DE4420713C2 - Vorrichtung zur Umwandlung analoger Audiosignale in einen digitalen Datenstrom - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Umwandlung analoger Audiosignale in einen digitalen Datenstrom.

Um den Dynamikbereich von Analog/Digital-Wandlern (A/D- Wandlern), die in der Audiotechnik verfügbar sind, zu ver­ größern, werden mittels der sogenannten "Gainranging"-Technik in jedem von, zwei parallen Signalpfaden je ein Wandler verwendet, von denen der eine für hohe und der andere für niedrige Pegel des umzuwandelnden Audiosignals dient. Das um­ zuwandelnde Audiosignal wird dabei in einem Pfad vor der Wandlung analog verstärkt und im anderen Pfad um dasselbe Maß jedoch digital nach der A/D-Wandlung verstärkt. Beide Pfade münden in einen Umschalter, der den digitalen Datenstrom aus demjenigen Pfad zur Weiterbearbeitung bereitstellt, der durch das umzuwandelnde Audiosignal optimal ausgesteuert ist.

Geräte dieser Technik haben generell den Nachteil, daß bei der Umschaltung von einem zum anderen Pfad zur Bereitstellung des digitalen Datenstroms störende Knackgeräusche, Verzer­ rungen und Noisemodulationen hörbar werden können. Vor allem Eigenrauschen, DC-Offsets und Gainerror der verwendeten Schaltungen machen den Vorteil des Dynamikgewinns weitgehend zunichte. Man versucht, diese Störungen dadurch zu minimieren, daß ihre subjektive Hörbarkeit unterdrückt wird.

Eine weiche Überblendung beim Umschalten vom einen zum anderen Pfad hat den erheblichen Nachteil, daß die Datenströme um die Zeit der Überblendung verzögert werden müssen, was in den meisten Fällen nicht tolerierbar ist.

Die Verwendung von Hochpaßfiltern kann Knackgeräusche ver­ ringern, stellt jedoch eine sehr aufwendige Maßnahme dar, zumal sie in beiden Pfaden implementiert werden müssen. Die endliche Genauigkeit der verwendeten digitalen Hochpaßfilter führt außerdem zu zusätzlichen Verzerrungen.

Zur Bestimmung des Zeitpunktes der Umschaltung von einem zu einem anderen Pfad wird bisher die digitale Information hinter den Wandlern verwendet. Dadurch führt die HF-Dämpfung der Antialiasfilter zu einer Verfälschung des tatsächlichen Pegels am Pfadeingang und kann bei hochpegeligen und hoch­ frequenten Signalen dazu führen, daß weiter fälschlicherweise auf den Ausgang des Wandlers für niedrigpegelige Signale geschaltet wird, obwohl dieser bereits übersteuert ist. Die dann entstehenden Verzerrungen sind vollkommen unakzeptabel.

Zur Umsetzung eines analogen Eingangssignals in einen Bit­ strom sind aus der EP 05 67 145 A2 und aus der US 52 50 948 Schaltungen bekannt. Die Umsetzung des analogen Eingangssig­ nals erfolgt hiernach mit einer Auflösung von 10 bit.

Sowohl in der EP 05 67 145 A2 als auch in der US 52 50 948 werden Anordnungen, die aus zwei parallel geschalteten A/D- Wandlern und einem Schalter oder einer Schaltergruppe bestehen, die einen der beiden Datenströme zur Weiterver­ wendung auswählen, offenbart. Der primäre Wandler deckt dabei den Aussteuerbereich des Eingangssignals ab, jedoch werden nur Werte eines determinierten, oberen Aussteuerungsbereichs verwendet, während der sekundäre Wandler mit höherer Ampli­ tudenempfindlichkeit für die Umsetzung solcher Eingangs­ signale vorgesehen ist, die einen bestimmten Schwellwert unterschreiten. Der Dynamikbereich wird damit erhöht bzw. die Auflösung im unteren Aussteuerungsbereich vergrößert.

Aus der EP 05 67 145 A2 ist entnehmbar, daß die bekannte An­ ordnung von zwei parallel geschalteten AD-Wandlern im wesent­ lichen durch einen Schalter, eine steuerbare Referenz­ spannungsquelle, einen Dekoder und ein Odergatter erweitert worden ist, wodurch eine Nachführung der Referenzspannung des sekundären Wandlers in besonderen Betriebszuständen, ins­ besondere während der Austastlücke in einer Videoübertragung ermöglicht wird.

