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Die
Erfindung betrifft die Übertragung
eines analogen Signals und insbesondere ein Verfahren und eine Ausrüstung zur
Bereitstellung einer galvanischen Trennung. Die Erfindung betrifft
weiter einen galvanisch getrennten elektronischen Schalter.
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Analoge
Signale müssen
z.B. in industriellen Automatisierungssystemen von einer Vorrichtung
in eine andere übertragen
werden. Da die Steuervorrichtungen häufig in einem anderen Potenzial
als die zu steuernden Vorrichtungen vorliegen, oder weil in den
Neutralleitern der Vorrichtungen fließende Ströme Fehler hervorrufen können, wird
eine spezifische Technik benötigt,
um die Mess- oder Steuersignale der zu steuernden Vorrichtungen
zu übertragen: wenn
der Unterschied im Potenzial zwischen der steuernden Vorrichtung
und der zu steuernden Vorrichtung klein ist, dann reicht ein gewöhnlicher
Differenzialverstärker
aus. Wenn größere Unterschiede im
Potenzial betroffen sind, wird eine galvanische Trennung verwendet.
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Der
Stand der Technik lehrt, dass eine galvanische Trennung z.B. mit
einem Umsetzer, Kondensator oder Optokoppler durchgeführt werden
kann. Das analoge Signal, das zu messen ist, wird dann zuerst in
eine Frequenz, ein Impulsverhältnis,
eine Lichtintensität
oder eine digitale Form umgesetzt, und nach der galvanischen Trennung
wird das analoge Signal, das mit der ursprünglichen Variablen übereinstimmt,
wiederhergestellt. Die gegenwärtigen
aus dem Stand der Technik bekannten galvanischen Trennglieder sind
jedoch kostspielig.
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Im
US-Patent 5,361,037, Isolation Amplifier with Capacitive Coupling,
werden die Signale der zu steuernden Vorrichtung von denjenigen
der steuernden Vorrichtung mittels einer linearen Trennverstärkerschaltung
getrennt. Die fragliche Schaltung führt die Trennung unter Verwendung
von Schalter-Kondensator (SC)-Schalten aus. Die Schaltung besteht aus
einem Spannung-zu-Ladung-Umsetzer und einem Differenzialverstärker, der
als ein Spannungsanzeiger funktioniert. Die Nachteile der fraglichen Schaltung
sind jedoch die Empfindlichkeit des Schaltens gegen Streukapazitanz,
die großen
Kondensatoren, die in der Schaltung wegen der Streukapazitanz benötigt werden,
und eine hohe Last, die auf der Eingangsseite hervorgerufen wird.
Eine andere Trennvorrichtung ist im US-Patent 5,500,895 offenbart.
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KURZE BESCHREIBUNG DER
ERFINDUNG
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Es
ist ein Ziel der Erfindung, ein Verfahren und eine Ausrüstung zur
Ausführung
des Verfahrens bereitzustellen, um zu ermöglichen, dass die oben erwähnten Probleme
gelöst
oder mindestens minimiert werden. Das Ziel der Erfindung wird mit
einer galvanisch trennenden Schaltung erzielt, die dadurch gekennzeichnet
ist, was im unabhängigen
Anspruch angegeben ist. Die bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung
werden in den abhängigen
Ansprüchen
beansprucht.
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Die
Schaltung der Erfindung umfasst:
einen ersten Eingangsanschluss
und einen zweiten Eingangsanschluss zum Empfang von Eingangsspannung;
einen
ersten Ausgangsanschluss und einen zweiten Ausgangsanschluss zur
Erzeugung von Ausgangsstrom;
einen seriellen Kapazitanzabschnitt
zur Bereitstellung einer galvanischen Trennung zwischen den Eingangsanschlüssen und
den Ausgangsanschlüssen;
erste
Polaritätsschalteinrichtungen,
die angeordnet sind, um die Eingangsanschlüsse mit dem seriellen Kapazitanzabschnitt
auf funktionsfähige
Weise zu verbinden, indem die Polarität periodisch umgekehrt wird;
und
zweite Polaritätsschalteinrichtungen,
die angeordnet sind, um den seriellen Kapazitanzabschnitt mit den Ausgangsanschlüssen auf
funktionsfähige
Weise zu verbinden, indem die Polarität synchron mit den ersten Polaritätsschalteinrichtungen
periodisch umgekehrt wird, wobei die ersten und zweiten Polaritätsschalteinrichtungen
durch eine galvanisch trennende optische Verbindung gesteuert werden.
