rm,n zu berechnen. Der Multiplexer ermöglicht das
Umschalten von (1) Eingangspufferabtastwerten auf (2) das PN-Codegenerator-Ausgangssignal.
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Daraufhin
wird ym = rmv2Tb/No gesetzt, um
die Projektion des Empfangssignals auf den m-ten Code zu normieren,
wobei No die Rauschleistungsdichte ist,
und wird En = SnTb gesetzt, was die Bitenergie im Signal des
n-ten Nutzers ist. Dies gibt: ym exp(-ιφn) = v2Em/No um + Σ v2En/No un Rm,n exp (ι(φn – φm) + zm exp(-ιφm)wobei zmexp
(-ιφm) eine normale Zufallsvariable mit dem Mittelwert
null und der Streuung 2 (im Realbereich mit der Streuung 1) ist.
Daraufhin ergibt die Bildung der Realteile dieser Gleichungen: Ym = v2Em/No um + Im +
Nm wobei Ym =
Re{ymexp(-ιφm)}
ist, Im der Realteil der vom Nutzer m wegen
anderer Nutzer erfahrenen Mehrnutzerinterferenz ist und Nm eine normale Zufallsvariable mit dem Mittelwert
null und der Streuung 1 ist. Daraufhin sei Îm eine
Schätzung
für Im, die auf den Schätzungen der Datenbits der anderen
Nutzer beruht, so dass Im – Îm die restliche (nicht ausgelöschte) echte
Mehrnutzerinterferenz repräsentiert.
Somit ist Ym = v2Em/No um + Îm + Wm wobei
Wm = Im – Îm + Nm als eine normale
Zufallsvariable modelliert ist. Da zu dem Zeitpunkt, zu dem das
Datenbit des Nutzers m geschätzt
wird, Schätzungen
der Datenbits der anderen Nutzer nicht verfügbar sind, wird ein Mehrstufen-Iterationsprozess
aufgerufen, in dem aus der vorangehenden Stufe Schätzungen
für die
Datenbits der anderen Nutzer erhalten werden. In jeder Stufe kann
eine Teilauslöschung
mit linearer oder nichtlinearer Entscheidungsstatistik maximaler
Wahrscheinlichkeit verwendet werden, wobei aber in jeder Stufe die Gesamtauslöschung betrachtet
wird.
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Es
sei ûn(k) die Schätzung der k-ten Stufe für un. Anfangs gibt es keine Informationen über die
Empfangssignale hinaus, so dass die Schätzungen der Anfangsstufe (k
= 0) für
die Datenbits als ûn(0) = sgn{Yn} zu bilden
sind. Ähnlich
sei die Schätzung
der k-ten Stufe für
die Interferenz Îm(k) = Re{Σ v2En/No ûn(k – 1)
Rm,n exp (ι(φn – φm))}. Daraufhin werden die Gleichungen für das Datenbit
der k-ten Stufe mit Wm(k) = Im – Îm(k) + Nm für 1 = m
= number of users: Ym =
v2Em/No um + Îm(k) + Wm(k) Somit
wird um durch ûm(k) = sgn{Ym – Îm(k)}geschätzt.
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Bei
einem kurzen Code (256 Chips) auf der Aufwärtsstrecke vom Mobilnutzer
zur Basisstation kann auf der Symbolebene eine parallele Schnittstellenauslöschung (PIC)
erfolgen, die rechentechnisch einfacher als das Regenerieren der
Interferenz und das Subtrahieren auf der Chip-Ebene wird. Es werden
die Kreuzkorrelationen zwischen allen Symbolen in den 256-Chip-Fenstern
berechnet. Da die Signale asynchron ankommen, muss das Fenster auf
jeder Seite um ein Symbol oder zwei Symbole erweitert werden, so
dass es irgendwelche Symbole enthält, die teilweise in das Fenster
eintreten. Zunächst
verwendet die Basisstation den herkömmlichen Rake-Empfänger, um
sämtliche
Nutzer in der Zelle zu demodulieren. Für jedes Symbol in dem Fenster
wird eine Zeile der Kreuzkorrelationsmatrix verwendet, um die Interferenz
zu beseitigen. Wie zuvor wird der Korrelationsprozessor der bevorzugten
Ausführungsform
aus 1 verwendet, um die Kreuzkorrelationen zu berechnen.