Bei dieser Lehre wird durch die zyklische Nachführung der Referenzspannung eines multiplizierenden A/D-Wandlers eine gewisse Übereinstimmung der beiden Wandlerkennlinien in einem Punkt erzielt. Da die Hauptfehlerquellen jedoch Offset- und Verstärkungsfehler sind, ändert sich bei der Umschaltung von einem Wandler auf den anderen Wandler der Anstieg der Wandlerkennlinie. Dieser Sprung ist als Klirrverzerrung in der Audiotechnik deutlich hörbar und damit unzulässig. In der Videotechnik bleiben derartige Fehler jedoch unbemerkt.

Eine Verwendung dieser Schaltung ist in der Audiotechnik ausgeschlossen, weil hier eine kontinuierliche Signal- Wandlung zu äquidistanten Zeitpunkten eine Voraussetzung ist. Dagegen ist die Ausnutzung der Austastlücke ("during video blacking intervalls") nach der EP 05 67 145 A2 eine funk­ tionelle Voraussetzung während einer Videoübertragung.

Auch in der US 52 50 948 wird zum Zweck der Dynamiker­ weiterung eine Parallelschaltung von zwei A/D-Wandlern unter­ schiedlicher Amplitudenempfindlichkeit nach dem Stand der Technik, der hier wie folgt benannt ist (Spalt 1, Zeile 46 ff),... sub-ranging multiple convers; and and level-dependant (dual-ranging and range-changing) converter architecrures ...", offenbart, wobei im wesentlichen dieser durch Hin­ zufügen eines Verstärkers, eines Limiters und eines digitalen Rauschgenerators ergänzt worden ist.

Der bekannte Stand der Technik wurde bei der technischen Lösung nach der US 52 50 948 im wesentlichen durch die Bau­ elemente Verstärker, Limiter und Rauschgenerator ergänzt. In einem weiteren Ausführungsbeispiel nach Fig. 4 wird das digital erzeugte Rauschsignal einerseits über einen digitalen Subtrahierer vom Datenstrom des primären Pfades abgezogen und andererseits mittels eines D/A-Wandlers und einer analogen Addierstufe vor dem A/D-Wandler hinzugefügt. Dieser Teil der Anordnung ist nichts weiter als die Ausführung des soge­ nannten "subtractive dither", einem Verfahren, das in Audio­ kreisen schon in den achtziger Jahren druckschriftlich erwähnt bzw. verwendet wurde.

Keine der beiden Anordnungen nach EP 05 67 145 A2 und nach der US 52 50 948 löst die Aufgabe der Beseitigung/Redu­ zierung derjenigen Störungen, die beim Umschalten von einem Signalpfad zum anderen in der Audiotechnik entstehen.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, die hochauflösende Umwandlung analoger Audiosignale in einen digitalen Datenstrom mit geringem Aufwand zu ver­ bessern, insbesondere diejenigen Störungen zu reduzie­ ren, die beim Umschalten von einem Signalpfad auf einen anderen Signalpfad zur Bereitstellung eines dem empfan­ genen Audiosignal möglichst genau entsprechenden digita­ len Datenstroms auftreten.

Zur Lösung dieser Aufgabe ist erfindungsgemäß eine Schaltung zur Umsetzung eines analogen Audiosignals in einen hochauflösenden Bitstrom vorgesehen, bei der das Audiosignal auf mehreren parallelen Pfaden mit unter­ schiedlicher Amplitudenempfindlichkeit in je einen Da­ tenstrom umgesetzt wird und anschließend die umsetzungs­ bedingten Fehler kompensiert werden. Durch die Fehler­ kompensation zwischen Wandlung und Umschaltung können bei letzterer die umsetzungsbedingten Fehler im bereit­ gestellten Datenstrom nicht mehr auftreten, so daß die zugehörigen Störungen beseitigt sind. Zur weiteren Stö­ rungsminimierung empfiehlt es sich, die Umschaltung für den bereitgestellten Datenstrom aus einem der beiden Pfade in Abhängigkeit von der Amplitude des umzuwandeln­ den Audiosignals zu steuern.

Weitere bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die Erfindung wird nachstehend anhand des in der beige­ fügten Zeichung dargestellten beispielhaften Schaltungs­ diagramms im einzelnen beschrieben.

