DE4439826A1 - Verfahren und Vorrichtung zum Verstärken eines Signals - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Verstärken eines Signals. Sie findet Anwendung in Sen­ derstufen höheren Wirkungsgrades, insbesondere im Bereich von HF-Sender mit einer z. B. durch Modulation steuerbaren Ausgangsleistung von z. B. ca. 10 kW bis 100 kW bei z. B. 100 kW Nennleistung.

Die DE 42 06 352 A1 offenbart einen linearen Quasischalt­ verstärker, dessen Betriebsspannung in einem zeitlichen Verlauf in Abhängigkeit eines Modulationssignals oder der Einhüllenden des Eingangssignals nachgeführt wird. Im Kleinsignalbereich ist Linearbetrieb vorgesehen, wobei der Stromverbrauch gegenüber der 100 kW Nennleistung vernach­ lässigbar ist. Der Betrieb als Schaltverstärker ermöglicht Wirkungsgrade bis 70 . . . 80%. Damit kann ein hoher Wir­ kungsgrad mit günstigen Spektralwerten erzielt werden.

Fig. 1 stellt einen ähnlichen Verstärker 1 dar, in dem die Betriebsspannung U_B anhand eines Hüllkurvendetektors 2 und eines Pulsdauermodulators (PDM) 3 von einer fixen Be­ triebsspannung U_B= abgeleitet wird. In dieser Figur er­ setzt das PDM-Teil den Operationsverstärker und den Lei­ stungstransistor nach DE 42 06 352 A1.

Das PDM-Teil ist typischerweise ein DC/DC-Wandler hoher Schaltfrequenz (< 50 kHz), welcher z. B. bei VLF- und LF- Hochleistungssendern sowie bei Rundfunksendern im MW- und KW-Bereich zur Modulation der Amplitude dient.

Bisher bekannte Konzepte erfordern daher zur Gewinnung einer amplitudenmodulierten Sende-Ausgangsleistung mit gutem Wirkungsgrad mindestens folgende getrennte Baugrup­ pen:

• 1) einen HF-Generator, der zur Erzielung eines guten HF- Wirkungsgrades rechteckförmig, d. h. im Schaltbetrieb betrieben wird und deshalb nicht als linearer Verstär­ ker verwendbar ist;
• 2) einen Modulator, vorzugsweise einen sogenannten PDM- Modulator, zur Erzeugung einer im Rhythmus der zu übertragenden Nachricht veränderbaren Gleichspannung, die als Betriebsspannung für den HF-Generator dient.

Da bei Senderendstufen hoher Leistung der apparative Auf­ wand für den PDM-Modulator sehr groß ist und sehr störende EMV-Probleme auftreten können, wäre es wünschenswert, den bisherigen Modulator funktionell mit dem HF-Generator zu integrieren und die Zusammenschaltung beider Baugruppen einzusparen.

Die Aufgabe der Erfindung besteht daher darin, ein Verfah­ ren bzw. eine Vorrichtung zum Verstärken eines Signals zu schaffen, bei dem (der)

• - der Gebrauch und die Zusammenschaltung eines aufwendi­ gen PDM-Teils entbehrlich ist, was bei tragbaren Sen­ dern besonders von Vorteil ist;
• - die Emission von Störstrahlungen minimal ist, so daß der Aufwand der notwendigen Schirmmaßnahmen entspre­ chend gesenkt werden kann;
• - das Ausgangssignal eine möglichst hohe spektrale Rein­ heit aufweist.

Diese Aufgabe wird durch die in den unabhängigen Ansprü­ chen 1 und 5 definierten Merkmale gelöst. Die Unteransprü­ che enthalten vorteilhafte Aus- und Weiterbildungen des erfindungsgemäßen Verfahrens bzw. der erfindungsgemäßen Vorrichtung.

Das erfindungsgemäße Konzept kombiniert eine Stromflußwin­ kelanpassung mit einer weichen Betriebsspannungsumschal­ tung, um die Ausgangsleistung in einer vorgegebenen Span­ ne, z. B. zwischen 10 und 100 kW, zu steuern.

