DE4403491A1 - Umrichter-Steuerungssystem - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Umrichter-Steuerungssystem und insbesondere ein Steuerungssystem für Impulsbreiten- Modulations-gesteuerte (PWM-Steuerung) Umrichter, welche Wechselstromleistung in Gleichstromleistung umrichten und PWM-gesteuerte Wechselrichter, welche Gleichstromleistung in Wechselstromleistung umrichten.

Fig. 13 zeigt ein schematisches Diagramm einer Phase (die U- Phase) eines PWM-gesteuerten Wechselrichters nach dem Stand der Technik. Fig. 13(a) zeigt die Hauptschaltung eines Umrichters.

In Fig. 13(a) sind V_d1, V_d2 Gleichspannungsquellen, S₁, S₂ sind Selbstabschaltvorrichtungen, D₁, D₂ sind Freilaufdioden, LAST ist eine Last und CT_u ist ein Stromdetektor. Ebenfalls zeigt Fig. 13(b) die Steuerschaltung für den Umrichter. Hier sind C_u, C₁ Komparatoren, G_u(S) ist eine Steuerkompensationsschaltung, PWMC ist eine Impulsbreiten- Modulationssteuerungsschaltung, TRG ist ein Trägerwellengenerator, SM ist eine Schmitt-Schaltung und GC ist eine Gateschaltung. Hier wird ein Laststrom I_u erfaßt durch einen Stromdetektor CT_u. Dieser wird verglichen mit einem Strombefehlswert I_uO durch einen Komparator C_u, und eine Abweichung ε_u = I_uO - I_u wird gefunden. Diese Abweichung ε_u wird verstärkt durch eine Stromsteuerungskompensationsschaltung G_u(S) zum Erzeugen eines Spannungsbefehlswerts e_u = G_u(S)·ε_u, welche eingegeben wird an eine Impulsbreiten-Modulations-Steuerungsschaltung PWMC.

In der Impulsbreiten-Modulations-Steuerungsschaltung PWMC erzeugt ein Trägerwellengenerator TRG eine dreieckförmige Welle X. Diese wird verglichen mit einem eingegebenen Signal e_u durch den Komparator C₁, und ein Gatesignal G_u wird erzeugt über die Schmitt-Schaltung SM. Die Gateschaltung GC gibt dieses Gatesignal g_u ein und erzeugt Gatesignale g₁ und g₂ für die Selbstabschaltvorrichtungen S₁ und S₂. Der Aufbau dieser Schaltung wird später beschrieben werden.

Das oben beschriebene Beispiel ist ein Beispiel für Einzelphasenausgabe-Wechselrichter, das heißt nur U-Phase. Im Fall der Dreiphasenausgabe-Wechselrichter haben abgesehen davon die V- und W-Phasenschaltungen ebenfalls ähnliche Aufbauten.

Bei der folgenden Erklärung nehmen der Spannungsbefehlswert e_u und die diesbezüglichen Werte K_max, X, E_a und E_b normalisierte Werte an.

Fig. 14 ist ein Zeitablaufplan zum Illustrieren des Betriebs einer PWM-Steuerungsschaltung PWMC in Fig. 13. Dabei ist,

wenn e_u X, g_u = 1 und S₁ : EIN (S₂ : AUS)
wenn e_u < X, g_u = 0 und S₁ : AUS (S₂ : EIN).

Dabei wird, wenn die Gleichspannungsquellenspannungen V_d1, V_d2 gegeben werden als V_d1 = V_d2 = V_d/2, eine Wechselrichterausgabespannaung V_u

V_u = +V_d/2, wenn S₁ EIN (S₂ AUS); und
V_u = -V_d/2, wenn S₁ AUS (S₂ EIN).

Der Mittelwert MV_u der Inverterausgabespannung V_u gezeigt durch die gestrichelte Linie) wird ein Wert, der proportional ist zum Eingabesignal e_u. Deshalb wird dieses Eingabesignal e_u der Wechselrichterspannungs-Befehlswert.

Wenn I_uO < I_u, wird eine Abweichung ε_u = I_uO - I_u ein positiver Wert, und ein Spannungsbefehlswert e_u steigt an. Deshalb steigt die Inverterausgabespannung V_u proportional zu e_u und erhöht einen Laststrom I_u.

Wenn umgekehrt I_uO < I_u, wird eine Abweichung ε_u = I_uO - I_u ein negativer Wert, und ein Spannungsbefehlswert e_u nimmt ab. Deshalb nimmt die Inverterausgabespannung V_u ab, und dies senkt einen Laststrom I_u.

Eine Steuerung wird so ausgeführt, daß letztendlich I_u = I_uO. Wenn der Strombefehlswert I_uO geändert wird als eine Sinuswellenform, wird ein Laststrom I_u ebenfalls gesteuert, diesem zu folgen, und ein Sinuswellenstrom kann ebenfalls zur Last LAST zugeführt werden.

Auf diese Art und Weise können PWM-Steuerungs-Wechselrichter eine Ausgabespannung V_u erhalten, welche proportional ist zu einem Spannungsbefehlswert e_u. Sie werden deshalb weitläufig benutzt bei den Treibersystemen von Wechselstrommotoren als Leistungsquellen mit variabler Spannung und variabler Frequenz.

Jedoch haben die PWM-Steuerungs-Wechselrichter nach dem Stand der Technik das folgende Problem.

Selbstabschaltvorrichtungen, wie zum Beispiel Gateabschalt- Thyristoren (GTO), werden benutzt als Vorrichtungen, welche den Wechselrichter zusammensetzen. Jedoch zum Schützen dieser Selbstabschaltvorrichtungen (im weiteren "Vorrichtungen") werden bekannte Dämpfer-Schaltungen parallel verbunden zu den Vorrichtungen. Wenn die Vorrichtung zeitweilig eingeschaltet ist zum Initialisieren (Entladen) des Kondensators dieser Dämpfer-Schaltung, muß ein Konstantzeit-Ein-Zustand für die Vorrichtung aufrechterhalten werden. Ebenfalls sind minimale Ein-/Aus-Zeiten bestimmt durch die Charakteristik der Vorrichtung selbst, und die Impulsbreite des Gatesignals wird zugeführt, diesem zu genügen.

In Fig. 14 drücken +k_MAX und -k_MAX einen oberen Grenzwert und einen unteren Grenzwert des Spannungsbefehlswerts e_u aus. Eine Ausgabespannung V_u, welche proportional ist zu diesem Spannungsbefehlswert e_u innerhalb der Grenzen +k_MAX e_u -k_MAX, kann erzeugt werden.

Wenn e_u = +k_MAX wird die Periode des Gatesignals g_u = 0 zu Δt, und diese erfüllt die minimale EIN-Zeit der Vorrichtung S₂ (die minimale AUS-Zeit der Vorrichtung S₁). In ähnlicher Weise wird, wenn e_u = -k_MAX, die Periode des Gatesignals G_u = 1 zu Δt, und diese erfüllt die minimale EIN-Zeit der Vorrichtung S₁ (die minimale AUS-Zeit der Vorrichtung S₂).

Wenn e_u < +k_MAX oder e_u < -k_MAX wird die Periode des Gatesignals g_u = 0 oder g_u = 1 kürzer als Δt. Deshalb können die minimalen EIN- oder AUS-Zeiten der Vorrichtung nicht mehr erfüllt werden. Deshalb wird der Spannungsbefehlswert e_u gesteuert, innerhalb der Grenzen +k_MAX e_u -k_MAX zu sein, und zwar durch Vorsehen einer Begrenzschaltung oder dergleichen (nicht illustriert).

Wenn beispielsweise die Trägerfrequenz f_c genommen wird zu f_c = 500 Hz, wird ein Zyklus T der Dreieckswelle X zu 2 msec, und zum Befriedigen der minimalen EIN-Zeit (oder der minimalen AUS-Zeit) Δt = 200 µsec, und k_MAX = 0,8. Sozusagen ist in diesem Fall der Benutzungsfaktor des Wechselrichters 80%, und die übrigen 20% sind redundant.

Deshalb mußte eine größere Wechselrichterkapazität bereitet werden für den Anteil, um den der Nutzungsfaktor reduziert war. Somit war der PWM-Steuerungs-Wechselrichter nach dem Stand der Technik ein unökonomisches System.

Dementsprechend ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Umrichter-Steuerungssystem zu schaffen, welches eine Steuerung so ausführt, daß eine Ausgabespannung proportional zum Eingabesignal erzeugt werden kann, wobei die minimale EIN-Zeit oder minimale AUS-Zeit der Vorrichtung gewährleistet wird, und somit der Nutzungsfaktor des Umrichters gesteigert werden kann, sogar falls der Absolutwert des Eingabesignals (des Spannungsbefehlswert) groß ist.

Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Umrichter-Steuerungssystem zu schaffen, welches die Spannung der Gleichstromleistungsquelle reduzieren kann und wobei eine Reduktion in der Größe des Umrichters, eine erhöhte Effizienz und eine Kostenreduktion erzielt werden können.

Diese und weitere Aufgaben der vorliegenden Erfindung können gelöst werden durch Schaffung eines Steuerungssystems für einen Impulsbreiten-Modulations-gesteuerten Umrichter, bestehend aus Selbstabschaltvorrichtungen. Das Steuerungssystem beinhaltet einen Spannungsbefehlswertgenerator für den Umrichter, einen Trägerwellengenerator und eine Schaltung zum Korrigieren zumindest eines von dem Spannungsbefehlswert und von der Frequenz der Trägerwelle zum Erzeugen eines korrigierten Spannaungsbefehlswerts bzw. einer korrigierten Trägerwelle. Das Steuerungssystem beinhaltet weiter einen Gateimpulssignalgenerator zum Empfangen eines ersten Signals und eines zweiten Signals und zum Vergleichen des ersten und zweiten Signals zum Erzeugen von Impulssignalen für die Selbstabschaltvorrichtungen zum Steuern des Umrichters basierend auf einem Vergleichsresultat. Der Spannungsbefehlswert wird genommen als e (-1 e +1), und dann wird ein Pegelsetzwert genommen als E_a (0 < E_a < 1). Der Gateimpulssignalgenerator empfängt den Spannungsbefehlswert und die Trägerwelle als das erste und zweite Signal, wenn -E_a e +E_a. Der Gateimpulssignalgenerator empfängt eines von dem Spannungsbefehlswert und von dem korrigierten Spannungsbefehlswert als das erste Signal und eines von der Trägerwelle und von der korrigierten Trägerwelle als das zweite Signal, wenn e < -E_a oder +E_a < e.