Gemäß dem in der Zeichnung dargestellten Ausführungs­ beispiel der Erfindung besteht die Vorrichtung aus zwei Signalpfaden 1, 2 sowie einem Steuerpfad 3, die zwi­ schen einer mit U_In beschrifteten Eingangsklemme 4 und einem Umschalter 5 parallel geschaltet sind.

Der erste Signalpfad 1 weist drei hintereinandergeschal­ tete Stufen auf, von denen die erste Stufe 21 in Reihe geschaltet einen Verstärker 22 mit dem Verstärkungsgrad V, einen Spannungsbegrenzer 24 und einen A/D-Wandler 26 enthält. Die Eingangsleitung 23 des Verstärkers 22 ist mit dem Signaleingang 4 verbunden. Die Ausgangsleitung 25 aus dem A/D-Wandler 26 ist gleichzeitig Eingangssig­ nalleitung für die zweite Stufe 28. Sie enthält einen mit der Signaleingangsleitung 25 verbundenen Subtrahie­ rer 62, dessen weitere Eingangsleitung 29 aus einem Off­ setregister 64 kommt. Über eine Zweigleitung 27 der Sig­ nalleitung 25 kann das Offset-Register 64 mit den auf Signalleitung 25 stehenden Signal bei Vorliegen eines Steuersignals CAL auf Leitung 31 geladen werden.

Die Ausgangsleitung 61 des Subtrahierers 62 ist sowohl Signalsausgangsleitung der zweiten Stufe 28 wie auch Signaleingangsleitung für die dritte Stufe 66 des er­ sten Signalpfads 1. Eine Zweigleitung 49 der Signallei­ tung 61 führt zu einem x-Eingang eines Gainerror-Detek­ tors 44 aus der dritten Stufe 13 des zweiten Signal­ pfads 2. Eine weitere Zweigleitung 63 von der Signallei­ tung 61 führt zu einem Eingang eines Hüllkurvengenera­ tors 68, dessen Ausgangsleitung 65 in einen Multiplizie­ rer 70 führt. Der Multiplizierer 70 erhält einen weite­ ren Eigang aus einem Rauschgenerator 72. Der Ausgang des Multiplizieres 70 führt über Leitung 71 zu einem Eingang eines Addierers 74, der seinen anderen Eingang aus der Signalleitung 61 erhält. Die Ausgangsleitung 77 des Addierers führt zu einem Schaltkontakt 54 des Um­ schalters 5.

Der zweite Signalpfad 2 weist ebenfalls drei hinterein­ andergeschaltete Stufen 11, 12, 13 auf, von denen die erste Stufe 11 einen eingangsseitig mit der Klemme 4 verbundenen A/D-Wandler 14 besitzt. Ausgangsseitig ist der A/D-Wandler 14 mit dem Eingang der zweiten Stufe 12 über Leitung 15 verbunden. Die Eingangsleitung 15 der zweiten Stufe 12 führt einerseits zum Eingang eines Sub­ trahierers 16 und über eine Zweigleitung zum Ladeein­ gang eines Offset-Registers 18, welches bei Vorliegen eines CAL-Steuersignals auf Steuersignalleitung 31 am Steuereingang des Offset-Registers 18 von den auf Leit­ ung 15 ankommenden Signalen geladen wird. Der Inhalt des Offsetregisters 18 gelangt über Leitung 17 in den Subtrahierer 16. Die Ausgangsleitung 19 des Subtrahie­ res 16 ist zugleich Ausgangsleitung der zweiten Stufe 12 und Eingangsleitung für die dritte Stufe 13.

Die dritte Stufe 13 weist einen Multiplizierer 42 auf, der die auf Signalleitung 19 ankommenden Signale em­ pfängt. Eine Zweigleitung 41 von der Signalleitung 19 führt zu einem y-Eingang des Gainerror-Detektors 44, der über eine Ausgangsleitung 43 ein Koeffizientenregi­ ster 46 laden kann. Der im Koeffizientenregister 46 ent­ haltene digitale Wert kann über Ausgangsleitung 45 als weiterer Eingang dem Multiplizierer 42 zugeführt wer­ den. Die Ausgangsleitung 47 des Multiplizierers 42 führt zu einem weiteren Schaltkontakt 52 des Umschal­ ters 5.