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Die
Schalter einer Schaltung gemäß einer bevorzugten
Ausführungsform
der Erfindung können mit
kleinen Kondensatoren versehen sein, was einen solchen Vorteil liefert,
wie gute Toleranz gegen Störgrößen, geringe
Belastung des Messpunktes und geringen Energieverbrauch bei hohen
Frequenzen. Die Schaltung der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung belastet
die Eingangsseite nur wenig, und die Schaltung der Erfindung ist
für Streukapazitanz
nicht empfindlich. Zusätzlich
erfordert eine Schaltung, die kleinere Kondensatoren umfasst, weniger
Siliciumraum und ist deshalb sparsamer als eine Schaltung, die große Kondensatoren
enthält.
Außerdem
ist die Schaltung einfach.
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Gemäß einer
anderen bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung wird der Ausgangsstrom, der in den Schaltungsausgangsanschlüssen vorhanden
ist und der zu der zu messenden Spannung proportional ist, in einem
zweiten Kapazitanzabschnitt zu einer Ausgangsspannung umgesetzt.
Dies liefert den Vorteil, dass keine Energiequelle für die Schaltung
benötigt
wird und es nicht notwendig ist, im Zusammenhang mit einer Installation
zu prüfen,
ob z.B. der analoge Eingang getrennt werden sollte oder nicht, weil
die Kopplungen zwischen den Eingängen, Ausgängen und
den Steuerungen der Schaltung voneinander galvanisch getrennt sind.
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Gemäß einer
alternativen Ausführungsform der
Erfindung folgen den zweiten Polaritätsschalteinrichtungen aktive
Einrichtungen, die eine Energiequelle erfordern, um eine Ausgangsspannung
zu erzeugen.
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KURZE BESCHREIBUNG DER
ZEICHNUNGEN
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Im
Folgenden wird die Erfindung in Verbindung mit bevorzugten Ausführungsformen
und mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen in größerer Einzelheit
beschrieben.
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1 stellt
einen differenziellen Spannung-zu-Strom-Umsetzer dar;
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2 stellt
zwei galvanisch getrennte analoge Schalter dar;
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3 stellt
eine Ausführungsform
der Erfindung zur Erzeugung einer zu der zu messenden Spannung proportionalen
Ausgangsspannung dar;
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4 stellt
ein Schalten gemäß einer
bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung dar.
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AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
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1 stellt
einen differenziellen Spannung-zu-Strom-Umsetzer dar. Die Schaltung
umfasst Eingangsanschlüsse
P1 und N1, erste Polaritätsschalteinrichtungen
PS1, einen seriellen Kapazitanzabschnitt, d.h. einen Kondensator
CS, Polaritätsschalteinrichtungen
PS2 und Ausgangsanschlüsse P2
und N2. Die Ausgangsanschlüsse
A1 und B1 der ersten Polaritätsschalteinrichtung
dienen gleichzeitig als Eingangsanschlüsse des Kapazitanzabschnitts CS,
und die Ausgangsanschlüsse
A2 und B2 des Kapazitanzabschnitts CS dienen gleichzeitig als Eingangsanschlüsse der
zweiten Polaritätsschalteinrichtungen.
Eine zu messende Spannung Uein wird mit dem ersten und zweiten Eingangsanschluss
P1 und N1 der Schaltung verbunden. Die ersten Polaritätsschalteinrichtungen
PS 1 sind so angeordnet, dass sie den Anschluss P1 mit dem Anschluss
A1 und den Anschluss N1 mit dem Anschluss B1 verbinden, oder umgekehrt.
Entsprechend sind die zweiten Polaritätsschalteinrichtungen PS2 so
angeordnet, dass sie den Anschluss A2 mit dem Anschluss P2 und den Anschluss
B2 mit dem Anschluss N2 verbinden, oder umgekehrt. Die ersten und
die zweiten Polaritätsschalteinrichtungen
werden periodisch und synchron gesteuert, d.h. sie kehren periodisch
die Richtung von durch den Kapazitanzabschnitt CS fließendem Strom
um, während
sie gleichzeitig die ursprüngliche Richtung
des Ausgangsstroms der Schaltung Iaus beibehalten. Um Übergangskurzschlüsse zu vermeiden,
müssen
die Schalter SW1–SW4
vom Typ Wechselschalter mit Unterbrechung sein.