Nach einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Steuerungssystem geschaffen für einen Impulsbreiten- Modulations-gesteuerten Umrichter, bestehend aus Selbstabschaltvorrichtungen. Das Steuerungssystem umfaßt einen Spannungsbefehlswertgenerator für den Umrichter, einen Trägerwellengenerator und eine Schaltung zum Korrigieren der Frequenz der Trägerwelle zum Erzeugen einer korrigierten Trägerwelle. Das Steuerungssystem beinhaltet weiterhin einen Gateimpulssignalgenerator zum Empfangen eines ersten Signals und eines zweiten Signals und zum Vergleichen des ersten und zweiten Signals zum Erzeugen von Gateimpulssignalen für die Selbstabschaltvorrichtungen zum Steuern des Umrichters basierend auf einem Vergleichsresultat. Der Spannungsbefehlswert wird genommen als e (-1 e +1), und ein Pegelsetzwert wird genommen als E_a (0 < E_a < 1). Der Gateimpulssignalgenerator empfängt den Spannungsbefehlswert und die Trägerwelle als das erste und zweite Signal, wenn -E_a e +E_a. Der Gateimpulssignalgenerator empfängt den Spannungsbefehlswert als das erste Signal und die korrigierte Trägerwelle als das zweite Signal, wenn e < -E_a oder +E_a < e.

Nach einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Steuerungssystem geschaffen für einen Impulsbreiten- Modulations-gesteuerten Umrichter, bestehend aus Selbstabschaltvorrichtungen. Das Steuerungssystem beinhaltet einen Spannungsbefehlswertgenerator für den Umrichter, einen Trägerwellengenerator und eine Schaltung zum Korrigieren des Spannungsbefehlswerts zum Erzeugen eines korrigierten Spannungsbefehlswerts. Das Steuerungssystem beinhaltet weiterhin eine Gateimpulssignalgenerator zum Empfangen eines ersten Signals und eines zweiten Signals und zum Vergleichen des ersten und zweiten Signals zum Erzeugen von Gateimpulssignalen für die Selbstabschaltvorrichtungen zum Steuern des Umrichters basierend auf einem Vergleichsresultat. Der Spannungsbefehlswert wird genommen zu e (-1 e +1), und ein Pegelsetzwert wird genommen als E_a (0 < E_a < 1). Der Gateimpulssignalgenerator empfängt den Spannungsbefehlswert und die Trägerwelle als das erste und zweite Signal, wenn -E_a e +E_a. Der Gateimpulssignalgenerator empfängt den korrigierten Spannungsbefehlswert als das erste Signal und die Trägerwelle als das zweite Signal, wenn e < -E_a oder +E_a < e.

Diese und weitere Aufgaben der vorliegenden Erfindung können weiterhin gelöst werden durch Schaffung eines Steuerungssystems für einen Impulsbreiten-Modulations­ gesteuerten Umrichter, bestehend aus Selbstabschaltvorrichtungen. Das Steuerungssystem beinhaltet einen Spannungsbefehlswertgenerator für den Umrichter, einen Trägerwellengenerator und einen Gateimpulssignalgenerator zum Empfangen des Spannungsbefehlswerts und der Trägerwelle und zum Vergleichen des Spannungsbefehlswerts und der Trägerwelle zum Erzeugen von Gateimpulssignalen basierend auf einem Vergleichsresultat. Das Steuerungssystem beinhaltet weiterhin eine Korrekturschaltung, verbunden zum Empfangen des Steuerungsbefehlswerts und der Gateimpulssignale zum Erzeugen korrigierter Gateimpulssignale für die Selbstabschaltvorrichtungen zum Steuern des Umrichters. Der Spannungsbefehlswert wird genommen als e (-1 e +1), und ein Pegelsetzwert wird genommen als E_a (0 < E_a < 1). Die Korrekturschaltung erzeugt die Gateimpulssignale als die korrigierten Gateimpulssignale wie sie stehen, wenn -E_a e +E_a. Die Korrekturschaltung korrigiert eine Impulsbreite (ti) der Gateimpulssignale, wenn e < -E_a oder +E_a < e und erzeugt Gateimpulssignale mit einer korrigierten Impulsbreite (ti′) als die korrigierten Gateimpulssignale nur, wenn die korrigierte Impulsbreite (ti′) gleich oder größer als eine Setz-Zeit (ts) ist.

Der folgende Betrieb kann erhalten werden unter Benutzung der vorliegenden Erfindung. Normalerweise wird ein Spannungsbefehlswert e (-1 e +1) zugeführt von der Schaltung, welche den Ausgabestrom des Umrichters steuert.

Wenn der maximale Modulationsfaktor der PWM-Steuerung genommen wird zu k_MAX (0 < k_MAX < 1) wird die Ausgabespannung des Umrichters gesteuert durch eine normale Impulsbreiten- Modulationssteuerung, wenn -k_MAX E +k_MAX.

Ebenfalls wird, wenn e < -k_MAX oder +k_MAX < e die Ausgabespannung des Umrichters gesteuert durch Einstellen des Impulsintervalls des Impulses mit der konstanten Breite Δt, welche der minimalen EIN-Zeit genügt (oder minimalen AUS- Zeit) von der Vorrichtung.

Der folgende weitere Betrieb kann erhalten werden bei Benutzung der vorliegenden Erfindung. Sozusagen wird, wenn die Trägerwellenfrequenz der normalen PWM-Steuerung genommen wird zu F_co, die Trägerwellenfrequenz der PWM-Steuerschaltung geändert, so daß f_c = f_co· (1 - |e|)/(1 -k_MAX), wenn e < -k_MAX oder +k_MAX < e. Falls ein Gatesignal erzeugt wird durch Vergleichen dieser neuen Trägerwelle (Dreieckswelle) und eines Spannungsbefehlswerts e, kann ein Impuls mit einer fast konstanten Breite Δt erhalten werden. Da weiterhin die Frequenz f_c sich verkleinert, wenn der Absolutwert |e| des Spannungsbefehlswertes e₁ annähert, kann eine Spannung proportional zum Spannungsbefehlswert e erhalten werden für die Ausgabespannung des Umrichters, sogar wenn der Spannungsbefehlswert e innerhalb des Bereichs von e < -k_MAX oder +k_MAX < e ist.

Auf diese Weise kann bei Benutzung des Umrichter- Steuerungssystems nach der vorliegenden Erfindung eine Spannung proportional zu dem Spannungsbefehlswert e erhalten werden für die Ausgabespannung des Umrichters, sogar wenn ein Spannungsbefehlswert e innerhalb des Bereichs von e < -k_MAX oder +k_MAX < e ist. Weiterhin kann ein Impuls mit einer konstanten Breite Δt, welcher der minimalen EIN-Zeit genügt (oder minimaler AUS-Zeit) der Vorrichtung erhalten werden. Deshalb ist es möglich, den Nutzungsfaktor des Umrichters auf 100% zu erhöhen, und das Problem nach dem Stand der Technik kann gelöst werden.

Sozusagen ist es möglich, fortlaufend eine Ausgabespannung V_u proportional zum Spannungsbefehlswert e_u zu erhalten, sogar in dem Bereich, wo der Absolutwert des Spannungsbefehlswert e_u größer als der maximale Modulationsfaktor k_MAX der PWM- Steuerung ist. Zusätzlich ist es möglich, der minimalen EIN- Zeit oder minimalen AUS-Zeit der Vorrichtungen zu genügen, welche den Umrichter bilden. Daraus resultierend ist es im Fall der PWM-Steuerung eines Umrichters, wie zum Beispiel eines Wechselrichters oder eines Umrichters, möglich, den Nutzungsfaktor des Umrichters stark zu erhöhen. Ebenfalls ist es möglich, die Spannung V_d der Gleichstromleistungsquelle um diesen Betrag zu reduzieren. Somit ist es möglich, eine Reduktion in der Größe, erhöhte Effizienz und eine Kostenreduktion des Umrichters zu erzielen.

Bei Benutzung dieser Erfindung kann weiterhin noch der folgende Betrieb erhalten werden. Sozusagen ist es möglich, eine Spannung V_u von dem Umrichter zu erzeugen, welche proportional zum Spannungsbefehlswert e_u bezüglich des Mittelwerts ist, unter Auswählen von entweder der Erzeugung eines Impulses, welcher der minimalen EIN-Zeit (oder minimalen AUS-Zeit) Δt der Vorrichtung genügt, oder unter Elimination des Erzeugens dieses Impulses, wenn der ursprüngliche Spannungsbefehlswert e_u innerhalb des Bereichs e_u < -E_a oder e_u < +E_a ist. Daraus resultierend wird es möglich, den Nutzungsfaktor des Umrichters auf 100% zu erhöhen.

Unter Benutzung der vorliegenden Erfindung kann auch noch der folgende Betrieb erhalten werden. Sozusagen wird, wenn ein Spannungsbefehlswert e im Bereich -k_MAX e +k_MAX ist, die Ausgabespannung des Umrichters gesteuert durch eine normale Impulsbreiten-Modulationssteuerung. Ebenfalls wird, wenn e < -k_MAX oder +k_MAX < e, eine Impulsbreite Δti′ = ti + Δti eines neuen Steuerungsimpulses erhalten durch Addieren einer Fehlerzeit Δti zu einer Breite ti eines Steuerungsimpulses Pi. Diese Impulsbreite ti′ wird verglichen mit einer Setzzeit ts. Wenn ti′ ts, wird der Ausgabeimpuls ausgegeben, und zur gleichen Zeit wird Δti = 0 gespeichert in dem Speicher. Wenn ti′ < ts, wird Δt = ti′ gespeichert in dem Speicher, und zwar ohne Ausgabe des Ausgabeimpulses. Dann wird eine Fehlerzeit αti so gesteuert, daß sie im folgenden Steuerungsimpuls widergespiegelt ist. Daraus resultierend ist es möglich, eine Ausgabespannung zu erhalten, welche proportional ist zum Spannungsbefehlswert e. Weiterhin ist es möglich, die minimale AUS-Zeit zu erfüllen (oder minimale EIN-Zeit) von der Vorrichtung. Deshalb ist es möglich, den Nutzungsfaktor des Umrichters auf 100% zu erhöhen und somit das Problem nach dem Stand der Technik zu lösen.