Der Steuerpfad 3 enthält eine Reihenschaltung aus einem Vollweggleichrichter 32, dessen Eingang am Signalein­ gang 4 liegt, einen Schmitt-Trigger 34 und ein nachtrig­ gerbares Mono-Flop 36, dessen Steuersignal-Ausgangslei­ tung 33 einerseits zu einem Steuereingang des Umschal­ ters 5 sowie andererseits über Zweigleitung 35 zu einem weiteren Eingang des Hüllkurvengenerators 68 führt. Ein Steuersignal auf Leitung 33 bewirkt das Umlegen des Schaltarms 56 des Umschalters 5 von Kontakt 52 auf Kon­ takt 54 oder umgekehrt. Vom Schaltarm 56 wird über An­ schluß 58 der ausgewählte digitale Datenstrom zur Wei­ terverarbeitung bereitgestellt.

An der Klemme 38 liegt zu wählbaren Zeitpunkten das extern gebildete Kalibriersignal als Steuersignal CAL an, welches über Signalleitung 31, wie erwähnt, den Offset-Registern 18 und 64 sowie über Steuersignallei­ tung 37 dem Steueranschluß eines Relais 80 zugeführt wird. Das Relais 80 kann in Abhängigkeit vom Vorliegen eines Steuersignals auf Leitung 37 den Signaleingang­ sanschluß 4 mit Masse kurzschließen.

Es versteht sich, daß der Umschalter 5 ein elektroni­ scher Schalter ist, der hier nur zur Vereinfachung als Umschalter dargestellt und beschrieben ist.

Die A/D-Wandler 14 und 26 sowie die Schaltungen der zweiten und dritten Stufen 12, 13 sowie 28, 66 werden synchron von einer nicht dargestellten Taktquelle getak­ tet, die einen Samplingtakt liefert. Die zugehörigen Samplingtaktsignalleitungen sind aus Gründen der Über­ sichtlichkeit in der Zeichnung nicht dargestellt.

Die beiden Stufen 12 und 28 sind, wie vorstehend erläu­ tert, gleich aufgebaut und dienen dazu, in den Schalt­ kreisen der jeweils zugehörigen ersten Stufen 11 und 21 auftretende fehlerhafte Gleichspannungsverschiebungen zu kompensieren. Dazu dient das Kalibriersignal CAL am Anschluß 38. Das Kalibrieren kann zu beliebigem Zeit­ punkt durchgeführt werden. Es empfiehlt sich, die Kali­ brierung vor der Audiosignalumwandlung sowie gegeben­ falls zu späteren geeigneten Zeitpunkten durchzuführen. Da sich die Gleichspannungsverschiebung in der Regel nur sehr langsam ändert, genügt es, die Kalibrierung nur in größeren zeitlichen Abständen zu veranlassen.

Solange die Spannung U_In am Eingangskontakt 4 des umzu­ wandelnden Audiosignals Null beträgt (etwa aufgrund eines Kurzschlusses durch Relais 80), werden den Subtra­ hierern 16 und 62 bei jedem Samplingimpuls aus den vorgeschalteten Wandlern und sonstigen Schaltkreisen Datenwörter zugeführt, die den Offsetfehler repräsentie­ ren. Solange das Kalibriersignal CAL auf Leitungen 31 und 37 nicht ansteht, bleiben die Eingänge zu den Offset-Registern 18 und 64 gesperrt und der Kontakt 82 des Relais 80 geöffnet. Wenn dagegen das Kalibriersig­ nal CAL über Kontakt 38 auf Leitungen 31 und 37 an­ steht, wird das Relais 80 zunächst den Kontakt 82 schließen und U_In durch Kurzschluß des Kontakts 4 mit Masse zu Null machen. Das CAL-Signal öffnet ferner die Eingänge in die Offset-Register 18 und 64, so daß diese beim nächsten Sampling-Impuls das den Offset-Fehler re­ präsentierenden Datenwort aufnehmen und über Leitungen 17 und 29 veranlassen, daß dieses Datenwort von dem Ein­ gangssignal aus den Wandlern 14 beziehungsweise 26 in den Subtrahierern 16 beziehungsweise 62 subtrahiert wird. Auf den Ausgangsleitungen 19 und 61 treten daher Datenwörter mit dem Inhalt Null auf. Nach Beendigung des CAL-Signals behalten die Offset-Register 18 und 64 den während des Kalibrierens neu geladenen Wert, so daß von den aus den A/D-Wandlern 14 und 26 gelieferten Da­ tenströmen konstant der in den Offset-Registern 18 und 64 enthaltene Korrekturbetrag subtrahiert wird. Damit ist der Offsetfehler in beiden Datenströmen aus den Stufen 1 und 2 kompensiert.