Die Kreuzkorrelationswerte werden mit den Anfangsdatenschätzungen
für die
Störsignale
multipliziert und von dem Nutzsymbol subtrahiert. Dies schließt eine
Stufe der PIC ab. Zusätzliche
Stufen werden dadurch ausgeführt,
dass mit dem ursprünglichen
Rake-Ausgangssignal für
das Nutzsymbol gestartet wird und die durch Multiplizieren der Zeile
der Kreuz korrelationsmatrix mit den verbesserten Schätzungen
der Interferenzsymbole berechnete Interferenz subtrahiert wird.
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Da
die Periodizität
in dem kurzen Code 256 Chips beträgt, kann ein Fenster aus 256
Chips beliebig gewählt
werden. Im WCDMA ist die Länge
jedes Symbols 4, 8, 16, 32, 64, 128 oder 256 Chips. Innerhalb des Fensters
können
die Nutzsymbole als irgendwelche Symbole gewählt werden, die innerhalb des
Fensters beginnen. Daraufhin kann durch Zerlegen des Rahmens in
256 Chip-Fenster an allen Symbolen die PIC ausgeführt werden.
Es kann eine Kreuzkorrelationsmatrix gebildet werden, die die Korrelationen
irgendwelcher der Nutzsymbole mit irgendwelchen weiteren Symbolen,
die sich mit ihnen überschneiden,
enthält.
Da die Matrix sich überschneidende
Symbole enthalten kann, die keine Nutzsymbole sind, braucht sie
nicht quadratisch zu sein. Die Kreuzkorrelation zwischen dem Symbol
i
1 des Signalzweigs k
1 des
Nutzers m
1 und dem Symbol i
2 des
Signalzweigs k
2 des Nutzers m
2 kann
als
berechnet werden. Der Term
c
l,m ist die Chip-Sequenz für das i-te
Symbol des Nutzers m, der Term τ
i,m,k ist die Zeitverzögerung des i-ten Symbols des
Signalzweigs k des Nutzers m und (.)* bezeichnet die Operation der Komplexkonjugation
(z. B. QPSK). Um diese Code-Kreuzkorrelationsberechnungen zusammen
mit Signalkorrelationen auszuführen,
wird wieder der CCP der bevorzugten Ausführungsform aus
1 verwendet.
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Der
Vorteil der Verwendung kurzer Codes auf der Aufwärtsstrecke ist, dass sich die
Kreuzkorrelationsmatrix von einem 256-Chip-Fenster zum Nachbarfenster
nicht ändert
und dass die Matrix erst aktualisiert zu werden braucht, wenn sich
die relativen Wegverzögerungen
eines Nutzers ändern.
Da die Interferenzauslöschung
das Nutzsignal nicht auslöschen
sollte, können
die Diagonalterme in der Matrix R, die dem gleichen Symbol, Signalzweig
und Weg entsprechen (i
1 = i
2,
m
1 = m
2 und k
1 = k
2 in der Gleichung),
0 gesetzt werden. Der Vektor der ange passten Filterausgaben werde
mit Y(0) bezeichnet, wobei der Index 0 die 0-te Iteration angibt.
Die parallele Interferenzauslöschungsiteration
ist dann:
Y (j + 1) = Y (0) – RA (j)û (j)wobei Â(j) der
Vektor der Kanalschätzungen
für sämtliche
Wege und Nutzer in der j-ten Iteration der Interferenzauslöschungseinrichtung
und û(j)
der Vektor der Schätzungen
der Datensymbole ist. Expliziter ist diese Matrixgleichung:
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Nach
jeder Iteration der Interferenzauslöschungseinrichtung werden die
Terme für
jeden der Wege eines Nutzers für
ein Symbol (üblicherweise
unter Verwendung eines Maximalverhältniskombinators MRC) kombiniert,
wobei eine Entscheidung über
das Symbol getroffen wird, um die Datenschätzung zu ermitteln. Natürlich sind
die Daten über
irgendwelche Pilotsymbole bereits bekannt, während angenommen wird, dass
die Daten für
irgendwelche Symbole, die zu früheren
Fenstern gehören,
bereits genau geschätzt
worden sind.