Eine vollständigere Wirkung der Erfindung und viele der begleitenden Vorteile davon werden klar erscheinen durch besseres Verständnis unter Bezugnahme auf die folgende detaillierte Beschreibung im Zusammenhang mit der begleitenden Zeichnung.

Die Figuren zeigen im einzelnen:

Fig. 1 ein schematisches Diagramm der Hauptschaltung und Steuerungsschaltung zum Zeigen einer Ausführungsform einer Umrichter- Steuerungssystems der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2 eine charakteristische Darstellung zum Illustrieren des Betriebs des Steuerungssystems in Fig. 1;

Fig. 3 einen Zeitablaufplan zum Illustrieren des Betriebs des Systems in Fig. 1;

Fig. 4 ein Blockdiagramm der Gateschaltung GC von dem System in Fig. 1;

Fig. 5 einen Zeitablaufplan zum Illustrieren des Betriebs der Gateschaltung GC in Fig. 4;

Fig. 6 ein schematisches Diagramm der Hauptschaltung und der Steuerungsschaltung zum Zeigen einer weiteren Ausführungsform eines Umrichter- Steuerungssystems nach der vorliegenden Erfindung;

Fig. 7 eine charakteristische Darstellung zum Illustrieren des Steuerungsbetriebs des Systems in Fig. 6;

Fig. 8 einen Zeitplan zum Illustrieren des Steuerungsbetriebs in Fig. 6;

Fig. 9 ein Steuerungsdiagramm zum Zeigen einer weiteren Ausführungsform des Umrichter- Steuerungssystems nach der vorliegenden Erfindung;

Fig. 10 einen Flußplan zum Illustrieren des Betriebsprozesses der Fig. 9;

Fig. 11 ein Diagramm zum Illustrieren eines PWM- Steuerungsbetriebs in Fig. 9, wenn der Spannungsbefehlswert positiv ist;

Fig. 12 ein Diagramm zum Illustrieren eines PWM- Steuerungsbetriebs in Fig. 9, wenn der Spannungsbefehlswert negativ ist;

Fig. 13 ein schematisches Diagramm der Hauptschaltung und der Steuerschaltung zum Illustrieren eines Umrichter-Steuerungssystems nach dem Stand der Technik; und

Fig. 14 einen Zeitablaufplan zum Illustrieren des Steuerungssystems nach dem Stand der Technik in Fig. 13.

Mit Bezug auf die Zeichnung, in der gleiche Bezugszeichen identische oder entsprechende Teile über sämtliche Ansichten hinweg bezeichnen, werden die Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung im folgenden beschrieben werden.

Fig. 1 zeigt eine Ausführungsform eines Umrichter- Steuerungssystems nach der vorliegenden Erfindung. Fig. 1(a) ist ein schematisches Diagramm der Hauptschaltung, und Fig. 1(b) ist ein Blockdiagramm der Steuerungsschaltung.

In Fig. 1(a) sind V_d1, V_d2 Gleichspannungsquellen, S₁, S₂ sind Selbstabschaltvorrichtungen, D₁, D₂ sind Freilaufdioden, LAST ist eine Last, und CT_u ist ein Stromdetektor. Die Zusammenstellung dieser Hauptschaltung ist die gleiche wie die in Fig. 13(a). Wie in Fig. 1(b) gezeigt, sind ein Komparator C_u, eine Stromsteuerungskompensationsschaltung G_u(S), ein Funktionsgenerator FX, ein Spannungs- /Frequenzwandler V/f, ein Dreieckswellengenerator TRG und eine Impulsbreiten-Modulationssteuerschaltung (PWM- Steuerschaltung) PWMCA vorgesehen als die Steuerungsschaltung. Die PWM-Steuerungsschaltung PWMCA besteht aus einem Komparator C₁, einer Schmitt-Schaltung SM und einer Gateschaltung GC.

Diese Zeichnung zeigt nur den Abschnitt für eine Phase (z. B. die U-Phase). Im Fall einer dreiphasigen Last sind die Abschnitte für die anderen zwei Phasen (V- und W-Phasen) in der gleichen Weise aufgebaut.

Ein U-Phasenlaststrom I_u wird erfaßt durch einen Stromdetektor CT_u und wird eingegeben an einen Komparator C_u der Stromsteuerungsschaltung. Der Komparator C_u vergleicht einen Strombefehlswert I_uO und einen Stromerfassungswert I_u und findet die Abweichung ε_u = I_uO - I_u. Diese Abweichung ε_u wird verstärkt durch die folgende Steuerungskompensationsschaltung G_u(S) zum Erzeugen eines Spannungsbefehlswerts e_u.

Dieser Spannungsbefehlswert e_u wird eingegeben an eine PWM- Steuerungsschaltung PWMCA und gleichzeitig eingegeben an einen Funktionsgenerator FX.

Fig. 2 zeigt ein praktisches Beispiel einer Eingabe- /Ausgabecharakteristik eines Funktionsgenerators FX. Sozusagen ist, wenn der Absolutwert des Eingabesignals e_u bei oder unterhalb eines Setzwertes E_a mit bestimmten Pegel (0 E_a 1) ist, das Ausgabesignal genommen als e₀ = E₀ gleich Konstante. Wenn der Absolutwert des Eingabesignals e_u größer als E_a ist, wird das Ausgabesignal genommen als e₀ = E₀·(1 - |e_u|)/(1 - E_a).

Das Ausgabesignal e₀ des Funktionsgenerators FX wird eingegeben an den folgenden Spannungs-/Frequenzwandler V/f und wird umgewandelt durch eine Spannungs-/Frequenzumwandlung in ein Zeittaktsignal der Frequenz f_CL proportional zu e₀. Dieses Zeittaktsignal wird eingegeben an den folgenden Dreieckswellengenerator TRG und bestimmt die Trägerwellenfrequenz f_c der PWM-Steuerung.

Sozusagen wird die Frequenz f_c der Dreieckswelle X konstant bei f_c = f_co, wenn der Absolutwert des Spannungsbefehlswertes e_u bei |e_u| E_a ist und wird f_c = f_co·(1 - |e_u|)/(1 - E_a), wenn |e_u| < E_a ist.

Wenn der maximale Modulationsfaktor der PWM-Steuerung genommen wird als k_MAX und gesetzt ist, daß E_a = k_MAX, wird die Frequenz f_c der Dreieckswelle X konstant (f_c = f_co). Wenn |e_u| k_MAX, und wird f_c = f_co (1 - |e_u|)/(1 - k_MAX), wenn |e_u| < k_MAX.

Fig. 3 zeigt ein Beispiel des PWM-Steuerungsbetriebs des in Fig. 1 gezeigten Systems. In der Zeichnung ist e_u ein Spannungsbefehlswert, X ein Trägerwellensignal (Dreieckswelle), +k_MAX und -k_MAX gezeigt durch die gestrichelte Linie sind die maximalen Modulationsfaktoren nach der PWM-Steuerung nach dem Stand der Technik, g_u ist das Signal und V_u ist die Wechselrichterausgabespannung.

Das folgende ist eine Beschreibung des Falls, wenn E_a = k_MAX eingestellt wird. Wenn -k_MAX e_u +k_MAX, wird die Frequenz der PWM-Steuerungs-Trägerwelle konstant (f_c = f_co), und eine normale Impulsbreiten-Modulationssteuerung wird ausgeführt. Bei der PWM-Steuerung werden der Spannungsbefehlswert e_u und die Dreieckswelle verglichen, und ein Gatesignal g_u der Vorrichtung S₁ und S₂ wird erzeugt. Sozusagen ist

wenn e_u X, g_u = 1 und S₁ : EIN (S₂ : AUS); und
wenn e_u < X, g_u = 0 und S₂ : EIN (S₁ : AUS).

Wenn die Gleichspannungsquellenspannung V_d1, V_d2 genommen werden als V_d1 = V_d2 = V_d/2, wird die Ausgabespannung V_u des Wechselrichters

V_u = +V_d/2, wenn S₁ EIN (S₂ AUS); und
V_u = +V_d/2, wenn S₂ EIN (S₁ AUS).

Ein Mittelwert MV_u der Wechselrichterausgabespannung V_u wird ein Wert proportional zum Spannungsbefehlswert e_u. Auf diese Weise wird die "1" und "0" Periode des Gatesignals g_u immer länger als die minimale EIN-Zeit (oder minimale AUS-Zeit) Δt der Vorrichtungen S₁ und S₂, welche den Inverter bilden. Es gibt kein Problem jeglicher Art.

Als nächstes wird der Betrieb beschrieben wenn e_u < +k_MAX, und zwar mit Bezug auf Fig. 3. Im Bereich von e_u < k_MAX wird eine PWM-Steuerungs-Trägerwellenfrequenz f_c erhalten durch f_c = f_co 1 - e_u)/(1 -k_MAX). Wenn das Gatesignal g_u erzeugt wird durch Vergleichen dieser Trägerwelle (Dreieckswelle) X und des Spannungsbefehlswerts e_u, ist

wenn e_u X, g_u = 1 und S₁ : EIN (S₂ : AUS); und
wenn e_u < X, g_u = 0 und S₂ : EIN (S₁ : AUS).

Somit wird ein Mittelwert MV_u der Inverterausgabespannung V_u ein Wert proportional zum Spannungsbefehlswert e_u auf die gleiche Art und Weise wie bei der normalen PWM-Steuerung. Beim Nehmen des Zyklus der Dreieckswelle X als T_c = 1/f_c und der Periode des Gatesignals g_u = 0 zu Δt, wird ein Mittelwert MV_u der Wechselrichterausgabespannung V_u zu

MV_u = (V_d/2)·(T_c - 2·Δt)T_c.