Wenn die Spannung U_In des umzuwandelnden analogen Audio­ signals am Kontakt 4 anliegt, wird es den drei Stufen 1, 2, 3 parallel zugeführt.

Dabei dient der Signalpfad 1 der A/D-Wandlung von Audio­ signalen U_In niedrigen Pegels, während der Signalpfad 2 für die A/D-Wandlung der Audiosignale U_In hohen Pegels benutzt wird. Im Steuersignalpfad 3 wird ermittelt, ob der Pegel der Eingangsspannung U_In einen durch die Ein­ stellung des Schmitt-Triggers 34 bestimmten Schwellwert überschritten hat. Bleibt der Pegel von U_In unterhalb des Schwellwertes wird das Mono-Flop 36 nicht getrig­ gert, so daß auf der Steuersignalleitung 33 ein Signal steht, das den Umschalter 5 veranlaßt, den Schaltarm 56 auf den Kontakt 54 umzulegen, so daß der am Ausgangskon­ takt 58 anstehende digitale Datenstrom aus dem Signal­ pfad 1 entnommen wird. Der Schwellwert ist durch die Di­ mensionierung des Schmitt-Triggers 34 bestimmt, der bei Ansteigen der Amplitude von U_In kurz vor Erschöpfung des Wertevorrats des A/D-Wandlers 26 schaltet. Über­ schreitet die Amplitude von U_In den Schwellwert, be­ wirkt das Schalten des Schmitt-Triggers 34 ein Triggern des nachgeschalteten Mono-Flops 36, das seinerseits auf der Steuersignalleitung 33 ein Signal erzeugt, das den Umschalter 5 veranlaßt, den Schaltarm 56 auf den Kon­ takt 52 umzulegen, so daß der am Kontakt 58 bereitge­ stellte digitale Datenstrom aus dem Signalpfad 2 entnom­ men wird.

Da der A/D-Wandler 14 das Eingangssignal U_In (im Gegen­ satz zu dem A/D-Wandler 26) unverstärkt erhält, läßt sein Wertevorrat eine Kodierung des Audioeingangssig­ nals bei Pegeln, die bereits oberhalb der Aussteuerungs­ grenze des A/D-Wandlers 26 und damit oberhalb des Schwellwertes liegen, noch zu. Der den A/D-Wandler 14 verlassende Datenstrom wird nach der erläuterten Korrek­ tur des Offsetfehlers in der Stufe 12 in dem nachge­ schalteten Multiplizierer 42 mit dem in dem Koeffizien­ tenregister 46 enthaltenen Koeffizienten zunächst um eine Verstärkung V verstärkt, die gleich der Verstär­ kung V des Verstärkers 22 ist.

Obwohl beide Verstärkungen theoretisch gleich V sind, sind beide Verstärkungsgrade aufgrund der inhärenten Un­ terschiede in den Parametern und Toleranzen der betei­ ligten elektronischen Schaltkreise in einem Ausmaß prak­ tisch ungleich, daß der Unterschied beim Umschalten hör­ bar ist.

Dazu wird in dem Gainerror-Detektor 44 eine Mittelwert­ bildung nach der Formel

durchgeführt, wobei x_i je ein Datenwort aus dem Signalp­ fad 1, y_i je ein um den Faktor V verstärktes Datenwort aus dem Signalpfad 2 und i...n die Anzahl der Samplin­ gimpulse bedeuten. Mit dieser jeweils über n Samplingim­ pulse laufenden Mittelwertbildung wird der tatsächliche Unterschied dV der Verstärkungsgrade der digitalen Da­ tenströme auf den Ausgangsleitungen 47 und 77 soweit re­ duziert, daß der verbleibende Fehler an den am Kontakt 58 bereitgestellten Datenströmen beim Umschalten nicht mehr wahrnehmbar ist.

In der Eingangsstufe 48 des Gainerrordetektors 44 werden die Werte aus Leitung 41 vor der Mittelwertbil­ dung um den Faktor V verstärkt und der erwähnte und je­ weils ermittelte Mittelwert wird noch mit dem Verstär­ kungsfaktor V multipliziert, um die erwähnte Verstär­ kung des die Stufe 12 verlassenden Datenstroms im Multi­ plizierer 42 sicherzustellen.