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Der
Spannung-zu-Strom-Umsetzer von 1 lenkt
die zu messende Spannung Uein, die durch die ersten Polaritätsschalteinrichtungen
PS1 in den Umsetzer eintritt, zum Kapazitanzabschnitt CS und von
dort weiter durch die zweiten Polaritätsschalteinrichtungen PS2 zu
einer Stromschleife IS. In dem Kapazitanzabschnitt CS ändert der
Strom seine Stromrichtung, wohingegen im Stromschleifenteil IS die
Richtung des Stroms Iaus ungeändert
bleibt. Sämtliche
Schalter SW11, SW21, SW12, SW22 funktionieren gleichphasig, d.h.
sie werden gleichzeitig zuerst mit A-Anschlüssen, dann mit NC-Anschlüssen und
schließlich
mit B-Anschlüssen
verbunden. Danach werden die Schalter wieder mit NC-Anschlüssen und
dann zurück
mit A-Anschlüssen
verbunden. Die NC-Anschlüsse
in 1 zeigen, wie ein Schalter, der z.B. mit dem Anschluss
N zu verbinden ist, zuerst von dem Anschluss P gelöst wird,
und umgekehrt. Mit anderen Worten, die Schalter sind vom Typ Wechselschalter
mit Unterbrechung.
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Im
ersten Schritt schalten die Schalter SW11 und SW21 den Kondensator
CA zwischen die Anschlüsse
P1 und P2. Dies lädt
den Kondensator mit einer Ladung auf, wobei Q1=CA·Uein.
Da die Schalter SW12 und SW22 den Kondensator CB zwischen die Anschlüsse N1 und
N2 schalten, was den Kondensator CB mit einer Ladung auflädt, wobei Q2=CB·Uein,
ist der Stromkreis geschlossen. Als Folge fließt der Strom Iaus=f·(CA+CB)·Uein,
wobei f die Schaltfrequenz der Schalter darstellt, in der Stromschleife
IS vom Anschluss P2 zum Anschluss N2. Wenn die Kondensatoren CA
und CB von einer gleichen Größe sind
(CA=CB=C), ist der Strom, der vom Anschluss P2 zum Anschluss N2
fließt, Iaus=2·f·C·Uein.
Dies sorgt für
ein geringes Eindringen von Störsignalen,
da das Eindringen proportional zum Unterschied zwischen den Kondensatoren
CA und CB ist.
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Im
zweiten Schritt schalten die Schalter SW11 und SW21 den Kondensator
CA zwischen die Anschlüsse
N1 und N2, und die Schalter SW12 und SW22 schalten den Kondensator
CB zwischen die Anschlüsse
P1 und P2. Da die Kondensatoren von gleicher Größe sind, fließt der Strom
Iaus=2·f·C·Uein in
der Stromschleife vom Anschluss P2 zum Anschluss N2, d.h. in derselben
Richtung und mit einer gleichen Größe wie im ersten Schritt. Mit
anderen Worten setzt der differentielle Spannung-zu-Strom-Umsetzer
von 1 die gemessene Gleichstromdifferenz Uein zum
Gleichstrom Iaus um.
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Die
Kondensatoren CA und CB in 1 werden
auf die Spannung Uein aufgeladen und werden durch sie entladen,
wenn die Schalter in den Positionen P bzw. N vorliegen. Während eines
Zyklus ruft die Ladung Q=C·Uein
zwei impulsähnliche
Gleichstromausgänge
Iaus=2·f·C·Uein hervor,
immer zur selben Richtung.
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Gemäß einer
bevorzugten Ausführungsform der
Erfindung kann die Stromschleife IS von 1 abgeschaltet
werden, und der Kondensator Cx kann so platziert werden, dass der
Punkt X abgeschaltet wird, 4. Nach
mehreren Schaltzyklen wird eine Spannung Uc=k·Uein, wobei der Koeffizient
k<1, der Koeffizient,
der von Streukondensatoren abhängt, über dem
Kondensator Cx erzeugt. Wenn die Streukondensatoren beträchtlich
kleiner als die Kondensatoren CA und CB sind, kann das Schalten
bei einer galvanisch getrennten Spannung-zu-Spannung-Übertragung verwendet werden.