Da dies proportional ist zum Spannungsbefehlswert e_u, wird die Beziehung

e_u = (T_c - 2·Δt)T_c

eingerichtet, und deshalb

Δt = T_c(1 - e_u)/2
= (1 - e_u)/(2·f_c)
= (1 - e_u) (1 - k_MAX)/{2·f_co(1 - e_u)}
= (1 - k_MAX)/(2·f_co).

Somit wird eine Periode Δt ein konstanter Wert, ohne Rücksicht auf die Größe des Spannungsbefehlswert e_u.

Auf diese Art und Weise kann ein Mittelwert NV_u der Wechselrichterausgabespannung V_u erhalten werden als ein Wert proportional zum Spannungsbefehlswert e_u, sogar in dem Bereich von e_u < +k_MAX. Ebenfalls können die minimale EIN- Zeit (minimale AUS-Zeit) Δt der Vorrichtungen S₁ und S₂, welche den Wechselrichter bilden, erfüllt werden.

Auf die gleiche Art und Weise wird ebenfalls, wenn e_u < -k_MAX, ein Mittelwert MV_u der Wechselrichterausgabespannung V_u ein Wert proportional zum Spannungsbefehlswert e_u. Ebenfalls wird die Periode Δt des Gatesignals g_u = 1 konstant, und die minimale EIN-Zeit (minimale AUS-Zeit) der Vorrichtungen S₁ und S₂, welche den Wechselrichter bilden, kann erfüllt werden.

In dem tatsächlichen System wird, wenn eine Trägerwellenfrequenz f_c geändert wird, folgend einem Spannungsbefehlswert e_u, ein Betriebsfehler erzeugt, und ebenfalls gibt es manchmal ein Problem mit der Genauigkeit der Dreieckswelle X. Daraus resultierend sollte, wenn e_u < +k_MAX, die Periode, wenn das Gatesignal g_u zu g_u = 0 werden sollte (oder wenn e_u < -k_MAX, die Periode wenn das Gatesignal g_u zu g_u = 1 werden sollte) nicht genau gleich Δt werden. In jedem Fall ist es erlaubbar für die Wechselrichterausgabespannung V_u, gesteuert zu werden mit einem gewissen Grad von Fehlern bezüglich eines Spannungsbefehlswerts e_u. Falls jedoch die minimale EIN-Zeit (minimale AUS-Zeit) Δt der Vorrichtung S₁ und S₂ nicht erfüllt werden können, wird es ein Risiko werden, daß die Vorrichtungen S₁ und S₂ beschädigt werden. Deshalb sollte ein Gatesignal g_u verarbeitet werden durch eine Gateschaltung GC, und zwar in einer Weise, daß die minimale EIN-Zeit (oder minimale AUS-Zeit) der Vorrichtungen erfüllt sind, und zwar in jedem Fall.

Fig. 4 zeigt eine Gateschaltung GC des Systems in Fig. 1. In der Zeichnung ist IN eine Inverterschaltung, MMA1 bis MMA3 und MMB1 bis MMB3 sind Monomulti-Schaltungen, UND1 und UND2 sind UND-Schaltungen und ODER1 und ODER2 sind ODER- Schaltungen.

Ebenfalls zeigt Fig. 5 einen Zeitablaufplan zum Illustrieren des Betriebs von Fig. 4.

In Fig. 5 ist

g_u ein Gatesignal;
Ig_u ein Inversionssignal des Gatesignals g_u, erhalten über eine Inversionsschaltung IN;
m_1a ein Ausgabesignal des Monomulti MMA1, welcher an der abfallenden Flanke des Gatesignals g_u arbeitet;
m_2a ist ein Ausgabesignal des Monomulti MMA2, welcher an der abfallenden Flanke des Gatesignals g_u arbeitet;
m_3a ist ein Ausgabesignal des Monomulti MMA3, welcher an der abfallenden Flanke des Ausgabesignals m_2a arbeitet;
m_1b ist ein Ausgabesignal des Monomulti MMB1, welcher an der abfallenden Flanke des Inversionssignals Ig_u arbeitet;
m_2b ist ein Ausgabesignal des Monomulti MMB2, welcher an der abfallenden Flanke des Inversionssignals Ig_u arbeitet;
m_3b ist ein Ausgabesignal des Monomulti MMB3, welcher an der abfallenden Flanke des Ausgabesignals m_2b arbeitet; und
g₁ und g₂ sind Gatesignale der Vorrichtungen S₁ und S₂.

Monomulti-Schaltungen MMA2 und MMB3 erzeugen Totzeiten t_D zum Verhindern, daß die Wechselrichtervorrichtungen S₁ und S₂ gleichzeitig einschalten. Ebenfalls führen die Monomulti- Schaltungen MMA1 und MMB2 minimale AUS-Zeiten t_AUS für die Vorrichtungen zu, und die Monomulti-Schaltungen MMA3 und MMB3 führen minimale EIN-Zeiten t_EIN für die Vorrichtungen. Diese haben die Beziehung t_EIN = t_AUS - 2·t_D.

Gateschaltungen g₁ und g₂ werden erhalten durch Ausführen der folgenden Logikoperationen folgend der Schaltung in Fig. 4. Hier wird Im_2a genommen als Inversionswert des Signals m_2a, und Im_2b als ein Inversionswert des Signals m_2b.

g₁ = g_u×m_1a×Im_2b + m_3b
g₂ = Ig_u×m_1b×Im_2a + m_3a.

Wenn ein Gatesignal g₁ "1" ist, ist die Vorrichtung S₁ EIN, und wenn es "0" ist, ist S₁ AUS. Ebenfalls ist, wenn das Gatesignal g₂ "1" ist, die Vorrichtung S₂ EIN, und wenn "0" ist, die Vorrichtung S₂ AUS. Es gibt eine Totzeit t_D, wenn die Vorrichtungen S₁ und S₂ zwischen EIN und AUS sich verschieben, und diese verhindert, daß die Vorrichtungen S₁ und S₂ gleichzeitig EIN sind.

Die Monomulti-Schaltungen MMA1 und MMA2 arbeiten, wenn sich das Signal g_u von "1" zu "0" verschiebt. Wenn jedoch das Signal m_1b = 0 ist, schafft es eine Einrastung, so daß sie nicht arbeiten. In ähnlicher Weise arbeiten die Monomulti- Schaltungen MMB1 und MMB2, wenn sich ein Inversionssignal Ig_u von "1" auf "0" verschiebt. Wenn jedoch das Signal m_1a 0 ist, schafft es eine Einrastung, so daß sie nicht arbeiten.

Zunächst wird der Fall, wenn eine Periode Δt1 von g_u = 0 kürzer geworden ist als eine minimale AUS-Zeit t_AUS, beschrieben. Die Monomulti-Schaltungen MMA1 und MMA2 arbeiten durch die abfallende Flanke des Signals g_u. Signal m_1a wird "0" nur während einer Zeit t_AUS, und Signal m_2a wird "1" nur während einer Zeit t_D. Ebenfalls arbeitet die Monomulti- Schaltung MMA3 an der abfallenden Flanke des Signals m_2a. Signal m_3a wird "1" nur während einer Zeit t_EIN. Inversionssignal Ig_u fällt zur Zeit Δt1 nach dem Fallen des Signals g_u. Jedoch werden, da das Signal m_1a schon "0" geworden ist, MMB1, MMB2 und MMB3 nicht arbeiten. Das Gatesignal g₁ der Vorrichtung S₁ wird erhalten durch den oben beschriebenen logischen Betrieb und wird in "0" nur während einer Zeit t_AUS von dem Punkt des Abfallens des Gatesignals g_u und erfüllt die minimale AUS-Zeit der Vorrichtung S₁ Ebenfalls wird das Signal g₂ der Vorrichtung S₂ "1", und zwar verspätet um nur die Zeit t_D von dem Punkt des Fallens des Signals g_u, und die Vorrichtung S₂ wird veranlaßt EIN zu sein nur während der Zeit t_EIN. Deshalb erfüllen dies die minimale EIN-Zeit der Vorrichtung S₂.

Als nächstes wird der Fall, wenn eine Periode Δt2 des Signals g_u = 1 kürzer als eine minimale AUS-Zeit t_AUS geworden ist, beschrieben werden.

Die Monomulti-Schaltungen MMB1 und MMB2 arbeiten durch das Fallen des Inversionssignals Ig_u. Signal m_1b wird "0" nur während der Zeit t_AUS, und Signal m_2b wird "1" nur während einer Zeit t_D. Ebenfalls arbeitet die Monomulti-Schaltung MMB3 bei der fallenden Flanke des Signals m_2b. Somit wird das Signal m_3b "1" nur während der Zeit t_EIN. Signal g_u fällt zur Zeit Δt2 nach dem Abfallen des Inversionssignals I_u. Jedoch werden MMA1, MMA2 und MMA3 nicht arbeiten, da das Signal m_1b schon "0" geworden ist. Daraus resultierend wird das Gatesignal g₂ der Vorrichtung S₂ "0" nur während der Zeit t_AUS von dem Punkt des Fallens des Inversionssignals Ig_u, und dieses genügt der minimalen AUS-Zeit der Vorrichtung S₂ Ebenfalls wird das Gatesignal g₁ der Vorrichtung S₁ "1", und zwar verzögert nur um eine Zeit t_D von dem Punkt des Fallens des Inversionssignals Ig_u, und die Vorrichtung S₁ veranlaßt, EIN zu sein nur während der Zeit t_EIN. Deshalb genügt dieses der minimalen EIN-Zeit der Vorrichtung S₁.

In dieser Gateschaltung werden, wenn die Periode, in welcher das Gatesignal g_u "1" oder "0" wird, länger als die minimale AUS-Zeit t_AUS wird, die Gatesignale g₁ und g₂ ausgegeben, wie sie stehen, und zwar durch Berücksichtigung von nur der Totzeit t_D. Sozusagen fällt am Punkt p in Fig. 5 das Signal g_u, und die Monomulti-Schaltungen MMA1 bis MMA3 arbeiten. Jedoch wird, da die Periode, in der g_u = 0 nach dem Punkt P länger ist als die Zeit t_AUS, das Gatesignal g₁ dasselbe wie das Gatesignal g_u. Ebenfalls wird das Gatesignal g₂ verzögert um eine Totzeit t_D durch das Signal m_2a der Monomulti- Schaltung MMA2 und wird g₂ = 1.