Der Gainerrordetektor 44 führt die genannte um den Fak­ tor V erhöhte Mittelwertbildung nur für Eingangssignale U_In mittleren Pegels durch, die sowohl auf Leitung 15 aus dem A/D-Wandler 14 wie auch auf Leitung 25 aus dem A/D-Wandler 26 gültige Datenwörter aus dem jeweiligen Wertebereich der Wandler liefern. Der Pegelbereich des analogen Audiosignals U_In, der hierfür geeignet ist, be­ stimmt sich aus der Relation sw/2 < U_In < sw, wobei sw den erwähnten Schwellwert repräsentiert. Nur bei Einhaltung dieser Bedingung sollte das Koeffizientenregister 14 ak­ tualisiert werden.

Dazu ist an den Ausgang des Vollweggleichrichters 32 ein weiterer Schmittrigger 76 angeschlossen, der ein Ausgangssignal an ein Gatter 78 abgibt, wenn der Pegel des Audiosignals U_In den Wert sw/2 erreicht und über­ schritten hat. Der andere Eingang des Gatters 78 ist das invertierte Ausgangssignal aus dem Schmitt-Trigger 34. Das Ausgangssignal des UND-Gatters 78 wird als Akti­ vierungssignal dem Gainerrordetektor 44 über Leitung 73 zugeführt.

Die Aktivierung kann auch durch den Vergleich der Werte x und y innerhalb des Gainerror-Detektors 44 erfolgen.

Damit ist der Gainerror zwischen den beiden Signalpfa­ den 1 und 2, der infolge der nichtidealen Eigenschaften der Bauelemente von Verstärker 22, Spannungsbegrenzer 24 (der dem Übersteuerungsschutz des A/D-Wandlers 26 dient), A/D-Wandler 26 und A/D-Wandler 14 auftritt, kom­ pensiert. Erfindungsgemäß ist damit der Dynamikbereich der Vorrichtung um den Betrag des gewählten Verstär­ kungsfaktors V erweitert worden.

In dem Hüllkurvengenerator 68 sind zwei unterschiedli­ che Wertebereiche gespeichert, von denen ein erster von den auf Leitung 63 eingegebenen Datenwörtern und der zweite Bereich nach Vorliegen eines Signals auf Leitung 35 abgerufen werden. Der erste Wertebereich steigt mit zunehmendem Inhalt der auf Leitung 63 ankommenden Daten­ wörter erst langsam, dann stärker an, bis er gegen Ende des Wertebereichs der Datenwörter auf Leitung 63 einem Grenzwert gemäß der in der Figur eingetragenen Kurve zu­ strebt. Mit den einzelnen von den Datenwörtern auf Leit­ ung 63 abgerufenen Werten wird das vom Rauschgenerator 72 abgegebene Rauschsignal im Multiplizierer 70 multi­ pliziert und das Produkt im Addierer 74 dem Datenstrom über Leitung 71 zugeführt. Daher wird bei einem Audio­ signal mit niedrigem Pegel, dessen Amplitude gegen den Schwellwert hin ansteigt, zunehmend mehr Rauschsignal addiert und damit dem Rauschsignalanteil in dem über Leitung 47 dem Umschalter 5 zugeführten Datenstrom an­ geglichen. Die einzelnen Werte des ersten Wertebereichs im Hüllkurvengenerator 68, insbesondere deren oberer Grenzwert, wird experimentell durch Erfassen des Raus­ chanteils des auf Leitung 47 ankommenden Datenstroms er­ mittelt und eingestellt.

Der zweite in dem Hüllkurvengenerator 68 gespeicherte Wertebereich nimmt von dem eben erwähnten oberen Grenz­ wert nach Art einer Rampe zunehmend ab und wird schritt­ weise im Samplingtakt durch die Flanke des auf Leitung 35 stehenden Steuersignals abgerufen, welche das Um­ schalten des Schaltarms 56 vom Kontakt 52 auf Kontakt 54 auslöst. Vor der Weitergabe der aus dem zweiten Wer­ tebereich auf diese Weise abgerufenen Werte findet noch ein Vergleich der Werte mit denjenigen statt, die gleichzeitig von den Datenwörtern auf Leitung 63 aus dem ersten Wertebereich erzeugt sind. Von beiden vergli­ chenen Werten wird der jeweils größere dem Multiplizie­ rer 70 zugeführt. Durch diesen Vergleich wird sicherge­ stellt, daß bei einer Audiosignalamplitude, die nach einem Abfall unter den Schnellwert früher wieder an­ steigt als die Werte aus der Rampe des zweiten Wertebe­ reichs erschöpft sind, beim erneuten Umschalten nicht die dann kleine Rauschsignalbeimengung entsprechend einem niedrigen Rampenwert sondern die durch das Daten­ wort auf Leitung 63 angesteuerte Rauschamplitude dem Da­ tenstrom auf Leitung 77 zugemischt wird.