Im folgenden wird die Erfindung anhand der Figuren näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 eine bekannte Verstärkerstufe,

Fig. 2 eine bevorzugte Ausführungsform des erfindungs­ gemäßen Verstärkers samt Ausgangsfilter,

Fig. 3 die Spanne der mit dem Verstärker gemäß Fig. 2 erzielbaren Wirkungsgrade,

Fig. 4a, b und c die Spannungskurvenformen bei Linear- bzw. Schaltbetrieb,

Fig. 5 ein vorteilhaftes Ausführungsbeispiel für die Treiber- und Endstufe des Verstärkers gemäß Fig. 2,

Fig. 6a, b, c, d Spannungskurvenformen am Ausgang der Treiberstufe gemäß Fig. 2,

Fig. 7 eine Ausführungsform des Umschalters gemäß Fig. 2,

Fig. 8 den zeitlichen Verlauf eines Spannungsübergangs im Umschalter nach Fig. 7,

Fig. 9 den spektralen Verlauf des Ausgangsfilters gemäß Fig. 5,

Fig. 10 eine Ausführungsform für den Regler gemäß Fig. 2 oder 7.

Die in Fig. 2 dargestellte Sendestufe enthält eine Ver­ stärkerstufe 1 mit einem Ausgangsfilter 6. Die Verstärker­ stufe 1 besteht aus der Reihenfolge einer Treiberstufe 4 und einer Endstufe 5. Die Treiberstufe 4 wird von dem Ein­ gangssignal E gespeist und die unerwünschten höheren Spek­ tralanteile des Ausgangssignals der Endstufe 5 werden im Tiefpaßfilter 6 herausgefiltert.

In der Treiberstufe erfolgt die Leistungsstellung durch Steuerung des Stromflußwinkels. Dafür wird ein Regler 7 verwendet, der den Arbeitspunkt der Treiberstufe 4 be­ stimmt. Da aber der Wirkungsgrad η mit enger werdendem Stromflußwinkel im allgemeinen sinkt (siehe Fig. 3), bie­ tet sich an, in diesem Falle zusätzlich die Betriebsspan­ nung in der Endstufe 5 anhand eines Umschalters 8 herabzu­ schalten.

In der Treiberstufe 4 wird der Stromflußwinkel durch An­ passung des Arbeitspunkts, z. B. der Gate-Source-Vorspan­ nung U_GS eines Halbleiterelements, bestimmt. Dieser Ar­ beitspunkt kann z. B. im Regler 7 aus der Amplitude der Einhüllenden des zu verstärkenden Signals E mittels eines Gleichrichters oder direkt aus der Amplitude eines Modula­ tionssignals abgeleitet werden.

In Fig. 4 werden Spannungskurvenformen am Ausgang der Treiberstufen des Verstärkers gemäß Fig. 2 abgebildet. Die erste Kurve (Fig. 4a) kennzeichnet einen Linearbetrieb, in dem der Verstärker nicht als Schaltstufe benutzt wird. Dieser Betrieb, der für kleine Ausgangsleistungen (typ. 10 kW) benutzt wird, gewährleistet eine nahezu verzerrungs­ freie Verstärkung des Signals (E in Fig. 2), die störende Oberwellenanteile nicht hervorruft. Bei diesem Betrieb ist die Erzielung eines hohen Wirkungsgrades nicht kritisch. Vielmehr wird dadurch gewährleistet, daß neben dem er­ wünschten Signalspektrum kein unbrauchbares breitbandiges Störspektrum erzeugt wird.

Die folgenden Kurven (Fig. 4b und 4c) kennzeichnen einen Hochleistungsschaltbetrieb des Verstärkers, der Signale größerer Amplitude charakterisiert. Wirkungsgrade bis zu 80% sind in solchen Schaltverstärkern erzielbar.