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Das
in 1 dargestellte Schalten ist unabhängig von
Streukondensatoren, weil die Streukondensatoren der Eingangsanschlüsse P1 und
N1 nur den Eingang belasten und die Spannungen über den Ausgangsstreukondensatoren
konstant sind und deshalb kein Strom mit dem Ausgang verbunden ist.
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2 stellt
zwei galvanisch getrennte analoge Schalter einer nicht beanspruchten
Ausführungsform
dar. Die Maße
und Werte, die in Klammern nach den Bezugszeichen der Komponenten
erscheinen, sind als Beispiel angegeben.
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Der
erste Schalter SW11 umfasst einen PMOS-Transistor M1 (W=40μm, L=4μm) und einen NMOS-Transistor
M2 (W=20μm,
L=8μm).
Die Source S1 und der Volumenbereich B1 des PMOS-Transistors M1
sind mit dem Anschluss P der Schaltung verbunden, die durch die
zwei Schalter SW11 und SW12 gebildet ist, das Gate G1 ist mit dem
Anschluss W1 des Schalters SW11, und der Drain D1 mit dem Anschluss
W3 des Schalters SW11 verbunden. Die Source S2 und der Volumenbereich
B2 des NMOS-Transistors M2 sind mit dem Anschluss N der Schaltung
verbunden, die durch die zwei Schalter SW11 und SW12 gebildet ist,
das Gate G2 ist mit dem Anschluss W2 des Schalters SW11, und der Drain
D2 mit dem Anschluss W3, der oben erwähnt ist, verbunden. Zwischen
den Anschlüssen
W1 und P sind der Kondensator CP1 (0,25 pF) und der Gate-zu-Source-Widerstand
R3 (1MOhm) parallelgeschaltet. Zwischen dem Anschluss W2 und dem
Anschluss P ist der Kondensator CP2 (0,25 pF) angeschlossen. Zwischen
dem Anschluss W2 und den Anschluss N ist der Gate-zu-Source-Widerstand
R5 (1MOhm) angeschlossen. Zwischen dem Eingangsanschluss AToN und
dem Anschluss W 1 ist der Kondensator C1 (0,25 pF) angeschlossen,
und zwischen dem Eingangsanschluss AToN und dem Anschluss W2 ist
der Kondensator C2 (0,25 pF) angeschlossen.
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Der
zweite Schalter SW12, der in 2 dargestellt
ist, umfasst einen PMOS-Transistor M3 (W=40μm, L=4μm) und einen NMOS-Transistor
M4 (W=20μm,
L=8μm).
Die Source S3 und der Volumenbereich 3 des PMOS-Transistors M3 sind
mit dem Anschluss P, der oben erwähnt ist, verbunden, das Gate
G3 ist mit dem Anschluss W4 des Schalters SW12 und der Drain D3
mit dem Anschluss W6 des Schalters SW12 verbunden. Die Source S4
und der Volumenbereich B4 des NMOS-Transistors M4 sind mit dem oben
erwähnten
Anschluss N verbunden, das Gate G4 ist mit dem Anschluss W5 des
Schalters SW12 und der Drain D4 mit dem Anschluss W6 des Schalters
SW12 verbunden. Zwischen den Anschlüssen W4 und P sind der Kondensator
CP3 (0,25 pF) und der Gate-zu-Source-Widerstand R6 (1MOhm) parallelgeschaltet.
Zwischen dem Anschluss W5 und dem Anschluss P ist der Kondensator
CP4 (0,25 pF) angeschlossen. Zwischen dem Anschluss W5 und dem Anschluss
N ist der Gate-zu-Source-Widerstand R9 (1MOhm) angeschlossen. Zwischen
dem Ausgangsanschluss BToN und dem Anschluss W4 ist der Kondensator
C3 (0,25 pF) angeschlossen. Zwischen dem Ausgangsanschluss BToN
und dem Anschluss W5 ist der Kondensator C4 (0,25 pF) angeschlossen.