Auf diese Art und Weise wird sogar; falls die Impulsbreite des Gatesignals enger als die minimale EIN-Zeit oder minimale AUS-Zeit der Vorrichtung wird aufgrund eines Betriebsfehlers in der PWM-Steuerung, dies eingestellt durch die Gateschaltung GC, so daß die Vorrichtung nicht beschädigt werden wird. In diesem Fall kann ein leichter Fehler eingeschlossen sein in der Proportionalitätsbeziehung zwischen dem Spannungsbefehlswert G_u und dem Mittelwert der Inverterausgabespannung V_u, aber dieser wird nicht ein Problem bei der praktischen Benutzung darstellen.

Bei der Benutzung des Umrichter-Steuerungssystems der obigen Ausführungsform kann die Ausgabespannung V_u des Wechselrichters proportional zum Spannungsbefehlswert e_u kontinuierlich erhalten werden, und zwar sogar in dem Bereich, wo der Absolutwert des Spannungsbefehlswerts e_u größer als der maximale Modulationsfaktor k_MAX der PWM- Steuerung ist. Ebenfalls ist es möglich, die minimale EIN- Zeit oder minimale AUS-Zeit der Vorrichtungen, welche den Umrichter darstellen, zu gewährleisten. Daraus resultierend wird beim Ausüben einer PWM-Steuerung der Umrichter, wie zum Beispiel Wechselrichter oder Umrichter, der Nutzungsfaktor des Umrichters stark erhöht. Somit wird eine Reduktion in der Spannung V_d der Gleichstromleistung möglich. Deshalb kann eine Reduktion in der Größe des Umrichters, eine erhöhte Effizienz und eine Kostenreduktion erzielt werden.

Fig. 6 zeigt eine weitere Ausführungsform des Umrichter- Steuerungssystems nach der Erfindung. Fig. 6(a) ist ein schematisches Diagramm der Hauptschaltung, und Fig. 6(b) ist ein Blockdiagramm seiner Steuerungsschaltung.

In Fig. 6(a) sind V_d1, V_d2 Gleichspannungsquellen, S₁, S₂ sind Selbstabschaltvorrichtungen, D₁, D₂ sind Freilaufdioden, LAST ist eine Last, und CT_u ist ein Stromdetektor. Die Zusammenstellung dieser Hauptschaltung ist die gleiche wie die in Fig. 1(a). Jedoch unterscheidet sich der Aufbau der Steuerungsschaltung in Fig. 6(b). Sozusagen besteht die Steuerungsschaltung, die in Fig. 6(b) gezeigt ist, aus dem Komparator C_u, der Stromsteuerungskompensationsschaltung G_u(S), einem Addierer A₁, einem Subtrahierer A₂, Abtast- und Halteschaltungen SH₁, SH₂, einer Signalkorrekturschaltung SX, einer Impulsbreiten-Modulationssteuerschaltung (PWM- Steuerungsschaltung) PWMC und einer Gateschaltung GC. Die Zeichnung zeigt nur den Abschnitt für eine Phase (z. B. die U- Phase). In dem Fall einer dreiphasigen Last sind die Abschnitte für die anderen zwei Phasen (V- und W-Phasen) auf die gleiche Art und Weise zusammengesetzt.

Der U-Phasen-Laststrom I_u wird erfaßt durch einen Stromdetektor CT_u und wird eingegeben an den Komparator C_u der Stromsteuerungsschaltung. Der Komparator C_u vergleicht den Strombefehlswert I_uO und den Stromerfassungswert I_u und findet die Abweichung ε_u = I_uO - I_u. Diese Abweichung ε_u wird verstärkt durch die folgende Steuerkompensationsschaltung G_u(S) zum Erzeugen eines ursprünglichen Spannungsbefehlswerts e_u. Dieser ursprüngliche Spannungsbefehlswert e_u wird eingegeben an einen Addierer A₁ und addiert zu einem Fehlersignal αe, welches gehalten wird durch die zweite Abtast-/Halteschaltung SH₂.

Die erste Abtast-/Halteschaltung SH₁ empfängt ein Ausgabesignal e₁ = e_u + Δe des Addierers A₁ synchron mit dem PWM-Steuerungsträgerwellensignal X von der PWM- Steuerungsschaltung PWMC und hält diesen Wert. Das Ausgabesignal e₁ der Abtast-/Halteschaltung SH₁ wird eingegeben an die folgende Signalkorrekturschaltung SX und wird umgewandelt in einen neuen Spannungsbefehlswert e₂, abhängig von seiner Größe.

Fig. 7 zeigt ein praktisches Beispiel einer Eingabe- /Ausgabecharakteristik der Signalkorrekturschaltung SX. Die Eingabe ist das Ausgabesignal e₁ von der Abtast- /Haltescha1tung SH₁. Ein neuer Spannungsbefehlswert e₂ wird ausgegeben durch Vergleichen vom Signal e₁ und Pegelsetzwerten E_a und E_b (0 E_a E_b 1), so daß

Dieser Spannungsbefehlswert e₂ wird eingegeben an die PWM- Steuerungsschaltung PWMC in Fig. 6. Die Gateschaltung GC empfängt das Ausgabegatesignal g_u der PWM-Steuerungsschaltung PWMC und gibt Gatesignale g₁ und g₂ für die Selbstabschaltvorrichtungen S₁ und S₂ aus. Die Schaltungsaufbauten der PWM-Steuerungsschaltung PWMC und der Gateschaltung GC sind jeweils dieselben wie die in Fig. 13(b) und Fig. 4.

Die Pegelsetzwerte E_a und E_b der Signalkorrekturschaltung SX werden bestimmt unter Berücksichtigung der minimalen EIN- Zeiten Δt der Vorrichtungen. Wenn zum Beispiel der Maximalwert E_max des Trägerwellensignals zu E_max = 1 genommen wird und die Trägerfrequenz zu f_c, werden

1 - E_a = Δt·f_c·E_max
1 - E_b = (1 - E_a)/2

ausgewählt.

Sozusagen werden die Pegelsetzwerte E_a und E_b so ausgewählt, daß, wenn das Eingabesignal, der neue Spannungsbefehlswert e₂ der PWM-Steuerungsschaltung PWMC e₂ = E_a ist, die Periode des Gatesignals g_u = 0 welches zur Vorrichtung zugeführt wird, Δt wird. Wenn man Δt = 200 µsec, f_c = 500 Hz nimmt, werden die Pegelsetzwerte E_a und E_b zu E_a = 0,8 und E_b = 0,9. Auch in diesem Fall wird der Pegelsetzwert E_a gleichgesetzt dem maximalen Modulationsfaktor k_MAX der PWM-Steuerung.

Zurück zu Fig. 6 berechnet der Subtrahierer A₂ die Differenz zwischen dem Eingabe- und Ausgabesignal der Signalkorrekturschaltung SX. Dies wird genommen als Fehlersignal Δe = e₁ - e₂ und wird eingegeben an die zweite Abtast-/Halteschaltung SH₂. Die zweite Abtasthalteschaltung SH₂ arbeitet synchron mit dem PWM- Steuerungsträgerwellensignal X von der PWM- Steuerungsschaltung PWMC, jedoch arbeitet sie durch Verschieben ihres Zeitpunkts leicht von dem Betrieb der ersten Abtast-/Halteschaltung SH₁.

Im Fall, daß der Absolutwert des ursprünglichen Spannungsbefehlswerts e_u klein ist, das heißt wenn -E_a e₁ E_a wird der neue Spannungsbefehlswert e₂ zu e₂ = e₁, und der Umrichter wird PWM-gesteuert auf die gleiche Art und Weise wie nach dem Stand der Technik. Ebenfalls wird das Fehlersignal Δe Null, und die Ausgabe der zweiten Abtast- Halteschaltung SH₂ wird ebenfalls Null.

Der Fall, in dem der Absolutwert des PWM- Steuerungseingabesignals (Spannungsbefehlswert) e_u groß wird, das heißt der Betrieb, wenn e_u < -E_a oder e_u < +E_a ist, ist folgender. Dieser Betrieb wird beschreiben mit Bezug auf Fig. 8, wobei der Fall als Beispiel genommen wird, in dem E_a = 0,8, E_b = 0,9 und der Spannungsbefehlswert e_u = +0,85 = Konstante.

In Fig. 8 zeigt e_u den ursprünglichen Spannungsbefehlswert, X das PWM-Steuerungsträgerwellensignal, e₂ ist das neue PWM- Steuerungseingabesignal, SP₁ und SP₂ sind Zeitsignale für die Abtast-/Halteschaltungen SH₁ und SH₂, wenn e_u < 0, SP₁′ und SP₂′ sind Zeitsignale für die Abtast-/Halteschaltungen SH₁ und SH₂, wenn e_u < 0, g_u ist das Gatesignal, und V_u ist die Wechselrichterausgabespannung.

Da e_u < 0, arbeiten die Abtast-/Halteschatlungen SH₁ und SH₂ zu Zeitsignalen SP₁ und SP₂.

Zunächst wird die erste Abtast-/Halteschaltung SH₁ betrieben synchron mit dem PWM-Steuerungsträgerwellensignal (Trägersignal) X und empfängt die Summe des ursprünglichen Spannungsbefehlswerts e_u und des Fehlersignals Δe, was gehalten wird in der zweiten Abtast-/Halteschaltung SH₂. Zunächst, wenn Δe = 0 genommen wird zur Zeit to, wird der Additionswert e₁ zu e₁ = e_u + Δe = 0,85. Deshalb, weil +E_a < e₁ < E_b, wird die Ausgabe e₂ der Signalkorrekturschaltung SX zu e₂ = +E und wird eingegeben an die PWM-Steuerungsschaltung PWMC.