Der Übergang vom Linear- zum Schaltbetrieb kann, wie in DE 42 06 352 A1 offenbart, anhand eines Schwellenwertes (off­ set) bestimmt werden. Dieser Schwellenwert kann wiederum in Abhängigkeit eines erwünschten Wirkungsgrades oder Klirrfaktors oder aufgrund des Modulationsgrades des Ein­ gangssignales ermittelt werden.

Fig. 5 stellt ein vorteilhaftes Ausführungsbeispiel für die Treiber- und Endstufe des Verstärkers gemäß Fig. 2 dar. Diese können beispielsweise als invertierender Ein­ taktverstärker ausgebildet werden, wobei lediglich der Wechselstromanteil des zu verstärkenden Signals E über einen Kondensator C der Steuerelektrode (Gate) der Trei­ berstufe 4 zugeführt wird. Ein in der Endstufe 5 enthalte­ nes Halbleiterelement 51 verstärkt dann entweder im Li­ near- oder im Schaltbetrieb sowohl den Gleichstrom- als auch den Wechselstromanteil des von der Treiberstufe 4 er­ zeugten Signals, wobei das Halbleiterelement 51 die Diffe­ renz zwischen dem Signal und einer Referenzspannung, z. B. die Masse, verstärkt. Die Last in der Treiberstufe 4 ist ohmscher Natur, während die Endstufe 5 eine komplexe, vor­ wiegend aus Spulen und Kondensatoren bestehende Last ein­ schließlich des Ausgangsfilters 6 treibt.

Der Regler 7 bestimmt in einer vorteilhaften Ausgestaltung den Arbeitspunkt der Treiberstufe 4 durch Bestimmung der Gate-Source-Vorspannung U_GS des Transistors 41. Fig. 6 veranschaulicht den Einfluß dieser Vorspannung auf den durch den Transistor fließenden Strom I_DS und somit auf den Stromflußwinkel 2α.

Die Eingangsspannung besteht aus der vom Regler vorgegebe­ nen Gleichstromspannung U_GS und der vom Eingangssignal E abgeleiteten Wechselstromspannung. Falls der Arbeitspunkt in "a" so gewählt ist, daß die Eingangsspannung die Schwellenspannung ("Pinchoff"-Spannung V_th) des Transi­ stors 41 überschreitet, ist Linearbetrieb gewährleistet (Fig. 6a). Dieser Betrieb ist für Eingangssignale kleiner Amplitude anzuwenden. Falls dagegen die Amplitude des Ein­ gangssignals groß ist, wird die Vorspannung so gewählt, daß der Transistor 41 im Schaltbetrieb arbeitet. In Fig. 6b wurde eine Vorspannung gleich der Schwellenspannung ge­ wählt: der Stromflußwinkel beträgt dann genau 180°.

Wird die Vorspannung, der Amplitude des Eingangssignals folgend, weiter verringert (Fig. 6c), so verkleinert sich der Stromflußwinkel weiter. Da aber der Wirkungsgrad mit enger werdendem Stromflußwinkel bei realen Bauelementen im allgemeinen sinkt, läßt sich dieses Vorgehen normalerweise vorteilhaft mit der Umschaltung der Betriebsspannung in der Endstufe, im dargestellten Falle eine Herabsetzung, begleiten.

Fig. 6d zeigt ein weiteres Beispiel, in dem das Eingangs­ signal vorverzerrt ist. So lassen sich Stromflußwinkel un­ ter 90° erzielen.

In der Endstufe 5 wird die Spannung zwischen verschiedenen Werten geschaltet. Fig. 7 bildet eine vorteilhafte Aus­ führungsform eines Umschalters 8, ab dem das Umschalten auf zwei verschiedene Werte beschränkt ist. Es liegt jedoch auf der Hand, daß die Wahl von mehr als zwei Span­ nungswerten die Leistungsspanne des Gesamtverstärkers er­ weitern läßt. Gleichermaßen läßt sich somit ein günstige­ rer Kompromiß zwischen Klirrfaktor und Wirkungsgrad errei­ chen. Das Senderkonzept erfordert im Ausführungsbeispiel eine 70%/100% Spannungsumschaltung in der Endstufe.