Im übrigen erfolgt das Rückschalten des Monoflops 36 nach dem Ende eines Triggerimpulses aus dem Schmitt-Trigger 34 nach einer festen voreingestellten Zeitspanne, während der der Datenstrom aus dem Signalp­ fad 2 durch den Umschalter 5 entnommen wird, obwohl die Amplitude des umzuwandelnden Audiosignals eine Umwand­ lung desselben im Signalpfad 1 rechtfertigen würde.

Daher gelingt es auf die beschriebene Art und Weise, den prinzipbedingten Sprung des Rauschpegels beim Um­ schalten vom einen Signalpfad zum andern durch den Um­ schalter 5 weich zu überbrücken, ohne daß eine Verzöge­ rung des Audiosignals oder der Datenströme notwendig wäre. Das von den Stufen 11, 12 und 13 erzeugte Rauschen, das wegen der Verstärkung nach der Wandlung im Datenstrom auf Leitung 47 stärker ins Gewicht fällt als diejenige im Datenstrom auf Leitung 77, wird daher durch die Stufe 66 ausgeglichen.

Es liegt selbstverständlich im Rahmen der Erfindung, zu­ sätzlich zu den beiden beschriebenen Signalpfaden 1 und 2 weitere parallele Signalpfade mit feiner unterglieder­ ter Ansprechcharakteristik auf die Amplituden des emp­ fangenen Audiosignals vorzusehen.

Claims (13)

1. Schaltungs-Anordnung zur Umsetzung eines analogen Audiosignals in einen hochauflösenden Bitstrom, bei der das Audiosignal (U_In) auf mehreren parallelen Pfaden (1, 2) mit unterschiedlicher Amplitudenempfindlichkeit in je einen Datenstrom umgesetzt, der Offset der ein­ zelnen Pfade (1, 2) einzeln kompensiert wird und die durch die unterschiedliche Amplitudenempfindlichkeit hervorgerufene Verstärkungsdifferenz kompensiert wird und einer der beiden Datenströme als Bitstrom zur Weiterbearbeitung bereit gestellt wird, wobei die Aus­ wahl des Datenstroms, der als Bitstrom zur Weiterbear­ beitung bereitgestellt wird, von der Amplitude des Audiosignals (U_In) abhängig ist.

2. Schaltungs-Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der beiden Pfade (1, 2) drei in Reihe geschaltete Stufen (21, 28, 66; 11, 12, 13) aufweist, wobei in den beiden ersten Stufen (21, 11) die Umwandlung des Audiosignals in den Bit­ strom durch je einen Analog/Digital-Wandler (26, 14) erfolgt, und wobei dem A/D-Wandler (26) einer der beiden Stufen ein Verstärker (22) vorgeschaltet ist, und daß weiterhin in den jeweils nachgeschalteten Stufen (28, 66; 12, 13) die Fehlerkompensation durch­ geführt wird.

3. Schaltungs-Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß in jeder der beiden zweiten Stufen (28, 12) der beiden Pfade (1, 2) jeweils die durch die jeweils vorgeschaltete Stufe (21, 11) er­ zeugte Gleichspannungsverschiebung kompensiert wird, und daß die Gleichspannungskompensation in den zweiten Stufen (28, 12) durch ein Kalibriersignal (CAL) aktualisiert wird.

4. Schaltungs-Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Kalibriersignal (CAL) einen Eingangsanschluß (4) für die Audiosignale (U_In) kurzschließt und in jeder der beiden zweiten Stufen (28, 12) je ein Offset-Register (64, 18) zur Übernahme eines Datenwortes aus den vorgeschalteten ersten Stufen (21, 11) veranlaßt, wobei von dem Daten­ strom in einem Subtrahierer (62, 16) der Inhalt des zugehörigen Offset-Registers (64, 18) subtrahiert wird.