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Die
Steuereingänge
AToN und BToN, die in 2 dargestellt sind, können galvanisch
von der übrigen
Schaltung getrennt werden, indem die Kondensatoren C1, C2, C2 und
C4 verwendet werden, die ziemlich einfach z.B. aus der ersten Metallschicht, einer
Isolierschicht (wie z.B. Siliciumdioxid) und der zweiten Metallschicht
darunter eines Kontakts gebildet sein können. Wegen der Widerstände R3,
R5, R8 und R9 sind die Mittelwerte der Gate-zu-Source-Spannungen
der Transistoren M1–M4
etwa 0 V. Als Folge hört
in einer Polaritätsschaltsituation
der leitende Transistor (z.B. M1) auf zu leiten, bis der andere
Transistor (M2), der zu demselben Schalter (SW11) gehört, verbunden
ist.
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Die
Kondensatoren CP1, CP2, CP3 und CP4 in 2 verringern
die Nichtlinearität
der Gate-zu-Source-Kondensatoren. Die Kondensatoren CP1, CP2, CP3
und CP4 sind aus der zweiten Metallschicht, der Isolation darunter
und einer Siliciumbasis, die mit einem Kontakt verbunden ist, gebildet. 2 stellt
weiter elektrostatische Abschirmungen dar, d.h. den Widerstand R1
(<1kOhm), die Diode
D1 und die Diode D5 und den Widerstand R2 (<1kOhm), die Diode D6 und die Diode
D7, die mit Ausgangskontakten A bzw. B verbunden sind. Wenn die
Schaltung von 2 als eine Mikroschaltung auszuführen ist,
werden die Kondensatoren CP1, CP2, CP3 und CP4 automatisch von parasitären Komponenten
gebildet, die in der Verbindung eingeschlossen sind.
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Der
galvanisch getrennte analoge Schalter von 2 arbeitet
wie folgt. Eine Rechteckwellenspannung (wobei z.B. U=15V, f=500kHz),
die differenziell (in Bezug z.B. zu den P- und N-Anschlüssen) ist,
wird zwischen den Anschlüssen
AToN und BToN angeschlossen, um den Betrieb der Transistoren zu steuern.
Die Steuerspannungen AToN und BToN der Schalter SW11 und SW12 sind
durch ein dickes kapazitives Trennglied (C1, C2, C3, C4) verbunden,
wie z.B. Siliciumdioxid, das imstande ist, selbst in normalen Prozessen über 400
Volt auszuhalten. Wenn die Spannung V(AToN–BToN) zwischen den Anschlüssen AToN
und BToN positiv wird, werden die Transistoren M2 und M3 leitend.
Der Ausgangsanschluss A wird dann mit dem Anschluss N und der Ausgangsanschluss
B mit dem Anschluss P verbunden.
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Die
Zeit, die die Transistoren M2 und M3 im leitenden Zustand bleiben,
hängt von
der Zeitkonstanten des Gate (z.B. (C1+CP1+ Cg1)·R3, wobei Cg1 die Gate-zu-Source-Kapazitanz
des Transistors M1 darstellt), von einer Steuerspannung V(AToN–BToN),
die zwischen den Anschlüssen
AToN und BToN anzuschließen
ist, und von der Schwellenwertspannung der Transistoren ab. Wenn
die Spannung V(AToN–BToN)
negativ wird, werden die Transistoren M1 und M4 leitend. Der Anschluss
A ist dann mit dem Anschluss P und der Anschluss B ist mit dem Anschluss
N verbunden.
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Die
Anschlüsse
P und N, d.h. der Messeingang, in 2 werden
entsprechend als Betriebsspannungs- und Erdanschlüsse für die Mikroschaltung
festgesetzt. Gemäß der Erfindung
werden diese Anschlüsse
nicht zum Energieeingang benutzt, wie in im Stand der Technik bekannten
Mikroschaltungen. Die Transistoren und andere Teile der Mikroschaltung
können
folglich klein gemacht werden, was kleine Energieverluste und kleine
Eingangsbelastungen ermöglicht.