Bei momentanen Sendeleistungen P_HF < ca. 40% soll die Betriebsspannung 70% der Nennspannung betragen; bei P_HF < ca. 40% ist 100% Nennspannung nötig.

Es ist vorgesehen, alle bei MSK entstehenden Amplituden­ schwankungen durch Stromflußwinkelsteuerung in der Trei­ berstufe ohne Spannungsumschaltung der Stromversorgung zu übertragen.

Bei A1- oder Morseübertragung muß der gesamte Amplituden­ bereich bei jedem Zeichen durchlaufen werden und die Span­ nung ist umzuschalten.

Die äquivalente maximale Tastfrequenz beträgt in einem Ausführungsbeispiel bei A1 ca. 8,5 Hz, d. h. ein Morsepunkt dauert ca. 60 ms, die Ausregelung sollte nach etwa 10% der Punktdauer, also in ca. 6 ms, abgeschlossen sein.

In Fig. 7 wird die Ausgangsspannung des Umschalters (8 in Fig. 5) mittels eines Steuersignals U_Schalt gewählt. So­ lange U_Schalt = 0 V, ist die Spannung U_B durch Gleichrich­ tung der 0,7-fachen Nennspannung des Transformators Tr ge­ geben. Sobald U_Schalt die Zündspannung der Thyristoren Th überschreitet, steigt U_B auf den Wert, der der Gleichrich­ tung der vollen Nennspannung des Trafos entspricht.

Die Spule L bewirkt einen allmählichen Übergang der Be­ triebsspannung U_B innerhalb einiger Perioden der Wech­ selspannung, wie in Fig. 8 abgebildet. Dieser allmähliche Übergang ist wesentlicher Bestandteil der erfindungsgemä­ ßen Lösung. In der Fig. 8 wurde allerdings die Welligkeit übertrieben gezeichnet.

Da in praxi wegen der Forderungen der Energieversorgungs- Unternehmen (EVU) nach geringer Oberwellenverzerrung der zugeführten Netzspannung durch den Verbraucher ohnehin 12- Phasengleichrichtung üblich ist, ist dieser Übergang in wenigen Millisekunden, typischerweise 5 ms, vollziehbar und somit für Hochleistungssender im VLF- und LF-Bereich im Bereich der Ein- und Ausschwingzeiten der zu übertra­ genden Signale geeignet, vornehmlich für A1(Morse-)-Be­ trieb.

Die der Ausgangsspannung überlagerte Welligkeit führt zu einer Amplitudenmodulation (zwei Seitenlinien im Abstand von + 600 Hz bei 12-phasiger Gleichrichtung aus 50 Hz- Netz).

Nach CCIR sind Nebenwellenaussendungen in diesem Frequenz­ bereich um 70 dB zu dämpfen. Die Selektion der Antenne be­ trägt im ungünstigsten Fall nur etwa 8 dB, d. h. der Sender muß einen Nebenwellenabstand von 62 dB haben; dies ent­ spricht einem maximalen Amplitudenmodulationsgrad von m = 0,16%. Da bei solchen Sendern die Ausgangsspannung pro­ portional der Betriebsspannung ist, darf die Betriebsspan­ nung um ± 0,0016 · U_B = 0,7 V_SS schwanken.

12-phasige Gleichrichtung liefert ohne Siebung eine Schei­ telspannung von 220 V und einen Minimalwert von 220 · cos (15°) = 212,5 V, d. h. die Welligkeit beträgt 7,5 V_SS.

Dieser Spannungsverlauf ist nicht sinusförmig; der darin enthaltene Grundwellenanteil (600 Hz) wird auf 5 V_SS ge­ schätzt. Zwischen Gleichrichter und Last ist also ein LC- Siebglied mit einem Siebfaktor s 5/0,7 = 7,2 zu schal­ ten. Berücksichtigt man den minimalen Siebfaktor von s ≈ 8 und optimiert man das daraus resultierende LC-Produkt auf minimales Überschwingen, so erhält man L = 300 µH, C = 2000 µF bei R_L = 0,33 Ω. Die Einschwingzeit von etwa 2 ms ist für A1 gut ausreichend. Die Ausschwingzeit ist noch kürzer.