In der PWM-Steuerungsschaltung PWMC werden das Signal e₂ = +E_a und das Trägerwellensignal X verglichen, und ein Gatesignal mit einer Impulsbreite, wobei die Periode des Gatesignals g_u = 0 die minimale EIN-Zeit Δt erfüllt, wird übertragen an den Umrichter. Der Umrichter erzeugt eine Spannung V_u, welche proportional zu einem Wert +E_a = 0,8 ist. Das bedeutet, daß die Spannung V_u ausgegeben wird, welche kleiner ist um einen Abschnitt proportional zu e₁ - E_a = 0,05. Die Abtast-/Haltschaltung SH₂ wird ebenfalls betrieben synchron mit dem Trägerwellensignal X, aber wird betrieben verzögert um eine Zeit t_d von der Abtast-/Halteschaltung SH₁. Deshalb wird Δe = e₁ - E_a = 0,05 als das Fehlersignal gehalten. Das Fehlersignal Δe wird wieder einmal addiert zum Spannungsbefehlswert e_u = +0,85. Somit wird das Signal e₁ = e_u + Δe = 0,9 eingegeben an die Signalkorrekturschaltung SX durch die nächste Operation der ersten Abtast- /Halteschaltung SH₁ zur Zeit t1.

Deshalb wird dieses Mal das Signal e₁ zu +E_a e₁ 1, und e₂ = 1 wird eingegeben an die PWM-Steuerungsschaltung PWMC. Bei e₂ = 1 wird es keine Periode des Gatesignals g_u = 0 geben, und die Ausgabespannung V_u des Umrichters wird maximal werden. Deshalb bedeutet dies, daß eine höhere Spannung ausgegeben wird als Spannung V_u um einen Abschnitt proportional zu 1 - e_u = 0,15, als in dem Fall, wenn der ursprüngliche Spannungsbefehlswert e_u so wie er ist benutzt wird. Da eine kleinere Spannung ausgegeben wurde unter der folgenden Steuerung um einen Abschnitt proportional zu e_u - E_a = 0,05, wird insgesamt die Spannung V_u größer werden um einen Abschnitt proportional zu 0,15 - 0,05 = 0,1. Dabei wird das Fehlersignal Δe zu Δe = e₁ - e₂ = -0,1 und wird gehalten in der Abtast-/Halteschaltung SH₂.

Wenn weiterhin das Signal e_u gleich +0,85 eingegeben wird zur Zeit t₂, wird das obige Fehlersignal Δe = -0,1 addiert, und das Signal e₁ = e_u + Δe = 0,75 wird eingegeben an die Signalkorrekturschaltung SX. Deshalb wird das Signal e₁ zu e₁ < +E_a und der Spannungsbefehlswert e₂ = e₁ = 0,75 wird zugeführt an die PWM-Steuerungsschaltung PWMC. Deshalb bedeutet das, daß die Spannung V_u ausgegeben wird, welche kleiner ist um einen Anteil proportional zu e_u - e₂ = 0,1, als in dem Fall, wenn der ursprüngliche Spannungsbefehlswert e_u = 0,85 benutzt wird wie er ist. Da eine größere Spannung ausgegeben wurde als Spannung V_u unter der vorherigen Steuerung um einen Anteil proportional zu 0,1, wird der Fehler insgesamt Null werden. Zu dieser Zeit wird das Fehlersignal Δe zu Δe = e₁ - e₂ = 0, und dies wird gehalten in der zweiten Abtast-/Halteschaltung SH₂. Sozusagen hält die zweite Abtast-/Halteschaltung SH₂ die letzte Gesamtfehlerspannung (akkumulierter Wert). Dieses Fehlersignal Ae wird bei jedem Zyklus der PWM- Steuerungsträgerwelle X korrigiert, so daß sein Absolutwert niemals größer als (1 - E_b) = 0,1 wird. Deshalb wird, solange sich der Spannungsbefehlswert e_u nicht plötzlich ändert, der Mittelwert MV_u der Umrichter-Ausgabespannung V_u ein Wert proportional zum ursprünglichen Spannungsbefehlswert e_u.

Wenn der ursprüngliche Spannungsbefehlswert e_u zu e_u < -E_a geworden ist, arbeitet die Abtast-/Halteschaltung SH₁ durch ein Zeitsignal SP₁′ zu Zeiten t0′, t1′, t2′. Die Abtast­ /Halteschaltung SH₂ arbeitet durch das Zeitsignal SP₂ zu Zeiten, welche um eine Zeit t_d verzögert sind. Somit wird, während die Periode des Gatesignals g_u = 1 die minimale EIN- Zeit (oder minimale AUS-Zeit) Δt erfüllt, die Umrichterausgabespannaung V_u ein Wert proportional zum Spannungsbefehlswert e_u.

Auf diese Art und Weise kann beim Benutzen dieser Ausführungsform des Umrichter-Steuerungssystems nach der vorliegenden Erfindung in Fig. 6, falls ein ursprünglicher Spannungsbefehlswert e_u den Bereich von e_u < -E_a oder e_u < +E_a erreicht, ein Spannungswert V_u proportional zum Spannungsbefehlswert e_u erzeugt werden von dem Umrichter nach Art und Weise des Mittelwerts, entweder durch die Erzeugung eines Impulses, welcher die minimale EIN-Zeit (oder minimale AUS-Zeit) Δt der Vorrichtung erfüllt, oder durch Elimination des Impulses. Daraus resultierend kann der Nutzungsfaktor des Umrichters auf 100% erhöht werden.

Hier wurde die Beschreibung gemacht unter der Annahme E_b = 0,9. Jedoch können ähnliche Resultate erzielt werden im Bereich von E_a E_b 1.

Die Trägerwellenfrequenz f_c der PWM-Steuerungsschaltung PWMC in der Ausführungsform in Fig. 6 unterscheidet sich von der in der Ausführungsform in Fig. 1 und ist konstant. Jedoch haben die zwei Ausführungsformen insofern einen gemeinsamen Punkt, als daß im Fall, daß der Absolutwert des ursprünglichen Spannungsbefehlswert e_u größer als ein bestimmter Pegel des Setzwerts E_a wird, die Ausgabespannung V_w des Umrichters erzeugt werden kann proportional zum Spannungsbefehlswert e_u zu einer konstanten Impulsbreite Δt, so daß die Periode des Gatesignals g_u = 0 (oder die Periode des Gatesignals g_u = 1) die minimale EIN-Zeit (oder minimale AUS-Zeit) von der Vorrichtung erfüllt und durch Einstellen des Intervalls dieses Impulses, mit anderen Worten durch Einstellen der Impulsdichte.

Als nächstes wird eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben werden mit Bezug auf die Zeichnung. Fig. 9 zeigt einen Teil, das heißt nur die U- Phase des Umrichter-Steuerungssystems der PWM-Steuerung nach der vorliegenden Erfindung.

In Fig. 9 ist
Ga eine Entscheidungsschaltung, welche ein Entscheidungssignal Sk(=1) ausgibt, wenn der Spannungsbefehlswert e_u positiv ist und ein Entscheidungssignal Sk(=0), wenn er negativ ist;
SW₁ und SW₂ Schalter, welche arbeiten ansprechend auf die Ausgangssignale der Entscheidungsschaltung Ga;
CAL eine Berechnungsschaltung, welche einen Speicher hat, der eine Fehlerzeit Δti speichert, wenn eine Impulsbreite ti des Steuerimpulses Pi enger ist als eine Setzzeit ts, wie später beschrieben werden wird;
TCONT eine Impulsschaltung, welche einen Impuls Ps einer Breite der Setzzeit ts ausgibt; und
INV1 und INV2 Inverterschaltungen.

Im Fall einer dreiphasigen Last sind die Abschnitte für die anderen zwei Phasen (V- und W-Phasen) auf die gleiche Art und Weise aufgebaut.

Das folgende ist eine Beschreibung des Steuerungsbetriebs. Diese ist für den Fall eines Spannungsbefehlswertes e_u, der positiv ist und eines Entscheidungssignals Sk, wobei Sk = 1 ist.

In Fig. 9 wird ein Steuerimpuls Pi (g_u), welcher erhalten wird durch den Vergleich des Spannungsbefehlswerts e_u und einer Trägerwelle X von dem Trägerwellengenerator TRG, eingegeben an einen Anschluß b des Schalters SW₁ und an die Inverterschaltung INV1. Der Spannungsbefehlswert e_u wird eingegeben an die Entscheidungsschaltung Ga. Ebenfalls wird ein Ausgabesignal IPi der Inverterschaltung INV1 eingegeben an einen Anschluß c des Schalters SW₁, und ein Ausgabesignal Sk der Entscheidungsschaltung Ga wird eingegaben an die Schalter SW₁ und SW₁.

Als nächstes wird im Schalter SW₁ Anschluß b verbunden mit einem Anschluß a, wenn das Entscheidungssignal Sk = 1 ist, und eine Ausgabe Pi angelegt an den Anschluß b wird eingegeben an die Berechnungsschaltung CAL und an die Impulsschaltung TCONT. Die Impulsschaltung TCONT gibt einen Impuls Ps synchron mit einem Eingabeimpuls Pi an die Berechnungsschaltung CAL aus. Die Berechnungsschaltung CAL führt eine logische Operation durch unter Benutzung der eingegebenen Impulse Pi und Ps und gibt den Impuls Po aus. Dieser wird eingegeben an einen Anschluß e des Schalters SW₂ und an die Inverterschaltung INV2. Der Ausgabeimpuls IPo der Inverterschaltung INV2 wird eingegeben an einen Anschluß f des Schalters SW₂. Im Schalter SW₂ ist der Anschluß e verbunden mit einem Anschluß d, wenn das Entscheidungssignal SK = 1 ist, und Anschluß d gibt das Gatesignal g_u′ aus. Die Gateschaltung GC empfängt das Gatesignal g_u′ und gibt das Gatesignal g₁ und g₂ für die Selbstabschaltvorrichtungen S₁ und S₂ aus.

Im Fall, daß das Signal Sk = 0 ist, sind Anschlüsse c und a verbunden im Schalter SW₁, Anschlüsse f und d sind verbunden im Schalter SW₂ und Signale IPi und IPo werden benutzt zur Steuerung. Fig. 10 zeigt einen Betriebsflußplan für die Berechnungsschaltung CAL. Dieser beschreibt den Fall des Spannungsbefehlswertes e_u mit e_u < 0. Im Flußplan ist ti die Impulsbreite des Eingabeimpulses Pi, ausgewählt durch den Schalter SW₁ und ts zeigt die Breite des Impulses Ps zur Zeitsetzung. Die Berechnungsschaltung CAL mißt die Impulsbreiten ti und ts der anfänglich eingegebenen Impulse Pi und Ps unter Benutzung gewöhnlicher bekannter Verfahren.