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Die
Mikroschaltung von 2 kann unter Verwendung von
CMOS-Prozessen ausgeführt
werden. Wenn eine Mehrzahl von Schaltern der Erfindung in einem
und demselben Siliciumchip zu integrieren sind, kann z.B. SOI-Technik
(Silicium-auf-Isolator) verwendet werden. Statt Steuerungen AToN und
BToN kann auch ein optisches Schalten verwendet werden, wodurch
eine höhere
elektrische Lebensdauer erhalten wird. Dieses optische Schalten ist
ein Merkmal der beanspruchten Erfindung.
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In 2 werden
die Schalter unter Verwendung von MOS-Transistoren ausgeführt. Eine
andere Alternative, die Schalter von 2 auszuführen, besteht
darin, eine Bipolartechnik zu verwenden. In diesem Fall wird eine
Sägezahnspannung
zwischen den Anschlüssen
AToN und BToN angeschlossen, um die bipolaren Transistoren zu steuern.
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Die
Ausgangsspannung der Anschlüsse
A und B in 2 ist eine differentielle Rechteckwellenspannung,
wobei der Peak-zu-Peak-Wert der Spannung die Spannung zwischen den
Anschlüssen
P und N ist. Wenn äußere Kondensatoren
verwendet werden, um die Anschlüsse
A und B mit einem dritten Potenzial zu verbinden, ist der erzeugte
Ausgang ein differentieller Wechselstrom I=f·C·V(P–N), wobei f die Schaltfrequenz
der Schalter darstellt, C den Wert des äußeren Kondensators darstellt
und V(P–N)
die Spannung zwischen den Anschlüssen
P und N darstellt. Dieser Wechselstrom kann z.B. unter Verwendung
einer anderen Mikroschaltung von 2 gleichgerichtet
werden. 3 veranschaulicht diese alternative
Ausführungsform
der Erfindung, wo die Spannung Uein im ersten Potenzial zwischen
den Anschlüssen
P1 und N1 zur Ausgangsspannung Uaus des zweiten Potenzials umgesetzt
wird.
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In 3 wird
die zu messende Spannung Uein zu den Anschlüssen P und N einer ersten Mikroschaltung
X1 zugeführt.
Das Steuersignal für
die Anschlüsse
AToN und BToN der Mikroschaltungen X1, X2 und X3 wird von Takten
CL1 und CL2 erhalten, deren zweite Anschlüsse mit einem Schaltungspotenzial
3 verbunden sind. VDD stellt die Betriebsspannung der Schaltung
dar.
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Die
Ausgangsströme
der Anschlüsse
A und B der Mikroschaltungen X1, X2 und X3 werden in den sC-Widerständen C41,
C42, C43 und C44 zu Spannung umgesetzt. Die Konduktanz(g)-werte
der Widerstände
sind als das Produkt der Schaltfrequenz (f) der Schalter und der
Werte der betreffenden Kondensatoren (g=C·f) definiert. Es gibt keinen
Gleichstrom, der durch die Widerstände fließt.
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Die
Funktion der Widerstände
R34 und R35 und der Kondensatoren C34 und C36 besteht darin, den
Betrieb der Mikroschaltung X4 zu stabilisieren.
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Die
Ausgangsspannung der Schaltung kann einer Last, die in 3 wiedergegeben
ist, durch den Kondensator C35 und den Widerstand R36 zugeführt werden.
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In 3 wird
Energie der Mikroschaltung X4 durch die Kondensatoren C31 und C32
zugeführt. Die
Dioden D41–D43
richten die Ströme
gleich, die durch die Kondensatoren C31 und C32 fließen. C33 wirkt
als ein Filterkondensator für
die Betriebsspannung.
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Die
Spannungsverstärkung
in 3 ist Uaus/Uein=(C41+C42)/(C43+C44). Wenn die
Verstärkung
als eins definiert wird, wird die zum messende Eingangsspannung
Uein direkt als der Wert der Ausgangsspannung Uaus erhalten.
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Es
ist für
einen Fachmann ersichtlich, dass, wenn die Technologie voranschreitet,
die grundsätzliche
Idee der Erfindung auf verschiedene Weisen ausgeführt werden
kann. Die Erfindung und ihre Ausführungsformen sind deshalb nicht
auf die oben beschriebenen Beispiele beschränkt, sondern sie können im
Umfang der Ansprüche
variieren.