Fig. 9 zeigt den spektralen Verlauf des in Fig. 5 abgebil­ deten, im VLF-Frequenzbereich dimensionierten Ausgangsfil­ ters (6 in Fig. 5), mit dem ein Wirkungsgrad von ungefähr 85% erzielt werden kann.

Fig. 10 stellt ein einfaches und besonders vorteilhaftes Ausführungsbeispiel des Reglers 7 nach Fig. 2 oder 7 dar. Er weist eingangsseitig einen Hüllkurvengleichrichter 9 auf, dessen Ausgang die Gatespannung eines n-Kanal FET- Transistors 92 über einer Widerstandskette erzeugt. Der Drainanschluß des Transistors 92 ist direkt mit dem Gate­ anschluß des p-Kanal Transistors 41 verbunden und liefert die Vorspannung U_GS.

Im Betrieb wird am Ausgang des Gleichrichters 9 eine nega­ tive Spannung erzeugt, die dem Absolutbetrag der maximalen Amplitude des Eingangssignals E entspricht. Die Wider­ standskette 93 bis 96 ist so dimensioniert, daß der Tran­ sistor 92 bei kleineren Amplituden des Eingangssignals E stark leitend ist, wobei die Drainspannung und die Aus­ gangsimpedanz des Reglers niedrig gehalten werden. So wird erreicht, daß die den Arbeitspunkt des Transistors 41 be­ stimmende Spannung einen Linearbetrieb gewährleistet. Bei größeren Amplituden wird die Gatespannung des Transistors 91 nach unten gezogen, so daß seine Drainspannung und die Ausgangsimpedanz des Reglers ansteigt.

Die Erfindung ist nicht auf die beschriebenen Ausführungs­ beispiele beschränkt, sondern sinngemäß auf weitere an­ wendbar. Insbesondere ist die Erfindung nicht auf die an­ gegebenen HF-Frequenzbereiche des Nutzsignals beschränkt; vielmehr kann die Erfindung auch zur Verstärkung von Nutz­ signalen herangezogen werden, die in ganz anderen Fre­ quenzbereichen liegen. Beispielsweise können auch Sender für den ELF(Extremely-Low-Frequency)- bzw. VLF(Very-Low- Frequency)-Bereich z. B. für weltweite Kommunikationssyste­ me, insbesondere für Unterwasseranwendungen mit Verstär­ kern, ausgerüstet werden, die nach der Erfindung arbeiten. Es können aber auch Sender für den UHF(Ultra-High-Frequen­ cy)-Bereich mit solchen Verstärkern ausgerüstet werden. Letzteres bietet sich vor allem für Zellenfunk-Kommunika­ tionssysteme an, die mit Vielkanal-Leistungsverstärkern arbeiten.

Ferner ist es möglich, die Anzahl der vom Umschalter (8 in Fig. 5) wählbaren Betriebsspannung auf mehr als zwei Werte zu erhöhen, um die Spannungssprünge und die Übergangszei­ ten weiter zu reduzieren oder den Leistungsbereich des Verstärkers zu erweitern.

Die FET-Transistoren sind in den Figuren als P- bzw. N- MOS-Transistoren ausgeführt. Es ist aber klar, daß deren Typ für die erfinderische Idee unwesentlich ist: der Tran­ sistor 51 könnte z. B. vom P-Typ sein, vorausgesetzt daß die schaltbare Betriebsspannung (U_B) an seinem Drain (D) angeschlossen wird. Dieses ist ebenfalls auf bipolare Transistoren (pnp bzw. npn) und auf Insulated-Gate Feld­ effekttransistoren (IG FET) ohne weiteres übertragbar.

Im Regler (7 in Fig. 10) könnte auch die Eingangsdiode D₁ zum Detektieren der maximalen positiven Amplitude umge­ kehrt angeschlossen werden, vorausgesetzt der Transistor­ typ und sein Arbeitspunkt sind angepaßt. Im Falle, daß der Regler (7 in Fig. 10) direkt mit einem Modulationssignal gesteuert wird, kann der Regler weiter vereinfacht werden, indem auf den Gleichrichter 91 verzichtet wird.