Als nächstes wird, wenn eine Impulsbreite ti eingegeben ist, eine Fehlerzeit Δti, welche in einem Speicher gespeichert ist (nicht gezeigt), dazu addiert, und dieser Additionswert ti′ = ti + Δti wird eingegeben an einen Komparator.

In dem Komparator wird, wenn ti′ < ts ein Steuerimpuls Po der Impulsbreite Ti′ ausgegeben wie er ist, und eine Fehlerzeit Δti = 0 wird in dem Speicher gespeichert; und
wenn ti′ < ts, wird eine Fehlerzeit Δti = ti′ gespeichert in dem Speicher ohne Ausgabe eines Impulses Po. Sozusagen wird die Berechnung ausgeführt, so daß ein neuer Steuerungsimpuls erzeugt wird durch Addieren dieser Fehlerzeit Δti zum folgenden Steuerungsimpuls.

Als nächstes sind die PWM-Steuerungsbetriebswellenformen in dieser Ausführungsform gezeigt.

Fig. 11 ist ein Fall, wenn ein Spannungsbefehlswert e_u positiv ist und ein Entscheidungssignal Sk zu Sk = 1 vorliegt.

In der Zeichnung ist ti_n die Impulsbreite des Steuerungsimpulses Pi, der erhalten wird durch den Vergleich des Spannungsbefehlswerts e_u und der dreieckigen Welle X, und ts zeigt die Einstellzeit (-t_AUS; die minimale AUS-Zeit der Vorrichtung), wenn n die Anzahl des Eingabeimpulses ist.

Zunächst wird die Fehlerzeit Δti gesetzt auf Δti = 0 (Anfangswert), und wenn die erste Impulsbreite ti₁ des ersten Steuerungsimpulses Pi eingegeben wird, wird die Impulsbreite ti₁ eingestellt auf eine neue Impulsbreite ti₁′ = ti₁ + Δti. Da jedoch die Fehlerzeit Δti Δti = 0 ist, wird die Impulsbreite ti′ zu ti₁′ = ti₁, und ti₁′ < ts. Deshalb wird der Steuerungsimpuls Po nicht ausgegeben.

Daraus resultierend wird die Fehlerzeit Δti zu Δti = ti₁′ (= ti₁) und diese wird in dem Speicher gespeichert.

Als nächstes, wenn die Impulsbreite ti₂ des zweiten Steuerungsimpulses Pi eingegeben wird, wird die Impulsbreite ti₂ eingestellt auf ti₂′ = ti₂ + Δti. Daraus resultierend wird die Impulsbreite ti₂′ zu Ti2′ = ti₂ + ti und ti₂′ ts. Deshalb wird der Impuls Po der Steuerungsimpulsbreite ti₁′ ausgegeben. Deshalb wird die Fehlerzeit Δti zu Δti = 0, und diese wird in dem Speicher gespeichert.

Δe

Wenn die Impulsbreite ti₃ des dritten Steuerungsimpulses Pi eingegeben wird, wird die Impulsbreite ti₃′, welche eingestellt worden ist auf die gleiche Art und Weise wie im Fall des ersten Steuerungsimpulses, zu ti₃′ (=ti₃) < ts, und der Steuerungsimpuls Po wird nicht ausgegeben. Somit wird die Fehlerzeit Δti zu Δti = ti₃′ = ti₃, und diese wird in dem Speicher gespeichert. Wenn die Impulsbreite ti₄ des vierten Steuerungsimpulses Pi eingegeben wird, wird die Impulsbreite ti₄ eingestellt auf ti₄′ = ti₄ + Δti = ti₄ + ti₃. Da jedoch ti₄′ < ts, wird kein Steuerungsimpuls Po ausgegeben. Daraus resultierend wird die neue Fehlerzeit Δti zu Δti = ti₄′ = ti₄ + ti₃, und diese wird in dem Speicher gespeichert.

Die Impulsbreite ti₅ des fünften Steuerungsimpulses Pi ist breiter als die Setzzeit ts. Es wird jedoch die Impulsbreite ti₅ eingestellt auf ti₅′ = ti₅ a Δti (=ti₅ + ti₄ + ti₃) Daraus resultierend ist ti₅′ ts und ein Steuerungsimpuls Po wird ausgegeben, und eine Fehlerzeit Δti wird Δti = 0. Daraus resultierend wird der Ausgabeimpuls Po eingegeben wie er ist, vom Anschluß d an die Gateschaltung GC als Gatesignal g_u′.

Fig. 12 zeigt den Fall, wenn der Spannungsbefehlswert e_u negativ ist und das Entscheidungssignal Sk den Wert Sk = 0 annimmt.

Der Eingabeimpuls Pi wird invertiert durch die Inverterschaltung INV1 und wird eingegeben an die Berechnungsschaltung CAL als invertierter Impuls IPi, und eine Berechnung wird ausgeführt auf die gleiche Art und Weise wie in Fig. 10. In diesem Fall wird die Impulsbreite ti gelesen als die Impulsbreite des invertierten Impulses IPi in Fig. 10. Der Ausgabeimpuls Po der Berechnungsschaltung CAL wird invertiert durch die Inverterschaltung INV2 und wird der invertierte Impuls IPo. Dieser eingegeben an die Gateschaltung GC vom Anschluß d als Gatesignal g_u′.

Wie oben beschrieben werden die Impulsbreite ti′ des eingestellten Steuerungsimpulses Pi und die Setzzeit ts verglichen. Wenn ti′ ts, wird ein Steuerungsimpuls Po der Impulsbreite ti′ ausgegeben, wie er ist. Wenn ti′ < ts, wird der Steuerungsimpuls Po nicht ausgegeben, aber die Fehlerzeit Δti = ti′ wird in dem Speicher gespeichert. Durch Erinnerung an diese Fehlerzeit Δti in dem folgenden Steuerungsimpuls wird eine Ausgabespannung proportional zum Spannungsbefehlswert e_u erhalten. Somit kann der Nutzungsfaktor des Umrichters erhöht werden.

Das obige ist eine Beschreibung für die U-Phase des Umrichters. Jedoch kann der gleich Effekt erzielt werden für die V-Phase und für die W-Phase. Es überflüssig zu sagen, daß derselbe Effekt erzielt werden kann im Fall einer dreiphasigen, Drei-Anschlußlast.

Ebenfalls sind die obigen Ausführungsformen beschrieben worden für einen Wechselrichter, welcher Gleichstromleistung in Wechselstromleistung umrichtet. Es ist überflüssig zu sagen, daß diese Erfindung angewendet werden kann auf die gleiche Art und Weise für einen Umrichter, welcher Wechselstromleistung in Gleichstromleistung umrichtet.

Unter Benutzung des Umrichter-Steuerungssystems nach der vorliegenden Erfindung ist es möglich, eine Ausgabespannung des Umrichters proportional zum Spannungsbefehlswert zu erhalten, und sogar falls der Absolutwert des Spannungsbefehlswert in dem Bereich ist, wo er größer ist als der maximale Modulationsfaktor der PWM-Steuerung. Jedenfalls ist es möglich, die minimale EIN-Zeit oder minimale AUS-Zeit der Vorrichtung, welche den Umrichter bilden, zu gewährleisten.

Ebenfalls kann unter Benutzung des Umrichter- Steuerungssystems nach der vorliegenden Erfindung eine Ausgabespannung des Umrichters kontinuierlich erhalten werden proportional zum Spannungsbefehlswert, und zwar durch Addieren einer Fehlerzeit zur Impulsbreite des Steuerungsimpulses; Finden einer neuen Steuerungsimpulsbreite; Vergleichen dieser neuen Impulsbreite mit einer Setzzeit aus Ausgeben eines Steuerungsimpulses ansprechend auf das Resultat, sogar falls der Absolutwert des Spannungsbefehlswerts in dem Bereich ist, wo er größer ist als der maximale Modulationsfaktor der PWM-Steuerung. Ebenfalls ist es möglich die minimale EIN-Zeit oder minimale AUS-Zeit der Vorrichtung, welche den Umrichter darstellen, zu gewährleisten.

Daraus resultierend ist es im Fall der PWM-Steuerung von Umrichtern, wie zum Beispiel Wechselrichtern oder Umrichtern möglich, den Nutzungsfaktor von diesen Umrichtern stark zu erhöhen. Somit ist es möglich, die Spannung der Gleichstromleistungsquelle um diesen Betrag zu reduzieren. Deshalb kann eine Reduktion in der Größe des Umrichters, eine gesteigerte Effizienz und eine Kostenreduzierung erzielt werden.

Augenscheinlich sind zahlreiche Modifikationen und Variationen der vorliegenden Erfindung möglich angesichts der obigen technischen Lehre. Es ist deshalb zu verstehen, daß im Rahmen des Schutzbereichs der angehängten Patentansprüche die Erfindung anders praktiziert werden kann als hierin beschrieben.

Claims (12)

1. Steuerungssystem für einen Impulsbreiten-Modulations- gesteuerten Umrichter, wobei der Umrichter aus Selbstabschaltvorrichtungen besteht, wobei das Steuerungssystem umfaßt:
eine Spannungsbefehlswert -Erzeugungseinrichtung zum Erzeugen eines Spannungsbefehlswert für eine Ausgabespannung des Umrichters;
eine Trägerwellengeneratoreinrichtung zum Erzeugen einer Trägerwelle mit einer Frequenz;
eine Korrektureinrichtung zum Korrigieren zumindest eines von dem Spannungsbefehlswert und von der Frequenz der Trägerwelle zum Erzeugen eines korrigierten Spannungsbefehlswerts und einer korrigierten Trägerwelle; und
eine Gateimpulssignal-Erzeugungseinrichtung zum Empfangen eines ersten Signals und eines zweiten Signals als zwei Eingabesignale und zum Vergleichen des ersten Signals mit dem zweiten Signal zum Erzeugen von Gateimpulssignalen für die Selbstabschaltvorrichtungen zum Steuern der Ausgabespannung des Umrichters basierend auf einem Vergleichsresultat;
wobei der Spannungsbefehlswert genommen wird als e (-1 e +1) und Pegelsetzwert genommen wird als E_a (0 < E_a < 1);
wobei die Gateimpulssignal-Erzeugungseinrichtung den Spannungsbefehlswert als das erste Signal und die Trägerwelle als das zweite Signal empfängt, wenn -E_a e + E_a; und
die Gateimpulssignal-Erzeugungseinrichtung einen von dem Spannungsbefehlswert und von dem korrigierten Spannungsbefehlswert als das erste Signal und eine von der Trägerwelle und von der korrigierten Trägerwelle als das zweite Signal empfängt, wenn e < -E_a oder +E_a < e.

2. Steuerungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrektureinrichtung die Frequenz der Trägerwelle korrigiert zum Erzeugen der korrigierten Trägerwelle; und
die Gateimpulssignal-Erzeugungseinrichtung den Spannungsbefehlswert als das erste Signal und die korrigierte Trägerwelle als das zweite Signal empfängt, wenn e < -E_a oder +E_a < e.

3. Steuerungssystem nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Trägerwellengeneratoreinrichtung die Trägerwelle mit der Frequenz (f_co) erzeugt; und
die Korrektureinrichtung die Frequenz der Trägerwelle korrigiert zu (1 - |e|)/(1 - E_a)·f_co.

4. Steuerungssystem nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrektureinrichtung beinhaltet:
einen Funktionsgenerator, verbunden zum Empfangen des Spannungsbefehlswerts (e) zum Erzeugen des korrigierten Spannungsbefehlswerts (eo);
wobei der korrigierte Spannungsbefehlswert (eo) so bestimmt ist, daß eo = Eo (Konstante) wenn |e| E_a und eo = (1 - |e|)/(1 - E_a)·Eo, wenn |e| < E_a; und einen Spannungs-/Frequenzwandler verbunden zum Empfangen des korrigierten Spannungsbefehlswerts zum Erzeugen eines Zweitaktsignals mit einer Frequenz proportional zum korrigierten Spannungsbefehlswert; und
wobei die Trägerwellengeneratoreinrichtung das Zeittaktsignal empfängt und die Frequenz der korrigierten Trägerwelle entscheidet, basierend auf der Frequenz des Zeittaktsignals.

5. Steuersystem nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsbefehlswert-Erzeugungseinrichtung beinhaltet:
eine Einrichtung zum Erzeugen eines Strombefehlswerts für den Umrichter;
einen Komparator zum Vergleichen eines Laststroms des Umrichters mit dem Strombefehlswert; und
eine Einrichtung zum Erzeugen des Spannungsbefehlswerts basierend auf einem Vergleichsresultat des Komparators.

6. Steuerungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrektureinrichtung den Spannungsbefehlswert korrigiert zum Erzeugen des korrigierten Spannungsbefehlswerts; und
die Gateimpulssignal-Erzeugungseinrichtung den korrigierten Spannungsbefehlswert empfängt als das erste Signal und die Trägerwelle als das zweite Signal, wenn e < -E_a oder +E_a < e.

7. Steuerungssystem nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrektureinrichtung beinhaltet:
einen Addierer zum Addieren des Spannungsbefehlswerts (e) und eines Abtast-/Halte-Fehlersignals (Δe);
eine erste Abtast-/Halteschaltung zum Abtasten-Halten eines Ausgabesignals (e + Δe) des Addierers bei jedem spezifizierten Zyklus;
eine Signalkorrekturschaltung, verbunden zum Empfangen des Ausgabesignals (e₁ = e + Δe) der ersten Abtast­ /Halteschaltung zum Erzeugen des korrigierten Spannungsbefehls (e₂);
einen Subtrahierer zum Erzeugen des Fehlersignals (Δe) durch Subtrahieren des korrigierten Spannungsbefehlswerts (e₂) von dem Ausgabesignal (e₁) der ersten Abtast-/Halteschaltung; und
eine zweite Abtast-/Halteschaltung zum Abtasten-Halten des Fehlersignals (Δe) bei jedem spezifizierten Zyklus zu einem Zeitpunkt, welcher verzögert ist von dem Abtast-/Haltezeitpunkt der ersten Abtast- /Halteschaltung; und
wobei der korrigierte Spannungsbefehlswert (e₂) bestimmt wird durch Vergleichen des Ausgabesignals (e₁) mit dem Pegelsetzwert (E_a) und einem Pegelsetzwert E_b (0 E_a E_b) in folgender Weise:

8. Steuerungssystem nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsbefehlswert-Erzeugungseinrichtung beinhaltet:
eine Einrichtung zum Erzeugen eines Strombefehlswerts für den Umrichter;
einen Komparator zum Vergleichen eines Laststroms des Umrichters mit dem Strombefehlswert; und
eine Einrichtung zum Erzeugen des Spannungsbefehlswerts, basierend auf einem Vergleichsresultat des Komparators.

9. Steuerungssystem für einen Impulsbreiten-Modulations- gesteuerten Umrichter, wobei der Umrichter aus Selbstabschaltvorrichtungen besteht, wobei das Steuerungssystem umfaßt:
eine Spannungsbefehlswert -Erzeugungseinrichtung zum Erzeugen eines Spannungsbefehlswerts für eine Ausgabespannung des Umrichters;
eine Trägerwellengeneratoreinrichtung zum Erzeugen einer Trägerwelle mit einer Frequenz;
eine Gateimpulssignal-Erzeugungseinrichtung zum Empfangen des Spannungsbefehlswerts und der Trägerwelle als zwei Eingabesignale und zum Vergleichen des Spannungsbefehlswerts und der Trägerwelle zum Erzeugen von Gateimpulssignalen basierend auf einem Vergleichsresultat; und
eine Korrektureinrichtung verbunden zum Empfangen des Spannungsbefehlswerts und der Gateimpulssignale zum Erzeugen korrigierter Gateimpulssignale für die Selbstabschaltvorrichtungen zum Steuern der Ausgabespannung des Umrichters;
wobei der Spannungsbefehlswert genommen wird als e (-1 e +1) und ein ein Pegelsetzwert genommen wird als E_a (0 < E_a < 1);
wobei die Korrektureinrichtung die Gateimpulssignale erzeugt als die korrigierten Gateimpulssignale, wie sie sind, wenn -E_a e +E_a; und
die Korrektureinrichtung eine Impulsbreite (ti) der Gateimpulssignale korrigiert,wenn e < -E_a oder +E_a < e; und
Gateimpulssignale mit einer korrigierten Impulsbreite (ti′) als die korrigierten Gateimpulssignale erzeugt, nur wenn die korrigierte Impulsbreite (ti′) gleich oder größer als eine Setzzeit (ts) ist.

10. Steuerungssystem nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrektureinrichtung beinhaltet:
eine Einrichtung zum Erfassen einer Impulsbreite (ti) der Gateimpulssignale;
eine Einrichtung zum Erzeugen der Setzzeit (ts);
einen Speicher zum Speichern einer Fehlzeit (Δti);
eine Einrichtung zum Erhalten der korrigierten Impulsbreite (ti′) durch Addieren der Impulsbreite (ti) der Gateimpulssignale und der Fehlerzeit (Δti), welche in dem Speicher gespeichert ist;
eine Einrichtung zum Vergleichen der korrigierten Impulsbreite (ti′) mit der Setzzeit (ts);
eine Einrichtung zum Erzeugen der Gateimpulssignale mit der korrigierten Impulsbreite (ti′) als die korrigierten Gateimpulssignale und Ausgeben der Fehlerzeit (Δti = 0) an den Speicher, wenn die korrigierte Impulsbreite (ti′) gleich oder größer als die Setzzeit (ts) ist; und
eine Einrichtung zum Ausgeben der korrigierten Impulsbreite (ti′) an den Speicher als die Fehlerzeit (Δti) ohne Erzeugen der korrigierten Gateimpulssignale, wenn die korrigierte Impulsbreite (ti′) kleiner als die Setzzeit (ts) ist; und
wobei der Speicher die ausgegebene Fehlerzeit (Δti) speichert.

11. Steuerungssystem nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrektureinrichtung beinhaltet:
eine Entscheidungseinrichtung zum Entscheiden eines Zeichens des Spannungsbefehlswerts;
eine erste Invertereinrichtung zum Ausgeben der Gateimpulssignale wie sie sind oder invertiert als erste Gateimpulssignale basierend auf einer Ausgabe der Entscheidungseinrichtung;
eine Einrichtung zum Erfassen einer Impulsbreite (ti) der ersten Gateimpulssignale;
eine Einrichtung zum Erzeugen der Setzzeit (ts);
einen Speicher zum Speichern einer Fehlerzeit (Δti);
eine Einrichtung zum Erhalten der korrigierten Impulsbreite (ti′) durch Addieren der Impulsbreite (ti) der ersten Gateimpulssignale und der Fehlerzeit (Δti), die in dem Speicher gespeichert ist;
eine Einrichtung zum Vergleichen der korrigierten Impulsbreite (ti′) mit der Setzzeit (ts);
eine Einrichtung zum Erzeugen der Gateimpulssignale mit der korrigierten Impulsbreite (ti′) als zweite Gateimpulssignale und Ausgeben der Fehlerzeit (Δti = 0) an den Speicher, wenn die korrigierte Impulsbreite (ti′) gleich oder größer ist als die Setzzeit (ts);
eine Einrichtung zum Ausgeben der korrigierten Impulsbreite (ti′) an den Speicher als die Fehlerzeit (Δti) ohne Erzeugen zweiten Gateimpulssignale, wenn die korrigierte Impulsbreite (ti′) kleiner als die Setzzeit (ts) ist; und
eine zweite Invertereinrichtung zum Ausgeben der zweiten Gateimpulssignale wie sie sind oder invertiert als die korrigierten Gateimpulssignale basierend auf der Ausgabe der Entscheidungseinrichtung; und
wobei der Speicher die ausgegebene Fehlerzeit (Δti) speichert.

12. Steuerungssystem nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsbefehlswert-Erzeugungseinrichtung beinhaltet:
eine Einrichtung zum Erzeugen eines Strombefehlswert für den Umrichter;
einen Komparator zum Vergleichen eines Laststroms des Umrichters mit dem Strombefehlswert; und
eine Einrichtung zum Erzeugen des Strombefehlswerts basierend auf einem Vergleichsresultat des Komparators.