5. Schaltungs-Anordnung nach Ansprüch 2 bis 4, da­ durch gekennzeichnet, daß der Daten­ strom in der dritten Stufe (13) desjenigen Pfades (2) in dessen erster Stufe (11) das Audiosignal nicht ver­ stärkt wird, um den Verstärkungsfaktor des Verstärkers (22) verstärkt wird.

6. Schaltungs-Anordnung nach Anspruch 2 bis 5, da­ durch gekennzeichnet, daß in der dritten Stufe (13) desjenigen Pfades (2), in dessen erster Stufe (11) das Audiosignal nicht verstärkt wird, eine Verstärkungsfehlerreduzierung durchgeführt wird.

7. Schaltungs-Anordnung nach einem der vorstehenden An­ sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen einem Eingangsanschluß (4) für die Audio­ signale (U_In) und einem Umschalter (5) die beiden Pfade (1, 2) sowie ein Steuersignalpfad (3) parallelgeschal­ tet sind, wobei in dem Steuersignalpfad (3) aus dem Pegel des Audiosignals ein Steuersignal zum Umschalten des Umschalters (5) gebildet wird, und daß der Pegel des Analogsignals (U_In) in dem Steuersignalpfad (3) mit einem Schwellwert (in 34) verglichen wird und aus dem Vergleichsergebnis Steuersignale für den Umschalter (5) gebildet werden, derart, daß bei Erreichen des Schwell­ wertes durch den Pegel der Umschalter (5) zur Auswahl des Datenstroms aus demjenigen Pfad (2) veranlaßt wird, dessen erste Stufe keinen Verstärker enthält, und bei Unterschreiten des Schwellwertes durch den Pegel, ge­ gebenenfalls nach einer vorgegebenen Zeitspanne, der Umschalter (5) zur Auswahl des Datenstroms aus dem Pfad, dessen ersten Stufe (21) den Verstärker (22) enthält, veranlaßt wird.

8. Schaltungs-Anordnung nach einem der vorstehenden An­ sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkungsfehlerkorrektur in einem Pegel­ bereich durchgeführt wird, der etwa zwischen dem halben Schwellwert und dem Schwellwert liegt.

9. Schaltungs-Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkungs­ fehlerkorrektur durch Mittelwertbildung der Datenströme gebildet wird, die den jeweiligen zweiten Stufen (28, 12) der beiden Pfade (1, 2) entnommen sind, wobei die Mittelwertbildung nach der Formel
vorgenommen wird, und x_i den Datenstrom aus dem Pfad (1) mit Verstärkung vor der Umwandlung und y_i den um V verstärkten Datenstrom aus dem Pfad (2) ohne Vorver­ stärkung und n die Anzahl der Samplingimpulse bedeuten.

10. Schaltungs-Anordnung nach Anspruch 2 bis 9, da­ durch gekennzeichnet, daß in der dritten Stufe (66) des Pfades (1) mit Vorverstärkung eine Rauschpegelanpassung durchgeführt wird, in dem eine Rauschpegeladdition in der dritten Stufe (66) mit bis zum Schwellwert zunehmendem Pegel des Audiosignals (U_In) auf die Größe des Rauschanteils des Datenstroms aus der dritten Stufe des anderen Pfades (2) durchge­ führt wird.

11. Schaltungs-Anordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangssignale eines Rauschgenerators (72) mit Werten in einen Multi­ plizierer (70) vor der Zumischung zu dem Datenstrom multipliziert werden, welche von dem Datenstrom aufge­ rufen werden.

12. Schaltungs-Anordnung nach Anspruch 10 oder 11, da­ durch gekennzeichnet, daß in der dritten Stufe (66) ein weiterer Wertebereich gespei­ chert ist, der im Samplingtakt nach Art einer Rampe absteigende, von einem Steuersignal aus dem Steuer­ signalpfad (3) abgerufene Werte aufweist, die nach Multiplikation mit den aus dem Rauschgenerator (72) kommenden Rauschsignalen dem Datenstrom zugemischt werden.

13. Schaltungs-Anordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Rauschsignale aus dem Rauschgenerator (72) in dem Multiplizierer (70) mit demjenigen Wert aus den beiden Wertebereichen multipli­ ziert wird, der der größere ist.