Claims (9)

1. Verfahren zum Verstärken eines Eingangssignals (E), bei dem das Eingangssignal sukzessiv in einer Treiberstufe (4) und einer Endstufe (5) verstärkt wird, und bei dem die Oberwellenanteile am Ausgang der Endstufe (5) herausgefil­ tert werden, dadurch gekennzeichnet, daß

• - der Wechselstromanteil des Eingangssignals (E) dem Ein­ gang der Treiberstufe (4) zugeführt wird,
• - eine Vorspannung (U_GS) den Arbeitspunkt der Treiberstu­ fe (4) bestimmt, wobei der Stromflußwinkel am Ausgang der Treiberstufe (4) so geregelt wird, daß die Treiber­ stufe (4) bei kleinen Amplituden des Eingangssignals (E) als Linearstufe betrieben wird und bei großen Am­ plituden in die Begrenzung geht und ab Erreichen dieses Betriebszustandes als Schaltstufe betrieben wird,
• - die Betriebsspannung (U_B) der Endstufe (5) stufenweise nach der Amplitude des Eingangssignals gewählt wird,
• - die Vorspannung (U_GS) und die Betriebsspannung (U_B) so gewählt werden, daß eine bestimmte Ausgangsleistung er­ bracht wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannung (U_GS) aufgrund der Einhüllenden des Ein­ gangssignals (E) bestimmt wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannung (U_GS) direkt aufgrund eines Modulationssi­ gnals (Mod) bestimmt wird.

4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, da­ durch gekennzeichnet, daß das Eingangssignal (E) zur Er­ reichung enger Stromflußwinkel vorverzerrt ist.

5. Vorrichtung zum Verstärken eines Signals, mit einer eingangsseitig mit einem Eingangssignal (E) versorgten Treiberstufe (4), einer Endstufe (5) und einem der Endstu­ fe nachgeschalteten Ausgangsfilter (6), dadurch gekennzeichnet, daß

• - das Eingangssignal (E) über einem Kondensator (C) der Treiberstufe (4) zugeführt ist,
• - ein Regler (7) eine Vorspannung (U_GS) zur Bestimmung des Arbeitspunkts der Treiberstufe (4) liefert, wobei der Stromflußwinkel am Ausgang der Treiberstufe (4) so geregelt ist, daß die Treiberstufe (4) bei kleinen Am­ plituden des Eingangssignals (E) als Linearstufe und bei großen Amplituden als Schaltstufe arbeitet,
• - ein Umschalter (8) vorhanden ist, dessen Ausgang die Endstufe (5) mit einer aus mehreren vorgegebenen Werten wählbaren Betriebsspannung (U_B) versorgt.

6. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannung (U_GS) zwischen Bezugselektrode und Steuerelektrode eines Halbleiterelements (41) anliegt.

7. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Treiberstufe (4) und/oder die Endstufe (5) als Inverter ausgeführt sind.

8. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Regler (7) eine Ausgangs­ stufe zur Erzeugung der Vorspannung (U_GS) aufweist, wobei bei kleineren Amplituden des Eingangssignals (E) die Aus­ gangsstufe eine höhere Vorspannung (U_GS) erzeugt und eine niedrigere Ausgangsimpedanz aufweist als bei größeren Am­ plituden des Eingangssignals.

9. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Umschalter (8) einen Transformator (Tr) mit mehreren Abgriffspunkten auf der Sekundärseite, steuerbare Halbleiterelemente (Th) und ein Filter (L, C) aufweist, wobei ein Halbleiterelement (Th) beim Empfang eines Schaltsignals (U_Schalt) eine Verbindung zwischen einem Abgriffspunkt des Transformators (Tr) und dem Eingang des Filters (L, C) herstellt und wobei der Ausgang des Filters (L, C) die Betriebsspannung (U_B) für die Endstufe (5) liefert.